【０００１】
【発明の属する技術分野】
ＰＭモータの位置センサレス制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
回転子に永久磁石を用いたＰＭモータの制御は、ＰＭモータの回転子位置を検出又は推定しその位置情報に基づいて制御する。ＰＭモータの位置センサレス制御方式として、速度起電力推定に基づいた方式が提案されている。これは、ＰＭモータの電流モデルに基づいて計算された、推定電流とＰＭモータに流れる実電流の偏差により速度起電力を推定し、この速度起電力から磁極の位置と速度の推定を行う方式である。（参考文献：「速度起電力推定に基づくセンサレス究極形プラシレスＤＣモータ制御」電学論Ｄ１１７巻１号、平９年）
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
この他にも、磁束オブザーバを用いた方式なども提案されているが、いずれにおいても、電流モデルに基づいて速度起電力の推定を行っているため、オンライン状態においてＰＭモータ定数の修正を行う場合、除算演算が必要となり、計算機への負担が大きくなる。
【０００４】
本発明は、これらの課題に鑑みてなされたものであり、ＰＭモータ定数の修正が簡単にできるＰＭモータの位置センサレス制御方式を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、速度指令と速度推定との偏差を演算し電流指令を出力する速度制御器と、この電流指令と電流検出との偏差を演算し電圧指令を出力する電流制御器と、この電圧指令を三相に変換するｄｃ‐ｑｃ→ｕｖｗ座標変換器と、インバータ出力電流を前記電流検出に変換するｕｖｗ→ｄｃ‐ｑｃ座標変換器と、前記電流指令又は電流検出と前記電圧指令又は電圧検出から前記速度推定を演算すると共に前記各座標変換器の座標を回転させる位相推定を演算する位置、速度推定器を有するＰＭモータの位置センサレス制御方式において、前記位置、速度推定器を、ＰＭモータの電圧モデルに基づいて構成したことを特徴とする。
【０００６】
請求項２の発明は、請求項１において、前記位置、速度推定器の電圧モデル部は、それぞれｄ軸、ｑ軸の電流指令が入力し電流と巻線抵抗との積を出力する第１、第２の巻線抵抗回路と、それぞれＰＭモータのｄ軸、ｑ軸のインダクタンスを電流テーブルデータとして持つｄ軸、ｑ軸のインダクタンステーブルを有し、ＰＭモータ定数の修正をｄ軸、ｑ軸のインダクタンステーブルに基づいて行うことを特徴とする。
【０００７】
請求項３の発明は、請求項１において、前記位置、速度推定器の電圧モデル部は、それぞれｄ軸、ｑ軸の電流指令が入力し電流と巻線抵抗との積を出力する第１、第２の巻線抵抗回路と、ＰＭモータのｄ軸、ｑ軸の磁束を電流テーブルデータとして持つｄ軸、ｑ軸の磁束テーブルを有し、ＰＭモータ定数の修正をｄ軸、ｑ軸磁束テーブルに基づいて行うことを特徴とする。
【０００８】
請求項４の発明は、請求項２又は３において、前記ＰＭモータの巻線抵抗の温度補償は、ＰＭモータの温度センサを用いて前記第１、第２の巻線抵抗回路の巻線抵抗値を、温度のテーブルデータとして補償することを特徴とする。
【０００９】
請求項５の発明は、請求項１乃至４において、前記位置、速度推定器における位置補正演算は、前記電圧モデル部のｄ軸モデル電圧と前記ｄ軸電圧指令との誤差電圧成分を比例演算し、位置補正項の演算部分の除算演算を省略したことを特徴とする。
【００１０】
請求項６の発明は、請求項１乃至５において、前記位置、速度推定器における速度推定演算は、前記電圧モデル部のモデル電圧と前記電流制御器からの電圧指令との誤差電圧成分を演算し、その大きさから推定することを特徴とする。
【００１１】
請求項７の発明は、請求項１乃至５において、前記位置、速度推定器における速度推定演算は、前記電圧モデル部のモデル電圧と検出したインバータの出力電圧との誤差電圧成分を演算し、その大きさから推定することを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の原理を図１、図２について説明する。図１に、ＰＭモータの位置センサレス制御装置の全体構成図を示す。図中、３はＰＭモータ４を駆動するインバータ（逆変換回路）、（１１〜１７，２０）はインバータ３を制御する制御回路である。速度制御アンプ１２はｄｃ‐ｑｃ軸の速度指令ω＊と速度推定ωとの偏差を演算して電流指令Ｉを出力し、電流制御アンプ１４は電流指令Ｉと電流検出Ｉｄｅｔとの偏差を演算して電圧指令Ｖを出力する。ｄｃ‐ｑｃ→ｕｖｗ座標変換回路１５はｄｃ‐ｑｃ軸電圧指令Ｖを三相電圧指令に変換し、ゲートドライブ回路１６は三相電圧指令に基づいてインバータ３のスイッチング素子（図示省略）を制御する。また、ｕｖｗ→ｄｃ‐ｑｃ座標変換回路１７は電流検出器ＣＴ１で検出したインバータ３の出力電流をｄｃ‐ｑｃ軸電流に変換して上記電流検出Ｉｄｅｔを出力する。
【００１３】
位置推定モジュール（位置、速度推定器）２０は、ＰＭモータ４の電圧モデルに基づいて構成されており、上記電流検出Ｉｄｅｔ（又は電流指令Ｉ）と電圧指令Ｖから上記速度推定ω及び座標変換回路１５、１７の座標軸を回転させるための位相推定θを推定する。位置センサレス制御のため、ＰＭモータ４の磁極位置検出用のセンサは無く、磁極位置（位相）推定θと速度推定ωは、上記位置推定モジュール２０において、行われることになる。
【００１４】
図２に、本発明の制御方式の説明に必要な解析モデルの座標軸を示す。ｄ−ｑ軸は、ＰＭモータ４の磁石に同期して回転している座標軸を表している。（１）式に、ｄ−ｑ軸から見たＰＭモータの電圧モデルとなる方程式を示す。センサレス制御時は、このｄ−ｑ軸が分からないため、コントローラ内での制御軸ｄｃ−ｑｃ軸を定義して、結果的にｄ−ｑ座標軸とｄｃ−ｑｃ座標軸が一致する様に制御されることになる。ｄ−ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸の関係を、図２に示す。ｄｃ−ｑｃ軸から見たＰＭモータの電圧方程式を求めると（２）式の様に展開される（詳細な式の展開については、上記参考文献、電学論Ｄ１１７巻１号、参照）。
【００１５】
【数１】
【００１６】
【数２】
【００１７】
（２）式より、ｄ‐ｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸のずれ分は、速度起電力の誤差になって現れることが分かる。これらの式より、速度起電力と誤差電圧の関係を求めてみる。Ｖｑの成分に着目し（２）−（１）式を求めると、
【００１８】
【数３】
【００１９】
ここで、△θ≒０の条件で近似（ｃｏｓ△θ≒１）し、電流制御によりＩｄ＝Ｉｄｃが成立しているとすると、
【００２０】
【数４】
【００２１】
（４）式が得られる。（４）式は、ＰＭモータのＰＭモータの電圧モデルから出力されるｑ軸モデル電圧Ｖｑと電流制御アンプの出力Ｖｑｃの差が、ＰＭモータの速度誤差になることを表している。従って、（４）式で得られるＶｑの誤差成分をＰＩ演算すればＰＭモータの速度を得ることができる。次に、ＰＭモータの電圧モデルから出力されるｄ軸モデル電圧Ｖｄの成分に着目し、（２）−（１）式を求めてみる。
【００２２】
【数５】
【００２３】
ここで、（４）式によるＰＩ演算より△θ≒０が成立し、△θ≒０（ｓｉｎ△θ≒△θ）と近似すると、
【００２４】
【数６】
【００２５】
（６）式が得られる。（６）式は、ｄ軸モデル電圧Ｖｄと電流制御アンプの出力Ｖｄｃ成分の誤差が、ｄ‐ｑ軸とｄｃ‐ｑｃ軸の位相誤差であることを表している。これらの結果より、電圧モデルに基づくＰＭモータの磁石の位置、速度推定方式は、（４）式、（６）式の関係から、まず（４）式のＰＩ演算より、ＰＭモータの速度を推定する。位相に関しては、この推定速度を積分することにより得、磁極に対する位相誤差の修正は、（６）式に基づいて推定速度を加減速することにより行うこととする。
【００２６】
次に、ＰＭモータ定数の修正方式について説明する。通常、ＰＭモータの持つ定数は、磁気飽和、温度変動等により変化する。従って、コントローラ内部で行っているＰＭモータ定数も正確とは言えず、この結果、この電圧モデルに基づいて行われる、速度、位相推定の結果も誤差を持つことになる。具体的には、位置センサレス制御が上手く行われている状態では、速度、位置の推定結果は、（１）式に向けて収束する。そこで、（１）式のＰＭモータ定数部分を、電流や温度に応じて、修正すれば良い。図１の位置推定モジュール２０は電圧モデルに基づいて構成されているため、ＰＭモータ定数の修正を行う場合、ＰＭモータ定数に相当する部分を直接修正することができる。換言すれば、簡単にＰＭモータ定数の修正が行える特長をもっている。
【００２７】
以下に本発明の実施例について説明する。
（実施例１）
図３に実施例１に係る電圧モデルに基づく位置推定モジュール（位置、速度推定器）２０のブロック回路図を示す。位置推定モジュール２０は、（１）式に対応した演算を行なう電圧モデル部２０ａと、この電圧モデル部２０ａの出力（モデル電圧）と電流制御アンプ１４（１４ａ、１４ｂ）の出力（電圧指令）との偏差から、上記の説明に基づいて速度と位相の推定を行う推定部（３１〜４０）とで構成されている。
【００２８】
電圧モデル部２０ａは、電流指令Ｉｑｃ（電流制御によりＩｑｃ＝Ｉｑ）が入力し（Ｒ１＊Ｉｑ）を出力するｑ軸のＲ１（巻線抵抗）回路２１と、ｄ軸インダクタンスＬｄを電流テーブルデータとして持ち電流指令Ｉｄｃ（電流制御によりＩｄｃ＝Ｉｄ）、Ｉｑｃの入力により電圧（Ｌｄ＊Ｉｄ）を出力するＬｄテーブル２２と、Ｌｄテーブル２２の出力に速度起電力係数λｄｍを加算する加算器２３と、加算器２３の出力に測度推定ωを掛け（θＬｄ＊Ｉｄ＋θλｄｍ）を出力する乗算器２４と、ｑ軸のＲ１回路２１の出力と乗算器２４の出力を加算しｑ軸モデル電圧Ｖｑ（＝Ｒ１＊Ｉｑ＋θＬｄ＊Ｉｄ＋θλｄｍ）を出力する加算器２５と、電流指令Ｉｄｃが入力し（Ｒ１＊Ｉｄ）を出力するｄ軸のＲ１（巻線抵抗）回路２６と、ｑ軸インダクタンスＬｑを電流テーブルデータとして持ち電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの入力により電圧（Ｌｑ＊Ｉｑ）を出力するＬｄテーブル２７と、Ｌｄテーブル２７の出力に速度推定ωを掛け（θＬｑ＊Ｉｑ）を出力する乗算器２８と、ｄ軸Ｒ１回路２６の出力と乗算器２８の出力を加算しｄ軸モデル電圧Ｖｄ（＝Ｒ１＊Ｉｄ−θＬｑ＊Ｉｑ）を出力する減算器２９とにより構成されている。
【００２９】
推定部（３１〜４０）は、電圧モデル部２０ａからのｑ軸モデル電圧Ｖｑと電流制御アンプ１４ａからの電圧指令Ｖｑｃ＊の偏差を減算器３１でとり、その電圧偏差をＰＩアンプで演算して回転子速度θを得、上記ｄ軸モデル電圧Ｖｄと電流制御アンプ１４ｂからの電圧指令Ｖｄｃ＊の偏差を減算器３３でとり除算器３４でその偏差を速度偏差ωで割り割算器３４の出力をＰアンプで演算して回転子速度補正Δθを得、加算器３６で回転子速度θと回転子速度補正Δθを加算し、加算器３６の出力をローパスフィルタ３７を通して上記測度推定ωを得ると共に、加算器３６の出力を位相変換係数回路３８と積分回路４０を通して位相推定θを得るように構成されている。
【００３０】
なお、上記「θ」はすべてベクトル値であるが、ベクトル記号は省略してある。以下同様に表記する。
（実施例２）
図４に実施例２に係る電圧モデルに基づく位置推定モジュール２０のブロック回路図を示す。（１）式を変形すると、（７）、（８）式がえられる。
【００３１】
【数７】
【００３２】
実施例２は、実施例１（図３）のＬｄテーブル２２と減算器２３の部分を、ｄ軸磁束φｄを電流テーブルデータとして持ち電流指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの入力により磁束φｄを出力するｑ軸磁束テーブル２２ａに替えると共に、Ｌｑテーブル２２部分を、ｑ軸磁束φｑを電流テーブルデータとして持ち電流指令指令Ｉｄｃ、Ｉｑｃの入力により磁束φｑを出力するｑ軸磁束テーブル２７ａに替えたものである。なお、図４中、図３と同一部分には同一符号を付して重複する説明を省略する。
【００３３】
実施例２によれば、ｑ軸のＲ１回路２１の出力は（Ｒ１＊Ｉｑ）、ｄ軸磁束テーブル２２ａの出力はφｄ、乗算器２４の出力はθφｄとなり、加算器２５からモデル電圧Ｖｑ（＝Ｒ１＊Ｉｑ＋θφｄ）が得られる。また、ｄ軸のＲ１回路２６の出力は（Ｒ１＊Ｉｄ）、ｑ軸磁束テーブル２２ａの出力はφｑ、乗算器２４の出力はθφｑとなり、減算器２９からモデル電圧Ｖｄ（＝Ｒ１＊Ｉｄ−θφｑ）が得られる。
（実施例３）
ＰＭモータの温度補償は、図３（又は図４）の電圧モデル部２０ａのＲ１回路２１、２６の巻線抵抗Ｒ１値を、ＰＭモータ４の温度センサを用いて温度のテーブルデータとして補償する。（図示省略）。
（実施例４）
ＰＭモータの磁石磁束の温度補償は、図４の電圧モデル部２０ａのｄ軸、ｑ軸磁束テーブル２２ａ，２７ａを、ＰＭモータの温度センサを用いて磁束テーブルデータとして補償する。（図示省略）。
（実施例５）
上記（６）式の位相誤差情報は、ｄｃ軸に現れる誤差電圧で割った形となるが、ＣＰＵ負荷を減らすため、図５の点線Ａ部分の除算器３４（図３、図４）を省略する。なお、図５中、図３と同一部分には同一符号を付して重複する説明を省略する。
（実施例６）
速度の推定は、（２）式より、ｄｃ軸、ｑｃ軸の両軸に現れる誤差成分をＰＩ演算しても可能であるため、図６に示すように、ｑ軸、ｄ軸電圧偏差を検出する減算器３１、３３に自乗平均（√（Ｘ２＋Ｙ２））回路４１を接続し、ＰＩアンプ３２を自乗平均回路４１に接続する。なお、図６中、図３と同一部分には同一符号を付して重複する説明を省略する。
（実施例７）
上記図３（又は図４など）の減算器３１、３４でモデル電圧Ｖｑ、Ｖｄと比較する電流制御アンプ１２ａ、１２ｂからの電圧指令Ｖｄｃ＊、Ｖｑｃ＊の代わりにインバータの出力電圧を検出したものを使う。（図示省略）。
【００３４】
【発明の効果】
本発明は、位置、速度推定器が、電圧モデルをベースにして構成されているため、ＰＭモータ定数の修正が簡単に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＰＭモータの位置センサレス制御の全体構成図。
【図２】ＰＭモータの解析モデル説明図。
【図３】実施例１に係る位置推定モジュールのブロック回路図。
【図４】実施例２に係る位置推定モジュールのブロック回路図。
【図５】実施例５に係る位置推定モジュールのブロック回路図。
【図６】実施例６に係る位置推定モジュールのブロック回路図。
【符号の説明】３…インバータ４…ＰＭモータ２０…位置推定モジュール（位置、速度推定器）２０ａ…電圧モデル部２１、２６…入力する電流とＰＭモータの巻線抵抗Ｒ１の積を出力するＲ１回路２２…Ｌｄテーブル、（ＰＭモータのｄ軸インダクタンステーブル）２７…Ｌｑテーブル、（ＰＭモータのｑ軸インダクタンステーブル）Ｖｑ…ｑ軸モデル電圧Ｖｄ…ｄ軸モデル電圧θ…回転子速度（ベクトル値）θ…位相推定（値）Δθ…回転子速度補正（値）ω…速度推定（値）[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a position sensorless control method for a PM motor.
[0002]
[Prior art]
The control of the PM motor using the permanent magnet for the rotor detects or estimates the rotor position of the PM motor and controls based on the position information. As a position sensorless control method for a PM motor, a method based on speed electromotive force estimation has been proposed. This is a method of estimating the speed electromotive force based on the deviation between the estimated current calculated based on the current model of the PM motor and the actual current flowing through the PM motor, and estimating the position and speed of the magnetic pole from the speed electromotive force. is there. (Reference: "Sensorless Ultimate Type Brushless DC Motor Control Based on Speed Electromotive Force Estimation," IEEJ D117 Vol. 1, No. 1, 1997)
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In addition, a method using a magnetic flux observer has been proposed, but in any case, since the speed electromotive force is estimated based on a current model, a case where the PM motor constant is corrected in an online state. , A division operation is required, and the load on the computer increases.
[0004]
The present invention has been made in view of these problems, and an object of the present invention is to provide a PM motor position sensorless control method that can easily correct a PM motor constant.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 is a speed controller that calculates a deviation between a speed command and a speed estimation and outputs a current command, a current controller that calculates a deviation between the current command and a current detection and outputs a voltage command, Dc-qc → uvw coordinate converter for converting this voltage command into three phases, uvw → dc-qc coordinate converter for converting inverter output current to the current detection, the current command or current detection and the voltage command or In a position sensorless control method of a PM motor having a position and a speed estimator for calculating the speed estimation from the voltage detection and for calculating a phase estimation for rotating the coordinates of each of the coordinate converters, It is characterized in that it is configured based on a motor voltage model.
[0006]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the voltage model unit of the position / velocity estimator receives a d-axis current command and a q-axis current command and outputs a product of a current and a winding resistance. It has a second winding resistance circuit, and d-axis and q-axis inductance tables each having the d-axis and q-axis inductances of the PM motor as current table data, and corrects PM motor constants for the d-axis and q-axis. It is characterized in that it is performed based on an inductance table.
[0007]
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect, the voltage model unit of the position / velocity estimator receives a d-axis current command and a q-axis current command and outputs a product of a current and a winding resistance. It has a second winding resistance circuit, and d-axis and q-axis magnetic flux tables having the d-axis and q-axis magnetic fluxes of the PM motor as current table data. It is characterized by performing based on.
[0008]
According to a fourth aspect of the present invention, in the second or third aspect, the temperature compensation of the winding resistance of the PM motor is performed by using a temperature sensor of the PM motor to determine a winding resistance value of the first and second winding resistance circuits. Is compensated as table data of temperature.
[0009]
According to a fifth aspect of the present invention, in the first to fourth aspects, the position correction operation in the position / velocity estimator performs a proportional operation on an error voltage component between a d-axis model voltage of the voltage model unit and the d-axis voltage command. , The division operation of the operation part of the position correction term is omitted.
[0010]
According to a sixth aspect of the present invention, in the first to fifth aspects, the speed estimation in the position / speed estimator calculates an error voltage component between a model voltage of the voltage model unit and a voltage command from the current controller. Is estimated from the size.
[0011]
According to a seventh aspect of the present invention, in the first to fifth aspects, the speed estimation calculation in the position / speed estimator calculates an error voltage component between a model voltage of the voltage model unit and the detected output voltage of the inverter. It is characterized by being estimated from the size.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The principle of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows an overall configuration diagram of a position sensorless control device for a PM motor. In the figure, reference numeral 3 denotes an inverter (inverting circuit) for driving the PM motor 4, and (11 to 17, 20) denote control circuits for controlling the inverter 3. The speed control amplifier 12 calculates a deviation between the speed command ω * of the dc-qc axes and the speed estimation ω to output a current command I, and the current control amplifier 14 calculates a deviation between the current command I and the current detection Idet. And outputs a voltage command V. The dc-qc → uvw coordinate conversion circuit 15 converts the dc-qc axis voltage command V into a three-phase voltage command, and the gate drive circuit 16 controls a switching element (not shown) of the inverter 3 based on the three-phase voltage command. . The uvw → dc-qc coordinate conversion circuit 17 converts the output current of the inverter 3 detected by the current detector CT1 into a dc-qc axis current, and outputs the current detection Idet.
[0013]
The position estimating module (position / speed estimator) 20 is configured based on the voltage model of the PM motor 4 and uses the current detection Idet (or the current command I) and the voltage command V to perform the speed estimation ω and the coordinate conversion circuit. The phase estimation θ for rotating the coordinate axes 15 and 17 is estimated. Because of the position sensorless control, there is no sensor for detecting the magnetic pole position of the PM motor 4, and the magnetic pole position (phase) estimation θ and the speed estimation ω are performed by the position estimation module 20.
[0014]
FIG. 2 shows the coordinate axes of the analysis model necessary for explaining the control method of the present invention. The dq axes represent coordinate axes rotating in synchronization with the magnet of the PM motor 4. Equation (1) shows an equation serving as a voltage model of the PM motor viewed from the dq axes. At the time of sensorless control, since this dq axis is not known, a control axis dc-qc axis is defined in the controller, and control is performed so that the dq coordinate axis and the dc-qc coordinate axis eventually match. Will be. FIG. 2 shows the relationship between the dq axis and the dc-qc axis. When the voltage equation of the PM motor viewed from the dc-qc axes is obtained, the voltage equation is developed as shown in equation (2) (for details of the expansion of the equation, refer to the above-mentioned reference, Denki Kagaku D117 Vol. 1, No. 1).
[0015]
(Equation 1)
[0016]
(Equation 2)
[0017]
From equation (2), it can be seen that the deviation between the dq axis and the dc-qc axis appears as an error in the speed electromotive force. From these equations, the relationship between the speed electromotive force and the error voltage will be obtained. Paying attention to the component of Vq and finding the equation (2)-(1),
[0018]
[Equation 3]
[0019]
Here, if approximation (cos △ θ ≒ 1) under the condition of △ θ ≒ 0 and Id = Idc is established by current control,
[0020]
(Equation 4)
[0021]
Equation (4) is obtained. Equation (4) indicates that the difference between the q-axis model voltage Vq output from the PM motor voltage model of the PM motor and the output Vqc of the current control amplifier is a PM motor speed error. Therefore, the speed of the PM motor can be obtained by performing a PI calculation on the error component of Vq obtained by the equation (4). Next, focusing on the component of the d-axis model voltage Vd output from the voltage model of the PM motor, Equation (2)-(1) will be obtained.
[0022]
(Equation 5)
[0023]
Here, ＰＩθ ≒ 0 is established from the PI calculation by the equation (4) and is approximated to △ θ ≒ 0 (sin △ θ ≒ △ θ).
[0024]
(Equation 6)
[0025]
Equation (6) is obtained. Equation (6) indicates that the error between the d-axis model voltage Vd and the output Vdc component of the current control amplifier is a phase error between the dq axis and the dc-qc axis. From these results, the PM motor magnet position and speed estimation method based on the voltage model first estimates the PM motor speed by the PI calculation of expression (4) from the relationship of expressions (4) and (6). I do. The phase is obtained by integrating the estimated speed, and the phase error with respect to the magnetic pole is corrected by accelerating or decelerating the estimated speed based on Expression (6).
[0026]
Next, a method of correcting the PM motor constant will be described. Normally, the constants of the PM motor change due to magnetic saturation, temperature fluctuation, and the like. Therefore, the PM motor constant performed inside the controller cannot be said to be accurate, and as a result, the result of speed and phase estimation performed based on this voltage model also has an error. Specifically, in a state where the position sensorless control is performed well, the estimation results of the speed and the position converge toward the equation (1). Therefore, the PM motor constant part of the equation (1) may be corrected according to the current and the temperature. Since the position estimation module 20 of FIG. 1 is configured based on the voltage model, when correcting the PM motor constant, a portion corresponding to the PM motor constant can be directly corrected. In other words, it has a feature that the PM motor constant can be easily corrected.
[0027]
Hereinafter, examples of the present invention will be described.
(Example 1)
FIG. 3 is a block circuit diagram of the position estimation module (position / speed estimator) 20 based on the voltage model according to the first embodiment. The position estimating module 20 includes a voltage model unit 20a that performs an operation corresponding to the expression (1), an output (model voltage) of the voltage model unit 20a, and an output (voltage command) of the current control amplifier 14 (14a, 14b). And estimating units (31 to 40) for estimating the speed and the phase based on the above description.
[0028]
The voltage model unit 20a includes a q-axis R1 (winding resistance) circuit 21 that receives a current command Iqc (Iqc = Iq by current control) and outputs (R1 * Iq), and a d-axis inductance Ld as current table data. An Ld table 22 that outputs a voltage (Ld * Id) by inputting a holding current command Idc (Idc = Id by current control) and Iqc; an adder 23 that adds a speed electromotive force coefficient λdm to an output of the Ld table 22; A multiplier 24 that multiplies the output of the adder 23 by the measure estimation ω to output (θLd * Id + θλdm), adds the output of the q-axis R1 circuit 21 and the output of the multiplier 24, and adds the q-axis model voltage Vq (= R1 * Iq + θLd * Id + θλdm), a d-axis R1 (winding resistance) circuit 26 receiving the current command Idc and outputting (R1 * Id), and a q-axis inductor An Ld table 27 that has a current Ld as current table data and outputs a voltage (Lq * Iq) in response to input of current commands Idc and Iqc, and a multiplication that multiplies an output of the Ld table 27 by an estimated speed ω and outputs (θLq * Iq). And a subtractor 29 that adds the output of the d-axis R1 circuit 26 and the output of the multiplier 28 and outputs a d-axis model voltage Vd (= R1 * Id−θLq * Iq).
[0029]
The estimating units (31 to 40) calculate the deviation between the q-axis model voltage Vq from the voltage model unit 20a and the voltage command Vqc * from the current control amplifier 14a by a subtractor 31, and calculate the voltage deviation by a PI amplifier. The rotor speed θ is obtained, the difference between the d-axis model voltage Vd and the voltage command Vdc * from the current control amplifier 14b is subtracted by the subtractor 33, and the deviation is divided by the speed deviation ω by the divider 34. The output of the divider 34 is obtained. Is calculated by a P-amplifier to obtain a rotor speed correction Δθ, the adder 36 adds the rotor speed θ and the rotor speed correction Δθ, and the output of the adder 36 is obtained through a low-pass filter 37 to obtain the above measure estimation ω. , Through a phase conversion coefficient circuit 38 and an integration circuit 40 to obtain a phase estimation θ.
[0030]
Note that all the above “θ” are vector values, but vector symbols are omitted. The same applies hereinafter.
(Example 2)
FIG. 4 is a block circuit diagram of the position estimation module 20 based on the voltage model according to the second embodiment. By transforming equation (1), equations (7) and (8) are obtained.
[0031]
(Equation 7)
[0032]
The second embodiment uses the Ld table 22 and the subtractor 23 of the first embodiment (FIG. 3) as the q-axis magnetic flux that outputs the magnetic flux φd by inputting the current commands Idc and Iqc, using the d-axis magnetic flux φd as current table data. In addition to the table 22a, the Lq table 22 is replaced by a q-axis magnetic flux table 27a which has a q-axis magnetic flux φq as current table data and outputs a magnetic flux φq in response to input of current command commands Idc and Iqc. In FIG. 4, the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
[0033]
According to the second embodiment, the output of the q-axis R1 circuit 21 is (R1 * Iq), the output of the d-axis magnetic flux table 22a is φd, the output of the multiplier 24 is θφd, and the model voltage Vq (= R1 * Iq + θφd) is obtained. The output of the d-axis R1 circuit 26 is (R1 * Id), the output of the q-axis magnetic flux table 22a is φq, the output of the multiplier 24 is θφq, and the subtractor 29 outputs the model voltage Vd (= R1 * Id−θφq). ) Is obtained.
(Example 3)
For the temperature compensation of the PM motor, the value of the winding resistance R1 of the R1 circuits 21 and 26 of the voltage model unit 20a in FIG. 3 (or FIG. 4) is compensated as temperature table data using the temperature sensor of the PM motor 4. (Not shown).
(Example 4)
The temperature compensation of the magnet magnetic flux of the PM motor is performed by compensating the d-axis and q-axis magnetic flux tables 22a and 27a of the voltage model unit 20a in FIG. 4 as magnetic flux table data using the PM motor temperature sensor. (Not shown).
(Example 5)
The phase error information of the above equation (6) is divided by the error voltage appearing on the dc axis. However, in order to reduce the CPU load, the divider 34 (FIG. 3 and FIG. 4) indicated by a dotted line A in FIG. 5 is omitted. I do. In FIG. 5, the same portions as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and duplicate description will be omitted.
(Example 6)
Since the speed can be estimated by PI calculation of error components appearing on both the dc axis and the qc axis from the equation (2), the q-axis and d-axis voltage deviations are detected as shown in FIG. A root-mean-square (√ (X 2 + Y 2 )) circuit 41 is connected to the subtracters 31 and 33, and the PI amplifier 32 is connected to the root-mean-square circuit 41. In FIG. 6, the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
(Example 7)
The output voltage of the inverter is detected instead of the voltage commands Vdc * and Vqc * from the current control amplifiers 12a and 12b to be compared with the model voltages Vq and Vd by the subtracters 31 and 34 in FIG. 3 (or FIG. 4 and the like). use. (Not shown).
[0034]
【The invention's effect】
In the present invention, since the position / speed estimator is configured based on the voltage model, the PM motor constant can be easily corrected.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram of position sensorless control of a PM motor.
FIG. 2 is an explanatory diagram of an analysis model of a PM motor.
FIG. 3 is a block circuit diagram of a position estimation module according to the first embodiment.
FIG. 4 is a block circuit diagram of a position estimation module according to a second embodiment.
FIG. 5 is a block circuit diagram of a position estimation module according to a fifth embodiment.
FIG. 6 is a block circuit diagram of a position estimation module according to a sixth embodiment.
[Description of Signs] 3 ... Inverter 4 ... PM Motor 20 ... Position Estimation Module (Position and Speed Estimator) 20a ... Voltage Model Units 21 and 26 ... R1 Outputting Product of Input Current and Winding Resistance R1 of PM Motor Circuit 22: Ld table, (PM motor d-axis inductance table) 27: Lq table, (PM motor q-axis inductance table) Vq: q-axis model voltage Vd: d-axis model voltage θ: rotor speed (vector value) θ: phase estimation (value) Δθ: rotor speed correction (value) ω: speed estimation (value)
