JP2004014754A - Semiconductor laser driving device - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a means that enables a semiconductor laser to be driven through direct modulation and display the gradation by forming an electrostatic latent image, which makes the amount of bias variable by data and widely ensures low-density information. <P>SOLUTION: A means, which converts input data into the emission time of the semiconductor laser, is equipped with a first means for controlling the drive of the semiconductor laser by the use of the output data, a second means for injecting a current into the semiconductor laser through the first means which controls the drive of the semiconductor laser, a bias current outputting means for directly injecting a current into the semiconductor laser, a fourth means for monitoring the output of the semiconductor laser, a fifth means for controlling the light volume of the semiconductor laser through the monitoring means, and an input data averaging means which controls the bias current outputting means through the input data. The above input data averaging means reduces the bias current in proportion to an H period of data. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【００１１】
注入キャリアの時間的変化は、注入によって増加する割合Ｊ／ｑｄと、誘導放出で失われる割合Ｇ（ｎ）ｎｐｈ及び自然放出で失われる割合ｎ／τｎとで定められる。
【００１２】
光子密度の時間的変化は、誘導放出で増加する割合Ｇ（ｎ）ｎｐｈと、光子のライフタイムτｐｈで失われる割合ｎｐｈ／τｐｈ及び自然放出光の中でレーザ発振モードへ入り込む割合βｓｐ＊ｎ／τｎとで定められる。Ｇ（ｎ）ｎｐｈ項がレーザ放出で使われるキャリアと光子の割合であり、この項がなければ、発光ダイオードのレート方程式と等価である。
【００１３】
▲１▼式より、ｔ＝０で、ｎ＝ｎｂ＝τｎ＊Ｊｂ／ｑｄ及びｎ＝ｎｔｈ＝τｎＪｔｈ／ｑｄの初期条件をもとに発光遅延時間ｔｄを求めると、▲４▼式が得られる。
【外２】

【００１４】
▲４▼式よりレーザ駆動電流がいかに理想的であったとしても発光遅延は必ず存在する。
【００１５】
残留キャリア特性
定常状態（レーザ発光状態）の後、瞬時にパルス電流を遮断した時は、立ち上り時と同様▲２▼、▲３▼式を解くことによって注入キャリアと光子密度の時間的変化を求めることができる。Ｊｂ＜Ｊｔｈでは、Ｇ（ｎ）ｎｐｈが大きい時は、ｎは急速に低下し、その結果ｎｐｈも急速に低下する。ｎｐｈ＝０すなわち、誘導放出状態から自然発光状態に遷移してからは、ｅｘｐ（−ｔ／τｎ）の減衰曲線でキャリア密度ｎはｎｂにむかう。このため、レーザ光がなくなってからも、注入キャリア密度ｎは時定数τｎをもって、発光ダイオードのように緩やかに減衰する。また、Ｊｂ＞Ｊｔｈの時はｎ、ｎｐｈは減衰振動しながらＪｂで定まるｎｂ（＝ｎｔｈ）、ｎｐｈｂに近づく。
【００１６】
図４は上述の半導体レーザに起因する問題点を解決した従来例である。
【００１７】
図４において入力データはＡＣ変調回路２７に入力し、ピーク変調電流Ｉｐで半導体レーザ１を変調する。半導体レーザ１の光出力の１部はモニタ光としてフォトダイオード２に入力され光強度に応じた電流を出力し、電流−電圧変換器２６に入力され、電圧信号に変換される。その出力はＡＣモニタ３４、ならびにＤＣモニタ３７に同時に入力する。ＡＣモニタ３７は電流−電圧変換器２６の電圧変動成分を出力し、レベル識別回路３３に入力される。ＤＣモニタは同じく電流−電圧変換器２６の平均値を出力し差動増幅回路３８に入力される。レベル識別回路３３入力信号を２値化し論理レベルとして出力する回路である。レベル識別回路３３の出力は入力データと共に立上り遅延検出回路３２及び立下がり遅延検出回路３５に入力される。立上り遅延検出回路３２及び立下がり遅延検出回路３５は入力データを基準にレベル識別回路３３の出力信号の反転タイミングの遅延を検出し、遅延量に比例した電圧信号を出力する。立上り置換検出回路３２の出力は加算器３１において直流のオフセット電圧Ｖｂを加えられる。この目的は半導体レーザ１の光出力の立上りに一定の遅延時間を与える為である。両方の遅延検出回路３２，３５の出力は差動増幅器３０に入力する。この差動増幅器３０は半導体レーザ１の発光時間と入力データの発光時間との時間的な長さの差を出力する。差動増幅器３０の出力はフィルタ２９を通してバイアス電流源２８に入力されバイアス電流Ｉｐの値を制御する。具体的には差動増幅器の出力が大きくなるとバイアス電流Ｉｐの値を大きくするように制御する。
【００１８】
一方、ＤＣモニタ回路３７の平均値出力は入力データをＬＰＦ３６により平均値化された値とともに差動増幅器３８に入力される。この差動増幅器３８では入力データの直流あるいはそれに近い成分と、ＤＣモニタ３７によって得られた平均値出力成分とが比較され、比較結果がフィルタ３９を通してバイアス電流源４０に入力され電流値Ｉｂを制御する。このバイアス電流源４０ではＤＣモニタ３７の出力がＬＰＦ３６を上回ると、ＡＣ変調回路２７に入力するバイアス電流を抑制する。
【００１９】
この方式においては光出力のピーク値を一定にするＡＰＣ回路と光モニタ波形のレベル識別出力の立上り遅延時間と立下がり遅延時間の差を一定にするように直流バイアス電流Ｉｂ及び変調電流Ｉｐを制御することにより半導体レーザの微分効率の変動及びしきい値の変動に対して常に消光比劣化の少なく、光出力のピーク値の変動や波形劣化の少なくすることができる。
【００２０】
（画像における問題）
図１１は図９に示した感光ドラム６上の表面電位を示したものである。半導体レーザから発せられる光子エネルギーは感光ドラム上にそのエネルギーの積分で帯電されるが、表面電位は図１０に示すようにローパス性が高く非常に緩やかな山状の分布になる。後に帯電されたトナーが付着するが、レーザを照射した部分以外にも電位が生じ、トナーの付着する確率が少なからず存在する。この電位分布はレーザを照射しない場合においてもバイアス電流を半導体レーザのしきい値以下に設定した状態における自然発光状態による影響も寄与される。
【００２１】
上述した感光ドラム上における問題は、図４に示す従来例では入力データパルスに対し光出力の駆動時間が等しくなるようにバイアス電流は制御されているので、図１１のようにある間隔を隔てて半導体レーザをＯＮ、ＯＦＦし、濃度を表現しようとすると、図１１の（Ａ）（Ｂ）におけるエネルギー差ΔＥ１及びΔＥ２の濃度データに対する変化率は低濃度領域において高くなってしまう。故に、低濃度情報を広く確保することができないことを意味する。人間の視覚における濃度の識別能力は濃い濃度より薄い方向に対し敏感であり、薄い濃度をいかに細かく再現できるかにより画像の良し悪しが左右されてしまう。
【００２２】
上記の問題は数画素を単位に濃度を表現するディザ法において、画素数を大きくし、その結果ドットを大きくすることによって細かい階調を再現させることは画像処理上広く実施されている。しかしながら、ドットを大きくする行為は画像の解像度を劣化させることを意味し、解像度と階調とのバランスを保つような画像処理技術をソフト的に処理するには限界がある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を下記に示す手段をもって解決したものである。
【００２４】
（手段１）
入力データを半導体レーザの発光時間に変換する手段において、前記入力データにより前記半導体レーザの駆動を制御する手段と、前記駆動を制御する手段により前記半導体レーザに電流を注入する手段と、前記半導体レーザに直接電流を注入するバイアス電流手段と、前記半導体レーザの出力をモニタする手段と、前記モニタ手段により前記半導体レーザの光量を制御する手段と、前記入力データにより前記バイアス電流手段と前記半導体レーザに電流を注入する手段を制御する入力データ平均値化処理手段を備える。
【００２５】
入力データのＨ期間に比例して前記バイアス電流を減少させ、薄い濃度から濃い濃度にかけてバイアス電流を減少させることで、低濃度情報を広範囲のデータで確保することができる。
【００２６】
−実施例１
（手段２）
前記（手段１）の半導体レーザ駆動装置において、前記入力データと前記半導体レーザの駆動を制御する手段との間に、前記入力データを遅延する遅延手段を備える。
【００２７】
これにより半導体レーザを駆動するデータは、データにより平均値化処理された出力値に対して時間差を生じさせることができる。
【００２８】
−実施例２
（手段３）
前記（手段１）の半導体レーザ駆動装置において、前記半導体レーザからの出力光を所望の光量となる第１の光量Ｐ１を決定する第１の電流Ｉ１と、第２の光量Ｐ２を決定する第２の電流Ｉ２と、電流Ｉ１と電流Ｉ２から相関電流を決定する手段を備え、前記相関電流を第３の電流Ｉ３とし、前記光量Ｐ２は前記光量Ｐ１の１／ｎ（ｎ＞１）となるように前記第２の電流Ｉ２を決定し、前記電流Ｉ２から前記相関電流Ｉ３を減算する手段を備え、前記第３の電流Ｉ３は前記入力データ平均値化処理手段により制御される。
【００２９】
温度特性や経時劣化に対する発光量ずれを補正し安定に制御する。
【００３０】
−実施例３
（実施例１）
図１は、本発明を使用した半導体レーザ駆動装置の第１の実施例を示すものである。入力された画像データは、スイッチ１３及び平均値化処理回路１４に入力される。スイッチ１３の両端はそれぞれ半導体レーザ１および電流源１５，１６に接続される。平均値化処理回路１４の出力は電流源１５に入力され、電流値を制御する。電流源１５は半導体レーザ１にバイアス電流として駆動し、かつ電流源１６からバイアス電流を差分した電流がスイッチ１３がＯＮ状態の時に半導体レーザ１の駆動電流となる。
【００３１】
つまりバイアス電流をＩｂとし、駆動電流をＩｄｒｖとし、半導体レーザ１に流れる電流をＩｍａｘとすると
スイッチ１３がオープンの時：Ｉｍａｘ＝Ｉｂ
スイッチ１３がクローズの時：Ｉｍａｘ＝Ｉｄｒｖ
という式が成り立つ。
【００３２】
半導体レーザ１の光出力の一方はフォトダイオード２に入力された光強度に応じた電流を出力する。
【００３３】
その出力はＡＰＣ回路１７に入力され、光強度が一定になるように電流源１６の電流値を制御する。平均値化処理回路は図１３に１例として抵抗、コンデンサのローパスフィルタを挙げているが、入力されたデータに基づいて平均化された直流電圧値を出力するのが目的であり、この回路に限定されるものではない。また図１のＢにおける半導体レーザ駆動電流制御回路の１例を図５に示す。平均値化処理回路１４の出力Ｖ１はＱ１のトランジスタのベースに入力される。Ｑ１，Ｑ２，Ｒ１，Ｒ２からなる差動増幅器は基準電圧Ｖ２とＶ１とを比較し、可変ＧＭ回路２０の出力電流をＱ３，Ｑ４、抵抗Ｒ３，Ｒ４のカレントミラー回路で折り返された電流の分割比を決定する。その電流はＱ１１，Ｑ１２，Ｒ１０，Ｒ１２とＱ５，Ｑ６及びＲ５，Ｒ６で構成されるカレントミラー回路と、Ｑ１３，Ｑ１４，Ｒ１１，Ｒ１３とＱ７，Ｑ８及びＲ７，Ｒ８で構成されるカレントミラー回路により２分割された電流を折り返し、前者は半導体レーザ１のカソードにバイアス電流として入力され、後者はＱ９，Ｑ１０からなる作動増幅回路のエミッタに入力され、それぞれ入力ＤＡＴＡの作動信号によりスイッチングされ、半導体レーザ１または抵抗Ｒ１２に電流を流すかを決定する。Ｖ１とＶ２の電圧比で、バイアス電流と駆動電流の値を決定する。
【００３４】
ＡＰＣ回路１７はＯＰアンプ２４と基準電圧源ＶＲ１、サンプルホールド回路２５、コンデンサＣ１及び可変ＧＭアンプ２３により構成される。ＯＰアンプ２４の負極側はフォトダイオード２が半導体レーザ１の出力光を電流に変換し、抵抗Ｒ９により電圧値に変換されたものが入力される。正極側は基準電圧ＶＲ１が入力される。ＯＰアンプ２４の出力はサンプルホールド回路２５に入力され、その出力はコンデンサＣ１及び可変ＧＭ回路２３に入力される。
【００３５】
次にＡＰＣ動作について図８（Ａ）のタイミングチャートを用いて説明する。Ｓ／Ｈ信号がＨ、即ち、ＡＰＣサンプル期間中はＢＤＡＴＡの出力がＨの状態で、基準電圧源ＶＲ１とＶｍとを比較し、ＯＰアンプ２４の出力がＶＲ１になるようにサンプルホールド回路がコンデンサＣ１を充放電する。コンデンサＣ１の充放電電圧ＶｃによりＧＭ回路２３の電流を可変し、半導体レーザ１が所望の光量になるように制御する。Ｓ／Ｈ信号がＬ、ＡＰＣホールド期間中はサンプルホールド回路２５はホールド状態になり、コンデンサＣ１の電圧値Ｖｃにより半導体レーザ１に流れる電流は一定に保持される。可変ｇｍアンプ２３は、２つの電圧と１つの基準電流Ｉｏを入力とし、２つの入力電圧の電位差（Ｖｃ−Ｖｒ２）をΔｖｉとしたとき、出力電流Ｉｏｕｔは以下の式で表される。なお、説明を簡単にするために、可変ｇｍアンプのゲインは１とする。
【００３６】
Ｉｏｕｔ＝ｆ（Δｖｉ）・Ｉｏ＝ｋ・Ｉｏ　　　ｋ＝ｆ（Δｖｉ）
ここで、ｋは０≦ｋ≦１の値をとり、以下、制御関数ｋと呼ぶことにする。
【００３７】
電位差Δｖｉが−１〜＋１間で変化した時、制御関数ｋ、出力電流Ｉｏｕｔは、以下のように変化するものとする。なお、上記範囲では、制御関数ｋ、出力電流Ｉｏｕｔは線形に変化しているものとする。
【００３８】
Δｖｉ　＝−１〜０〜＋１
ｋ　＝０〜０．５〜１
Ｉｏｕｔ＝０〜Ｉｏ／２〜Ｉｏ
平均値化処理回路１４の１例を図７に示す。
【００３９】
ＡＰＣホールド期間中において入力データパルスが平均値化処理回路１４に入力されると、抵抗ＲａとコンデンサＣａの時定数により直流的な電圧Ｖ１が出力される。入力データパルスが短い場合出力電圧値は小さく、長い場合は大きくなる。この電圧値はアンプ回路２２ａに入力される。アンプ回路２２ａは図７（Ａ）に示すように入力電圧に比例して電圧Ｖｄまで直線的に変化させる機能を有している。この出力Ｖｏｕｔが図５のｖｉｎ端子に入力され、図１３に示すような電流ＩｂとＩｄｒｖの比を決定する。
【００４０】
この構成にすることによりＶ１電圧が低い場合はバイアス電流は増加し、反対にｖ１電圧が大きい場合にはバイアス電流を減少させることができる。
【００４１】
▲４▼式から、バイアス電流を直線的に減少させた場合、発光遅延は▲４▼式より
バイアス電流Ｉｂ＝Ｉｔｈの時は発光遅延ｔｄ＝０、Ｉｂ＝０の時はｔｄ＝τｎ＊１ｎ（Ｉ／（Ｉ−Ｉｔｈ））までの値を自然対数カーブにより増加することを意味する。よって図１５に示すとおり本案を用いた光パルス幅特性は、バイアス電流をかけた状態Ｉからバイアス電流をかけない状態ＩＩに漸近していく特性が得られる。
【００４２】
（実施例２）
図２は、本発明を使用した半導体レーザ駆動装置の第２の実施例を示すものである。構成としては第１の実施例と同じで相違点についてのみ言及すると、入力データとスイッチ１３との間に遅延回路１８を設けたことである。遅延回路１８の１例として図６に示す。図６はｍ個のフリップフロップをデータと出力とを接続したシフトレジスタ構成になっている。フリップフロップに入力されるクロックは画素クロックである。
【００４３】
次に動作について述べると、入力データは平均値化処理回路１４と遅延回路１８に同時に入力される。双方の出力に関して、バイアス電流を駆動する出力に対し、半導体レーザ１を駆動するデータはＮ画素分遅れて入力される。
【００４４】
（実施例３）
図３は本発明を使用した半導体レーザ駆動装置の第４の実施例を示すものである。第１の実施例との相違点についてのみ言及すると、半導体レーザ１の出力をモニタするフォトダイオード２の出力をＡＰＣ１（１７）とＡＰＣ２（１９）に入力する。ＡＰＣ２（１９）の出力は電流源２１の制御端子に入力される。ＡＰＣ動作を制御するＳ／Ｈ２信号はＡＰＣ２回路に入力されると同時にスイッチ２０の制御端子に接続される。スイッチ１３，２０は制御信号がＨのときにオープンになるものとする。ＡＰＣ１（１７）とＡＰＣ２（１９）の回路構成は同じであるが、ＡＰＣ２（１９）回路はＡＰＣ１で決定される光量の１／ｎ（ｎ＞０）になるように図５に示される基準電圧Ｖｒ１を設定する。平均値化処理回路１８の１例を図７（Ｂ）に示す。
【００４５】
図７（Ａ）の実施例１、２で用いられる平均値化処理回路との相違点は、アンプ回路２２ｂの特性が電圧ｖ１が０の時にはｖｏｕｔは電圧０を出力し、電圧が増加するに従い直線的に増加する特性を持っていることである。この出力電圧ｖｏｕｔにより電流Ｉｂが決定される。動作的にはデータのＨの時間が多ければ多いほど、バイアス電流は増加する構成となっている。
【００４６】
次に半導体レーザ１に流れる電流について説明する。
【００４７】
バイアス電流Ｉｂ＋Ｉｈ、駆動電流Ｉｄｒｖとすると、
スイッチ１３がオープン、スイッチ２０がクローズの時
Ｉｍａｘ＝Ｉｄｒｖ−（Ｉｂ＋Ｉｈ）
スイッチ１３がオープン、スイッチ２０がクローズの時
Ｉｍａｘ＝Ｉｄｒｖ
となる。
【００４８】
次にＡＰＣ動作について図８の（Ｂ）におけるタイミングチャートを用いて説明する。
【００４９】
Ｓ／Ｈ１信号がＨの時、スイッチ１３はオープンの状態になるとする。
【００５０】
半導体レーザ１にはこの時電流Ｉｄｒｖが流れ、この状態においてサンプリングし、目標の光量Ｐ１になるように制御する。次にＳ／Ｈ１信号がＬでＳ／Ｈ２がＨの時に第２のＡＰＣ動作になる。スイッチ２０はこの時オープンの状態になる。半導体レーザ１に流れる電流はＩｍａｘ＝Ｉｄｒｖ−Ｉｈとなり、この時の光量がＡＰＣ１の光量の１／ｎ（ｎ＞０）＝Ｐ２になるように制御する。
【００５１】
Ｓ／Ｈ１、２がＬの時、実際のデータ変調区間になるが、動作は図１４に示すようにデータがＨの時には半導体レーザ１には電流Ｉｄｒｖが印可され、データがＬの時にはＩｄｒｖ−（Ｉｂ＋Ｉｈ）の電流が半導体レーザ１に印可される。
【００５２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明を使用した場合、以下の効果がある。
【００５３】
（効果１）
図１２に示すように、データのＨ区間が少なければバイアス電流を増加させ、多ければ減少させることにより、図１１のエネルギー差を比較すると、ΔＥ１→ΔＥ１′、ΔＥ２→ΔＥ２′とエネルギー変化率は低濃度領域において緩やかな特性となり、低濃度情報を広く確保でき、良好な画質を得ることができる。
【００５４】
−実施例１
（効果２）
平均値化処理による遅延時間をデータのタイミングを遅延させることによりデータに応じたバイアス電流を正確に合わせられることで更に良好な画質を得ることができる。
【００５５】
−実施例２
（効果３）
２回のＡＰＣ動作により温度変化及び半導体レーザの経時劣化が起こっても光量値を正確に制御することができ、安定な画質を得ることができる。
【００５６】
−実施例３
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例を示した図。
【図２】第２の実施例を示した図。
【図３】第３の実施例を示した図。
【図４】従来例を示した図。
【図５】駆動回路の１例。
【図６】遅延回路の１例。
【図７】平均値化処理回路の１例。
【図８】実施例の動作を示したタイミングチャート。
【図９】ＬＢＰ、複写機の静電潜像部を示した１例。
【図１０】半導体レーザの特性。
【図１１】従来技術における感光体表面電位特性を示した図。
【図１２】本実施例における感光体表面電位特性を示した図。
【図１３】バイアス電流、ドライブ電流特性。
【図１４】第４の実施例の電流−光量特性を示した図。
【図１５】データ−濃度特性。
【符号の説明】
Ａ　半導体レーザ駆動装置
Ｂ　半導体レーザ駆動電流制御回路
１　半導体レーザ
２　フォトダイオード
３　光変調部
４　ポリゴンミラー
５　ｆ−θレンズ
６　感光ドラム
７　光ディテクタ
８　水平同期信号発生源
９　ブランキング回路
１０　画素変調データ発生源
１１　光量制御信号発生器
１２　加算回路
１３　スイッチ
１４　平均値化処理回路
１５　電流源
１６　電流源
１７　ＡＰＣ回路
１８　遅延回路
１９　ＡＰＣ回路
２０　スイッチ
２１　電流源
２２ａ，２２ｂ　アンプ回路
２３　可変ＧＭアンプ
２４　オペアンプ
２５　サンプルホールド回路
２６　電流−電圧変換回路
２７　ＡＣ変調回路
２８　バイアス電流源
２９　フィルタ回路
３０　差動増幅回路
３１　加算器
３２　立ち上り遅延検出回路
３３　レベル識別回路
３４　ＡＣモニタ回路
３５　立下がり遅延検出回路
３６　ＬＰＦ回路
３７　ＤＣモニタ回路
３８　差動増幅回路
３９　フィルタ回路
４０　バイアス電流源[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a copier and a laser beam printer (hereinafter, referred to as LBP) for forming an electrostatic latent image process.
[0002]
[Prior art]
(Description of LBP and copier)
FIG. 9 shows an example of an electrostatic latent image process of electrophotography using a conventional semiconductor laser driving device A. The photodiode 2 in the figure monitors the amount of light output from the semiconductor laser 1 as a laser light source. The light amount control unit APC17 controls the applied current to the semiconductor laser 1 based on the monitored light amount, and controls the output from the photodiode to a desired value.
[0003]
The polygon mirror 10 is for polarizing the laser beam emitted from the semiconductor laser 2, is fixed to a motor shaft, rotates in the direction of the arrow in the figure, and scans the photosensitive drum 12 with the laser beam. The f-θ lens 11 focuses the polarized laser beam on the photosensitive drum 12.
[0004]
A beam detector 13 composed of a light receiving diode detects the information writing start position on the photosensitive drum 12 by a laser beam, and a horizontal synchronization signal generation circuit 14 generates a horizontal synchronization signal Hsync based on the output of the beam detector.
[0005]
The blanking circuit 15 generates an unblanking signal UNBL for turning on the semiconductor laser 2 at the next timing when the beam detector 13 should detect a laser beam, based on the horizontal synchronizing signal, and supplies this to the OR circuit 12.
[0006]
The light quantity control signal generation source 17 generates a pulse width modulated signal in synchronization with a pixel clock generated in synchronization with the horizontal synchronization signal Hsync based on the pixel modulation data generated from the pixel modulation data generation source 16.
[0007]
The pulse width modulated image signal supplied from the pixel modulation circuit is also input to the OR circuit 12. The output from the OR circuit 12 is given to the laser driver 41, whereby the application current set by the light quantity control APC 17 is supplied to the semiconductor laser 1.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional semiconductor laser driving device has the following problems.
(Response characteristics of laser diode)
Emission delay characteristics The optical output of a laser diode has a characteristic that changes following an injection current. However, the behavior is different from that of a light-emitting diode.In a light-emitting diode, the light output changes in accordance with a change in the density of injected carriers accumulated in the active layer. Does not occur. Therefore, there is a delay time in the generation of laser light.
[0009]
FIG. 10 shows an injection current input to the semiconductor laser and a temporal change in the density of carriers and photons in the active layer in the semiconductor laser.
[0010]
The temporal change of the optical output P when a time-varying current (current density J) is applied to the laser diode can be obtained from the temporal changes of the injected carrier density n and the photon density nph. It has been found that the change over time in the injection carrier density and the photon density of the simplest and ideal laser diode is given by the following rate equation.
[Outside 1]

[0011]
The temporal change of the injected carrier is determined by the ratio J / qd increased by injection, the ratio G (n) nph lost by stimulated emission, and the ratio n / τn lost by spontaneous emission.
[0012]
The temporal change of the photon density is caused by the ratio G (n) nph that increases by stimulated emission, the ratio nph / τph that is lost in the photon lifetime τph, and the ratio βsp * n / τn. The G (n) nph term is the ratio of carriers and photons used in laser emission, and without this term is equivalent to the rate equation of a light emitting diode.
[0013]
From Equation (1), when t = 0 and the light emission delay time td is obtained based on the initial conditions of n = nb = τn * Jb / qd and n = nth = τnJth / qd, Equation (4) is obtained. .
[Outside 2]

[0014]
From equation (4), no matter how ideal the laser drive current is, there is always an emission delay.
[0015]
Residual carrier characteristics When the pulse current is cut off instantaneously after the steady state (laser emission state), the time change of the injected carriers and the photon density is obtained by solving the equations (2) and (3) as in the rise. be able to. When Jb <Jth, when G (n) nph is large, n decreases rapidly, and as a result, nph also decreases rapidly. After nph = 0, that is, after the transition from the stimulated emission state to the spontaneous emission state, the carrier density n reaches nb in the decay curve of exp (−t / τn). Therefore, even after the laser beam disappears, the injected carrier density n attenuates slowly with a time constant τn like a light emitting diode. Further, when Jb> Jth, n and nph approach nb (= nth) and nphb determined by Jb while damping oscillation.
[0016]
FIG. 4 shows a conventional example in which the problem caused by the above-described semiconductor laser is solved.
[0017]
In FIG. 4, input data is input to an AC modulation circuit 27 and modulates the semiconductor laser 1 with a peak modulation current Ip. A part of the optical output of the semiconductor laser 1 is input to the photodiode 2 as monitor light, outputs a current corresponding to the light intensity, is input to the current-voltage converter 26, and is converted into a voltage signal. The output is input to the AC monitor 34 and the DC monitor 37 at the same time. The AC monitor 37 outputs a voltage fluctuation component of the current-voltage converter 26 and is input to the level identification circuit 33. The DC monitor similarly outputs the average value of the current-voltage converter 26 and inputs the average value to the differential amplifier circuit 38. The level discriminating circuit 33 is a circuit which binarizes an input signal and outputs it as a logic level. The output of the level identification circuit 33 is input to the rise delay detection circuit 32 and the fall delay detection circuit 35 together with the input data. The rise delay detection circuit 32 and the fall delay detection circuit 35 detect a delay of the inversion timing of the output signal of the level identification circuit 33 based on the input data, and output a voltage signal proportional to the delay amount. The output of the rising replacement detecting circuit 32 is added with a DC offset voltage Vb in an adder 31. The purpose is to provide a constant delay time for the rise of the optical output of the semiconductor laser 1. The outputs of both the delay detection circuits 32 and 35 are input to the differential amplifier 30. The differential amplifier 30 outputs a difference in time length between the light emission time of the semiconductor laser 1 and the light emission time of the input data. The output of the differential amplifier 30 is input to the bias current source 28 through the filter 29, and controls the value of the bias current Ip. Specifically, control is performed so as to increase the value of the bias current Ip as the output of the differential amplifier increases.
[0018]
On the other hand, the average output of the DC monitor circuit 37 is input to the differential amplifier 38 together with the value obtained by averaging the input data by the LPF 36. In the differential amplifier 38, the DC component of the input data or a component close thereto is compared with the average output component obtained by the DC monitor 37, and the comparison result is input to the bias current source 40 through the filter 39 to control the current value Ib. I do. When the output of the DC monitor 37 exceeds the LPF 36, the bias current source 40 suppresses the bias current input to the AC modulation circuit 27.
[0019]
In this method, the DC bias current Ib and the modulation current Ip are controlled so that the difference between the rise delay time and the fall delay time of the APC circuit for keeping the peak value of the optical output constant and the level identification output of the optical monitor waveform is kept constant. By doing so, the extinction ratio degradation is always small with respect to the variation in the differential efficiency and the variation in the threshold value of the semiconductor laser, and the variation in the peak value of the optical output and the waveform degradation can be reduced.
[0020]
(Problems with images)
FIG. 11 shows the surface potential on the photosensitive drum 6 shown in FIG. The photon energy emitted from the semiconductor laser is charged on the photosensitive drum by integration of the energy, but the surface potential has a low-pass property and a very gentle mountain-like distribution as shown in FIG. Although the charged toner later adheres, a potential is generated in a portion other than the portion irradiated with the laser, and there is a considerable probability that the toner adheres. This potential distribution is also affected by the spontaneous light emission state when the bias current is set to be equal to or lower than the threshold value of the semiconductor laser even when laser irradiation is not performed.
[0021]
The problem on the photosensitive drum described above is that in the conventional example shown in FIG. 4, the bias current is controlled so that the driving time of the light output is equal to the input data pulse. When the semiconductor laser is turned on and off to express the density, the rate of change of the energy difference ΔE1 and ΔE2 in FIGS. 11A and 11B with respect to the density data becomes high in the low density region. This means that low-density information cannot be widely secured. The ability to discriminate density in human vision is more sensitive to lighter than darker density, and the quality of an image depends on how finely darker density can be reproduced.
[0022]
In the dither method of expressing the density in units of several pixels, it is widely practiced in image processing to increase the number of pixels and, as a result, to reproduce fine gradations by enlarging dots. However, the act of enlarging the dots means that the resolution of the image is degraded, and there is a limit to software processing of an image processing technique that maintains the balance between resolution and gradation.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has solved the above-mentioned problems by the following means.
[0024]
(Means 1)
Means for converting input data into emission time of the semiconductor laser, means for controlling driving of the semiconductor laser by the input data, means for injecting current into the semiconductor laser by means for controlling the driving, and Bias current means for directly injecting current into the semiconductor laser, means for monitoring the output of the semiconductor laser, means for controlling the light amount of the semiconductor laser by the monitor means, and the bias current means and the semiconductor laser based on the input data. Input data averaging processing means for controlling the means for injecting current is provided.
[0025]
By decreasing the bias current in proportion to the H period of the input data and decreasing the bias current from a low density to a high density, low density information can be secured in a wide range of data.
[0026]
-Example 1
(Means 2)
The semiconductor laser driving device according to (Means 1) further includes a delay unit that delays the input data between the input data and a unit that controls driving of the semiconductor laser.
[0027]
As a result, the data for driving the semiconductor laser can cause a time difference with respect to the output value averaged by the data.
[0028]
-Example 2
(Means 3)
In the semiconductor laser driving device of (Means 1), a first current I1 for determining a first light amount P1 for obtaining a desired light amount and a second current for determining a second light amount P2 for outputting light from the semiconductor laser. And a means for determining a correlation current from the current I2 and the current I1 and the current I2, wherein the correlation current is a third current I3, and the light amount P2 is 1 / n (n> 1) of the light amount P1. Means for determining the second current I2 and subtracting the correlation current I3 from the current I2, and the third current I3 is controlled by the input data averaging processing means.
[0029]
A light emission amount shift due to temperature characteristics and deterioration over time is corrected and controlled stably.
[0030]
Example 3
(Example 1)
FIG. 1 shows a first embodiment of a semiconductor laser driving apparatus using the present invention. The input image data is input to the switch 13 and the averaging circuit 14. Both ends of the switch 13 are connected to the semiconductor laser 1 and the current sources 15 and 16, respectively. The output of the averaging circuit 14 is input to a current source 15 to control the current value. The current source 15 drives the semiconductor laser 1 as a bias current, and the current obtained by subtracting the bias current from the current source 16 becomes the drive current of the semiconductor laser 1 when the switch 13 is in the ON state.
[0031]
That is, when the bias current is Ib, the drive current is Idrv, and the current flowing through the semiconductor laser 1 is Imax, when the switch 13 is open: Imax = Ib
When the switch 13 is closed: Imax = Idrv
Holds.
[0032]
One of the optical outputs of the semiconductor laser 1 outputs a current corresponding to the light intensity input to the photodiode 2.
[0033]
The output is input to the APC circuit 17 and controls the current value of the current source 16 so that the light intensity becomes constant. FIG. 13 shows an example of an averaging processing circuit using a low-pass filter of a resistor and a capacitor as an example. The purpose of this circuit is to output a DC voltage value averaged based on input data. It is not limited. FIG. 5 shows an example of the semiconductor laser drive current control circuit in FIG. 1B. The output V1 of the averaging circuit 14 is input to the base of the transistor of Q1. The differential amplifier composed of Q1, Q2, R1, and R2 compares the reference voltages V2 and V1, and divides the output current of the variable GM circuit 20 by the current mirrored by the current mirror circuit of Q3, Q4 and resistors R3, R4. Determine the ratio. The current is supplied by a current mirror circuit composed of Q11, Q12, R10, R12 and Q5, Q6 and R5, R6, and a current mirror circuit composed of Q13, Q14, R11, R13 and Q7, Q8 and R7, R8. The two divided currents are turned back, and the former is input to the cathode of the semiconductor laser 1 as a bias current, and the latter is input to the emitter of the operation amplifier circuit composed of Q9 and Q10, and is switched by the operation signal of the input DATA. 1 or whether a current is to flow through the resistor R12. The values of the bias current and the drive current are determined based on the voltage ratio between V1 and V2.
[0034]
The APC circuit 17 includes an OP amplifier 24, a reference voltage source VR1, a sample and hold circuit 25, a capacitor C1, and a variable GM amplifier 23. The photodiode 2 converts the output light of the semiconductor laser 1 into a current and converts the output light into a voltage by the resistor R9 to the negative side of the OP amplifier 24. The reference voltage VR1 is input to the positive electrode side. The output of the OP amplifier 24 is input to the sample and hold circuit 25, and the output is input to the capacitor C1 and the variable GM circuit 23.
[0035]
Next, the APC operation will be described with reference to the timing chart of FIG. When the S / H signal is H, that is, the output of BDATA is H during the APC sampling period, the reference voltage sources VR1 and Vm are compared, and the sample hold circuit is connected to the capacitor so that the output of the OP amplifier 24 becomes VR1. Charge and discharge C1. The current of the GM circuit 23 is varied by the charge / discharge voltage Vc of the capacitor C1, and the semiconductor laser 1 is controlled so as to have a desired light amount. When the S / H signal is L and the APC hold period, the sample hold circuit 25 is in the hold state, and the current flowing through the semiconductor laser 1 is kept constant by the voltage value Vc of the capacitor C1. The variable gm amplifier 23 receives two voltages and one reference current Io, and when the potential difference (Vc−Vr2) between the two input voltages is Δvi, the output current Iout is expressed by the following equation. Note that the gain of the variable gm amplifier is assumed to be 1 for the sake of simplicity.
[0036]
Iout = f (Δvi) · Io = k · Iok = f (Δvi)
Here, k takes a value of 0 ≦ k ≦ 1 and is hereinafter referred to as a control function k.
[0037]
When the potential difference Δvi changes between −1 and +1, it is assumed that the control function k and the output current Iout change as follows. In the above range, it is assumed that the control function k and the output current Iout change linearly.
[0038]
Δvi = −1 to 0 + 1
k = 0 to 0.5 to 1
Iout = 0 to Io / 2 to Io
One example of the averaging processing circuit 14 is shown in FIG.
[0039]
When an input data pulse is input to the averaging circuit 14 during the APC hold period, a DC voltage V1 is output based on the time constant of the resistor Ra and the capacitor Ca. The output voltage value is small when the input data pulse is short, and large when the input data pulse is long. This voltage value is input to the amplifier circuit 22a. The amplifier circuit 22a has a function of linearly changing to the voltage Vd in proportion to the input voltage as shown in FIG. This output Vout is input to the vin terminal in FIG. 5, and determines the ratio between the currents Ib and Idrv as shown in FIG.
[0040]
With this configuration, when the voltage V1 is low, the bias current increases, and when the voltage v1 is high, the bias current can be decreased.
[0041]
From the formula (4), when the bias current is linearly reduced, the light emission delay is as follows from the formula (4): when the bias current Ib = Ith, the light emission delay is td = 0, and when the bias current is Ib = 0, td = τn * 1n. This means that the value up to (I / (I-Ith)) is increased by a natural logarithmic curve. Therefore, as shown in FIG. 15, the optical pulse width characteristic using the present invention is such that the characteristic gradually approaches from the state I where the bias current is applied to the state II where the bias current is not applied.
[0042]
(Example 2)
FIG. 2 shows a second embodiment of the semiconductor laser driving apparatus using the present invention. The configuration is the same as that of the first embodiment, and the only difference is that the delay circuit 18 is provided between the input data and the switch 13. FIG. 6 shows an example of the delay circuit 18. FIG. 6 shows a shift register configuration in which data and outputs are connected to m flip-flops. The clock input to the flip-flop is a pixel clock.
[0043]
Next, the operation will be described. The input data is input to the averaging circuit 14 and the delay circuit 18 at the same time. With respect to both outputs, data for driving the semiconductor laser 1 is input with a delay of N pixels with respect to the output for driving the bias current.
[0044]
(Example 3)
FIG. 3 shows a fourth embodiment of the semiconductor laser driving apparatus according to the present invention. If only the differences from the first embodiment are mentioned, the output of the photodiode 2 for monitoring the output of the semiconductor laser 1 is input to APC1 (17) and APC2 (19). The output of APC2 (19) is input to the control terminal of current source 21. The S / H2 signal for controlling the APC operation is input to the APC2 circuit and connected to the control terminal of the switch 20 at the same time. The switches 13 and 20 are assumed to be open when the control signal is H. Although the circuit configurations of the APC1 (17) and the APC2 (19) are the same, the APC2 (19) circuit has a reference voltage shown in FIG. 5 so that the light amount becomes 1 / n (n> 0) determined by the APC1. Set Vr1. An example of the averaging circuit 18 is shown in FIG.
[0045]
The difference from the averaging circuit used in the first and second embodiments of FIG. 7A is that when the characteristic of the amplifier circuit 22b is 0, vout outputs 0, and as the voltage increases, vout outputs 0. It has the characteristic of increasing linearly. The current Ib is determined by the output voltage vout. Operationally, the bias current increases as the data H time increases.
[0046]
Next, the current flowing through the semiconductor laser 1 will be described.
[0047]
Assuming that the bias current is Ib + Ih and the drive current is Idrv,
When the switch 13 is open and the switch 20 is closed, Imax = Idrv- (Ib + Ih)
When switch 13 is open and switch 20 is closed, Imax = Idrv
It becomes.
[0048]
Next, the APC operation will be described with reference to the timing chart in FIG.
[0049]
When the S / H1 signal is H, the switch 13 is assumed to be open.
[0050]
At this time, the current Idrv flows through the semiconductor laser 1, and sampling is performed in this state, and control is performed so that the target light amount P1 is obtained. Next, when the S / H1 signal is L and S / H2 is H, the second APC operation starts. The switch 20 is now open. The current flowing through the semiconductor laser 1 is controlled so that Imax = Idrv-Ih, and the light amount at this time is 1 / n (n> 0) = P2 of the light amount of the APC 1.
[0051]
When S / H1 and S / H2 are L, an actual data modulation section is performed. However, as shown in FIG. 14, when data is H, current Idrv is applied to the semiconductor laser 1, and when data is L, Idrv- A current of (Ib + Ih) is applied to the semiconductor laser 1.
[0052]
【The invention's effect】
When the present invention is used as described above, the following effects are obtained.
[0053]
(Effect 1)
As shown in FIG. 12, when the H section of the data is small, the bias current is increased, and when the H section is large, the bias current is decreased. As a result, when the energy differences in FIG. 11 are compared, ΔE1 → ΔE1 ′, ΔE2 → ΔE2 ′, In the low-density region, the characteristics are moderate, low-density information can be widely secured, and good image quality can be obtained.
[0054]
-Example 1
(Effect 2)
By delaying the data timing of the delay time due to the averaging process, it is possible to accurately adjust the bias current according to the data, thereby obtaining better image quality.
[0055]
-Example 2
(Effect 3)
Even if the temperature changes and the deterioration of the semiconductor laser with time occur due to the two APC operations, the light amount value can be accurately controlled, and stable image quality can be obtained.
[0056]
Example 3
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment.
FIG. 2 is a diagram showing a second embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing a third embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing a conventional example.
FIG. 5 illustrates an example of a driving circuit.
FIG. 6 shows an example of a delay circuit.
FIG. 7 is an example of an averaging processing circuit.
FIG. 8 is a timing chart showing the operation of the embodiment.
FIG. 9 is an example showing an LBP and an electrostatic latent image portion of a copying machine.
FIG. 10 shows characteristics of a semiconductor laser.
FIG. 11 is a diagram showing a photoconductor surface potential characteristic according to a conventional technique.
FIG. 12 is a diagram showing a photoconductor surface potential characteristic in the present embodiment.
FIG. 13 shows bias current and drive current characteristics.
FIG. 14 is a diagram showing a current-light amount characteristic of the fourth embodiment.
FIG. 15 shows data-density characteristics.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List A Semiconductor laser driving device B Semiconductor laser driving current control circuit 1 Semiconductor laser 2 Photodiode 3 Light modulation unit 4 Polygon mirror 5 f-θ lens 6 Photosensitive drum 7 Optical detector 8 Horizontal synchronization signal generation source 9 Blanking circuit 10 Pixel modulation data Source 11 Light intensity control signal generator 12 Addition circuit 13 Switch 14 Averaging circuit 15 Current source 16 Current source 17 APC circuit 18 Delay circuit 19 APC circuit 20 Switch 21 Current sources 22a, 22b Amplifier circuit 23 Variable GM amplifier 24 Operational amplifier Reference Signs List 25 Sample hold circuit 26 Current-voltage conversion circuit 27 AC modulation circuit 28 Bias current source 29 Filter circuit 30 Differential amplification circuit 31 Adder 32 Rise delay detection circuit 33 Level identification circuit 34 AC monitor circuit 35 Fall delay detection circuit 36 LPF Circuit 37 C monitoring circuit 38 differential amplifier circuit 39 a filter circuit 40 bias current source

Claims (3)

In the means for converting the input data into the emission time of the semiconductor laser, means for controlling the drive of the semiconductor laser by the input data, means for injecting a current into the semiconductor laser by the means for controlling the drive,
Bias current output means for directly injecting current into the semiconductor laser, means for monitoring the output of the semiconductor laser, means for controlling the light quantity of the semiconductor laser by the monitor means, and bias current output means based on the input data Input data averaging processing means for controlling the input data averaging processing means, wherein the input data averaging processing means reduces the bias current in proportion to the H period of data.
A semiconductor laser driving device characterized by the above-mentioned. In the semiconductor laser driving device, a delay unit that delays the input data is provided between the input data and a unit that controls driving of the semiconductor laser, and a delay time of the delay circuit is determined by the averaging unit. Time that is correlated with the resulting delay time,
The semiconductor laser driving device according to claim 2, wherein: In the semiconductor laser driving device, a first current I1 for determining a first light amount P1 for providing a desired light amount of output light from the semiconductor laser, a second current I2 for determining a second light amount P2, Means for determining a correlation current from the currents I1 and I2, wherein the correlation current is a third current I3, and the light amount P2 is 1 / n (n> 1) of the light amount P1. Means for determining a current I2 and subtracting the correlation current I3 from the current I2, wherein the third current I3 is controlled by the input data averaging processing means;
3. The semiconductor laser driving device according to claim 1, wherein:

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