JP2004015411A - 無接点切替機構付電力合成器 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するのを防止して、広帯域の高周波信号電力を合成することが可能な無接点切替機構付電力合成器を提供する。
【解決手段】（ｎ＋１；ｎ≧２）個の入力端子と、各入力端子から供給される高周波信号電力が入力される広帯域インピーダンス変成器とを具備し、広帯域インピーダンス変成器は、（ｎ＋１）の結合孔を有する導電板と、導電板とシールドケースとの間に配置される第１のインダクタンス素子とを備え、各入力端子は、内部導体と外部導体との間に配置される第２のインダクタンス素子と、内部導体の先端部の周囲に円筒状の誘電体とを備え、内部導体の先端部を導電板の結合孔に挿入することにより伝送信号の周波数において各入力端子の内部導体と導電板とを導通状態とし、導電板の結合孔から内部導体の先端部を引き抜くことにより、伝送信号の周波数において各入力端子の内部導体と導電板とを遮断状態となす。
【選択図】 図８
【解決手段】（ｎ＋１；ｎ≧２）個の入力端子と、各入力端子から供給される高周波信号電力が入力される広帯域インピーダンス変成器とを具備し、広帯域インピーダンス変成器は、（ｎ＋１）の結合孔を有する導電板と、導電板とシールドケースとの間に配置される第１のインダクタンス素子とを備え、各入力端子は、内部導体と外部導体との間に配置される第２のインダクタンス素子と、内部導体の先端部の周囲に円筒状の誘電体とを備え、内部導体の先端部を導電板の結合孔に挿入することにより伝送信号の周波数において各入力端子の内部導体と導電板とを導通状態とし、導電板の結合孔から内部導体の先端部を引き抜くことにより、伝送信号の周波数において各入力端子の内部導体と導電板とを遮断状態となす。
【選択図】 図８
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無接点切替機構付電力合成器に係わり、特に、移動通信、地上波デジタルテレビ等におけるマルチキャリアパワーアンプの並列運転時に、現用系と予備系とを切り替える無接点切替部を備える無接点切替機構付電力合成器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、テレビジョンの中継放送設備などにおいては、中継放送設備の一部に故障などが生じる場合を想定し、現用系と予備系との２つを備えるのが一般的である。
例えば、電力合成部であれば、図１３に示すように、５台のパワーアンプ（ＰＡ１〜ＰＡ５）を並列に接続し、このうち４台（例えば、ＰＡ１〜ＰＡ４）を現用系として使用し、残りの１台（ＰＡ５）を予備系として使用するようにしている。この場合に、パワーアンプ（ＰＡ２）に故障などが生じた場合には、スイッチ（ＳＷ２）をオフとして、当該故障が生じたパワーアンプ（ＰＡ２）を現用系から取り外し、スイッチ（ＳＷ５）をオンとして、予備系のパワーアンプ（ＰＡ５）を現用系に挿入する。なお、図１３において、５０は分配器、５１は合成器、Ｓ１〜Ｓ５はサーキュレータ、Ｒは無反射終端器である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来、前述したスイッチ（ＳＷ）としては、例えば、同軸リレーなどの接点型のスイッチが使用されている。
しかしながら、現用系から予備系への切り替えは運用中に行われるので、従来の接点型のスイッチではスパーク放電を伴い、接点の溶断などの事故（または、故障）が発生する恐れがあり、信頼性が低いという問題点があった。
また、接点型のスイッチが大きいため、前記スイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ５）と合成器５１とを接続する同軸ケーブル（３１〜３５）の長さが長くなり、それにより、合成器５１の入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するという欠点があった。
以下、この点について説明する。
図１４は、同軸ケーブルの特性を説明するための図である。
図１４により、［Ｆ］マトリクスを求めると、下記（１）式のようになる。
また、図１４において、端子（Ｔｏ）を開放した場合、負荷抵抗（ＲＬ）が無限大となるので、入力アドミッタンス（Ｙｉｎ）は、下記（２）式のように表される。
【０００４】
【数１】
【０００５】
一方、図１３に示す電力合成部において、合成端子（Ｔｏ）から見た出力アドミッタンス（Ｙｏｕｔ）の等価回路は、図１５のようになる。ここで、合成器５１のアドミッタンス変性比は、４：１となっている。
前述の（２）式を用いて、図１５における出力アドミッタンス（Ｙｏｕｔ）を求めることにより、合成器５１における、近似的な入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を求めると、下記（３）式のようになる。
また、合成器５１における電力合成数をｎ（ｎ≧２）（即ち、予備系のパワーアンプが１つ、現用系のパワーアンプがｎ）とした時の、合成器５１における、近似的な入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）は、下記（４）式のようになる。
【０００６】
【数２】
【０００７】
前述の（４）式を用いて、電力合成数ｎが２、３、４（即ち、予備系のパワーアンプが１つ、現用系のパワーアンプが２、３、４）のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を計算すると、図１６、図１７、図１８に示す通りになる。
なお、図１６、図１７、図１８において、縦軸は入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）、横軸は、ｆｏで正規化された周波数であり、同軸ケーブルの長さが、λｇ／２、１λｇ、１．５λｇ、２λｇのときのそれぞれの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を示す。また、図１６において、（）内に示した同軸ケーブル長は、同軸ケーブルの絶縁体の比誘電率が２．３の場合の例である。
なお、ｆｏは、同軸ケーブル内を伝搬する伝搬波の周波数（ここでは、５５０ＭＨｚ）、λｇは、同軸ケーブル内を伝搬する伝搬波の伝搬波長を示す。
図１６ないし図１８のグラフから、電力合成数ｎが小さい程、また、伝搬波の比帯域が広くなるほど、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が悪くなることが分かる。
従来のテレビサテライト局のように、帯域幅が６ＭＨｚのときは、図１３に示す無接点切替機構付電力合成器は、問題なく使用することが可能である。
しかしながら、地上波デジタルテレビのサテライト局では、マルチキャリアパワーアンプで増幅される信号は、約１００ＭＨｚという広帯域であるので、図１３に示す無接点切替機構付電力合成器を使用すると、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するという問題点があった。
【０００８】
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するのを防止して、広帯域の高周波信号電力を合成することが可能な無接点切替機構付電力合成器を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、スパーク放電を伴わず、かつ、接点の溶断なども生じない無接点切替機構付電力合成器を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、シールドケースと、ｎを２以上の正の整数とするとき、（ｎ＋１）個の入力端子と、前記シールドケース内に配置され、前記各入力端子から供給される高周波信号電力が入力される広帯域インピーダンス変成器と、
前記広帯域インピーダンス変成器に接続される出力端子とを具備する無接点切替機構付電力合成器であって、前記広帯域インピーダンス変成器は、（ｎ＋１）の結合孔を有する導電板と、前記導電板とシールドケースとの間に配置される第１のインダクタンス素子とを備え、前記各入力端子は、内部導体と外部導体との間に配置される第２のインダクタンス素子を備え、前記各入力端子の内部導体は、前記第２のインダクタンス素子が形成される位置よりも前記導電板側の先端部の周囲に円筒状の誘電体を有し、前記各入力端子は、前記各入力端子の内部導体の延長方向に移動可能とされ、前記各入力端子の内部導体は、前記各入力端子の移動に伴って、先端部が前記導電板に形成された（ｎ＋１）の結合孔の対応する一つに挿入可能であり、前記各入力端子の内部導体の先端部を前記導電板の結合孔に挿入することにより、伝送信号の周波数において前記各入力端子の内部導体と前記導電板とを導通状態となし、あるいは、前記導電板の結合孔から前記各入力端子の内部導体の前記先端部を引き抜くことにより、伝送信号の周波数において前記各入力端子の内部導体と前記導電板とを遮断状態となす。
【００１０】
本発明の好ましい実施の形態では、前記広帯域インピーダンス変成器は、λ／４同軸変成器、あるいは、多段接続されたλ／４同軸変成器で構成される。
本発明の好ましい実施の形態では、前記（ｎ＋１）個の入力端子の中のｎ個の入力端子は、現用系として前記各内部導体の先端部が前記結合孔に挿入され、残りの１つの入力端子は、予備系として前記結合孔から前記内部導体の先端部が引き抜かれている。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［本発明の無接点切替機構の原理］
図１は、本発明の無接点切替機構の原理を説明するための図である。
図１に示すように、高周波信号の伝送経路に、第１のインダクタンス素子（Ｌ１）と、可変容量素子（Ｃｖ）と、第２のインダクタンス素子（Ｌ２）からなるハイパスフィルタ回路（以下、ＨＰＦという。）３０を挿入する。
ここで、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第１の容量値の時に、ＨＰＦ３０の減衰特性が、図２の（イ）に示す減衰特性になるように、また、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第２の容量値の時に、ＨＰＦ３０の減衰特性が、図２の（ロ）に示す減衰特性になるように、第１のインダクタンス素子（Ｌ１）と第２のインダクタンス素子（Ｌ２）のインダクタンス値を設定する。なお、この図２において、ｆｏは、伝送される高周波信号の周波数である。
図２に示すように、ＨＰＦ３０の減衰特性を設定することにより、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第１の容量値の時には、周波数がｆｏの高周波信号はＨＰＦ３０の通過領域の周波数となるので、伝送される高周波信号（周波数がｆｏの高周波信号）はＨＰＦ３０を通過する。即ち、無接点切替器がオン状態となる。しかしながら、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第２の容量値の時には、周波数がｆｏの高周波信号はＨＰＦ３０の減衰領域の周波数となるので、伝送される高周波信号はＨＰＦ３０を流れない。即ち、切替器がオフ状態となる。
【００１２】
以下、前述した点についてさらに説明する。
図３は、ＨＰＦの基本等価回路を示す回路図である。なお、この図３において、ＺＣは容量素子（Ｃ１）の規準化インピーダンス、ＹＬは第１および第２のインダクタンス素子（Ｌ１，Ｌ２）の規準化アドミッタンスである。
図３に示すＨＰＦの〔Ｆ〕マトリクスは、下記（５）式のように表され、また、図３に示すＨＰＦの電圧伝達係数（Ｓｖ）は、下記（６）式で求めることができる。
【数３】
【００１３】
今、図３に示すように、ＨＰＦ３０に、Ｅｉｎの入力電圧を加えると、ＨＰＦ３０の出力電圧（Ｅｏｕｔ）は、下記（７）式で求めることができる。
ＨＰＦ３０において、一般的な通過帯域の条件では、ＺＣ＝１、ＹＬ＝０．５であるから、ＨＰＦ３０の通過帯域での出力電圧（Ｅｏｕｔ）は、下記（８）式のようになる。この（８）式が示すように、ＨＰＦ３０の通過帯域では、入力電圧（Ｅｉｎ）は、減衰なしで出力されることが分かる。
しかしながら、伝送される高周波信号（図２は、周波数がｆｏの信号）が減衰域になるように、容量素子（Ｃ１）のインピーダンス値を大きな値、例えば、ＺＣ＝１００とした場合には、ＨＰＦ３０の出力電圧（Ｅｏｕｔ）は、下記（９）式のようになる。この（９）式に示すように、入力電圧（Ｅｉｎ）は、大きな減衰（３６ｄＢ≒２０ｌｏｇ（Ｅｏｕｔ／Ｅｉｎ）を受けて出力されることが分かる。
【００１４】
【数４】
【００１５】
［本発明の基本等価回路］
図４は、３段形の電力合成回路を示す図である。同図において、５１は、特性インピーダンスがＺＴ１のλ／４同軸変成器の内部導体、５２は、特性インピーダンスがＺＴ２のλ／４同軸変成器の内部導体、５３は、特性インピーダンスがＺＴ３のλ／４同軸変成器の内部導体である。
ここで、λｇは、λ／４同軸変成器内を伝搬する伝搬波の伝搬波長である。
図４に示す電力合成回路の〔Ｓ〕マトリクスは、下記（１０）式で求めることができる。
【００１６】
【数５】
【００１７】
図５は、本発明の無接点切替機構付電力合成器の基本等価回路を示す回路図である。
図５に示す基本等価回路において、入力端子Ｔｉ１〜Ｔｉｎに、Ｅｉｎ／√ｎの入力電圧を加えた場合に、端子Ｔ１１〜Ｔ１ｎから出力される各ＨＰＦの出力電圧（Ｅｉ０１〜Ｅｉ０ｎ）は、前述の（８）式から下記（１１）式で表される。
【数６】
Ｅｉ０１＝Ｅｉ０２＝・・・＝Ｅｉ０ｎ＝｛（０．５＋ｊ０．８７５）／１．０１５６｝×｛Ｅｉｎ／√ｎ｝・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）ｎ＝４の場合に、図５に示す基本等価回路の出力電圧（Ｅｏｕｔ）を、前述の（１０）式を用いて計算により求めると、下記（１２）式のようになる。なお、下記（１２）式において、Ｓ０は、図５に示す出力端子（Ｔｏ）から出力される出力電圧（Ｅｏｕｔ）、Ｓ１〜Ｓ４は、図５に示す端子Ｔ１１〜Ｔ１ｎから出力される電圧を表している。
【００１８】
【数７】
【００１９】
前述の（１２）式から分かるように、図５に示す出力端子（Ｔｏ）からは、｛（０．５＋ｊ０．８７５）Ｅｉｎ／１．０１５６｝の電圧が出力されることが分かる。即ち、出力端子（Ｔｏ）からは、４つの入力端子Ｔｉ１〜Ｔｉ４に、それぞれ加えられる入力電圧の√ｎの電圧が出力される。
図６は、本発明の無接点切替機構付電力合成器の変形基本等価回路を示す回路図であり、この図６に示す変形基本等価回路は、図５に示す各ＨＰＦにおける、λ／４同軸変成器５０側のインダクタンス素子を、規準化アドミッタンスが（−ｊｎＹＬ）である一つのインダクタンス素子に合成した回路である。
図６に示す回路においても、出力端子（Ｔｏ）からは、４つの入力端子Ｔｉ１〜Ｔｉ４に、それぞれ加えられる入力電圧の√ｎの電圧が出力される。
【００２０】
［本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器］
図７は、本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の概略構成を示す図であり、同図（ａ）は、正面図、同図（ｂ）は、同図（ａ）の矢印Ａの方向から見た側面図である。
同図において、１はシールドケース、１０１〜１０５は入力端子、２１〜２５は入力端子（１０１〜１０５）の内部導体、３１〜３５は入力端子（１０１〜１０５）の外部導体、４１〜４５は入力端子（１０１〜１０５）を移動可能に支持する円筒形状の支持体、１１は電力合成部を構成するＱ変成器、６はＱ変成器１１の外部導体、１３はシールドケース１に形成された突起部である。
入力端子（１０１〜１０５）には、パワーアンプで増幅された高周波信号が入力される。なお、本実施の形態では、入力端子（１０１〜１０５）の中の４つは現用系として使用され、残りの１つは予備系として使用される。
【００２１】
図８は、本実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の断面構造を示す要部断面図であり、この図８は、図７（ｂ）のＡ−Ａ’切断線に沿った断面構造を示す図である。
図８において、５１，５２，５３は、Ｑ変成器１１の内部導体、７は絶縁体のスペーサ、１２は誘電体、１５は導電板、１６は第２のインダクタンス素子、１７は第１のインダクタンス素子であり、その他の符号は、図７と同じである。
また、図８では、入力端子１０１が現用系、入力端子１０５が予備系として使用されている場合を図示している。
図８に示すように、各入力端子（１０１〜１０５）は、導電板１５側の先端部の周囲に円筒状の誘電体１２が形成される。この誘電体１２としては、機械的強度が強く、かつ、誘電率が高く、さらに、高周波損の少ない材料（例えば、アルミナなど）が使用される。
また、各入力端子（１０１〜１０５）は、先端部を挟んで導電板１５と反対側の位置（図８では、スペーサ７で挟まれた位置）に、図６に示す各ＨＰＦのＬ１のインダクタンス素子として機能する第２のインダクタンス素子１６が形成される。
【００２２】
図９は、図８に示す第２のインダクタンス素子１６を説明するための図であり、図９に示すように、第２のインダクタンス素子１６は、各入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）を取り巻くように、各入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）と、外部導体（３１〜３５）とを電気的に接続するループ状の導電体で構成される。
図１０は、図８に示す導電板１５を説明するための図であり、図１０に示すように、導電板１５には、各入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）と対応する位置に、５個の結合孔（９１〜９５）が形成される。
また、突起部１３には、図６に示す各ＨＰＦのＬｎのインダクタンス素子として機能する第１のインダクタンス素子１７が形成される。
この第１のインダクタンス素子１７は、導電板１５とシールドケース１とを電気的に接続する導電体で構成される。
【００２３】
本実施の形態では、入力端子（１０１〜１０５）が、図８の矢印Ａの方向に移動可能とされ、例えば、図８に示す入力端子１０１のように、入力端子（１０１〜１０５）をシールドケース１側に押し込んだ状態のときに、入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）の先端部（周囲に誘電体１２が形成された先端部）が、導電板１５の結合孔（９１〜９５）に挿入される。
これにより、図６に示すＣ１の容量素子のインピーダンスが小さくなり、図２に示すように、周波数がｆｏの高周波信号は、ＨＰＦの通過領域の周波数となるので、伝送される高周波信号はＨＰＦを通過する。即ち、無接点切替器がオン状態となる。
一方、例えば、図８に示す入力端子１０５のように、入力端子（１０１〜１０５）をシールドケース１から遠い方に移動させた状態のときに、入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）先端部（周囲に誘電体１２が形成された先端部）が、導電板１５の結合孔（９１〜９５）から引き抜かれる。
これにより、図６に示すＣ１の容量素子のインピーダンスが大きくなり、図２に示すように、周波数がｆｏの高周波信号は、ＨＰＦの減衰領域の周波数となるので、伝送される高周波信号はＨＰＦを流れない。即ち、無接点切替器がオフ状態となる。
ここで、入力端子（１０１〜１０５）の外部導体（３１〜３５）は、円筒形状の支持体（４１〜４５）を介して、シールドケース１に定常的に接触し、シールドケース１に電気的に接続されている。
【００２４】
前述した入力端子（１０１〜１０５）は、手動で移動させることも可能であるが、制御部（図示せず）により、自動的に移動させるようにしてもよい。
なお、図８において図示は省略しているが、円筒形状の支持体（４１〜４５）はネジなどによりシールドケース４に固定され、同様に、導電板１５もネジなどにより内部導体５１に固定される。
本実施の形態において、Ｑ変成器１１は、入力端子数が４の時に、インピーダンス特性が整合するようにされている。
本実施の形態では、Ｑ変成器１１は、多段接続されたλ／４同軸変成器で構成されているが、１段のλ／４同軸変成器であってもよい。
なお、図８では、２段接続されたλ／４同軸変成器を示しており、また、内部導体（５１，５２，５３）の長さは、λｇ／４とされる。なお、λｇは、パワーアンプで増幅された高周波信号の使用中心周波数ｆｏにおける、λ／４同軸変成器内の伝搬波長を示す。
【００２５】
図１１は、本実施の形態の無接点切替機構付電力合成器を使用する電力合成部を示す回路図である。
同図において、Ｓ１１〜Ｓ５１，Ｓ２１〜Ｓ５２はサーキュレータ、ＰＡ１〜ＰＡ５は、マルチキャリアパワーアンプ（ＭＣＰＡ）、Ｄ１〜Ｄ５は、図１３に示す分配器５０を構成するダイオードスイッチである。なお、Ｑ変成器１１が、３段に接続されたλ／４同軸線路で構成される場合の内部導体（５１，５２，５３）のみを図示している。
また、図１１では、ダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインが予備系とされ、残りのラインが現用系の場合を図示している。
この場合に、マルチキャリアパワーアンプ（ＰＡ２）に故障などが生じた場合には、当該ラインの無接点切替器（ＨＰＦ）をオフとして、当該故障が生じたマルチキャリアパワーアンプ（ＰＡ２）を現用系から取り外し、ダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインの無接点切替器をオンとして、予備系のマルチキャリアパワーアンプ（ＰＡ５）を現用系に挿入する。
図１１に示すように、本実施の形態では、図１３に示すスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ５）と合成器５１との間に配置される同軸ケーブル（３１〜３５）が存在しない。
したがって、本実施の形態では、下記（１３）式に示すように、原理的に入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化することがない。
そのため、前述の図１６ないし図１８に示すような、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性の劣化が生じない。
【００２６】
【数８】
【００２７】
図１２は、図１１に示すダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインを、内部導体（５１）側から見た時の等価回路を示す図である。なお、図１２に示す負荷抵抗ＲＬは、ＨＰＦの入力側に接続される規準化負荷抵抗を示す。
図１２に示す回路の〔Ｆ〕マトリクスは、下記（１４）式で表される。
したがって、図１２に示す入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、（１４）式の各要素により、下記（１５）式で求めることができる。
（１５）式から分かるように、図１２に示す入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、容量性のハイインピーダンスであるので、現用系のラインから予備系のラインへの高周波信号の回り込みは生ぜず、各ライン間での干渉を防止することができる。
【００２８】
【数９】
【００２９】
ＯＦＤＭ変調波を用いたデジタルテレビにおいては、マルチキャリアパワーアンプ（ＭＣＰＡ）を用いて、帯域が約１００ＭＨｚの多チャンネルのテレビ信号を同時に増幅する方式で中継放送を行うことが想定されている。
本発明の無接点切替機構付電力合成器では、このような場合でも、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化することがないので、本発明の無接点切替機構付電力合成器はこのような用途に最適である。
さらに、本発明の無接点切替機構付電力合成器では、現用系から予備系への切り替えが運用中に行われた場合でも、容量素子（Ｃ１）のインピーダンスの変化が、電子的に見た場合も、緩やかなインピーダンスの変化となるので、従来の接点型のスイッチのように、過渡現象的な現象による火花放電などが発生しないので、接点の溶断などの事故（または、故障）も発生することがなくなり、信頼性を向上させることが可能となる。
以上、本発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００３０】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
（１）本発明の無接点切替機構付電力合成器によれば、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するのを防止して、広帯域の高周波信号電力を合成することが可能となる。
（２）本発明の無接点切替機構付電力合成器によれば、スパーク放電を伴わず、かつ、接点の溶断なども生じないので、信頼性を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の無接点切替器の原理を説明するための図である。
【図２】図１に示すハイパスフィルタの減衰特性を示すグラフである。
【図３】ＨＰＦの基本等価回路を示す回路図である。
【図４】３段形の電力合成回路を示す図である。
【図５】本発明の無接点切替機構付電力合成器の基本等価回路を示す回路図である。
【図６】本発明の無接点切替機構付電力合成器の変形基本等価回路を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の概略構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の断面構造を示す要部断面図である。
【図９】図８に示す第２のインダクタンス素子を説明するための図である。
【図１０】図８に示す導電板を説明するための図である。
【図１１】本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器を使用する電力合成部を示す回路図である。
【図１２】図１１に示すダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインを、内部導体（５１）側から見た時の等価回路を示す図である。
【図１３】従来の電力合成部を示す回路図である。
【図１４】同軸ケーブルの特性を説明するための図である。
【図１５】図１３に示す従来の電力合成部において、合成端子（Ｔｏ）から見た出力アドミッタンス（ｏｕｔ）の等価回路を示す回路図である。
【図１６】図１３に示す従来の電力合成部における、電力合成数ｎが２のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性を示すグラフである。
【図１７】図１３に示す従来の電力合成部における、電力合成数ｎが３のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性を示すグラフである。
【図１８】図１３に示す従来の電力合成部における、電力合成数ｎが４のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１…シールドケース、２１〜２５，５１，５２，５３…内部導体、３１〜３５，６…外部導体、４１〜４５…円筒形状の支持体、７…スペーサ、９１〜９５…結合孔、１０１〜１０５…入力端子、１１…Ｑ変成器、１２…誘電体、１３…突起部、１４…支持体、１５…導電板、１６…第２のインダクタンス素子、１７…第１のインダクタンス素子、３１〜３５…同軸ケーブル、５０…分配器、５１…合成器、ＰＡ１〜ＰＡ５…パワーアンプ、ＳＷ１〜ＳＷ５…スイッチ、Ｓ１〜Ｓ５，Ｓ１１〜Ｓ１５、Ｓ２１〜Ｓ２５…サーキュレータ、Ｄ１〜Ｄ５…ダイオードスイッチ、Ｒ…無反射終端器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、無接点切替機構付電力合成器に係わり、特に、移動通信、地上波デジタルテレビ等におけるマルチキャリアパワーアンプの並列運転時に、現用系と予備系とを切り替える無接点切替部を備える無接点切替機構付電力合成器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、テレビジョンの中継放送設備などにおいては、中継放送設備の一部に故障などが生じる場合を想定し、現用系と予備系との２つを備えるのが一般的である。
例えば、電力合成部であれば、図１３に示すように、５台のパワーアンプ（ＰＡ１〜ＰＡ５）を並列に接続し、このうち４台（例えば、ＰＡ１〜ＰＡ４）を現用系として使用し、残りの１台（ＰＡ５）を予備系として使用するようにしている。この場合に、パワーアンプ（ＰＡ２）に故障などが生じた場合には、スイッチ（ＳＷ２）をオフとして、当該故障が生じたパワーアンプ（ＰＡ２）を現用系から取り外し、スイッチ（ＳＷ５）をオンとして、予備系のパワーアンプ（ＰＡ５）を現用系に挿入する。なお、図１３において、５０は分配器、５１は合成器、Ｓ１〜Ｓ５はサーキュレータ、Ｒは無反射終端器である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来、前述したスイッチ（ＳＷ）としては、例えば、同軸リレーなどの接点型のスイッチが使用されている。
しかしながら、現用系から予備系への切り替えは運用中に行われるので、従来の接点型のスイッチではスパーク放電を伴い、接点の溶断などの事故（または、故障）が発生する恐れがあり、信頼性が低いという問題点があった。
また、接点型のスイッチが大きいため、前記スイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ５）と合成器５１とを接続する同軸ケーブル（３１〜３５）の長さが長くなり、それにより、合成器５１の入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するという欠点があった。
以下、この点について説明する。
図１４は、同軸ケーブルの特性を説明するための図である。
図１４により、［Ｆ］マトリクスを求めると、下記（１）式のようになる。
また、図１４において、端子（Ｔｏ）を開放した場合、負荷抵抗（ＲＬ）が無限大となるので、入力アドミッタンス（Ｙｉｎ）は、下記（２）式のように表される。
【０００４】
【数１】
一方、図１３に示す電力合成部において、合成端子（Ｔｏ）から見た出力アドミッタンス（Ｙｏｕｔ）の等価回路は、図１５のようになる。ここで、合成器５１のアドミッタンス変性比は、４：１となっている。
前述の（２）式を用いて、図１５における出力アドミッタンス（Ｙｏｕｔ）を求めることにより、合成器５１における、近似的な入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を求めると、下記（３）式のようになる。
また、合成器５１における電力合成数をｎ（ｎ≧２）（即ち、予備系のパワーアンプが１つ、現用系のパワーアンプがｎ）とした時の、合成器５１における、近似的な入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）は、下記（４）式のようになる。
【０００６】
【数２】
前述の（４）式を用いて、電力合成数ｎが２、３、４（即ち、予備系のパワーアンプが１つ、現用系のパワーアンプが２、３、４）のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を計算すると、図１６、図１７、図１８に示す通りになる。
なお、図１６、図１７、図１８において、縦軸は入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）、横軸は、ｆｏで正規化された周波数であり、同軸ケーブルの長さが、λｇ／２、１λｇ、１．５λｇ、２λｇのときのそれぞれの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）を示す。また、図１６において、（）内に示した同軸ケーブル長は、同軸ケーブルの絶縁体の比誘電率が２．３の場合の例である。
なお、ｆｏは、同軸ケーブル内を伝搬する伝搬波の周波数（ここでは、５５０ＭＨｚ）、λｇは、同軸ケーブル内を伝搬する伝搬波の伝搬波長を示す。
図１６ないし図１８のグラフから、電力合成数ｎが小さい程、また、伝搬波の比帯域が広くなるほど、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が悪くなることが分かる。
従来のテレビサテライト局のように、帯域幅が６ＭＨｚのときは、図１３に示す無接点切替機構付電力合成器は、問題なく使用することが可能である。
しかしながら、地上波デジタルテレビのサテライト局では、マルチキャリアパワーアンプで増幅される信号は、約１００ＭＨｚという広帯域であるので、図１３に示す無接点切替機構付電力合成器を使用すると、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するという問題点があった。
【０００８】
本発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するのを防止して、広帯域の高周波信号電力を合成することが可能な無接点切替機構付電力合成器を提供することにある。
また、本発明の他の目的は、スパーク放電を伴わず、かつ、接点の溶断なども生じない無接点切替機構付電力合成器を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。
即ち、本発明は、シールドケースと、ｎを２以上の正の整数とするとき、（ｎ＋１）個の入力端子と、前記シールドケース内に配置され、前記各入力端子から供給される高周波信号電力が入力される広帯域インピーダンス変成器と、
前記広帯域インピーダンス変成器に接続される出力端子とを具備する無接点切替機構付電力合成器であって、前記広帯域インピーダンス変成器は、（ｎ＋１）の結合孔を有する導電板と、前記導電板とシールドケースとの間に配置される第１のインダクタンス素子とを備え、前記各入力端子は、内部導体と外部導体との間に配置される第２のインダクタンス素子を備え、前記各入力端子の内部導体は、前記第２のインダクタンス素子が形成される位置よりも前記導電板側の先端部の周囲に円筒状の誘電体を有し、前記各入力端子は、前記各入力端子の内部導体の延長方向に移動可能とされ、前記各入力端子の内部導体は、前記各入力端子の移動に伴って、先端部が前記導電板に形成された（ｎ＋１）の結合孔の対応する一つに挿入可能であり、前記各入力端子の内部導体の先端部を前記導電板の結合孔に挿入することにより、伝送信号の周波数において前記各入力端子の内部導体と前記導電板とを導通状態となし、あるいは、前記導電板の結合孔から前記各入力端子の内部導体の前記先端部を引き抜くことにより、伝送信号の周波数において前記各入力端子の内部導体と前記導電板とを遮断状態となす。
【００１０】
本発明の好ましい実施の形態では、前記広帯域インピーダンス変成器は、λ／４同軸変成器、あるいは、多段接続されたλ／４同軸変成器で構成される。
本発明の好ましい実施の形態では、前記（ｎ＋１）個の入力端子の中のｎ個の入力端子は、現用系として前記各内部導体の先端部が前記結合孔に挿入され、残りの１つの入力端子は、予備系として前記結合孔から前記内部導体の先端部が引き抜かれている。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
なお、実施の形態を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
［本発明の無接点切替機構の原理］
図１は、本発明の無接点切替機構の原理を説明するための図である。
図１に示すように、高周波信号の伝送経路に、第１のインダクタンス素子（Ｌ１）と、可変容量素子（Ｃｖ）と、第２のインダクタンス素子（Ｌ２）からなるハイパスフィルタ回路（以下、ＨＰＦという。）３０を挿入する。
ここで、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第１の容量値の時に、ＨＰＦ３０の減衰特性が、図２の（イ）に示す減衰特性になるように、また、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第２の容量値の時に、ＨＰＦ３０の減衰特性が、図２の（ロ）に示す減衰特性になるように、第１のインダクタンス素子（Ｌ１）と第２のインダクタンス素子（Ｌ２）のインダクタンス値を設定する。なお、この図２において、ｆｏは、伝送される高周波信号の周波数である。
図２に示すように、ＨＰＦ３０の減衰特性を設定することにより、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第１の容量値の時には、周波数がｆｏの高周波信号はＨＰＦ３０の通過領域の周波数となるので、伝送される高周波信号（周波数がｆｏの高周波信号）はＨＰＦ３０を通過する。即ち、無接点切替器がオン状態となる。しかしながら、可変容量素子（Ｃｖ）の容量値が第２の容量値の時には、周波数がｆｏの高周波信号はＨＰＦ３０の減衰領域の周波数となるので、伝送される高周波信号はＨＰＦ３０を流れない。即ち、切替器がオフ状態となる。
【００１２】
以下、前述した点についてさらに説明する。
図３は、ＨＰＦの基本等価回路を示す回路図である。なお、この図３において、ＺＣは容量素子（Ｃ１）の規準化インピーダンス、ＹＬは第１および第２のインダクタンス素子（Ｌ１，Ｌ２）の規準化アドミッタンスである。
図３に示すＨＰＦの〔Ｆ〕マトリクスは、下記（５）式のように表され、また、図３に示すＨＰＦの電圧伝達係数（Ｓｖ）は、下記（６）式で求めることができる。
【数３】
今、図３に示すように、ＨＰＦ３０に、Ｅｉｎの入力電圧を加えると、ＨＰＦ３０の出力電圧（Ｅｏｕｔ）は、下記（７）式で求めることができる。
ＨＰＦ３０において、一般的な通過帯域の条件では、ＺＣ＝１、ＹＬ＝０．５であるから、ＨＰＦ３０の通過帯域での出力電圧（Ｅｏｕｔ）は、下記（８）式のようになる。この（８）式が示すように、ＨＰＦ３０の通過帯域では、入力電圧（Ｅｉｎ）は、減衰なしで出力されることが分かる。
しかしながら、伝送される高周波信号（図２は、周波数がｆｏの信号）が減衰域になるように、容量素子（Ｃ１）のインピーダンス値を大きな値、例えば、ＺＣ＝１００とした場合には、ＨＰＦ３０の出力電圧（Ｅｏｕｔ）は、下記（９）式のようになる。この（９）式に示すように、入力電圧（Ｅｉｎ）は、大きな減衰（３６ｄＢ≒２０ｌｏｇ（Ｅｏｕｔ／Ｅｉｎ）を受けて出力されることが分かる。
【００１４】
【数４】
［本発明の基本等価回路］
図４は、３段形の電力合成回路を示す図である。同図において、５１は、特性インピーダンスがＺＴ１のλ／４同軸変成器の内部導体、５２は、特性インピーダンスがＺＴ２のλ／４同軸変成器の内部導体、５３は、特性インピーダンスがＺＴ３のλ／４同軸変成器の内部導体である。
ここで、λｇは、λ／４同軸変成器内を伝搬する伝搬波の伝搬波長である。
図４に示す電力合成回路の〔Ｓ〕マトリクスは、下記（１０）式で求めることができる。
【００１６】
【数５】
図５は、本発明の無接点切替機構付電力合成器の基本等価回路を示す回路図である。
図５に示す基本等価回路において、入力端子Ｔｉ１〜Ｔｉｎに、Ｅｉｎ／√ｎの入力電圧を加えた場合に、端子Ｔ１１〜Ｔ１ｎから出力される各ＨＰＦの出力電圧（Ｅｉ０１〜Ｅｉ０ｎ）は、前述の（８）式から下記（１１）式で表される。
【数６】
Ｅｉ０１＝Ｅｉ０２＝・・・＝Ｅｉ０ｎ＝｛（０．５＋ｊ０．８７５）／１．０１５６｝×｛Ｅｉｎ／√ｎ｝・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１１）ｎ＝４の場合に、図５に示す基本等価回路の出力電圧（Ｅｏｕｔ）を、前述の（１０）式を用いて計算により求めると、下記（１２）式のようになる。なお、下記（１２）式において、Ｓ０は、図５に示す出力端子（Ｔｏ）から出力される出力電圧（Ｅｏｕｔ）、Ｓ１〜Ｓ４は、図５に示す端子Ｔ１１〜Ｔ１ｎから出力される電圧を表している。
【００１８】
【数７】
前述の（１２）式から分かるように、図５に示す出力端子（Ｔｏ）からは、｛（０．５＋ｊ０．８７５）Ｅｉｎ／１．０１５６｝の電圧が出力されることが分かる。即ち、出力端子（Ｔｏ）からは、４つの入力端子Ｔｉ１〜Ｔｉ４に、それぞれ加えられる入力電圧の√ｎの電圧が出力される。
図６は、本発明の無接点切替機構付電力合成器の変形基本等価回路を示す回路図であり、この図６に示す変形基本等価回路は、図５に示す各ＨＰＦにおける、λ／４同軸変成器５０側のインダクタンス素子を、規準化アドミッタンスが（−ｊｎＹＬ）である一つのインダクタンス素子に合成した回路である。
図６に示す回路においても、出力端子（Ｔｏ）からは、４つの入力端子Ｔｉ１〜Ｔｉ４に、それぞれ加えられる入力電圧の√ｎの電圧が出力される。
【００２０】
［本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器］
図７は、本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の概略構成を示す図であり、同図（ａ）は、正面図、同図（ｂ）は、同図（ａ）の矢印Ａの方向から見た側面図である。
同図において、１はシールドケース、１０１〜１０５は入力端子、２１〜２５は入力端子（１０１〜１０５）の内部導体、３１〜３５は入力端子（１０１〜１０５）の外部導体、４１〜４５は入力端子（１０１〜１０５）を移動可能に支持する円筒形状の支持体、１１は電力合成部を構成するＱ変成器、６はＱ変成器１１の外部導体、１３はシールドケース１に形成された突起部である。
入力端子（１０１〜１０５）には、パワーアンプで増幅された高周波信号が入力される。なお、本実施の形態では、入力端子（１０１〜１０５）の中の４つは現用系として使用され、残りの１つは予備系として使用される。
【００２１】
図８は、本実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の断面構造を示す要部断面図であり、この図８は、図７（ｂ）のＡ−Ａ’切断線に沿った断面構造を示す図である。
図８において、５１，５２，５３は、Ｑ変成器１１の内部導体、７は絶縁体のスペーサ、１２は誘電体、１５は導電板、１６は第２のインダクタンス素子、１７は第１のインダクタンス素子であり、その他の符号は、図７と同じである。
また、図８では、入力端子１０１が現用系、入力端子１０５が予備系として使用されている場合を図示している。
図８に示すように、各入力端子（１０１〜１０５）は、導電板１５側の先端部の周囲に円筒状の誘電体１２が形成される。この誘電体１２としては、機械的強度が強く、かつ、誘電率が高く、さらに、高周波損の少ない材料（例えば、アルミナなど）が使用される。
また、各入力端子（１０１〜１０５）は、先端部を挟んで導電板１５と反対側の位置（図８では、スペーサ７で挟まれた位置）に、図６に示す各ＨＰＦのＬ１のインダクタンス素子として機能する第２のインダクタンス素子１６が形成される。
【００２２】
図９は、図８に示す第２のインダクタンス素子１６を説明するための図であり、図９に示すように、第２のインダクタンス素子１６は、各入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）を取り巻くように、各入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）と、外部導体（３１〜３５）とを電気的に接続するループ状の導電体で構成される。
図１０は、図８に示す導電板１５を説明するための図であり、図１０に示すように、導電板１５には、各入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）と対応する位置に、５個の結合孔（９１〜９５）が形成される。
また、突起部１３には、図６に示す各ＨＰＦのＬｎのインダクタンス素子として機能する第１のインダクタンス素子１７が形成される。
この第１のインダクタンス素子１７は、導電板１５とシールドケース１とを電気的に接続する導電体で構成される。
【００２３】
本実施の形態では、入力端子（１０１〜１０５）が、図８の矢印Ａの方向に移動可能とされ、例えば、図８に示す入力端子１０１のように、入力端子（１０１〜１０５）をシールドケース１側に押し込んだ状態のときに、入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）の先端部（周囲に誘電体１２が形成された先端部）が、導電板１５の結合孔（９１〜９５）に挿入される。
これにより、図６に示すＣ１の容量素子のインピーダンスが小さくなり、図２に示すように、周波数がｆｏの高周波信号は、ＨＰＦの通過領域の周波数となるので、伝送される高周波信号はＨＰＦを通過する。即ち、無接点切替器がオン状態となる。
一方、例えば、図８に示す入力端子１０５のように、入力端子（１０１〜１０５）をシールドケース１から遠い方に移動させた状態のときに、入力端子（１０１〜１０５）の内部導体（２１〜２５）先端部（周囲に誘電体１２が形成された先端部）が、導電板１５の結合孔（９１〜９５）から引き抜かれる。
これにより、図６に示すＣ１の容量素子のインピーダンスが大きくなり、図２に示すように、周波数がｆｏの高周波信号は、ＨＰＦの減衰領域の周波数となるので、伝送される高周波信号はＨＰＦを流れない。即ち、無接点切替器がオフ状態となる。
ここで、入力端子（１０１〜１０５）の外部導体（３１〜３５）は、円筒形状の支持体（４１〜４５）を介して、シールドケース１に定常的に接触し、シールドケース１に電気的に接続されている。
【００２４】
前述した入力端子（１０１〜１０５）は、手動で移動させることも可能であるが、制御部（図示せず）により、自動的に移動させるようにしてもよい。
なお、図８において図示は省略しているが、円筒形状の支持体（４１〜４５）はネジなどによりシールドケース４に固定され、同様に、導電板１５もネジなどにより内部導体５１に固定される。
本実施の形態において、Ｑ変成器１１は、入力端子数が４の時に、インピーダンス特性が整合するようにされている。
本実施の形態では、Ｑ変成器１１は、多段接続されたλ／４同軸変成器で構成されているが、１段のλ／４同軸変成器であってもよい。
なお、図８では、２段接続されたλ／４同軸変成器を示しており、また、内部導体（５１，５２，５３）の長さは、λｇ／４とされる。なお、λｇは、パワーアンプで増幅された高周波信号の使用中心周波数ｆｏにおける、λ／４同軸変成器内の伝搬波長を示す。
【００２５】
図１１は、本実施の形態の無接点切替機構付電力合成器を使用する電力合成部を示す回路図である。
同図において、Ｓ１１〜Ｓ５１，Ｓ２１〜Ｓ５２はサーキュレータ、ＰＡ１〜ＰＡ５は、マルチキャリアパワーアンプ（ＭＣＰＡ）、Ｄ１〜Ｄ５は、図１３に示す分配器５０を構成するダイオードスイッチである。なお、Ｑ変成器１１が、３段に接続されたλ／４同軸線路で構成される場合の内部導体（５１，５２，５３）のみを図示している。
また、図１１では、ダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインが予備系とされ、残りのラインが現用系の場合を図示している。
この場合に、マルチキャリアパワーアンプ（ＰＡ２）に故障などが生じた場合には、当該ラインの無接点切替器（ＨＰＦ）をオフとして、当該故障が生じたマルチキャリアパワーアンプ（ＰＡ２）を現用系から取り外し、ダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインの無接点切替器をオンとして、予備系のマルチキャリアパワーアンプ（ＰＡ５）を現用系に挿入する。
図１１に示すように、本実施の形態では、図１３に示すスイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ５）と合成器５１との間に配置される同軸ケーブル（３１〜３５）が存在しない。
したがって、本実施の形態では、下記（１３）式に示すように、原理的に入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化することがない。
そのため、前述の図１６ないし図１８に示すような、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性の劣化が生じない。
【００２６】
【数８】
図１２は、図１１に示すダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインを、内部導体（５１）側から見た時の等価回路を示す図である。なお、図１２に示す負荷抵抗ＲＬは、ＨＰＦの入力側に接続される規準化負荷抵抗を示す。
図１２に示す回路の〔Ｆ〕マトリクスは、下記（１４）式で表される。
したがって、図１２に示す入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、（１４）式の各要素により、下記（１５）式で求めることができる。
（１５）式から分かるように、図１２に示す入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、容量性のハイインピーダンスであるので、現用系のラインから予備系のラインへの高周波信号の回り込みは生ぜず、各ライン間での干渉を防止することができる。
【００２８】
【数９】
ＯＦＤＭ変調波を用いたデジタルテレビにおいては、マルチキャリアパワーアンプ（ＭＣＰＡ）を用いて、帯域が約１００ＭＨｚの多チャンネルのテレビ信号を同時に増幅する方式で中継放送を行うことが想定されている。
本発明の無接点切替機構付電力合成器では、このような場合でも、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化することがないので、本発明の無接点切替機構付電力合成器はこのような用途に最適である。
さらに、本発明の無接点切替機構付電力合成器では、現用系から予備系への切り替えが運用中に行われた場合でも、容量素子（Ｃ１）のインピーダンスの変化が、電子的に見た場合も、緩やかなインピーダンスの変化となるので、従来の接点型のスイッチのように、過渡現象的な現象による火花放電などが発生しないので、接点の溶断などの事故（または、故障）も発生することがなくなり、信頼性を向上させることが可能となる。
以上、本発明を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは勿論である。
【００３０】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
（１）本発明の無接点切替機構付電力合成器によれば、入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が劣化するのを防止して、広帯域の高周波信号電力を合成することが可能となる。
（２）本発明の無接点切替機構付電力合成器によれば、スパーク放電を伴わず、かつ、接点の溶断なども生じないので、信頼性を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の無接点切替器の原理を説明するための図である。
【図２】図１に示すハイパスフィルタの減衰特性を示すグラフである。
【図３】ＨＰＦの基本等価回路を示す回路図である。
【図４】３段形の電力合成回路を示す図である。
【図５】本発明の無接点切替機構付電力合成器の基本等価回路を示す回路図である。
【図６】本発明の無接点切替機構付電力合成器の変形基本等価回路を示す回路図である。
【図７】本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の概略構成を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器の断面構造を示す要部断面図である。
【図９】図８に示す第２のインダクタンス素子を説明するための図である。
【図１０】図８に示す導電板を説明するための図である。
【図１１】本発明の実施の形態の無接点切替機構付電力合成器を使用する電力合成部を示す回路図である。
【図１２】図１１に示すダイオードスイッチＤ５が挿入されるラインを、内部導体（５１）側から見た時の等価回路を示す図である。
【図１３】従来の電力合成部を示す回路図である。
【図１４】同軸ケーブルの特性を説明するための図である。
【図１５】図１３に示す従来の電力合成部において、合成端子（Ｔｏ）から見た出力アドミッタンス（ｏｕｔ）の等価回路を示す回路図である。
【図１６】図１３に示す従来の電力合成部における、電力合成数ｎが２のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性を示すグラフである。
【図１７】図１３に示す従来の電力合成部における、電力合成数ｎが３のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性を示すグラフである。
【図１８】図１３に示す従来の電力合成部における、電力合成数ｎが４のときの入力電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１…シールドケース、２１〜２５，５１，５２，５３…内部導体、３１〜３５，６…外部導体、４１〜４５…円筒形状の支持体、７…スペーサ、９１〜９５…結合孔、１０１〜１０５…入力端子、１１…Ｑ変成器、１２…誘電体、１３…突起部、１４…支持体、１５…導電板、１６…第２のインダクタンス素子、１７…第１のインダクタンス素子、３１〜３５…同軸ケーブル、５０…分配器、５１…合成器、ＰＡ１〜ＰＡ５…パワーアンプ、ＳＷ１〜ＳＷ５…スイッチ、Ｓ１〜Ｓ５，Ｓ１１〜Ｓ１５、Ｓ２１〜Ｓ２５…サーキュレータ、Ｄ１〜Ｄ５…ダイオードスイッチ、Ｒ…無反射終端器。
Claims (3)
- シールドケースと、
ｎを２以上の正の整数とするとき、（ｎ＋１）個の入力端子と、
前記シールドケース内に配置され、前記各入力端子から供給される高周波信号電力が入力される広帯域インピーダンス変成器と、
前記広帯域インピーダンス変成器に接続される出力端子とを具備する無接点切替機構付電力合成器であって、
前記広帯域インピーダンス変成器は、（ｎ＋１）の結合孔を有する導電板と、
前記導電板とシールドケースとの間に配置される第１のインダクタンス素子とを備え、
前記各入力端子は、内部導体と外部導体との間に配置される第２のインダクタンス素子を備え、
前記各入力端子の内部導体は、前記第２のインダクタンス素子が形成される位置よりも前記導電板側の先端部の周囲に円筒状の誘電体を有し、
前記各入力端子は、前記各入力端子の内部導体の延長方向に移動可能とされ、
前記各入力端子の内部導体は、前記各入力端子の移動に伴って、先端部が前記導電板に形成された（ｎ＋１）の結合孔の対応する一つに挿入可能であり、
前記各入力端子の内部導体の先端部を前記導電板の結合孔に挿入することにより、伝送信号の周波数において前記各入力端子の内部導体と前記導電板とを導通状態となし、あるいは、前記導電板の結合孔から前記各入力端子の内部導体の前記先端部を引き抜くことにより、伝送信号の周波数において前記各入力端子の内部導体と前記導電板とを遮断状態とすることを特徴とする無接点切替機構付電力合成器。 - 前記広帯域インピーダンス変成器は、λ／４同軸変成器、あるいは、多段接続されたλ／４同軸変成器で構成されることを特徴とする請求項１に記載の無接点切替機構付電力合成器。
- 前記（ｎ＋１）個の入力端子の中のｎ個の入力端子は、現用系として前記各内部導体の先端部が前記結合孔に挿入され、残りの１つの入力端子は、予備系として前記結合孔から前記内部導体の先端部が引き抜かれていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無接点切替機構付電力合成器。
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