JP2003533937A - コード位相トラッキング方法及び受信機 - Google Patents

コード位相トラッキング方法及び受信機

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Abstract

(57)【要約】 CDMA型通信用のコード位相トラッキング方法が、該方法用のGPS受信機(10〜15)を含む装置と共に開示される。この方法は、入力信号のターゲット擬似ランダム雑音コードと局所的に発生したレプリカコードとのコード位相誤差を決定するために改変早期マイナス遅延相関関数を使用する。早期マイナス遅延相関関数は、真の関数と比較してコード位相誤差ゼロでの傾きが増大するように改変される。これは、早期マイナス遅延相関関数を導出した後に改変することによって達成できる。或いは、導出された変数を改変することによって、また特に少なくとも1つの奇数高調波のサイズが縮小されるか除去されるように、少なくとも1つの偶数高調波のサイズが拡大されるように、隣接する偶数高調波を除去するために高調波間で帯域を切り取るように、サブジェクト信号のパワースペクトルと早期及び遅延レプリカコード信号のパワースペクトルのいずれか又は両方を改変することによって、早期マイナス遅延相関関数を改変することができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】 本発明は、符号分割多元接続(CDMA)型通信用のコード位相トラッキング
方法及び装置に関する。
【0002】 本発明は、全地球測位システム(GPS)の分野に特に有用であり、以下GP
Sを参照して説明する。しかしながら、このような参照を、本発明の範囲をGP
Sのみに限定するものとして解釈するべきではない。例えば、本発明は移動携帯
電話間のCDMA通信及び関連するネットワークにも同様に適用できる。
【0003】 現在では、GPSは時間と測路を用いたナビゲーションシステム(NAVST
AR)GPS、即ちアメリカ国防省が開発し実行している全天候型、空間ベース
のナビゲーションシステムに最も密接に関連している。しかしながら、GPSの
基礎となる一般的な原理は普遍的なもので、単にNAVSTARに限定されない
。したがって、以下GPSとは、異なる場所に複数のCDMA無線送信機と無線
送信機の送信到達時間に基づいてその場所を決定する受信機とを備える任意の全
地球測位システムを指すものとする。
【0004】 よく知られているように、GPS受信機は擬似ランダム雑音(PRN)コード
相関ループを実行することができ、このループでは衛星PRNコードの早期(e
arly)(E)、プロンプト(prompt)(P)及び遅延(late)(
L)レプリカコードが絶えず発生され、受信機が受信した入力衛星PRNコード
と比較される。相関の関数として計算されたコード位相弁別器を使用することに
よって、ターゲット入力コードを捕捉したかどうかを決定することができる。コ
ード位相弁別器が所定の閾値レベルを超えた場合、ターゲット入力コードと局発
レプリカコードは同位相にあると予想することができる、即ちコードが捕捉され
る。コード位相弁別器が所定の閾値レベルを超えない場合、コード発生器は典型
的には1チップ位相のずれた次の一連のレプリカを生成し、コード位相弁別器を
再度計算する。搬送波フェーズロックを想定すると、線形コード掃引によって最
終的にはターゲット入力コードが局発レプリカコードと同位相となるため、検出
されればコードを捕捉する。
【0005】 コードが捕捉されると、典型的にはターゲット入力コードと局発レプリカコー
ドとのコード位相誤差を決定するために、早期マイナス遅延(early-minus-late
)コード相関関数を用いてコードを追跡するためにフェーズロックループを使用
することができる。コード位相シフトは擬似範囲測定のベースとなるため、擬似
範囲を測定し最終的にはGPS受信機の位置を予測することができる精度は、フ
ェーズロックループがコード位相誤差を決定することができる精度に依存する。
【0006】 したがって、本発明の目的は、入力信号のターゲット擬似ランダム雑音コード
と局発レプリカコードとのコード位相誤差をより正確に決定できるコード位相ト
ラッキング方法及び装置を提供することである。
【0007】 本発明によると、コード位相トラッキング方法が、アンテナ及び信号プロセッ
サを備える受信機と共に提供される。この方法は、(a)ターゲット擬似ランダ
ム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信するステップと、(b)ターゲット
コードに対応する早期及び遅延レプリカコードを含む一連の信号を発生させるス
テップと、(c)サブジェクト信号と早期及び遅延レプリカコード信号とを相関
させ、早期及び遅延相関値それぞれを返すステップと、(d)早期及び遅延相関
値から導出され、コード位相誤差ゼロでの傾きが真の早期マイナス遅延相関関数
に比べて増大している改変早期マイナス遅延相関関数から、ターゲットコードと
レプリカコードのコード位相誤差を決定するステップと、を含む。
【0008】 コード位相誤差ゼロでの早期マイナス遅延相関関数の傾きが増大することによ
って、ゼロのコード位相誤差の発生をより正確に決定することができる。
【0009】 早期マイナス遅延相関関数は、その導出後或いはその導出前に、サブジェクト
信号、早期及び遅延レプリカコード信号又は早期及び遅延相関値を改変すること
によって、改変されることができる。
【0010】 早期マイナス遅延相関関数が導出されるパラメータのうち任意の1つを改変す
ることによって、必要な信号処理を単純化することができる。例えば、サブジェ
クト信号の改変は、比較的単純なフロントエンドアナログ回路を用いて行うこと
ができ、早期及び遅延レプリカコード信号の改変は、未改変のレプリカ信号の処
理、即ちフィルタリング、又はデジタルドメインで実行する場合は特に適当なシ
ーケンスを直接発生させることによって行うことができる。
【0011】 サブジェクト信号及び/又は早期及び遅延レプリカコード信号の改変は、少な
くとも1つの奇数高調波のサイズの縮小又は除去、少なくとも1つの偶数高調波
のサイズの拡大、及び隣接する偶数高調波を除去するための高調波間での帯域の
切り取りのうちの少なくとも1つによるパワースペクトルの改変を含むのが好ま
しい。
【0012】 サブジェクト信号/レプリカ信号のパワースペクトルと早期マイナス遅延相関
関数との間には直接的な関係があるとされているため、上述の高調波操作によっ
てコード位相誤差ゼロの点での早期マイナス遅延相関関数の傾きが増大する。こ
の関係及びコード位相誤差0の発生を決定できる精度に対する影響を以下に説明
する。
【0013】 本発明は、サブジェクト信号のパワースペクトルが、サイズが縮小されるか除
去される少なくとも1つの奇数高調波、サイズが拡大される少なくとも1つの偶
数高調波、又は隣接する偶数高調波を除去するために高調波間で切り取られた縮
小帯域のいずれかを有するように、ターゲット擬似ランダム雑音コードを含む受
信したサブジェクト信号のパワースペクトルを改変する信号プロセッサを備える
受信機をさらに提供する。
【0014】 本発明は、ターゲット擬似ランダム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信
するアンテナ及び信号プロセッサを備える受信機をさらに提供し、該信号プロセ
ッサが、ターゲットコードに対応する早期及び遅延レプリカコードを含む一連の
信号を発生させる発生器と、サブジェクト信号と早期及び遅延レプリカコード信
号を相関させ、早期及び遅延相関値それぞれを返す相関器と、コード位相誤差ゼ
ロでの改変早期マイナス遅延相関関数の傾きが真の早期マイナス遅延相関関数に
比べて増大するように早期及び遅延相関値から導出した改変早期マイナス遅延相
関関数から、ターゲットコードとレプリカコードとのコード位相誤差を決定する
手段を備える。
【0015】 上記の受信機は、早期マイナス遅延相関関数を導出する前に、サブジェクト信
号、早期及び遅延レプリカコード信号、又は早期及び遅延相関値のいずれかを改
変することによって、早期マイナス遅延相関関数を改変することができる。特に
、限定しないが、サブジェクト信号のパワースペクトルと早期及び遅延レプリカ
コード信号のパワースペクトルのいずれか又は両方が、サイズが縮小されるか又
は除去された少なくとも1つの奇数高調波、サイズが拡大された少なくとも1つ
の偶数高調波、又は隣接する偶数高調波を除去するために高調波間で切り取られ
た縮小帯域のいずれかを有するように、サブジェクト信号又は早期及び遅延レプ
リカコード信号を改変することによって、受信機は早期マイナス遅延相関関数を
改変することができる。
【0016】 本発明の上記の及び他の特徴並びに利点は、例えば本発明のコード位相トラッ
キング方法及びGPS受信機の実施の形態の添付図面を参照した以下の説明から
明らかになるであろう。
【0017】 GPSの基礎となる一般的な原理並びにその実施方法及び装置は公知である。
例えば、GPS Principles and Applications (Editor, Kaplan), ISBN 0-89006-7
93-7, Artech House(以下「Kaplan」と称する)を参照のこと。
【0018】 よく知られているように、NAVSTAR GPSの衛星はそれぞれ2つの搬
送周波数、即ち1575.42MHzの一次周波数L1と1227.60MHz
の二次周波数L2を伝送する。搬送周波数は、各衛星に等しいPRNシーケンス
の拡散スペクトルムコードによって変調され、またナビゲーションデータメッセ
ージによっても変調される。L1信号は、粗い捕捉(C/A)コード及び精密(
P[Y])コードによって変調されるのに対し、L2信号はP[Y]コードのみ
によって変調される。P[Y]コードは、主に軍事関係の選抜された政府機関の
ユーザ用の精密測位サービス(PPS)に関連し、一方C/Aは現在のところア
クセスが制限されていない標準測位サービス(SPS)に関連する。
【0019】 図1は、本発明のSPS GPS受信機の構造を概略的に示す。GPS無線周
波(RF)信号はアンテナ10によって受信され、事前増幅、帯域外のRF干渉
を最小にするための受動的帯域フィルタリング、入力信号のパワースペクトルの
第1高調波を除去するためのさらなるフィルタリング、中間周波数(IF)への
変換及びアナログデジタル変換によって、プリプロセッサ11で前処理される。
次いでデジタル化されたIF信号がn個のデジタル受信機チャンネル12のそれ
ぞれに出力され、各チャンネルでは、ナビゲーション情報を捕捉するために受信
機プロセッサ13と協働してIF信号が捕捉追跡される。このような捕捉追跡方
法はよく知られており、例えば、Kaplanの4章(GPS衛星信号の特徴)
及び5章(GPS衛星信号の捕捉追跡)を参照のこと。捕捉したナビゲーション
情報及び伝送の到達時間を使用して、ナビゲーションプロセッサ14は従来のア
ルゴリズムを用いて受信機の位置を計算し、その位置はディスプレイ15によっ
てユーザに表示される。
【0020】 プリプロセッサ11は、典型的にはデジタル受信機チャンネル12を有するフ
ロントエンドアナログ回路の形態で実行され、受信機プロセッサ13及びナビゲ
ーションプロセッサ14は、汎用マイクロプロセッサ又はGPS用途専用集積回
路(ASIC)に埋め込まれたマイクロプロセッサの形態で実行される。
【0021】 図2は、受信機プロセッサと協働する受信機チャンネルの詳細を概略的に示す
。入力信号の情報を検索するためには搬送波(CW)を除去する必要があり、こ
れは受信機が搬送波発生器21を用いて同位相(I)レプリカ搬送波信号と直角
位相(Q)レプリカ搬送波信号を発生させることによって行われる。レプリカ搬
送波は受信した信号と同じ周波数であることが理想的だが、受信機と軌道衛星と
の相対移動によるドップラーシフトによって、受信機で受信したときのGPS信
号の周波数は通常、精密な衛星伝送周波数とは異なる。受信した搬送波の周波数
を正確に複製するために、従来通りの搬送波フェーズロックループを用いる。好
ましくないかもしれないが、搬送波のドップラーシフト及びコード位相弁別器に
対するその関連する影響がかなり小さいため、搬送波フェーズロック段のすべて
を省くことが可能である。
【0022】 コード位相ロックを実現するために、PRNシーケンスの早期(E)、プロン
プト(P)及び遅延(L)レプリカコードを、受信した搬送波に関連する周波数
(公称プラスドップラー)で、コード発生器22で絶えず発生させる。次いでレ
プリカコードをI及びQ信号と相関して、典型的には積分器23でPRNコード
のほぼ全体を積分することによって、3つの同位相相関要素(IE、IL、IP
)及び3つの直角位相相関要素(QE、QL、QP)を生成する。受信機プロセ
ッサ13では、コード位相弁別器が閾値テストにかけられた相関要素の関数とし
て計算され、コード位相弁別器がハイの場合には位相一致が宣言される。コード
位相弁別器がハイでない場合は、コード発生器が1チップだけ位相が前進してい
る次の一連のレプリカを生成し、コード位相弁別器が再計算される。弁別器を再
計算することで宣言された位相一致が有効となる。線形位相掃引によって、最終
的には入力PRNコードが局所的に発生したレプリカと同位相になり、コードを
捕捉することができる。
【0023】 一旦コードを捕捉すると、早期マイナス遅延(early-minus-late)相関関数を
用いるコード位相ロックループを使用してコードを追跡する。前述したように、
入力信号のパワースペクトルの第1高調波の除去のために、真の早期マイナス遅
延の相関関数と比較して早期マイナス遅延の相関関数を改変する。結果として、
コード位相ロックループによって、入力信号と2つの局発レプリカとの時間差に
関連する強化されたコード位相誤差信号が出力される。
【0024】 以下の分析が、あらゆる理論に制限されることなく、コード位相ロックループ
がコード位相誤差を決定できる精度、コード位相誤差ゼロにおける早期マイナス
遅延相関関数の傾き及び上述のパワースペクトルの操作との関係を説明するもの
と本発明者は信じている。
【0025】 既述の通り、擬似範囲を測定でき最終的にはGPS受信機の位置を予測するこ
とができる精度。コード位相誤差測定(Δt)と関連する擬似範囲誤差測定(Δ
d)との関係を以下の式で表すことができる。
【0026】
【数1】 式中、cは光の速度である。したがって、擬似範囲の測定精度が1メートルと
決定された場合、コードループ誤差(雑音平均化後)は3.3ns、即ち約1/
300T(TはGPSのL1C/A信号のチップ周期である)未満である必
要がある。
【0027】 図3の曲線31及び32は、信号帯域1.0MHz及び4.0MHzそれぞれ
の場合の真に正規化された早期マイナス遅延(E−L)相関関数を示す。この関
数において、E−L相関はプロンプト(P)相関値によって正規化されている。
早期マイナス遅延コード位相トラッキングを用いるGPS受信機では、コード位
相トラッキング誤差(Δt)は以下のように概算することができる。
【0028】
【数2】 式中、gは(E−L)/Pのグラフのt=0における傾きであり、E、L及び
Pは相関測定値であり、n、n及びnはそれぞれ早期、遅延、プロンプト
の相関測定雑音である。
【0029】 雑音が小さく相関しないと仮定した場合、即ちE−L=0の場合、コード位相
誤差Δtを以下のように表すことができる。
【0030】
【数3】 式中、nは有効雑音の強度である。
【0031】 したがって、受信機の精度にほぼ正比例する性能指数(FOM)を定義するこ
とができる。
【0032】
【数4】 有限長擬似ランダム雑音コードを理想的なランダム2値コードに等しくするこ
とができる。したがって、相関の周期性がなくなるため相関パワースペクトルの
線量子化もなくなる。
【0033】 相関のパワースペクトルは相関パワーのフーリエ変換によって与えられる。真
にランダムな2値コードのフーリエ変換がないため、パワースペクトルを得るた
めには、自己相関関数のフーリエ変換を計算する。振幅±Aの2値コードの場合
、自己相関関数はベース長±1コードチップ、最大相関パワーAの基本的な三
角形である。これを以下の式で表すことができる。
【0034】
【数5】 式中、TはC/Aコードのチップ周期である。このフーリエ変換は以下の式
で与えられる。
【0035】
【数6】 相関パワーを相関パワースペクトルの逆フーリエ変換によって導出することが
できるため、パワースペクトルを相関関数の形状及びサイズを導出する出発点と
して使用することができる。また、相関特徴を導出するための結果的なスペクト
ルを考慮に入れた、任意のフロントエンドフィルターやフーリエ変換の結果を反
映して改変することができる。これは実際のシステムにおける低解像度ADCな
どの幾つかの重要な影響を考慮に入れていないが、定性的な結果は理論化モデル
にわたって一貫しているように思われる。
【0036】 これを行うためには、最初に理想的なパワースペクトルを周波数範囲(即ち0
.02MHz刻みで±8MHz又は±12MHz)にわたって発生させ、ベクト
ルで保持する。次いでこのベクトルを各要素と伝送因子とを乗算することによっ
て「フィルタリング」することができる。最も単純なフィルタリングの形式は、
0又は1のフィルター伝送しか使用しない。パワースペクトルは振幅Aを単位に
正規化される。
【0037】 次いで逆フーリエ変換を行うことによってパワースペクトルから精密な相関を
発生させることができる。これは、チップ周期Tで表された、時間の関数の相
関を含むベクトルである。ベクトルの全長(即ち時間の範囲)はパワースペクト
ルの周波数ステップサイズに反比例し、相関ステップサイズはパワースペクトル
の範囲全体に反比例する。
【0038】 精密相関ベクトルに対する疎行列動作によって早期マイナス遅延相関を発生さ
せることができる。
【0039】 EL(t)=M(E-L)・P(t) 式中、EL(t)は(E−L)相関結果を含む列ベクトルであり、P(t)は
精密相関結果を含む列ベクトルであり、M(E−L)はその大きさがベクトルの
長さに等しい疎行列である。行列M(E−L)は主に0であるが、対角線上に(
E−L)の算術動作を行う±1の要素を含む。以下に例を示す。
【0040】
【数7】 行列の左上の角からの各対角線の先頭の要素の距離によって早期マイナス遅延
の空間が与えられ、この距離は相関ベクトルの時間解像度に依存する。
【0041】 図4では、曲線41はFOM、即ち入力信号の半値幅と共に変化する、早期マ
イナス遅延相関関数の傾きを示す。傾きの変化は、相関ピークの形状がフーリエ
要素の合計の変化によって改変されることに依る。帯域に伴うFOMの変化の理
由を、図5Aの曲線51によって表される相関のパワースペクトルによってさら
に説明する。パワースペクトルは、1、2、3...nMHzでヌル値を有する
。0〜1MHzでは偶数のフーリエ要素がパワーに寄与するのに対し、1〜2M
Hzでは奇数のフーリエ要素がパワーに寄与する。これらの偶数及び奇数の要素
を最終的に合わせて理想的な三角形の相関形状を形成する。しかしながら、偶数
の要素がt=Tc/2のあたりで、相関形状のスティープネスを増大させる働き
をするのに対し、奇数の要素はそのスティープネスを減少させる働きをする。ハ
ーフチップ(E−L)相関器の場合、Tc/2での相関形状のスティープネスの
増大によってt−0の(E−L)傾斜が増大し、そのためにFOMが改善される
【0042】 本発明の背景にあるアイディアは、選択的に信号の偶数要素を相関に寄与させ
て奇数要素をブロックさせることである。実際は、必要な帯域を制限するために
、最初の数個の要素しか使用しない。得られた改変されたパワースペクトルは図
5Bの曲線52で表され、これはこのようにしてFOMを約14%増加させるこ
とができることを示している。
【0043】 相関の形状を人工的に適合させることによって、FOMをさらに増加させるこ
とができる。図5Bの曲線53は、奇数要素を除去し第1の高調波偶数要素を2
倍増加させた状況を説明している。FOMは約28%増加した。したがって、本
発明は、コードトラッキングのみを使用するGPSシステムの精度を向上させる
方法を提供する。
【0044】 既述の通り、図1及び2に概略的に示したタイプのGPS受信機では、前処理
、受信機チャンネル及び受信機プロセッサは典型的には汎用マイクロプロセッサ
又はGPS用途専用集積回路に埋め込まれたマイクロプロセッサのいずれかと組
み合わせられたフロントエンドアナログ回路の形態で実行されてきた。以下に説
明する例を含む本発明のコード位相トラッキングの方法を、適当なアナログ回路
設計及び/又はマイクロプロセッサのプログラミングによって実行することがで
きる。もちろん、このような設計及びプログラミングはよく知られており、GP
S及びCDMA通信分野の当業者によって過度の負担なしで実行することができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明のSPS GPS受信機を概略的に示す図。
【図2】 図1のGPS受信機の受信機チャンネル及び受信機プロセッサのさらなる詳細
を概略的に示す図。
【図3】 帯域1.0MHzと4.0MHzの理想的な早期マイナス遅延相関関数を示す
グラフ。
【図4】 未改変の入力信号と改変した入力信号の帯域に対してプロットした早期マイナ
ス遅延相関関数の傾きを示すグラフ。
【図5A】 未改変の入力信号と改変した入力信号それぞれの正規化パワースペクトルを示
すグラフ。
【図5B】 未改変の入力信号と改変した入力信号それぞれの正規化パワースペクトルを示
すグラフ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5J062 AA08 CC07 DD01 DD04 DD05 5K022 EE02 EE32 EE36 5K047 AA01 BB01 GG34 HH15

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 コード位相トラッキング方法であって、 (a) ターゲット擬似ランダム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信す
    るステップと、 (b) ターゲットコードに対応する早期及び遅延レプリカコードを含む一連
    の信号を発生させるステップと、 (c) サブジェクト信号と早期及び遅延レプリカコード信号とを相関させ、
    早期及び遅延相関値それぞれを返すステップと、 (d) 早期及び遅延相関値から導出され、コード位相誤差ゼロでの傾きが真
    の早期マイナス遅延相関関数に比べて増大している改変早期マイナス遅延相関関
    数から、ターゲットコードとレプリカコードのコード位相誤差を決定するステッ
    プと、を含む、 コード位相トラッキング方法。
  2. 【請求項2】 早期マイナス遅延相関関数を導出する前に、サブジェクト信号、早期及び遅延
    レプリカコード信号、又は早期及び遅延相関値のいずれかを改変することで前記
    早期マイナス遅延相関関数が改変される、請求項1に記載の方法。
  3. 【請求項3】 サブジェクト信号のパワースペクトルの少なくとも1つの奇数高調波のサイズ
    が縮小されるか又は該高調波が除去される、請求項2に記載の方法。
  4. 【請求項4】 サブジェクト信号のパワースペクトルの少なくとも1つの偶数高調波のサイズ
    が拡大される、請求項2に記載の方法。
  5. 【請求項5】 サブジェクト信号のパワースペクトルの帯域を高調波間で切り取って隣接する
    偶数高調波を除去する、請求項2に記載の方法。
  6. 【請求項6】 早期及び遅延レプリカコード信号の少なくとも一方のパワースペクトルの少な
    くとも1つの奇数高調波のサイズが縮小されるか又は該高調波が除去される、請
    求項2に記載の方法。
  7. 【請求項7】 早期及び遅延レプリカコード信号の少なくとも一方のパワースペクトルの少な
    くとも1つの偶数高調波のサイズが拡大される、請求項2に記載の方法。
  8. 【請求項8】 早期及び遅延レプリカコード信号の少なくとも一方のパワースペクトルの帯域
    を高調波間で切り取って隣接する偶数高調波を除去する、請求項2に記載の方法
  9. 【請求項9】 図面を参照して説明されるコード位相トラッキング方法。
  10. 【請求項10】 ターゲット擬似ランダム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信するアンテ
    ナと請求項1〜9のいずれかに記載のコード位相相関方法を実行する信号プロセ
    ッサを備える受信機。
  11. 【請求項11】 サブジェクト信号のパワースペクトルが、サイズが縮小されるか除去される少
    なくとも1つの奇数高調波、サイズが拡大される少なくとも1つの偶数高調波、
    又は隣接する偶数高調波を除去するために高調波間で切り取られた縮小帯域のい
    ずれかを有するように、ターゲット擬似ランダム雑音コードを含む受信サブジェ
    クト信号のパワースペクトルを改変する信号プロセッサを備える受信機。
  12. 【請求項12】 ターゲット擬似ランダム雑音コードを含むサブジェクト信号を受信するアンテ
    ナ及び信号プロセッサを備える受信機であって、該信号プロセッサが、ターゲッ
    トコードに対応する早期及び遅延レプリカコードを含む一連の信号を発生させる
    発生器と、サブジェクト信号と早期及び遅延レプリカコード信号を相関させ、早
    期及び遅延相関値それぞれを返す相関器と、コード位相誤差ゼロでの改変早期マ
    イナス遅延相関関数の傾きが真の早期マイナス遅延相関関数に比べて増大するよ
    うに早期及び遅延相関値から導出した改変早期マイナス遅延相関関数から、ター
    ゲットコードとレプリカコードとのコード位相誤差を決定する手段を備える受信
    機。
  13. 【請求項13】 早期マイナス遅延相関関数を導出する前に、サブジェクト信号、早期及び遅延
    レプリカコード信号、又は早期及び遅延相関値のいずれかを改変することによっ
    て、早期マイナス遅延相関関数が改変される、請求項12に記載の受信機。
  14. 【請求項14】 サブジェクト信号のパワースペクトルの少なくとも1つの奇数高調波のサイズ
    が縮小されるか又は該高調波が除去される、請求項13に記載の受信機。
  15. 【請求項15】 サブジェクト信号のパワースペクトルの少なくとも1つの偶数高調波のサイズ
    が拡大される、請求項13に記載の受信機。
  16. 【請求項16】 サブジェクト信号のパワースペクトルの帯域が高調波間で切り取られて隣接す
    る偶数高調波を除去する、請求項13に記載の受信機。
  17. 【請求項17】 早期及び遅延レプリカコード信号の少なくとも一方のパワースペクトルの少な
    くとも1つの奇数高調波のサイズが縮小されるか又は該高調波が除去される、請
    求項13に記載の受信機。
  18. 【請求項18】 早期及び遅延レプリカコード信号の少なくとも一方のパワースペクトルの少な
    くとも1つの偶数高調波のサイズが拡大される、請求項13に記載の受信機。
  19. 【請求項19】 早期及び遅延レプリカコード信号の少なくとも一方のパワースペクトルの帯域
    が高調波間で切り取られて隣接する偶数高調波が除去される、請求項13に記載
    の受信機。
  20. 【請求項20】 図面を参照して説明される受信機。
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