JP2003279642A - Device and method for restraining clutter - Google Patents

Device and method for restraining clutter

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JP2003279642A
JP2003279642A JP2002086327A JP2002086327A JP2003279642A JP 2003279642 A JP2003279642 A JP 2003279642A JP 2002086327 A JP2002086327 A JP 2002086327A JP 2002086327 A JP2002086327 A JP 2002086327A JP 2003279642 A JP2003279642 A JP 2003279642A
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Japan
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clutter
filter coefficient
filter
center frequency
frequency
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JP2002086327A
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Japanese (ja)
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Yasuhiro Harasawa
康弘 原沢
Tetsuo Kirimoto
哲郎 桐本
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Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
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Publication date
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To solve such a problem that a computing load gets remarkably larger when real-time processing is carried out in the prior art. <P>SOLUTION: This device is provided with a clutter center-frequency estimating means 1 for estimating the center frequency of a clutter, a filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient for an estimated value estimated therein by cascade-connecting the two filters to form the zero point of a frequency characteristic of the whole filter, a multiple zero point processing means 4 for calculating a filter coefficient to form the multiple zero point when the estimated value is same to a clutter center-frequency estimation value transmitted to the filter coefficient calculating means, a filter means 3a for restraining the clutter in a received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculating means, and a filter means 3b for restraining the clutter in the received signal using the filter coefficient transmitted from the multiple zero point processing means. The computation volume concerned in the filter coefficient calculation can be reduced to a half or less, while securing clutter restraining performance. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、この発明は、フ
ィルタを利用したクラッタ抑圧装置及びクラッタ抑圧方
法に関し、例えばレーダにより受信された信号のうち目
標信号以外のクラッタ等の不要反射エコーを除去するク
ラッタ抑圧装置及びクラッタ抑圧方法に関するものであ
る。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a clutter suppressing device and a clutter suppressing method using a filter, for example, eliminating unnecessary reflection echo such as clutter other than a target signal in a signal received by a radar. The present invention relates to a clutter suppressing device and a clutter suppressing method.

【0002】[0002]

【従来の技術】レーダで移動目標(航空機など)を検出
ようとする場合、アンテナの形状や目標の位置によって
は、どうしても同一ビームの中で、同一距離のところに
固定目標が含まれることが多い。このような場合、固定
目標からの反射波は、移動目標からの反射波に比べ、は
るかに大きいことがある。従って、反射波の強度だけか
ら移動目標と固定目標を区別することは困難である。そ
こで、パルスレーダの機能を損なうことなく、移動目標
の反射波のみをドップラ効果を利用して取り出すことが
考えられる。
2. Description of the Related Art When a moving target (such as an aircraft) is detected by a radar, a fixed target is often included at the same distance in the same beam depending on the shape of the antenna and the position of the target. . In such cases, the reflected wave from the fixed target may be much larger than the reflected wave from the moving target. Therefore, it is difficult to distinguish the moving target and the fixed target only from the intensity of the reflected wave. Therefore, it is possible to extract only the reflected wave of the moving target by using the Doppler effect without impairing the function of the pulse radar.

【0003】このような方式を移動目標指示処理(Mo
ving Target Indication;MT
I)という。すなわち、レーダ送信機からの送信パルス
が移動目標から反射されると、その反射波の周波数はド
ップラ効果によって変化するが、固定目標からの反射波
は周波数変移を受けない。従って、ドップラ効果による
周波数変移あるいはこれに対応する位相変移だけを検出
するか、あるいはそれに伴う振幅変化を検出すれば移動
目標だけを検出することができる。これを実現するた
め、受信信号を中間周波数信号に変換した後、この中間
周波数信号を基準信号発生器からの基準信号で位相検波
してビデオ信号を生成する。さらに、このビデオ信号を
1周期遅らせた信号と次の受信信号から生成したビデオ
信号との差をとる。これによりクラッタなどの固定目標
をキャンセルすることができる。
Such a method is used for moving target instruction processing (Mo
ving Target Indication; MT
I). That is, when the transmission pulse from the radar transmitter is reflected from the moving target, the frequency of the reflected wave changes due to the Doppler effect, but the reflected wave from the fixed target does not undergo frequency shift. Therefore, it is possible to detect only the moving target by detecting only the frequency shift or the phase shift corresponding thereto due to the Doppler effect, or by detecting the amplitude change accompanying it. In order to realize this, after converting the received signal into an intermediate frequency signal, the intermediate frequency signal is phase-detected by the reference signal from the reference signal generator to generate a video signal. Further, the difference between the signal obtained by delaying this video signal by one cycle and the video signal generated from the next received signal is calculated. This makes it possible to cancel a fixed target such as clutter.

【0004】このようにMTI処理では、ビデオ信号を
1周期前のビデオ信号との差をとることにより固定目標
と移動目標が混在している状態から移動目標のみを抽出
することができる。しかしながら、ドップラ周波数がパ
ルス繰り返し周波数の整数倍となる場合には、速度レス
ポンスが零となるいわゆるブラインド速度を生じ、その
速度の目標の検出が不可能となるという問題がある。そ
こで、MTI処理において、ブラインド速度領域を狭く
するために周期的に不等間隔パルスを送信するスタガト
リガ方式が用いられる。これは、2種以上のパルス繰り
返し周期を連続的に切り替えることにより、常にはブラ
インド速度の条件が成立しないようにするものである。
As described above, in the MTI process, only the moving target can be extracted from the state in which the fixed target and the moving target are mixed by taking the difference between the video signal and the video signal one cycle before. However, when the Doppler frequency is an integral multiple of the pulse repetition frequency, there is a problem that a so-called blind speed in which the speed response becomes zero occurs, and it becomes impossible to detect the target of the speed. Therefore, in the MTI processing, a stagger trigger method is used in which irregularly spaced pulses are periodically transmitted in order to narrow the blind velocity region. This is to prevent the blind speed condition from always being satisfied by continuously switching two or more types of pulse repetition periods.

【0005】従来、スタガトリガ方式を用いたパルスレ
ーダにより受信されたクラッタを除去するためのクラッ
タ抑圧装置として、電子情報通信学会、信学技報SAN
E99−115、pp.57−62(2000年2月)
の関口らによる「スタガトリガ方式において2つの周波
数に零点を持つ単一フィルタによる複峰性クラッタの抑
圧」に示されたものが知られている。
Conventionally, as a clutter suppressing device for removing clutter received by a pulse radar using the stagger trigger method, the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, IEICE Technical Report SAN
E99-115, pp. 57-62 (February 2000)
Sekiguchi et al., "Suppressing bimodal clutter by a single filter having zeros at two frequencies in a stagger trigger system" is known.

【0006】なお、一般に、レーダの受信信号は、パル
ス繰り返し間隔の受信信号を当該間隔よりかなり短い所
定の時間で標本化したときの1標本化時間に対応する電
波伝播距離を示すレンジビンと、送信パルスに対して受
信されるパルスを示すパルスヒットの2次元データとし
て扱われるが、ここでは特に断りがない限り、任意の一
レンジビン、或いは同一の処理を行う複数レンジビン単
位の処理について記述することにする。
Generally, the received signal of the radar includes a range bin indicating a radio wave propagation distance corresponding to one sampling time when a received signal at a pulse repetition interval is sampled at a predetermined time considerably shorter than the interval, and a transmission signal. It is treated as two-dimensional data of a pulse hit indicating a pulse received with respect to a pulse, but here, unless otherwise specified, an arbitrary one range bin or a process of multiple range bin units performing the same process will be described. To do.

【0007】従来のクラッタ抑圧装置について図面を参
照しながら説明する。図15は、従来のクラッタ抑圧装
置の構成を示すブロック図である。
A conventional clutter suppression device will be described with reference to the drawings. FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of a conventional clutter suppression device.

【0008】図15において、1は受信信号から受信信
号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波
数推定手段、2はフィルタ係数を算出するフィルタ係数
計算手段、3はフィルタ係数計算手段2からのフィルタ
係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段であ
る。
In FIG. 15, 1 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, 2 is a filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient, and 3 is a filter from the filter coefficient calculating means 2. It is a filter means that performs clutter suppression processing using a coefficient.

【0009】つぎに、従来のクラッタ抑圧装置の動作に
ついて図面を参照しながら説明する。
Next, the operation of the conventional clutter suppressing device will be described with reference to the drawings.

【0010】例えば、捜索レーダのように離散フーリエ
変換等による周波数解析を行うにはパルスヒット数が少
ないレーダにおいて、受信するクラッタ数を推定する方
法としては、以下で説明するAR(Auto Regressive)
モデルの係数aijを利用する方法等が考えられるが、こ
こではクラッタ数は既知であるものとする。
For example, as a method of estimating the number of clutters to be received in a radar such as a search radar that has a small number of pulse hits for performing frequency analysis by discrete Fourier transform or the like, AR (Auto Regressive) described below is used.
A method using the coefficient a ij of the model can be considered, but here it is assumed that the clutter number is known.

【0011】まず、受信信号からクラッタ中心周波数推
定手段1において、クラッタの中心周波数を推定する。
クラッタ中心周波数は、パルスヒット数を十分確保する
ことができれば、離散フーリエ変換等を利用して周波数
解析を行い、ピーク検出処理をすることで推定できる。
しかしながら、スタガトリガ方式を用いる必要があるよ
うなパルス繰り返し周波数が高くないレーダでは、離散
フーリエ変換によって十分な周波数解析を実行できるほ
どのパルスヒット数を確保することができない。
First, the clutter center frequency estimating means 1 estimates the center frequency of the clutter from the received signal.
The clutter center frequency can be estimated by performing frequency analysis using discrete Fourier transform or the like and performing peak detection processing, if a sufficient pulse hit number can be secured.
However, in a radar in which the pulse repetition frequency is not high such that the staggered trigger method needs to be used, it is not possible to secure the number of pulse hits enough to perform a sufficient frequency analysis by the discrete Fourier transform.

【0012】そこで、従来のクラッタ抑圧装置では、少
ないデータ数でもスペクトル推定を行う際に有効な最大
エントロピー法を使用して、クラッタ中心周波数の推定
を行っている。この最大エントロピー法については、
「S.Haykin,"Nonlinear Methods of Spectral Analysi
s", Springer-Verlag(1983)」に説明されている。クラ
ッタスペクトルピークが1つの単峰性クラッタの場合、
1次のARモデルで近似でき、このARモデルの係数を
a11とすれば、1次の極を計算で求めることにより式
(1)でクラッタ中心周波数f0(パルス繰り返し周波数
で規格化された値)を推定することができる。
Therefore, in the conventional clutter suppressing apparatus, the clutter center frequency is estimated by using the maximum entropy method that is effective when performing spectrum estimation even with a small number of data. For this maximum entropy method,
"S. Haykin," Nonlinear Methods of Spectral Analysi
s ", Springer-Verlag (1983)". For single-peak clutter with one clutter spectrum peak,
It can be approximated by a first-order AR model, and the coefficients of this AR model are
If it is a 11 , the clutter center frequency f 0 (value normalized by the pulse repetition frequency) can be estimated by the equation (1) by calculating the first-order pole.

【0013】[0013]

【数1】 [Equation 1]

【0014】クラッタスペクトルピークが2つの双峰性
クラッタの場合は、2次のARモデルで近似でき、この
ARモデルの係数をa11、0次前向き予測誤差をe0(n)、
0次後向き予測誤差をb0(n)、i次前向き予測誤差をe
i(n)、i次後向き予測誤差をbi(n)とすれば、2次の極
を計算で求めることにより式(3)でクラッタ中心周波
数f01、f02を推定することができる。
In the case of a bimodal clutter with two clutter spectrum peaks, it can be approximated by a second-order AR model, the coefficient of this AR model is a 11 , the zero-order forward prediction error is e 0 (n),
The 0th backward prediction error is b 0 (n) and the ith forward prediction error is e
If i (n) and the i-th backward prediction error are b i (n), the clutter center frequencies f 01 and f 02 can be estimated by Expression (3) by calculating the second-order pole.

【0015】[0015]

【数2】 [Equation 2]

【0016】次に、以上の式によって推定されたクラッ
タ中心周波数は、フィルタ係数計算手段2に送られる。
このフィルタ係数計算手段2では、スタガトリガ方式の
場合においてもフィルタの深いノッチが形成できるよう
に、フィルタの係数が時変になる。すなわち、パルス間
隔ごとにフィルタの係数が変わることになる。なお、フ
ィルタはFIR(Finite Impulse Re
sponse)形とするので、インパルス応答がフィル
タ係数に対応する。
Next, the clutter center frequency estimated by the above equation is sent to the filter coefficient calculation means 2.
In the filter coefficient calculation means 2, the filter coefficient changes with time so that a deep notch of the filter can be formed even in the case of the stagger trigger method. That is, the filter coefficient changes every pulse interval. The filter is a FIR (Finite Impulse Re).
The impulse response corresponds to the filter coefficient.

【0017】クラッタが単峰性の場合は双峰性の場合に
含まれるので、ここではクラッタがスペクトルピークを
2つ有する双峰性であると仮定する。スタガトリガ方式
の振幅2乗特性を次式のように定義する。
Since the case where the clutter is bimodal is included in the case where it is bimodal, it is assumed here that the clutter is bimodal having two spectral peaks. The amplitude square characteristic of the stagger trigger method is defined as the following equation.

【0018】[0018]

【数3】 [Equation 3]

【0019】ここで、Nはフィルタのインパルス応答
長、hlnはフィルタのインパルス応答、Lはスタガ数、
τi(i=1,2,…,L)はパルス間隔である。
Where N is the impulse response length of the filter, h ln is the impulse response of the filter, L is the number of staggers,
τ i (i = 1,2, ..., L) is the pulse interval.

【0020】次式のように時間δTを定義し、遅延演算
子z-1をδTだけの遅延を与える素子とする。このと
き、伝達関数Cl(z)は式(12)のように表される。
Time δT is defined as in the following equation, and the delay operator z −1 is an element that gives a delay of δT. At this time, the transfer function C l (z) is expressed as in Expression (12).

【0021】[0021]

【数4】 [Equation 4]

【0022】推定した2つのクラッタ中心周波数f01、f
02に、それぞれk1重零点、k2重零点を持つフィルタの係
数を生成するものとする。lを固定して考えて、Cl(z)、
及びそのzに関する1階から(k1-1)階導関数に対し
て、z1=exp[j2πf01δT]のときに0となるようにする。
Two estimated clutter center frequencies f 01 , f
In 02 , it is assumed that the coefficients of a filter having k 1 double zeros and k 2 double zeros are generated. With l fixed, C l (z),
And its first to (k 1 -1) derivative with respect to z so that it becomes 0 when z 1 = exp [j2πf 01 δT].

【0023】[0023]

【数5】 [Equation 5]

【0024】かつ、Cl(z)、及びそのzに関する1階か
ら(k2-1)階導関数に対して、z2=exp[j2πf02δT]のと
きに0となるようにする。
For C l (z) and its first-order (k 2 -1) derivative with respect to z, it is set to 0 when z 2 = exp [j2πf 02 δT].

【0025】[0025]

【数6】 [Equation 6]

【0026】以上より、k1+k2=(N-1)個の方程式ができ
る。係数に対して方程式が1つ少ないが、hl0を任意に
決めれば良い。このようにしてできた(N-1)元1次連立方
程式を解けば、特定のlに対するフィルタ係数が得られ
る。これをl=0,1,…,L-1に対して繰り返して実行すれ
ば、全てのフィルタ係数を求めることができる。
From the above, k 1 + k 2 = (N-1) equations are formed. There is one less equation for the coefficient, but h 10 can be set arbitrarily. Solving the (N-1) -element system of simultaneous equations created in this way gives the filter coefficient for a specific l. By repeatedly executing this for l = 0, 1, ..., L-1, all filter coefficients can be obtained.

【0027】フィルタ係数計算手段2で生成されたフィ
ルタ係数hlnは、フィルタ手段3に送られる。フィルタ
手段3では、次式に示す畳込み演算が行われて、出力信
号y(tk)では、受信信号x(tk)中のクラッタが抑圧され
る。
The filter coefficient h ln generated by the filter coefficient calculation means 2 is sent to the filter means 3. The filter means 3 performs the convolution operation shown in the following equation, and the output signal y (t k ) suppresses clutter in the received signal x (t k ).

【0028】[0028]

【数7】 [Equation 7]

【0029】以上の説明では双峰性クラッタの場合を示
したが、単峰性クラッタの場合は、Cl(z)の導関数に関
する条件を、例えば式(13)についてのみ考慮すれば
よい。
In the above description, the case of the bimodal clutter has been shown. However, in the case of the unimodal clutter, the condition regarding the derivative of C l (z) may be considered only in, for example, the equation (13).

【0030】[0030]

【発明が解決しようとする課題】従来のスタガトリガ方
式によるレーダにおけるクラッタ抑圧装置は、クラッタ
抑圧フィルタの係数が時変係数となり、推定したクラッ
タ中心周波数に対してフィルタのノッチを形成するよう
にフィルタ係数を調整するためには、クラッタ抑圧処理
ごとに「フィルタのインパルス応答長N−1」元1次連
立方程式をスタガトリガ数回解く必要があり、実時間処
理を行う場合には演算負荷が著しく大きくなる、という
問題点があった。
In the conventional clutter suppressing device in the radar using the stagger trigger method, the coefficient of the clutter suppressing filter becomes a time-varying coefficient, and the filter coefficient is formed so as to form the notch of the filter with respect to the estimated center frequency of the clutter. In order to adjust the value, it is necessary to solve the "filter impulse response length N-1" original linear simultaneous equations several times for each clutter suppression process, and the calculation load becomes significantly large when performing the real-time processing. , There was a problem.

【0031】この発明は、前述した問題点を解決するた
めになされたもので、クラッタ抑圧フィルタを複数のフ
ィルタに分割して縦続接続することで、フィルタの数は
増えるが各フィルタのインパルス応答長が短くなるた
め、フィルタ係数を算出するためにクラッタ抑圧処理ご
とに解く必要があった連立方程式の数が少なくなり、演
算負荷を軽減することができるクラッタ抑圧装置及びク
ラッタ抑圧方法を得ることを目的とする。
The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems. By dividing the clutter suppression filter into a plurality of filters and connecting them in cascade, the number of filters increases but the impulse response length of each filter increases. Therefore, the number of simultaneous equations that had to be solved for each clutter suppression process to calculate the filter coefficient is reduced, and a clutter suppression device and a clutter suppression method that can reduce the calculation load are provided. And

【0032】[0032]

【課題を解決するための手段】この発明の請求項1に係
るクラッタ抑圧装置は、クラッタの中心周波数を推定す
るクラッタ中心周波数推定手段と、前記クラッタ中心周
波数推定手段より送られる推定値に対して、2つのフィ
ルタを縦続接続してフィルタ全体の周波数特性の零点を
形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計
算手段と、前記クラッタ中心周波数推定手段より送られ
る推定値が、前記フィルタ係数計算手段に送られたクラ
ッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成
できるようにフィルタ係数を計算する多重零点処理手段
と、スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに
前記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を
用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ
手段と、前記多重零点処理手段から送られるフィルタ係
数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィ
ルタ手段とを備えたものである。
According to a first aspect of the present invention, there is provided a clutter suppression device for a clutter center frequency estimating means for estimating a center frequency of clutter, and an estimated value sent from the clutter center frequency estimating means. A filter coefficient calculating means for calculating filter coefficients so that two filters are cascaded to form a zero point of the frequency characteristic of the entire filter; and an estimated value sent from the clutter center frequency estimating means is the filter coefficient calculating means. If it is the same as the clutter center frequency estimation value sent to the multi-zero point, the multi-zero point processing means for calculating the filter coefficient so as to form the multi-zero point, and the filter sent from the filter coefficient calculation means for each different pulse interval by the stagger trigger method. First filter means for suppressing clutter in the received signal using a coefficient, It is obtained by a second filter means for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient sent from point processing unit.

【0033】この発明の請求項2に係るクラッタ抑圧装
置は、前記多重零点処理手段が、前記フィルタ係数計算
手段で設定された零点周波数と前記クラッタ中心周波数
推定手段より送られる推定値が一致するかどうかの判定
を行う零点周波数判定手段と、前記零点周波数判定手段
の判定結果に応じて処理経路を切り替える切替手段と、
2つのフィルタで同じ周波数に多重零点を形成できるよ
うにした多重零点用フィルタ係数計算手段と、2つのフ
ィルタの零点周波数が異なるフィルタ係数を計算するフ
ィルタ係数計算手段とを有するものである。
In the clutter suppressing apparatus according to claim 2 of the present invention, whether the multiple zero point processing means matches the zero point frequency set by the filter coefficient calculating means with the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means. Zero-point frequency determining means for determining whether or not, switching means for switching the processing path according to the determination result of the zero-point frequency determining means,
The present invention has a filter coefficient calculating means for multiple zeros, which allows two filters to form multiple zeros at the same frequency, and a filter coefficient calculating means for calculating filter coefficients having different zero point frequencies of the two filters.

【0034】この発明の請求項3に係るクラッタ抑圧装
置は、クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周
波数推定手段と、特定の周波数に対してノッチを形成す
るように、縦続接続した2つのフィルタ係数をあらかじ
め計算しておくフィルタ係数記憶手段と、前記クラッタ
中心周波数推定手段から送られる推定値に最も近い周波
数に対応するフィルタ係数を前記フィルタ係数記憶手段
から選択するフィルタ係数選択手段と、前記選択された
フィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する
第一のフィルタ手段と、前記選択されたフィルタ係数を
用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ
手段とを備えたものである。
A clutter suppressing device according to a third aspect of the present invention comprises a clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter, and two filter coefficients cascade-connected so as to form a notch for a specific frequency. Is calculated in advance, filter coefficient selection means for selecting from the filter coefficient storage means a filter coefficient corresponding to a frequency closest to the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means, and the selected And a second filter means for suppressing clutter in the received signal by using the selected filter coefficient, and a second filter means for suppressing clutter in the received signal by using the selected filter coefficient. .

【0035】この発明の請求項4に係るクラッタ抑圧装
置は、クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周
波数推定手段と、前記クラッタ中心周波数推定手段より
送られる推定値に対して、少なくとも3つのフィルタを
縦続接続してフィルタ全体の周波数特性の零点を形成す
るようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段
と、前記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定
値が、それより前のフィルタ係数計算手段に送られたク
ラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形
成できるようにフィルタ係数を計算する第一の多重零点
処理手段と、前記クラッタ中心周波数推定手段より送ら
れる推定値が、それより前のフィルタ係数計算手段に送
られたクラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重
零点を形成できるようにフィルタ係数を計算する第二の
多重零点処理手段と、スタガトリガ方式によって異なる
パルス間隔ごとに前記フィルタ係数計算手段から送られ
るフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧す
る第一のフィルタ手段と、前記第一の多重零点処理手段
から送られるフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッ
タを抑圧する第二のフィルタ手段と、前記第二の多重零
点処理手段から送られるフィルタ係数を用いて受信信号
中のクラッタを抑圧する第三のフィルタ手段とを備えた
ものである。
A clutter suppressing apparatus according to a fourth aspect of the present invention comprises a clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter, and at least three filters for the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means. The filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so as to form a zero point of the frequency characteristic of the entire filter by cascade connection, and the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means are sent to the filter coefficient calculation means before that. If it is the same as the estimated clutter center frequency, the first multiple zero processing means for calculating the filter coefficient so that multiple zeros can be formed, and the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means Multiple zeros can be formed if they are the same as the clutter center frequency estimation values sent to the filter coefficient calculation means Second multiple zero point processing means for calculating the filter coefficient, and first filter means for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient sent from the filter coefficient calculation means for each different pulse interval by the stagger trigger method , A second filter means for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient sent from the first multiple zero processing means, and a received signal using the filter coefficient sent from the second multiple zero processing means And third filter means for suppressing the clutter inside.

【0036】この発明の請求項5に係るクラッタ抑圧装
置は、クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周
波数推定手段と、特定の周波数に対してノッチを形成す
るように、縦続接続した少なくとも3つのフィルタ係数
をあらかじめ計算しておくフィルタ係数記憶手段と、前
記クラッタ中心周波数推定手段から送られる複数の推定
値それぞれについて、最も近い周波数に対応するフィル
タ係数を前記フィルタ係数記憶手段から選択するフィル
タ係数選択手段と、前記フィルタ係数計算手段から送ら
れるフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧
する第一のフィルタ手段と、前記フィルタ係数計算手段
から送られるフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッ
タを抑圧する第二のフィルタ手段と、前記フィルタ係数
計算手段から送られるフィルタ係数を用いて受信信号中
のクラッタを抑圧する第三のフィルタ手段とを備えたも
のである。
A clutter suppressing apparatus according to a fifth aspect of the present invention is a clutter center frequency estimating means for estimating a center frequency of clutter, and at least three filters cascaded so as to form a notch for a specific frequency. Filter coefficient storage means for calculating coefficients in advance, and filter coefficient selection means for selecting from the filter coefficient storage means the filter coefficient corresponding to the closest frequency for each of the plurality of estimated values sent from the clutter center frequency estimation means. A first filter means for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient sent from the filter coefficient calculating means; and a clutter in the received signal by using the filter coefficient sent by the filter coefficient calculating means. And second filter means for transmitting from the filter coefficient calculation means That is the filter coefficient using that a third filter means for suppressing clutter in the received signal.

【0037】この発明の請求項6に係るクラッタ抑圧方
法は、クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周
波数推定ステップと、クラッタ中心周波数の推定値に対
して、2つのフィルタを縦続接続してフィルタ全体の周
波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算す
るフィルタ係数計算ステップと、前記クラッタ中心周波
数の推定値が、前記フィルタ係数計算ステップでのクラ
ッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成
できるようにフィルタ係数を計算する多重零点処理ステ
ップと、スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ご
とに前記フィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数
を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィル
タステップと、前記多重零点処理ステップからのフィル
タ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二の
フィルタステップとを含むものである。
According to a sixth aspect of the present invention, in the clutter center frequency estimating step of estimating the center frequency of the clutter, and the estimated value of the clutter center frequency, two filters are connected in series for the entire filter. If a filter coefficient calculation step of calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the frequency characteristic of, and the clutter center frequency estimation value is the same as the clutter center frequency estimation value in the filter coefficient calculation step, multiple zero points A multiple zero point processing step for calculating a filter coefficient so that the filter coefficient can be formed, and a first filter step for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step for each different pulse interval depending on the stagger trigger method, , Using the filter coefficients from the multi-zero processing step It is intended to include a second filter step of suppressing clutter in the signal.

【0038】この発明の請求項7に係るクラッタ抑圧方
法は、前記多重零点処理ステップが、前記フィルタ係数
計算ステップで設定された零点周波数と前記クラッタ中
心周波数推定ステップからの推定値が一致するかどうか
の判定を行う零点周波数判定ステップと、前記零点周波
数判定ステップの判定結果に応じて処理経路を切り替え
る切替ステップと、2つのフィルタで同じ周波数に多重
零点を形成できるようにした多重零点用フィルタ係数計
算ステップと、2つのフィルタの零点周波数が異なるフ
ィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップとを含
むものである。
According to a seventh aspect of the present invention, in the clutter suppression method, whether the zero point frequency set in the filter coefficient calculation step matches the estimated value from the clutter center frequency estimation step in the multiple zero point processing step. Determining a zero point frequency, a switching step for switching a processing path according to the determination result of the zero point frequency determining step, and a filter coefficient calculation for a multiple zero point that allows two filters to form a multiple zero point at the same frequency. And a filter coefficient calculation step of calculating filter coefficients having different zero-point frequencies of the two filters.

【0039】この発明の請求項8に係るクラッタ抑圧方
法は、クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周
波数推定ステップと、特定の周波数に対してノッチを形
成するように、縦続接続した2つのフィルタ係数をあら
かじめ計算しておくフィルタ係数記憶ステップと、前記
クラッタ中心周波数推定ステップからの推定値に最も近
い周波数に対応するフィルタ係数を前記フィルタ係数記
憶ステップから選択するフィルタ係数選択ステップと、
前記選択されたフィルタ係数を用いて受信信号中のクラ
ッタを抑圧する第一のフィルタステップと、前記選択さ
れたフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧
する第二のフィルタステップとを含むものである。
The clutter suppressing method according to claim 8 of the present invention comprises a clutter center frequency estimating step of estimating the center frequency of the clutter, and two filter coefficients cascaded so as to form a notch for a specific frequency. A filter coefficient storing step for calculating in advance, a filter coefficient selecting step for selecting a filter coefficient corresponding to a frequency closest to the estimated value from the clutter center frequency estimating step from the filter coefficient storing step,
A first filter step for suppressing clutter in the received signal using the selected filter coefficient, and a second filter step for suppressing clutter in the received signal using the selected filter coefficient. .

【0040】この発明の請求項9に係るクラッタ抑圧方
法は、クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周
波数推定ステップと、前記クラッタ中心周波数推定ステ
ップからの推定値に対して、少なくとも3つのフィルタ
を縦続接続してフィルタ全体の周波数特性の零点を形成
するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ス
テップと、前記クラッタ中心周波数推定ステップからの
推定値が、それより前のフィルタ係数計算ステップに送
られたクラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重
零点を形成できるようにフィルタ係数を計算する第一の
多重零点処理ステップと、前記クラッタ中心周波数推定
ステップからの推定値が、それより前のフィルタ係数計
算ステップに送られたクラッタ中心周波数推定値と同じ
であれば、多重零点を形成できるようにフィルタ係数を
計算する第二の多重零点処理ステップと、スタガトリガ
方式によって異なるパルス間隔ごとに前記フィルタ係数
計算ステップからのフィルタ係数を用いて受信信号中の
クラッタを抑圧する第一のフィルタステップと、前記第
一の多重零点処理ステップからのフィルタ係数を用いて
受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステッ
プと、前記第二の多重零点処理ステップからのフィルタ
係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三のフ
ィルタステップとを含むものである。
A clutter suppressing method according to claim 9 of the present invention cascades at least three filters with respect to a clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency and an estimated value from the clutter center frequency estimating step. The filter coefficient calculation step of connecting and calculating the filter coefficient so as to form the zero of the frequency characteristic of the entire filter, and the estimated value from the clutter center frequency estimation step are sent to the filter coefficient calculation step before that. If it is the same as the clutter center frequency estimate, the first multiple zero processing step of calculating the filter coefficient so that multiple zeros can be formed, and the estimated value from the clutter center frequency estimating step are the filter coefficients before that. If it is the same as the clutter center frequency estimate sent to the calculation step, then multiple zeros A second multiple zeros processing step for calculating the filter coefficient so as to form a filter coefficient, and a first coefficient for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step for each pulse interval different depending on the stagger trigger method. A filter step, a second filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient from the first multiple zero processing step, and a reception using the filter coefficient from the second multiple zero processing step A third filter step for suppressing clutter in the signal.

【0041】この発明の請求項10に係るクラッタ抑圧
方法は、クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心
周波数推定ステップと、特定の周波数に対してノッチを
形成するように、縦続接続した少なくとも3つのフィル
タ係数をあらかじめ計算しておくフィルタ係数記憶ステ
ップと、前記クラッタ中心周波数推定ステップからの複
数の推定値それぞれについて、最も近い周波数に対応す
るフィルタ係数を前記フィルタ係数記憶ステップから選
択するフィルタ係数選択ステップと、前記フィルタ係数
計算ステップからのフィルタ係数を用いて受信信号中の
クラッタを抑圧する第一のフィルタステップと、前記フ
ィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数を用いて受
信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップ
と、前記フィルタ係数計算ステップから送られるフィル
タ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三の
フィルタステップとを含むものである。
According to a tenth aspect of the clutter suppressing method of the present invention, a clutter center frequency estimating step of estimating the center frequency of the clutter and at least three filters cascaded so as to form a notch for a specific frequency. A filter coefficient storing step of pre-calculating coefficients, and a filter coefficient selecting step of selecting a filter coefficient corresponding to the closest frequency from the filter coefficient storing step for each of a plurality of estimated values from the clutter center frequency estimating step, A first filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step, and a second filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step Filter step, and said filter It is intended to include a third filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient sent from several calculation steps.

【0042】[0042]

【発明の実施の形態】実施の形態1.この発明の実施の
形態1に係るクラッタ抑圧装置について図面を参照しな
がら説明する。図1は、この発明の実施の形態1に係る
クラッタ抑圧装置の構成を示すブロック図である。な
お、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiment 1. A clutter suppressing device according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. 1 is a block diagram showing the configuration of a clutter suppression device according to Embodiment 1 of the present invention. In each figure, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.

【0043】図1において、1は受信信号から受信信号
中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数
推定手段、2はフィルタ係数を算出するフィルタ係数計
算手段、4は縦続接続されたフィルタの零点周波数が重
複しているかどうかを判定してフィルタ係数を計算する
多重零点処理手段、3aはフィルタ係数計算手段2から
のフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一の
フィルタ手段、3bは多重零点処理手段4からのフィル
タ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第二のフィルタ
手段である。
In FIG. 1, 1 is a clutter center frequency estimating means for estimating a clutter center frequency in a received signal from a received signal, 2 is a filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient, and 4 is a zero-point frequency of cascaded filters. Multiple zero point processing means for determining whether or not there are overlaps and calculating the filter coefficient, 3a is first filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient from the filter coefficient calculation means 2, and 3b is multiple zero point processing. It is a second filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient from the means 4.

【0044】図2は、この発明の実施の形態1に係るク
ラッタ抑圧装置の多重零点処理手段の内部構成を示す図
である。
FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of the multiple zero point processing means of the clutter suppressing device according to the first embodiment of the present invention.

【0045】図2において、10はクラッタ中心周波数
推定手段1から送られる推定周波数に対してノッチを形
成するようにフィルタ係数の計算する時、その係数計算
方法を選択する零点周波数判定手段、11a、11bは
零点周波数判定手段10の判定結果に基づいて処理経路
を変更する切替手段、12は前段のフィルタの零点周波
数と異なる周波数に零点を形成するようにフィルタ係数
を計算するフィルタ係数計算手段、13は前段のフィル
タの零点周波数と同じ周波数に零点を形成するようにフ
ィルタ係数を計算する多重零点用フィルタ係数計算手段
である。
In FIG. 2, reference numeral 10 denotes zero-point frequency determining means for selecting a coefficient calculation method when calculating filter coefficients so as to form a notch for the estimated frequency sent from the clutter center frequency estimating means 1, 11a, Reference numeral 11b is a switching means for changing the processing path based on the determination result of the zero-point frequency determination means 10, 12 is a filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point at a frequency different from the zero-point frequency of the preceding filter, 13 Is a multiple-zero-point filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so that a zero point is formed at the same frequency as the zero point frequency of the preceding filter.

【0046】つぎに、この実施の形態1に係るクラッタ
抑圧装置の動作について図面を参照しながら説明する。
Next, the operation of the clutter suppressing device according to the first embodiment will be described with reference to the drawings.

【0047】図3は、この発明の実施の形態1に係るク
ラッタ抑圧装置の動作を説明するための図である。
FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the clutter suppressing device according to the first embodiment of the present invention.

【0048】図3において、1は受信信号から受信信号
中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数
推定手段、2aはこのクラッタ中心周波数推定手段1か
ら転送される推定値に対して、フィルタのノッチを形成
するようにフィルタ係数を調整する第一のフィルタ係数
計算手段、3aはこのフィルタ係数計算手段2aで算出
されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第
一のフィルタ手段、2bはクラッタ中心周波数推定手段
1から転送される推定値に対して、フィルタのノッチを
形成するようにフィルタ係数を調整する第二のフィルタ
係数計算手段、3bはこのフィルタ係数計算手段2bで
算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行
う第二のフィルタ手段である。
In FIG. 3, 1 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 2a is a notch of the filter with respect to the estimated value transferred from the clutter center frequency estimating means 1. The first filter coefficient calculation means 3a for adjusting the filter coefficient so as to form the filter coefficient 3a, the first filter means 2a for performing the clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 2a, and the reference numeral 2b the clutter center. With respect to the estimated value transferred from the frequency estimating means 1, the second filter coefficient calculating means 3b for adjusting the filter coefficient so as to form the notch of the filter, 3b outputs the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculating means 2b. It is a second filter means for performing clutter suppression processing.

【0049】図4は、従来(単一フィルタ)のクラッタ
抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性を示す図である。
FIG. 4 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a conventional (single filter) clutter suppressing device.

【0050】図5は、2つの時変フィルタを縦続接続し
た場合のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性(そ
れぞれのフィルタで同じ−600Hzに零点を割当てた
場合)を示す図である。
FIG. 5 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a clutter suppressing device when two time-varying filters are connected in cascade (when a zero point is assigned to the same −600 Hz in each filter).

【0051】図6は、従来(単一フィルタ)のクラッタ
抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a conventional (single filter) clutter suppressing device.

【0052】図7は、2つの時変フィルタを縦続接続し
た場合のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性(実
施の形態1のフィルタ設計方法)を示す図である。
FIG. 7 is a diagram showing the filter amplitude squared characteristic (filter design method of the first embodiment) of the clutter suppression device when two time-varying filters are cascade-connected.

【0053】クラッタは、単峰性であるとする。まず、
図1において受信信号がクラッタ中心周波数推定手段1
に送られて、従来のクラッタ抑圧装置と同様な方法でク
ラッタ中心周波数が推定される。
Clutter is assumed to be unimodal. First,
In FIG. 1, the received signal is a clutter center frequency estimation means 1
Then, the clutter center frequency is estimated in the same manner as in the conventional clutter suppression device.

【0054】次に、クラッタ中心周波数推定手段1から
転送される推定値に従ってクラッタ抑圧フィルタの係数
が計算される。従来のクラッタ抑圧装置と異なる点は、
演算量を低減するために、従来単一のフィルタで実施し
ていたクラッタ抑圧処理を、1つのフィルタを分割して
2つのフィルタを縦続接続した構成にし、且つ、同じ周
波数に複数のフィルタでノッチを形成する場合に、その
周波数に対する零点多重度を確保できるように2段目の
フィルタ係数計算を工夫したことである。
Next, the clutter suppression filter coefficient is calculated according to the estimated value transferred from the clutter center frequency estimating means 1. The difference from the conventional clutter suppression device is that
In order to reduce the amount of calculation, clutter suppression processing that was conventionally performed with a single filter is configured by dividing one filter and connecting two filters in cascade, and notching with multiple filters at the same frequency. This is to devise the filter coefficient calculation of the second stage so that the zero point multiplicity for that frequency can be secured when forming the.

【0055】例えば、単峰性のクラッタを受信した時
に、Dを2以上の整数としてD次のクラッタ抑圧フィル
タを使用するとする(インパルス応答長はD+1)。従
来のクラッタ抑圧装置では、1回のクラッタ抑圧処理に
使用するフィルタの係数を計算するのに、D元1次連立
方程式をL回解く必要がある。これは、フィルタ係数に
関するD×Dのサイズの行列の逆行列を求めることにな
り、逆行列の解法としてガウス消去法を用いたとすると
およそL×D回の乗算が必要になる。
For example, when a monomodal clutter is received, a D-th order clutter suppression filter is used with D being an integer of 2 or more (impulse response length is D + 1). In the conventional clutter suppression device, it is necessary to solve the D-element first-order simultaneous equations L times in order to calculate the coefficient of the filter used for one clutter suppression process. This means obtaining an inverse matrix of a matrix of size D × D regarding the filter coefficient, and if the Gaussian elimination method is used as the solution method of the inverse matrix, approximately L × D 2 multiplications are required.

【0056】一方、本発明の実施の形態1に係るクラッ
タ抑圧装置では、D次のフィルタを2分割することで、
フィルタ係数計算に係るトータルの演算量を低減するこ
とができる。例えば、D次のフィルタをD/2次のフィ
ルタ2つの縦続接続構成にすると必要な乗算回数は、2
×L×(D/2)=L×D/2となり、従来のクラ
ッタ抑圧装置の半分で済む。
On the other hand, in the clutter suppressing apparatus according to the first embodiment of the present invention, by dividing the D-order filter into two,
It is possible to reduce the total calculation amount related to the filter coefficient calculation. For example, if the D-th order filter has a cascade connection configuration of two D / 2-order filters, the required number of multiplications is 2
× L × (D / 2) 2 = L × D 2/2 , and the be half of the conventional clutter suppression device.

【0057】更に、Dが6次以下の場合には、本発明の
実施の形態1に係るクラッタ抑圧装置では、フィルタ1
つ当たりの次数を3次以下にすることができるため、ガ
ウス消去法等の手法ではなく直接逆行列を求めることが
でき、飛躍的に演算量を低減することが可能である。
Further, when D is 6th or less, the clutter suppressing apparatus according to the first embodiment of the present invention uses the filter 1
Since the degree per order can be set to 3 or less, the inverse matrix can be directly obtained instead of the method such as the Gaussian elimination method, and the amount of calculation can be dramatically reduced.

【0058】スタガトリガ方式では不等間隔パルスにな
るため、ノッチ周波数が0以外で深く幅広いノッチを持
つフィルタを実現するには、パルス間隔に応じてフィル
タ係数が変わる時変係数フィルタとなる。このような時
変係数フィルタを縦続接続した場合のインパルス応答
は、2つのフィルタのインパルス応答の単純な畳み込み
にはならない。縦続接続した後段のフィルタ処理では、
後段のフィルタの入力信号における現時点でのサンプル
とそれ以前のサンプルとでは、それらのサンプルを算出
するために用いた前段のフィルタ係数が異なるからであ
る。以下に、このような時変係数フィルタを縦続接続し
た場合のインパルス応答を示す。
In the staggered trigger method, the pulses are unequal intervals. Therefore, in order to realize a filter having a notch frequency other than 0 and a deep and wide notch, a time-varying coefficient filter whose filter coefficient changes according to the pulse interval is used. The impulse response when such time-varying coefficient filters are connected in cascade is not a simple convolution of the impulse responses of the two filters. In the subsequent filtering process that is cascaded,
This is because the sample at the present time and the sample before that in the input signal of the filter of the subsequent stage have different filter coefficients of the previous stage used for calculating those samples. The impulse response when such time-varying coefficient filters are cascaded is shown below.

【0059】図3は、単純に1つのフィルタを2つのフ
ィルタに分割して縦続接続した構成図である。パルスヒ
ット番号に対応する時刻をtkとする。第一のフィルタ手
段3aの入力信号をu(tk)、第二のフィルタ手段3bの
入力信号をx(tk)、第二のフィルタ手段の出力信号をy(t
k)とする。今、スタガ数Lを3、第一の係数計算手段2
aで計算されるフィルタ係数をhk0、hk1、hk2、hk3、第
二の係数計算手段2bで計算されるフィルタ係数を
gk0、gk1、gk2とする。ある時刻の出力信号y(tk)は次式
で表すことができる。
FIG. 3 is a configuration diagram in which one filter is simply divided into two filters and cascaded. Let t k be the time corresponding to the pulse hit number. The input signal of the first filter means 3a is u (t k ), the input signal of the second filter means 3b is x (t k ), and the output signal of the second filter means is y (t k ).
k ). Now, stagger number L is 3, first coefficient calculation means 2
Let the filter coefficients calculated by a be h k0 , h k1 , h k2 , h k3 , and the filter coefficients calculated by the second coefficient calculating means 2b.
Let g k0 , g k1 , and g k2 . The output signal y (t k ) at a certain time can be expressed by the following equation.

【0060】[0060]

【数8】 [Equation 8]

【0061】これより、*を2つのベクトルの畳み込み
演算とすると、2つの時変フィルタを縦続接続した場合
のインパルス応答は、次式のようになる。
From this, when * is a convolution operation of two vectors, the impulse response when two time-varying filters are connected in cascade is as follows.

【0062】[0062]

【数9】 [Equation 9]

【0063】第一のフィルタ手段3aの次数をK1、第二
のフィルタ手段3bの次数をK2として、上式を一般形に
拡張する。得られる畳み込み演算の結果をelk(l=0,1,
…,L-1、k=0,1,…, K1+ K2)とすると、次式のように表
すことができる。
With the order of the first filter means 3a as K 1 and the order of the second filter means 3b as K 2 , the above equation is expanded to the general form. The resulting convolution operation result is e lk (l = 0,1,
, L-1, k = 0, 1, ..., K 1 + K 2 ) can be expressed as the following equation.

【0064】[0064]

【数10】 [Equation 10]

【0065】上式において、パルス間隔はスタガ数Lで
周期的に変化するため、時刻t0,tL,t2L,…には、g00,g
01,…,g0,K2が対応し、時刻t0,tL+1,t2L+1,…には、
g10,g11,…,g1,K2が対応し、時刻t0,tL+2,t2L+2,…に
は、g20,g21,…,g2,K2が対応する(以降繰り返し)。こ
のときの振幅2乗特性E(f)は、次式のようになる。
In the above equation, since the pulse interval changes periodically with the stagger number L, g 00 , g at times t 0 , t L , t 2L , ...
01 , ..., g 0, K2 correspond, and at times t 0 , t L + 1 , t 2L + 1 , ...
g 10 ,, g 11 , ..., g 1, K2 correspond, and at times t 0 , t L + 2 , t 2L + 2 , ..., g 20 , g 21 , ..., g 2, K 2 correspond ( Repeat thereafter). The amplitude square characteristic E (f) at this time is expressed by the following equation.

【0066】[0066]

【数11】 [Equation 11]

【0067】ノッチ周波数が0のフィルタのノッチ周波
数を任意の周波数に移動させる場合、第一のフィルタ係
数計算手段2aで使用される、あらかじめ計算しておく
フィルタ係数をhlk'、そのノッチ周波数をf01とする。
また、仮に第二のフィルタ係数計算手段2bで使用され
る、あらかじめ計算しておくフィルタ係数をglk'、その
ノッチ周波数をf02とする。このとき、フィルタ単体で
考えると、hlk、glkは次式のように再計算される。
When the notch frequency of the filter having the notch frequency of 0 is moved to an arbitrary frequency, the filter coefficient to be calculated in advance used by the first filter coefficient calculating means 2a is h lk ′, and the notch frequency thereof is f 01 .
Further, it is assumed that the filter coefficient used in the second filter coefficient calculation means 2b and calculated in advance is g lk ′ and the notch frequency thereof is f 02 . At this time, considering the filter alone, h lk and g lk are recalculated as in the following equation.

【0068】[0068]

【数12】 [Equation 12]

【0069】しかし、時変フィルタの縦続接続構成の場
合、第二のフィルタ係数計算手段2bで再計算される係
数glkは、上式のような単純なノッチフィルタのノッチ
周波数の移動にはならない。第二のフィルタ係数計算手
段2bで計算される係数が、第一のフィルタ係数計算手
段2aで計算される係数に依存するからである。
However, in the case of the cascade connection of time-varying filters, the coefficient g lk recalculated by the second filter coefficient calculation means 2b does not result in the shift of the notch frequency of the simple notch filter as in the above equation. . This is because the coefficient calculated by the second filter coefficient calculation means 2b depends on the coefficient calculated by the first filter coefficient calculation means 2a.

【0070】以下に、第二のフィルタ係数計算手段2b
において実施される、フィルタ係数計算方法について示
す。式(10)に示したように時間δTを定義し、遅延z
をδTだけの遅延を与えるものとする。このとき、時変
フィルタ縦続接続時の伝達関数は、次式のように表すこ
とができる。
Below, the second filter coefficient calculation means 2b
The method of calculating the filter coefficient, which is carried out in step 1, will be described. The time δT is defined as shown in equation (10), and the delay z
Be delayed by ΔT. At this time, the transfer function at the time of the time-varying filter cascade connection can be expressed as the following equation.

【0071】[0071]

【数13】 [Equation 13]

【0072】式(24)の指数部分を式(26)のよう
に置き換えると、式(25)のようになる。
When the exponent part of equation (24) is replaced by equation (26), equation (25) is obtained.

【0073】[0073]

【数14】 [Equation 14]

【0074】式(25)に式(19)を代入して整理す
ると、次式のようになる。
Substituting equation (19) into equation (25) and rearranging yields the following equation.

【0075】[0075]

【数15】 [Equation 15]

【0076】上記伝達関数El(z)において、zに関する導
関数を求め、式(28)のときに0となる、すなわち、
式(29)が成り立つようにすると、f=f02にK2重零点
を持たせることができる。
In the transfer function E l (z), the derivative with respect to z is obtained, and it becomes 0 when the equation (28) is obtained, that is,
If so equation (29) holds, it is possible to have a K 2 double zeros in f = f 02.

【0077】[0077]

【数16】 [Equation 16]

【0078】上式におけるEl(z)の導関数は、次式で求
めることができる。
The derivative of E l (z) in the above equation can be obtained by the following equation.

【0079】[0079]

【数17】 [Equation 17]

【0080】このようにして、フィルタ係数の数より1
つ少ないK2個の方程式ができるが、gl0を任意に決めれ
ばよい。また、縦続接続された2つのフィルタにより、
フィルタ入出力前後の受信機雑音電力が変化しないよう
にするためには、次式の定数clをgl0に乗じてやればよ
い。
In this way, 1 is obtained from the number of filter coefficients.
There are as few as K 2 equations, but you can set g l0 arbitrarily. Also, with two filters connected in cascade,
In order to prevent the receiver noise power before and after the filter input / output from changing, g l0 may be multiplied by a constant c l in the following equation.

【0081】[0081]

【数18】 [Equation 18]

【0082】以上の関係を行列表現するために、ベクト
ルを式(32)のように定義すると、式(33)に示す
連立方程式が得られる。
In order to express the above relationship in a matrix, the vector is defined as in equation (32), and the simultaneous equations in equation (33) are obtained.

【0083】[0083]

【数19】 [Formula 19]

【0084】上式において、K2×K2行列のAl、ベクトル
blは次式で表される。
In the above equation, A 1 of K 2 × K 2 matrix, vector
b l is expressed by the following equation.

【0085】[0085]

【数20】 [Equation 20]

【0086】式(33)を解くことで、特定のlに関す
る係数を求めることができる。従って、式(33)をl=
0,1,…,L-1についてL回解くことにより、f=f02にK2重零
点を持つ2段目のフィルタ係数を求めることができる。
By solving the equation (33), the coefficient relating to a specific l can be obtained. Therefore, l =
0,1, ..., by solving L times for L-1, can be obtained filter coefficient of the second stage with K 2 double zeros in f = f 02.

【0087】このようにして、第一のフィルタ係数計算
手段2aで計算された係数を第一のフィルタ手段3aに
適用し、第二のフィルタ係数計算手段2bで計算された
係数を第二のフィルタ手段3bに適用することで、フィ
ルタ全体の特性としてf=f01とf=f02にノッチを形成する
ことができる。
In this way, the coefficient calculated by the first filter coefficient calculating means 2a is applied to the first filter means 3a, and the coefficient calculated by the second filter coefficient calculating means 2b is applied to the second filter coefficient. By applying the means 3b, notches can be formed at f = f 01 and f = f 02 as characteristics of the entire filter.

【0088】以上より、2つの時変フィルタを縦続接続
しても、2個所の周波数にノッチを形成できることが示
された。本実施の形態1では、単峰性のクラッタを想定
しているため、第一のフィルタ係数計算手段2aに転送
されるクラッタ中心周波数推定値と、第二のフィルタ係
数計算手段2bに転送されるクラッタ中心周波数推定値
は同一の周波数になる。つまり、クラッタ中心周波数の
推定値をf0とすると、f01=f02=f0として各フィルタ係数
が計算される。
From the above, it was shown that notches can be formed at two frequencies even if two time-varying filters are connected in cascade. In the first embodiment, since the single-peaked clutter is assumed, the clutter center frequency estimation value transferred to the first filter coefficient calculation means 2a and the second filter coefficient calculation means 2b are transferred. The clutter center frequency estimate has the same frequency. That is, when the estimated value of the clutter center frequency is f 0, the filter coefficients are computed as f 01 = f 02 = f 0 .

【0089】しかしながら、以上に記述した方法では、
2つのフィルタで零点を割り当てる周波数(f01及び
f02)を同じ周波数に設定すると、後段のフィルタで割
り当てた零点の多重度K2のみが支配的になり、本来(K1
+K2)重の零点を割り当てたフィルタに相当するノッチ
がf=f0に形成されるはずであるが、実際はK2重の零点を
割り当てたフィルタに相当するノッチ特性になってしま
うため、従来のクラッタ抑圧装置に比べてクラッタ抑圧
性能が劣化してしまうことになる。
However, in the method described above,
The frequency (f 01 and
If f 02 ) is set to the same frequency, only the multiplicity K 2 of zeros assigned by the filter in the subsequent stage becomes dominant, and (K 1
The notch corresponding to the filter to which + K 2 ) zeros are assigned should be formed at f = f 0 , but in reality, the notch characteristic corresponds to the filter to which K 2 zeros are assigned. The clutter suppressing performance is deteriorated as compared with the conventional clutter suppressing device.

【0090】ここで、この現象を説明するため、1次の
時変FIRフィルタを2つ縦続接続した構造を考える。
前段をフィルタ#1、後段をフィルタ#2とし、インパルス
応答をそれぞれ{hlk:l=0,1,k=0,1}、{glk:l=0,1,k=0,
1}とする。スガタトリガ数についてはここでは簡単のた
め2とする。
In order to explain this phenomenon, consider a structure in which two first-order time-varying FIR filters are connected in cascade.
The former stage is filter # 1 and the latter stage is filter # 2, and the impulse response is {h lk : l = 0,1, k = 0,1}, {g lk : l = 0,1, k = 0,
1}. The number of sugata triggers is 2 here for simplicity.

【0091】全体で合計2次のフィルタで2スタガであ
るので、フィルタ全体の伝達関数El(z)は,E0(z),E
1(z)について考えればよい。フィルタ全体のインパルス
応答をe lkとすると、式(27)よりEl(z)は以下のよう
になる。
The total second-order filter has two staggers.
Therefore, the transfer function E of the entire filter isl(z) is E0(z), E
1Think about (z). Impulse of the whole filter
Reply e lkThen, from equation (27), El(z) is as follows
become.

【0092】[0092]

【数21】 [Equation 21]

【0093】フィルタ#1とフィルタ#2の縦続接続構造
で、周波数f=f1にノッチを形成するように各フィルタを
設計する。まず、1段目のフィルタ係数hlkは、事前に
設計した周波数0にノッチを持つ係数h'lkを利用して、
周波数f1にノッチを形成するため以下の演算を行う。
Each filter is designed so that a notch is formed at the frequency f = f 1 in the cascade connection structure of the filter # 1 and the filter # 2. First, for the filter coefficient h lk of the first stage, the coefficient h ′ lk having a notch at frequency 0 designed in advance is used,
The following calculation is performed to form a notch at the frequency f 1 .

【0094】[0094]

【数22】 [Equation 22]

【0095】次に,フィルタ#2の係数は,フィルタ#1
の係数が上記のように与えられるときに、フィルタ全体
の振幅2乗特性がf=f1にノッチを形成するように設計す
る。E1(z)において、z=z1=exp[j2πf1δT]の時に零点を
持たせるようにする。すなわち、E1(z1)=0とすればよ
い。式(36)にz=z1を代入する。
Next, the coefficient of the filter # 2 is the filter # 1.
When the coefficient of is given as above, the amplitude square characteristic of the entire filter is designed so as to form a notch at f = f 1 . E 1 (z) has a zero point when z = z 1 = exp [j2πf 1 δT]. That is, E 1 (z 1 ) = 0 may be set. Substitute z = z 1 into equation (36).

【0096】[0096]

【数23】 [Equation 23]

【0097】式(41)のg11を用いるとE1(z)は次式の
ようになる。
Using g 11 of the equation (41), E 1 (z) is given by the following equation.

【0098】[0098]

【数24】 [Equation 24]

【0099】g11の導出過程より、上記E1(z)がf=f1に零
点を持つのは明らかであり、式(42)がf=f1にノッチ
を形成することがわかる。更に、フィルタ#1とフィル
タ#2でそれぞれf=f1に零点を設定し、これが2重零点
を形成しているのであれば、E1(z)の1階導関数E'1(z)に
対して、E'1(z)=0が成り立つはずである。まず、E1
(z)をzについて微分すると以下のようになる。
[0099] than the process of deriving g 11, the E 1 (z) is obviously to have a zero point f = f 1, it can be seen that equation (42) forms a notch on f = f 1. Furthermore, filter # 1 and the filter # 2 in setting the zero point f = f 1 respectively, if it is to form a double zeros, E 1 (z) of the first derivative E '1 (z) respect, E '1 (z 1) = 0 should hold. First, E 1
Differentiating (z) with respect to z gives:

【0100】[0100]

【数25】 [Equation 25]

【0101】以上より、E'1(z)は常時0にはならない
ため、フィルタ全体の伝達関数E1(z)は、f=f1には2重
零点を持たないことがわかる。従って、時変フィルタを
縦続接続した構成で、同じ周波数に零点を設定した場
合、フィルタ次数と零点多重度が一致しないことにな
る。
From the above, it can be seen that the transfer function E 1 (z) of the entire filter does not have double zeros at f = f 1 because E ′ 1 (z 1 ) does not always become 0. Therefore, when zero points are set at the same frequency in a configuration in which time-varying filters are connected in cascade, the filter order and the zero point multiplicity do not match.

【0102】次に、この現象を示すフィルタ設計例を図
4及び図5に示す。このときの計算条件は、スタガ数L
を3、スタガ比を4:3:5、平均PRIを400μs、δ
Tを100μs、クラッタ中心周波数推定値f0を−600H
zとしてノッチ周波数を−600Hzに6重零点を割り
当てるものとした。2つの時変フィルタを縦続接続した
場合は、1段目のフィルタで−600Hzに3重零点、
2段目のフィルタで−600Hzに3重零点を割り当て
るものとした。
Next, a filter design example showing this phenomenon is shown in FIGS. The calculation condition at this time is the number of staggers L
3, stagger ratio 4: 3: 5, average PRI 400 μs, δ
T is 100 μs, clutter center frequency estimation value f 0 is -600H
As z, a notch frequency of -600 Hz was assigned a six-fold zero. When two time-varying filters are connected in cascade, the first stage filter has a triple zero at -600 Hz,
A triple zero is assigned to -600 Hz in the second-stage filter.

【0103】図4は、ある時刻での従来のクラッタ抑圧
装置のフィルタ等価振幅2乗特性、図5は、2つの時変
フィルタを縦続接続して、それぞれのフィルタで同じ周
波数に零点を割り当てた場合のクラッタ抑圧装置のフィ
ルタ振幅2乗特性である。図4及び図5からわかるよう
に、2つの時変フィルタを縦続接続した方が、形成され
るノッチの阻止域幅が狭くなっており、阻止域幅が広い
クラッタに対してはクラッタ抑圧性能が劣化してしま
う。
FIG. 4 is a filter equivalent amplitude squared characteristic of a conventional clutter suppression device at a certain time, and FIG. 5 shows two time-varying filters connected in cascade, and zero points are assigned to the same frequency in each filter. It is a filter amplitude square characteristic of a clutter suppression device in the case. As can be seen from FIGS. 4 and 5, when two time-varying filters are connected in cascade, the stopband width of the notch formed is narrower, and the clutter suppression performance is better for clutter with a wider stopband width. It will deteriorate.

【0104】そこで、この発明の実施の形態1では、図
1に示すように多重零点処理手段4を設け、第一のフィ
ルタ係数計算手段2で零点が割り当てられた、単峰性ク
ラッタの中心周波数推定値f0に対して、後段のフィルタ
手段3bにおいて零点多重度が確保できるように、フィ
ルタ係数を計算するようにしている。
Therefore, in the first embodiment of the present invention, as shown in FIG. 1, the multiple zero point processing means 4 is provided, and the center frequency of the unimodal clutter to which the zero point is assigned by the first filter coefficient calculation means 2. With respect to the estimated value f 0 , the filter coefficient is calculated so that the zero-point multiplicity can be secured in the filter means 3b in the subsequent stage.

【0105】時変フィルタでは、図3に示したように単
純に1つのフィルタを分割して縦続接続しただけでは、
零点多重度が保存されない。フィルタの零点多重度は、
設計時に式(28)〜(29)に示したフィルタ伝達関
数の導関数をどこまで使用するかが影響する。
In the time-varying filter, if one filter is simply divided and cascaded as shown in FIG. 3,
Zero multiplicity is not saved. The zero multiplicity of the filter is
How much the derivative of the filter transfer function shown in Expressions (28) to (29) is used at the time of design has an influence.

【0106】例えば、5次の時変フィルタを2次と3次
の時変フィルタに分割すると、分割前は伝達関数に関す
る1から4階導関数までを使用してフィルタ係数を計算
するが、分割後は、1から2階導関数までしか使用され
ない。伝達関数に関する高次の微係数が0になるように
フィルタ係数を計算することは、その周波数に対して周
波数特性がフラットに近くなる、即ちノッチフィルタの
ノッチ幅が広くなる方向へ作用するため、このままでは
フィルタ次数の合計はフィルタ分割前と同じであって
も、フィルタの周波数特性は一致しない。
For example, if a 5th-order time-varying filter is divided into a 2nd-order and a 3rd-order time-varying filter, the filter coefficients are calculated using the 1st to 4th derivatives of the transfer function before the division. After that, only the first to second derivatives are used. Calculating the filter coefficient so that the high-order differential coefficient relating to the transfer function becomes 0 has the effect that the frequency characteristic is close to flat with respect to the frequency, that is, the notch width of the notch filter increases. As it is, even if the total of the filter orders is the same as before the filter division, the frequency characteristics of the filters do not match.

【0107】そこで、図2の零点周波数判定手段10で
は、クラッタ中心周波数推定手段1から送られる推定値
が、前段のフィルタで零点を設定した周波数と一致して
いるかどうかを判定し、一致していなければ、時変フィ
ルタを縦続接続した場合の通常の設計方法によりフィル
タ係数が計算される。一致している場合は、零点多重度
を確保するため、零点多重用フィルタ係数計算手段13
において、以下の計算に基づいてフィルタ計算が行われ
る。
Therefore, the zero-point frequency determining means 10 of FIG. 2 determines whether or not the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means 1 coincides with the frequency at which the zero point is set by the filter in the preceding stage, and they coincide with each other. If not, the filter coefficient is calculated by the usual design method when the time-varying filters are connected in cascade. If they match, the zero point multiplex filter coefficient calculation means 13 is used to secure the zero point multiplicity.
In, the filter calculation is performed based on the following calculation.

【0108】フィルタ#1、フィルタ#2の次数をそれぞ
れK1、K2とすると、フィルタ#2の係数計算において
は、フィルタ伝達関数のK1から(K1+K2-1)階導関数を
使用する。
When the orders of the filter # 1 and the filter # 2 are K 1 and K 2 , respectively, in the coefficient calculation of the filter # 2, the K 1 to (K 1 + K 2 −1) th derivative of the filter transfer function is calculated. To use.

【0109】基本的な設計方法は、零点周波数が重複し
ない場合と同じである。従って、式(34)の行列A、
式(35)のベクトルbを、それぞれ式(45)、式
(46)に示すように置き換え、式(47)に示す一次
連立方程式解くことでフィルタ#2の係数ベクトルglを決
定する。
The basic design method is the same as the case where the zero-point frequencies do not overlap. Therefore, the matrix A of equation (34),
The vector b in the formula (35), respectively equation (45), replaced as shown in equation (46), determines the coefficient vector g l filter # 2 by solving simultaneous linear equations shown in equation (47).

【0110】[0110]

【数26】 [Equation 26]

【0111】以上の計算方法により、周波数f0に対して
等価的に(K1+K2)重の零点が形成されるため、従来の
クラッタ抑圧装置におけるフィルタと同等な振幅2乗特
性を得ることができる。
By the above calculation method, a zero point of (K 1 + K 2 ) weight is equivalently formed with respect to the frequency f 0 , so that an amplitude square characteristic equivalent to that of the filter in the conventional clutter suppression device is obtained. be able to.

【0112】この様子を図6及び図7に示す。図6は、
ある時刻での従来のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2
乗特性、図7は、この発明の実施の形態1に係るクラッ
タ抑圧装置におけるフィルタの振幅2乗特性である。図
6及び図7の計算条件は、図4及び図5と同じである。
図6及び図7より、この発明の実施の形態1に係るクラ
ッタ抑圧装置のフィルタは、従来のクラッタ抑圧装置と
同等な振幅2乗特性を示し、即ち同等なクラッタ抑圧性
能が得られることがわかる。
This state is shown in FIGS. 6 and 7. Figure 6
Filter amplitude 2 of a conventional clutter suppression device at a certain time
The power-law characteristic, FIG. 7 is the amplitude square-law characteristic of the filter in the clutter suppression device according to the first embodiment of the present invention. The calculation conditions of FIGS. 6 and 7 are the same as those of FIGS. 4 and 5.
6 and 7 that the filter of the clutter suppression device according to the first embodiment of the present invention exhibits an amplitude square characteristic equivalent to that of the conventional clutter suppression device, that is, equivalent clutter suppression performance is obtained. .

【0113】以上のように、1つのクラッタ中心周波数
推定値に対して、2つのフィルタを縦続接続した構成に
して、2段目のフィルタ係数を1段目のフィルタ係数に
依存する形で計算し、かつ零点周波数が重複する場合に
は、2段目のフィルタ係数計算時に、零点多重度を確保
するため前段のフィルタ次数以上のフィルタ伝達関数の
導関数を使用するようにしたので、従来のクラッタ抑圧
装置と同等なクラッタ抑圧性能を確保しつつ、フィルタ
係数計算に係る演算量を半減以下にすることができる。
As described above, for one estimated clutter center frequency value, two filters are connected in cascade, and the filter coefficient of the second stage is calculated in a form dependent on the filter coefficient of the first stage. When the zero-point frequencies overlap, the derivative of the filter transfer function equal to or higher than the filter order of the preceding stage is used to secure the zero-point multiplicity when calculating the filter coefficient of the second stage. It is possible to reduce the amount of calculation related to the filter coefficient calculation to half or less while ensuring the clutter suppression performance equivalent to that of the suppression device.

【0114】実施の形態2.上記の実施の形態1では、
フィルタ係数を実時間で計算する必要がある。サンプル
間隔が異なる受信信号に対して、最大探知距離までの全
ての距離からの受信信号のクラッタ抑圧処理を考える
と、フィルタを分割して演算量を低減しているが、フィ
ルタ係数計算に係わる演算量は未だに多いことがわか
る。
Embodiment 2. In the first embodiment described above,
It is necessary to calculate the filter coefficient in real time. Considering clutter suppression processing of received signals from all distances up to the maximum detection distance for received signals with different sample intervals, the filter is divided to reduce the calculation amount, but the calculation related to the filter coefficient calculation is performed. It turns out that the amount is still large.

【0115】そこで、この実施の形態2に係るクラッタ
抑圧装置では、クラッタ中心周波数推定値を離散的な数
値に近似することでテーブル化し、その値に対するフィ
ルタ係数を予め計算して保持しておくことで、フィルタ
係数計算に係わる演算量を大幅に低減するものである。
Therefore, in the clutter suppressing apparatus according to the second embodiment, the clutter center frequency estimated value is approximated to a discrete numerical value to form a table, and the filter coefficient for the value is calculated and held in advance. Thus, the amount of calculation related to the filter coefficient calculation is significantly reduced.

【0116】この発明の実施の形態2に係るクラッタ抑
圧装置について図面を参照しながら説明する。図8は、
この発明の実施の形態2に係るクラッタ抑圧装置の構成
を示すブロック図である。
A clutter suppressing device according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to the drawings. Figure 8
It is a block diagram which shows the structure of the clutter suppression apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention.

【0117】図8において、1は受信信号から受信信号
中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数
推定手段、21はフィルタ係数のパターンをテーブル化
して記憶しておくフィルタ係数記憶手段、20はクラッ
タ中心周波数推定手段1から送られる推定値に従って、
フィルタ係数記憶手段21から抽出するフィルタ係数を
選択するフィルタ係数選択手段、3a、3bはフィルタ
係数記憶手段21から送られるフィルタ係数を用いてク
ラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段である。
In FIG. 8, 1 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, 21 is a filter coefficient storing means for storing the filter coefficient patterns in a table, and 20 is a clutter. According to the estimated value sent from the center frequency estimating means 1,
Filter coefficient selecting means 3a and 3b for selecting a filter coefficient to be extracted from the filter coefficient storage means 21 are filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient sent from the filter coefficient storage means 21.

【0118】つぎに、この実施の形態2に係るクラッタ
抑圧装置の動作について図面を参照しながら説明する。
Next, the operation of the clutter suppressing device according to the second embodiment will be described with reference to the drawings.

【0119】図9は、この発明の実施の形態2に係るク
ラッタ抑圧装置のフィルタ係数記憶手段で記憶するパタ
ーンを示す図である。
FIG. 9 is a diagram showing patterns stored in the filter coefficient storage means of the clutter suppression device according to the second embodiment of the present invention.

【0120】クラッタは単峰性であるとする。スタガト
リガ方式では、送信パルス間隔が一定ではないので、ク
ラッタ抑圧フィルタは時変フィルタになる。この実施の
形態2では、実時間でフィルタ係数を計算せずに、フィ
ルタ係数記憶手段21に係数を記憶しておき、推定され
たクラッタ中心周波数に従ってフィルタ係数選択手段2
0で適切なフィルタ係数を選択するようにする。
Clutter is assumed to be unimodal. In the stagger trigger method, the transmission pulse interval is not constant, so the clutter suppression filter is a time-varying filter. In the second embodiment, the filter coefficient is not calculated in real time, but the coefficient is stored in the filter coefficient storage means 21, and the filter coefficient selection means 2 is used according to the estimated clutter center frequency.
Select 0 to select an appropriate filter coefficient.

【0121】クラッタ中心周波数が変化しないと仮定す
ると、1レンジビンのクラッタ抑圧処理について、少な
くとも(総パルスヒット数−フィルタ次数)種類のフィ
ルタ係数が必要になるが、捜索レーダではパルスヒット
数が多くないため、1種類のみ用意すればよい。
Assuming that the clutter center frequency does not change, at least (total pulse hit number-filter order) kinds of filter coefficients are required for clutter suppression processing of one range bin, but the search radar does not have many pulse hit numbers. Therefore, only one type needs to be prepared.

【0122】しかしながら、移動物体からの反射エコー
である移動クラッタは、クラッタ中心周波数が常に変化
するため、その中心周波数も変化する可能性が高い。そ
こで、想定されるクラッタ中心周波数の範囲内において
離散的な周波数値を設定しておき、その設定された周波
数値に対してのみ、フィルタ係数をあらかじめ計算して
おく。図7はフィルタ係数記憶手段21で記憶するパタ
ーンの一例である。表において規格化周波数は、クラッ
タ中心周波数推定値をパルス繰り返し周波数で正規化し
たものである。DFはあらかじめフィルタ係数を計算し
ておく周波数の刻み幅である。ここでは刻み幅を一定に
しているが、クラッタ中心周波数推定値の分布に応じて
刻み幅を変えておくことも有効である。Qijはフィルタ
係数を格納するベクトルであり、次式に示すようにフィ
ルタのインパルス応答長に相当する数のフィルタ係数q
ijを有する。
However, the moving clutter, which is the reflection echo from the moving object, has a high possibility that the center frequency of the clutter will also change because the clutter center frequency always changes. Therefore, discrete frequency values are set within the range of the assumed clutter center frequency, and the filter coefficient is calculated in advance only for the set frequency value. FIG. 7 shows an example of a pattern stored in the filter coefficient storage means 21. In the table, the normalized frequency is the clutter center frequency estimated value normalized by the pulse repetition frequency. DF is a frequency step size for which the filter coefficient is calculated in advance. Although the step size is constant here, it is also effective to change the step size according to the distribution of clutter center frequency estimated values. Q ij is a vector that stores the filter coefficients, and as shown in the following equation, the number of filter coefficients q corresponding to the impulse response length of the filter
have ij .

【0123】[0123]

【数27】 [Equation 27]

【0124】フィルタ係数選択手段20ではクラッタ中
心周波数推定手段1から送られる推定値が規格化され、
この値とフィルタ係数記憶手段21で想定した刻み幅D
F毎の規格化周波数値が比較され、最も近い規格化周波
数値に対応するフィルタ係数群が選択される。選択され
たフィルタ係数は、フィルタ手段3a、3bに送られ
て、クラッタ抑圧処理が実施される。
In the filter coefficient selecting means 20, the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means 1 is standardized,
This value and the step size D assumed in the filter coefficient storage means 21
The normalized frequency values for each F are compared, and the filter coefficient group corresponding to the closest normalized frequency value is selected. The selected filter coefficient is sent to the filter means 3a and 3b, and the clutter suppression process is performed.

【0125】以上のように、スタガトリガ方式が適用さ
れたレーダのクラッタ抑圧装置において、クラッタ抑圧
フィルタとして時変フィルタが必要な場合、クラッタ中
心周波数推定値を有限個に限定して設定し、その周波数
に対する時変フィルタ係数をあらかじめ設計しておくよ
うにしたので、実時間でフィルタ係数を計算する必要が
なく、クラッタ抑圧処理に係わる演算量を低減すること
ができる。
As described above, in the radar clutter suppression device to which the stagger trigger method is applied, when a time-varying filter is required as the clutter suppression filter, the clutter center frequency estimation value is set to a limited number and the frequency is set. Since the time-varying filter coefficient for is designed in advance, it is not necessary to calculate the filter coefficient in real time, and the amount of calculation related to clutter suppression processing can be reduced.

【0126】実施の形態3.上記の実施形態1では、受
信信号中のクラッタが単峰性の場合を想定したものであ
るが、次に双峰性、あるいは複数のクラッタを受信した
場合を想定した実施の形態を示す。
Third embodiment. In the above-described first embodiment, the case where the clutter in the received signal is unimodal is assumed, but next, an embodiment is assumed that is bimodal or when a plurality of clutters are received.

【0127】この発明の実施の形態3に係るクラッタ抑
圧装置について図面を参照しながら説明する。図10
は、この発明の実施の形態3に係るクラッタ抑圧装置の
構成を示すブロック図である。
A clutter suppressing device according to Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to the drawings. Figure 10
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a clutter suppression device according to Embodiment 3 of the present invention.

【0128】図10において、1は受信信号から受信信
号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波
数推定手段、2は縦続接続されたフィルタの零点周波数
が重複しているかどうか判定してフィルタ係数を計算す
るフィルタ係数計算手段、3aはこのフィルタ係数計算
手段2で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧
処理を行う第一のフィルタ手段、4aはクラッタ中心周
波数推定手段1から送られる推定値に対して、フィルタ
の零点を形成するようにフィルタ係数を調整する第一の
多重零点処理手段、3bはこの多重零点処理手段4aで
算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行
う第二のフィルタ手段、4yはクラッタ中心周波数推定
手段1から送られる推定値に対して、縦続接続されたフ
ィルタの零点周波数が重複しているかどうか判定してフ
ィルタ係数を計算する第Nの多重零点処理手段、3zは
多重零点処理手段4yで算出されたフィルタ係数を用い
てクラッタ抑圧処理を行う第Mのフィルタ手段である。
In FIG. 10, 1 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 2 is a filter coefficient by judging whether or not the zero-point frequencies of the cascade-connected filters overlap. The filter coefficient calculation means 3a for calculating is a first filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 2, and 4a is for an estimated value sent from the clutter center frequency estimation means 1. The first multiple zero point processing means 3b for adjusting the filter coefficient so as to form the zero point of the filter, and the second filter means 3b for performing the clutter suppression process using the filter coefficient calculated by the multiple zero point processing means 4a. 4y is the zero-point frequency of the cascaded filters with respect to the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means 1. Nth multiple zero-point processing means for determining the filter coefficient by determining whether or not overlap, and 3z is an Mth filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the multiple-zero point processing means 4y. .

【0129】なお、多重零点処理手段4a、多重零点処
理手段4yの内部構成は、図2に示すものと同様であ
る。
The internal configurations of the multiple zero point processing means 4a and the multiple zero point processing means 4y are the same as those shown in FIG.

【0130】つぎに、この発明の実施の形態3に係るク
ラッタ抑圧装置の動作について図面を参照しながら説明
する。
Next, the operation of the clutter suppressing device according to the third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0131】図11は、従来のクラッタ抑圧装置のフィ
ルタ振幅2乗特性を示す図である。
FIG. 11 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a conventional clutter suppressing device.

【0132】図12は、単純に4つの時変フィルタを縦
続接続した場合のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗
特性を示す図である。
FIG. 12 is a diagram showing the filter amplitude square characteristic of the clutter suppressing device when four time-varying filters are simply cascaded.

【0133】図13は、4つの時変フィルタを縦続接続
した場合のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性
(実施の形態3のフィルタ設計方法)を示す図である。
FIG. 13 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic (filter designing method of the third embodiment) of the clutter suppressing device when four time-varying filters are connected in cascade.

【0134】説明を省略している部分に関しては、この
発明の実施の形態1におけるクラッタ抑圧装置の動作と
同等である。
The parts of which description is omitted are the same as the operations of the clutter suppressing device in the first embodiment of the present invention.

【0135】図10に示すクラッタ抑圧装置は、理論上
は中心周波数が異なるM以下の数のクラッタに対応する
ことができるが、本発明は、次数の高いフィルタを低次
の複数のフィルタに分割して演算量を低減することを狙
っているので、一般にはクラッタ数<<Mとなる。
Although the clutter suppressing apparatus shown in FIG. 10 can theoretically deal with M or less clutters having different center frequencies, the present invention divides a high-order filter into a plurality of low-order filters. Since the aim is to reduce the amount of calculation, the clutter number << M in general.

【0136】例えば、中心周波数が異なる2つのクラッ
タが受信されたとき、予想されるそれぞれのクラッタの
電力や帯域幅から、これらのクラッタを抑圧するために
は、それぞれのクラッタに対して6次と5次のノッチフ
ィルタ(ここでは、クラッタ中心周波数に対して6重、
或いは5重零点を設定するフィルタを意味する)が必要
であるとする。双峰性クラッタであるので、6次と5次
の2つの時変フィルタを縦続接続しても抑圧することが
できるが、演算量を低減するために各フィルタを分割す
ることを考える。それぞれのフィルタを3次と3次、3
次と2次、の2つのフィルタに分割すると、4つの時変
フィルタの縦続接続構成になる。中心周波数推定手段1
で推定されたクラッタ中心周波数をf01、f02とする。
For example, when two clutters having different center frequencies are received, in order to suppress these clutters from the expected power and bandwidth of each clutter, in order to suppress these clutters, a 6th order is added to each clutter. Fifth-order notch filter (here, 6 times for clutter center frequency,
Alternatively, it means a filter for setting the quintuple zero). Since it is a bimodal clutter, it can be suppressed even if two time-varying filters of the 6th order and the 5th order are cascade-connected, but consider dividing each filter to reduce the amount of calculation. Each filter is 3rd, 3rd, 3rd
When the filter is divided into two filters, that is, the secondary filter and the secondary filter, four time-varying filters are cascaded. Center frequency estimating means 1
Let f 01 and f 02 be the clutter center frequencies estimated in.

【0137】一例として図10で考えると、時変フィル
タ#1、時変フィルタ#2は、フィルタ係数計算手段2、
多重零点処理手段4aで、周波数f01、f02にそれぞれ3
重零点を持つフィルタ係数が計算されて、時変フィルタ
#3、時変フィルタ#4は、多重零点処理手段4b、4c
で、周波数f01、f02にそれぞれ3重零点、2重零点を持
つフィルタ係数が計算されることになる。フィルタの順
番は一例として上記のように記述したが特に制限はな
い。
Considering FIG. 10 as an example, the time-varying filter # 1 and the time-varying filter # 2 are the filter coefficient calculation means 2,
In the multiple zero point processing means 4a, the frequencies f 01 and f 02 are respectively set to 3
The filter coefficient with double zeros is calculated,
# 3 and time-varying filter # 4 are multiple zero point processing means 4b and 4c.
Then, filter coefficients having triple zeros and double zeros at the frequencies f 01 and f 02 are calculated. The order of the filters is described as an example above, but there is no particular limitation.

【0138】このように、中心周波数が異なるI個の数
のクラッタが受信されたとき、それぞれのクラッタをJ
個のフィルタで抑圧すると仮定すると、この発明の実施
の形態3に係るクラッタ抑圧装置では、I×J個の時変
フィルタの縦続接続構成になる。実際は、1つのクラッ
タに使用するフィルタの数は任意に決められるので、フ
ィルタ総数はI×J個より複雑な式で算出される。
As described above, when I number of clutters having different center frequencies are received, the respective clutters are separated by J.
Assuming that the filters are used for suppression, the clutter suppression device according to the third embodiment of the present invention has a cascade connection configuration of I × J time-varying filters. Actually, the number of filters used for one clutter is arbitrarily determined, and the total number of filters is calculated by a more complicated formula than I × J.

【0139】実際の動作としては、推定された各クラッ
タの中心周波数に対して割り当てるフィルタの数とそれ
ぞれのフィルタの次数が事前に、あるいは受信信号を処
理した結果から決定される。
As an actual operation, the number of filters to be assigned to the estimated center frequency of each clutter and the order of each filter are determined in advance or from the result of processing the received signal.

【0140】次に、縦続接続するフィルタの順番が決定
される。例えば、グランドクラッタのように移動してい
ない地面や建築物のような物体からの反射エコーはドッ
プラ周波数が生じないため、このクラッタに対するノッ
チ周波数は0でよい。ノッチ周波数が0でよいというこ
とは、通常のフィルタ設計法により事前に計算しておい
たフィルタ係数をそのまま使用することが可能であるの
で、このようなフィルタは縦続接続構成の最前段に持っ
てきた方が処理上都合がよい。
Next, the order of filters to be cascaded is determined. For example, a reflected echo from an object such as a ground or a building that does not move like ground clutter does not generate a Doppler frequency, and thus the notch frequency for this clutter may be zero. The fact that the notch frequency is 0 means that it is possible to use the filter coefficient calculated in advance by the ordinary filter design method as it is, so such a filter should be brought to the frontmost stage of the cascade connection configuration. Is more convenient for processing.

【0141】図11〜図13に本実施の形態3によるク
ラッタ抑圧装置におけるフィルタ振幅2乗特性の計算例
を示す。
11 to 13 show examples of calculation of the filter amplitude square characteristic in the clutter suppressing device according to the third embodiment.

【0142】ここでは一例として、レーダが双峰性クラ
ッタを受信した場合を想定する。図10のクラッタ中心
周波数推定手段1から転送される推定値は、−600H
z、400Hzであるとする。つまり、この2つの周波
数にピークを持つクラッタが存在する状況である。この
とき、図15の従来のクラッタ抑圧装置で、周波数−6
00Hzに6重零点、周波数400Hzに5重零点をそ
れぞれ割り当てて、ノッチを形成するものと考える。計
算条件は、スタガ数Lを3、スタガ比を4:3:5、平
均PRIを400μs、δTを100μsである。この
ときの従来のクラッタ抑圧装置におけるフィルタの等価
振幅2乗特性を図11に示す。−600Hzと400H
zに幅広のノッチが形成されている。
As an example, it is assumed here that the radar receives bimodal clutter. The estimated value transferred from the clutter center frequency estimating means 1 in FIG. 10 is -600H.
z, 400 Hz. That is, there is a clutter having peaks at these two frequencies. At this time, with the conventional clutter suppression device of FIG.
It is considered that a notch is formed by assigning a 6-zero point to 00 Hz and a 5-zero point to a frequency of 400 Hz, respectively. The calculation conditions are: the stagger number L is 3, the stagger ratio is 4: 3: 5, the average PRI is 400 μs, and δT is 100 μs. FIG. 11 shows the equivalent amplitude square characteristic of the filter in the conventional clutter suppression device at this time. -600Hz and 400H
A wide notch is formed in z.

【0143】本発明の実施の形態3によるクラッタ抑圧
装置では、それぞれのクラッタに対して、2つのフィル
タを縦続接続する。つまり、4つのフィルタを縦続接続
することになり、図10の構成でいえばM=4である。
この4つのフィルタにおいて零点を割り当てる周波数と
零点多重度は、以下の通りであり、重複した零点周波数
に対しては、異なるフィルタ係数計算方法が実施され
る。
In the clutter suppressing apparatus according to the third embodiment of the present invention, two filters are cascade-connected to each clutter. That is, four filters are connected in cascade, and M = 4 in the configuration of FIG.
The frequencies to which the zero points are assigned and the zero point multiplicities in the four filters are as follows, and different filter coefficient calculation methods are performed for the duplicate zero point frequencies.

【0144】1段目のフィルタ:−600Hz(3重零
点)、2段目のフィルタ:−570Hz(3重零点)、
3段目のフィルタ:400Hz(3重零点)、4段目の
フィルタ: 420Hz(2重零点)。
First-stage filter: -600 Hz (triple zero), second-stage filter: -570 Hz (triple zero),
Third stage filter: 400 Hz (triple zero), fourth stage filter: 420 Hz (double zero).

【0145】このときのフィルタの振幅2乗特性を図1
3に示す。従来のクラッタ抑圧装置とほぼ同じフィルタ
等価振幅2乗特性を有するので、クラッタ抑圧性能を確
保しつつ、4つのフィルタを縦続接続することにより、
フィルタ係数計算に係る演算量を低減することができ
る。
The amplitude square characteristic of the filter at this time is shown in FIG.
3 shows. Since it has almost the same filter equivalent amplitude squared characteristic as the conventional clutter suppression device, by connecting four filters in cascade while securing the clutter suppression performance,
It is possible to reduce the calculation amount related to the filter coefficient calculation.

【0146】参考として、多重零点処理手段を持たな
い、4つのフィルタを単純に縦続接続したクラッタ抑圧
装置での計算例を図12に示す。この場合、重複した周
波数における零点多重処理手段を設けていないため、ク
ラッタのピークが存在する周波数に対するノッチの阻止
域幅が、本発明の実施の形態3によるクラッタ抑圧装置
の特性に比べてかなり狭くなり、クラッタ抑圧性能が劣
化してしまうことがわかる。
As a reference, FIG. 12 shows a calculation example in a clutter suppressing device in which four filters are simply connected in cascade without having the multiple zero point processing means. In this case, since the zero point multiplex processing means for overlapping frequencies is not provided, the stop band width of the notch for the frequency at which the clutter peak exists is considerably narrower than the characteristic of the clutter suppressing device according to the third embodiment of the present invention. It can be seen that the clutter suppression performance deteriorates.

【0147】以上のように、複数のクラッタに対して、
複数のフィルタを縦続接続した構成にして、2段目以降
のフィルタ係数をそれ以前のフィルタ係数に依存する形
で計算し、かつ零点周波数が重複する場合には、2段目
以降のフィルタ係数計算時に、零点多重度を確保するた
めそれ以前のフィルタ次数以上のフィルタ伝達関数の導
関数を使用するようにしたので、従来のクラッタ抑圧装
置と同等なクラッタ抑圧性能を確保しつつ、フィルタ係
数計算に係る演算量を半減以下にすることができる。
As described above, for a plurality of clutters,
When multiple filters are connected in cascade, the filter coefficients of the second and subsequent stages are calculated in a form that depends on the filter coefficients of the previous stages, and when the zero-point frequencies overlap, the filter coefficients of the second and subsequent stages are calculated. Sometimes, to ensure zero multiplicity, the derivative of the filter transfer function higher than the previous filter order is used, so while maintaining the same clutter suppression performance as the conventional clutter suppression device, it is possible to calculate the filter coefficient. The calculation amount can be reduced to half or less.

【0148】実施の形態4.上記の実施の形態2では、
クラッタ中心周波数推定値を離散的な数値に近似するこ
とでテーブル化し、その値に対するフィルタ係数を予め
計算して保持しておくことで、フィルタ係数計算に係わ
る演算量を大幅に低減するものである。本実施の形態4
は、これを複数のクラッタを受信した場合にも対応でき
るクラッタ抑圧装置に関するものである。
Fourth Embodiment In the second embodiment described above,
The clutter center frequency estimation value is made into a table by approximating it to a discrete value, and the filter coefficient for that value is calculated and stored in advance, thereby significantly reducing the amount of calculation involved in the filter coefficient calculation. . Fourth Embodiment
Relates to a clutter suppressing device that can handle a plurality of clutters.

【0149】この発明の実施の形態4に係るクラッタ抑
圧装置について図面を参照しながら説明する。図14
は、この発明の実施の形態4に係るクラッタ抑圧装置の
構成を示すブロック図である。
A clutter suppressing device according to Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to the drawings. 14
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a clutter suppression device according to Embodiment 4 of the present invention.

【0150】図14において、1は受信信号から受信信
号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波
数推定手段、23はフィルタ係数のパターンをテーブル
化して記憶しておくフィルタ係数記憶手段、22はクラ
ッタ中心周波数推定手段1から送られる複数の推定値に
従って、フィルタ係数記憶手段23から抽出するフィル
タ係数を選択するフィルタ係数選択手段、3a、3b、
〜3zは、それぞれフィルタ係数記憶手段23から送ら
れるフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第
一、第二、及び第Mのフィルタ手段である。
In FIG. 14, 1 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, 23 is a filter coefficient storage means for storing the filter coefficient patterns in a table, and 22 is a clutter. Filter coefficient selecting means 3a, 3b for selecting a filter coefficient to be extracted from the filter coefficient storing means 23 according to a plurality of estimated values sent from the center frequency estimating means 1.
3z are first, second, and Mth filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients sent from the filter coefficient storage means 23, respectively.

【0151】つぎに、この発明の実施の形態4に係るク
ラッタ抑圧装置の動作について図面を参照しながら説明
する。
Next, the operation of the clutter suppressing device according to the fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0152】基本的な動作は、この発明の実施の形態2
と同等であるので、ここでは説明を省略する。
The basic operation is the second embodiment of the present invention.
Therefore, the description is omitted here.

【0153】異なる点は、フィルタ選択手段22に送ら
れるクラッタ中心周波数推定値が複数種類になり、これ
に対応して、フィルタ係数記憶手段23のフィルタ係数
の種類も増える。即ち、図9におけるテーブル中のフィ
ルタ係数が2種類ではなく、受信したクラッタの数と1
つのクラッタに割り当てるフィルタの数に対応した種類
の係数が記憶される。
The difference is that there are a plurality of clutter center frequency estimation values sent to the filter selection means 22, and the number of types of filter coefficients in the filter coefficient storage means 23 correspondingly increases. That is, the number of filter coefficients received in the table in FIG.
The type of coefficient corresponding to the number of filters assigned to one clutter is stored.

【0154】このような構成にすることにより、複数の
クラッタに対しても実時間で時変フィルタの係数を計算
する必要がない、クラッタ抑圧装置が実現できる。
With such a configuration, it is possible to realize a clutter suppressing device which does not need to calculate the time-varying filter coefficient in real time even for a plurality of clutters.

【0155】以上のように、スタガトリガ方式が適用さ
れたレーダのクラッタ抑圧装置において、クラッタ抑圧
フィルタとして時変フィルタが必要な場合、クラッタ中
心周波数推定値を有限個に限定して設定し、その周波数
に対する時変フィルタ係数をあらかじめ設計しておくよ
うにしたので、実時間でフィルタ係数を計算する必要が
なく、クラッタ抑圧処理に係わる演算量を低減すること
ができる。
As described above, in the radar clutter suppressing device to which the stagger trigger method is applied, when a time-varying filter is required as the clutter suppressing filter, the clutter center frequency estimation value is set to a limited number and the frequency is set. Since the time-varying filter coefficient for is designed in advance, it is not necessary to calculate the filter coefficient in real time, and the amount of calculation related to clutter suppression processing can be reduced.

【0156】[0156]

【発明の効果】この発明の請求項1に係るクラッタ抑圧
装置は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を
推定するクラッタ中心周波数推定手段と、前記クラッタ
中心周波数推定手段より送られる推定値に対して、2つ
のフィルタを縦続接続してフィルタ全体の周波数特性の
零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ
係数計算手段と、前記クラッタ中心周波数推定手段より
送られる推定値が、前記フィルタ係数計算手段に送られ
たクラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点
を形成できるようにフィルタ係数を計算する多重零点処
理手段と、スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔
ごとに前記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ
係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフ
ィルタ手段と、前記多重零点処理手段から送られるフィ
ルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二
のフィルタ手段とを備えたので、従来のクラッタ抑圧装
置と同等なクラッタ抑圧性能を確保しつつ、フィルタ係
数計算に係る演算量を半減以下にすることができるとい
う効果を奏する。
As described above, the clutter suppressing apparatus according to the first aspect of the present invention is based on the clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter and the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means. Then, the filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient so as to form the zero point of the frequency characteristic of the entire filter by connecting the two filters in cascade, and the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means are the filter coefficient calculation means. If it is the same as the clutter center frequency estimation value sent to the means, the filter coefficient calculation means calculates the filter coefficient so that multiple zero points can be formed, and the filter coefficient calculation means transmits the filter coefficient at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients, and Since the second filter means for suppressing the clutter in the received signal by using the filter coefficient sent from the multiple zero point processing means is provided, the filter coefficient calculation is performed while securing the clutter suppression performance equivalent to that of the conventional clutter suppression device. It is possible to reduce the amount of calculation related to the above by half or less.

【0157】この発明の請求項2に係るクラッタ抑圧装
置は、以上説明したとおり、前記多重零点処理手段が、
前記フィルタ係数計算手段で設定された零点周波数と前
記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定値が一
致するかどうかの判定を行う零点周波数判定手段と、前
記零点周波数判定手段の判定結果に応じて処理経路を切
り替える切替手段と、2つのフィルタで同じ周波数に多
重零点を形成できるようにした多重零点用フィルタ係数
計算手段と、2つのフィルタの零点周波数が異なるフィ
ルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段とを有するの
で、従来のクラッタ抑圧装置と同等なクラッタ抑圧性能
を確保しつつ、フィルタ係数計算に係る演算量を半減以
下にすることができるという効果を奏する。
As described above, in the clutter suppressing apparatus according to claim 2 of the present invention, the multiple zero point processing means is
Zero-point frequency determining means for determining whether the zero-point frequency set by the filter coefficient calculating means and the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means match, and processing is performed according to the determination result of the zero-point frequency determining means. Switching means for switching the path, filter coefficient calculation means for multiple zeros capable of forming multiple zeros at the same frequency with two filters, and filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients having different zero frequencies of the two filters are provided. Therefore, it is possible to secure the same clutter suppression performance as that of the conventional clutter suppression device and reduce the amount of calculation related to the filter coefficient calculation to half or less.

【0158】この発明の請求項3に係るクラッタ抑圧装
置は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を推
定するクラッタ中心周波数推定手段と、特定の周波数に
対してノッチを形成するように、縦続接続した2つのフ
ィルタ係数をあらかじめ計算しておくフィルタ係数記憶
手段と、前記クラッタ中心周波数推定手段から送られる
推定値に最も近い周波数に対応するフィルタ係数を前記
フィルタ係数記憶手段から選択するフィルタ係数選択手
段と、前記選択されたフィルタ係数を用いて受信信号中
のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、前記選択
されたフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑
圧する第二のフィルタ手段とを備えたので、実時間でフ
ィルタ係数を計算する必要がなく、クラッタ抑圧処理に
係わる演算量を低減することができるという効果を奏す
る。
As described above, the clutter suppressing apparatus according to the third aspect of the present invention has the clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter and the cascade connection so as to form a notch for a specific frequency. And a filter coefficient selecting means for selecting from the filter coefficient storing means a filter coefficient corresponding to a frequency closest to the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means. A first filter means for suppressing clutter in the received signal by using the selected filter coefficient, and a second filter means for suppressing clutter in the received signal by using the selected filter coefficient. Since it is provided, it is not necessary to calculate the filter coefficient in real time, and the calculation amount related to clutter suppression processing can be reduced An effect that can be.

【0159】この発明の請求項4に係るクラッタ抑圧装
置は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を推
定するクラッタ中心周波数推定手段と、前記クラッタ中
心周波数推定手段より送られる推定値に対して、少なく
とも3つのフィルタを縦続接続してフィルタ全体の周波
数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する
フィルタ係数計算手段と、前記クラッタ中心周波数推定
手段より送られる推定値が、それより前のフィルタ係数
計算手段に送られたクラッタ中心周波数推定値と同じで
あれば、多重零点を形成できるようにフィルタ係数を計
算する第一の多重零点処理手段と、前記クラッタ中心周
波数推定手段より送られる推定値が、それより前のフィ
ルタ係数計算手段に送られたクラッタ中心周波数推定値
と同じであれば、多重零点を形成できるようにフィルタ
係数を計算する第二の多重零点処理手段と、スタガトリ
ガ方式によって異なるパルス間隔ごとに前記フィルタ係
数計算手段から送られるフィルタ係数を用いて受信信号
中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、前記第
一の多重零点処理手段から送られるフィルタ係数を用い
て受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段
と、前記第二の多重零点処理手段から送られるフィルタ
係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三のフ
ィルタ手段とを備えたので、従来のクラッタ抑圧装置と
同等なクラッタ抑圧性能を確保しつつ、フィルタ係数計
算に係る演算量を半減以下にすることができるという効
果を奏する。
As described above, the clutter suppressing apparatus according to the fourth aspect of the present invention includes: a clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter; and an estimated value sent from the clutter center frequency estimating means. Filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so that at least three filters are connected in cascade to form a zero point of the frequency characteristic of the entire filter, and the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means is a filter before that. If it is the same as the clutter center frequency estimation value sent to the coefficient calculation means, first multiple zero processing means for calculating the filter coefficient so as to form multiple zeros, and the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means. Is the same as the clutter center frequency estimate sent to the previous filter coefficient calculation means, Second multiple zero point processing means for calculating a filter coefficient so that a double zero point can be formed, and clutter in a received signal is suppressed by using a filter coefficient sent from the filter coefficient calculation means at each pulse interval different depending on the stagger trigger method. First filter means, second filter means for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient sent from the first multiple zero point processing means, and filter sent from the second multiple zero point processing means Since the third filter means for suppressing clutter in the received signal by using the coefficient is provided, the clutter suppression performance equivalent to that of the conventional clutter suppression device is ensured, and the amount of calculation related to the filter coefficient calculation is reduced to half or less. There is an effect that can be done.

【0160】この発明の請求項5に係るクラッタ抑圧装
置は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を推
定するクラッタ中心周波数推定手段と、特定の周波数に
対してノッチを形成するように、縦続接続した少なくと
も3つのフィルタ係数をあらかじめ計算しておくフィル
タ係数記憶手段と、前記クラッタ中心周波数推定手段か
ら送られる複数の推定値それぞれについて、最も近い周
波数に対応するフィルタ係数を前記フィルタ係数記憶手
段から選択するフィルタ係数選択手段と、前記フィルタ
係数計算手段から送られるフィルタ係数を用いて受信信
号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、前記
フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を用い
て受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段
と、前記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係
数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三のフィ
ルタ手段とを備えたので、実時間でフィルタ係数を計算
する必要がなく、クラッタ抑圧処理に係わる演算量を低
減することができるという効果を奏する。
As described above, the clutter suppressing apparatus according to the fifth aspect of the present invention includes the clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter and the cascade connection so as to form a notch for a specific frequency. With respect to each of the plurality of estimated values sent from the clutter center frequency estimating means, a filter coefficient storing means for preliminarily calculating at least three filter coefficients is selected from the filter coefficient storing means. Filter coefficient selecting means, first filter means for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient sent from the filter coefficient calculating means, and received signal using the filter coefficient sent from the filter coefficient calculating means Second filter means for suppressing internal clutter, and said filter Since the third filter means for suppressing the clutter in the received signal by using the filter coefficient sent from the number calculation means is provided, it is not necessary to calculate the filter coefficient in real time, and the calculation amount related to the clutter suppression processing can be calculated. The effect that it can reduce is produced.

【0161】この発明の請求項6に係るクラッタ抑圧方
法は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を推
定するクラッタ中心周波数推定ステップと、クラッタ中
心周波数の推定値に対して、2つのフィルタを縦続接続
してフィルタ全体の周波数特性の零点を形成するように
フィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
前記クラッタ中心周波数の推定値が、前記フィルタ係数
計算ステップでのクラッタ中心周波数推定値と同じであ
れば、多重零点を形成できるようにフィルタ係数を計算
する多重零点処理ステップと、スタガトリガ方式によっ
て異なるパルス間隔ごとに前記フィルタ係数計算ステッ
プからのフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを
抑圧する第一のフィルタステップと、前記多重零点処理
ステップからのフィルタ係数を用いて受信信号中のクラ
ッタを抑圧する第二のフィルタステップとを含むので、
従来のクラッタ抑圧装置と同等なクラッタ抑圧性能を確
保しつつ、フィルタ係数計算に係る演算量を半減以下に
することができるという効果を奏する。
As described above, the clutter suppressing method according to the sixth aspect of the present invention includes a clutter center frequency estimating step for estimating the center frequency of the clutter, and two filters connected in series for the estimated value of the clutter center frequency. A filter coefficient calculation step of connecting and calculating a filter coefficient so as to form a zero of the frequency characteristic of the entire filter;
If the estimated value of the clutter center frequency is the same as the estimated value of the clutter center frequency in the filter coefficient calculation step, the multiple zero point processing step of calculating the filter coefficient so that multiple zero points can be formed, and different pulses depending on the stagger trigger method A first filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step for each interval, and a clutter in the received signal using the filter coefficient from the multiple zero point processing step Since it includes a second filter step,
It is possible to reduce the amount of calculation related to the filter coefficient calculation to half or less while ensuring the clutter suppression performance equivalent to that of the conventional clutter suppression device.

【0162】この発明の請求項7に係るクラッタ抑圧方
法は、以上説明したとおり、前記多重零点処理ステップ
が、前記フィルタ係数計算ステップで設定された零点周
波数と前記クラッタ中心周波数推定ステップからの推定
値が一致するかどうかの判定を行う零点周波数判定ステ
ップと、前記零点周波数判定ステップの判定結果に応じ
て処理経路を切り替える切替ステップと、2つのフィル
タで同じ周波数に多重零点を形成できるようにした多重
零点用フィルタ係数計算ステップと、2つのフィルタの
零点周波数が異なるフィルタ係数を計算するフィルタ係
数計算ステップとを含むので、従来のクラッタ抑圧装置
と同等なクラッタ抑圧性能を確保しつつ、フィルタ係数
計算に係る演算量を半減以下にすることができるという
効果を奏する。
As described above, in the clutter suppressing method according to claim 7 of the present invention, the multiple zero point processing step includes the zero point frequency set in the filter coefficient calculating step and the estimated value from the clutter center frequency estimating step. , A zero-point frequency determination step for determining whether or not they match, a switching step for switching a processing path in accordance with the determination result of the zero-point frequency determination step, and a multiplex unit capable of forming multiple zero points at the same frequency with two filters. Since the method includes a zero-point filter coefficient calculation step and a filter coefficient calculation step for calculating filter coefficients in which two filters have different zero-point frequencies, the filter coefficient calculation is performed while securing the clutter suppression performance equivalent to that of the conventional clutter suppression device. There is an effect that the calculation amount can be reduced to half or less.

【0163】この発明の請求項8に係るクラッタ抑圧方
法は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を推
定するクラッタ中心周波数推定ステップと、特定の周波
数に対してノッチを形成するように、縦続接続した2つ
のフィルタ係数をあらかじめ計算しておくフィルタ係数
記憶ステップと、前記クラッタ中心周波数推定ステップ
からの推定値に最も近い周波数に対応するフィルタ係数
を前記フィルタ係数記憶ステップから選択するフィルタ
係数選択ステップと、前記選択されたフィルタ係数を用
いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタス
テップと、前記選択されたフィルタ係数を用いて受信信
号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップとを
含むので、実時間でフィルタ係数を計算する必要がな
く、クラッタ抑圧処理に係わる演算量を低減することが
できるという効果を奏する。
As described above, the clutter suppressing method according to claim 8 of the present invention includes a clutter center frequency estimating step for estimating the center frequency of the clutter, and a cascade connection for forming a notch for a specific frequency. And a filter coefficient selecting step of selecting from the filter coefficient storing step a filter coefficient corresponding to a frequency closest to the estimated value from the clutter center frequency estimating step. , A first filter step for suppressing clutter in the received signal using the selected filter coefficient, and a second filter step for suppressing clutter in the received signal using the selected filter coefficient Therefore, it is not necessary to calculate the filter coefficient in real time, and the clutter suppression processing is An effect that it is possible to reduce the amount of computation involved in.

【0164】この発明の請求項9に係るクラッタ抑圧方
法は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を推
定するクラッタ中心周波数推定ステップと、前記クラッ
タ中心周波数推定ステップからの推定値に対して、少な
くとも3つのフィルタを縦続接続してフィルタ全体の周
波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算す
るフィルタ係数計算ステップと、前記クラッタ中心周波
数推定ステップからの推定値が、それより前のフィルタ
係数計算ステップに送られたクラッタ中心周波数推定値
と同じであれば、多重零点を形成できるようにフィルタ
係数を計算する第一の多重零点処理ステップと、前記ク
ラッタ中心周波数推定ステップからの推定値が、それよ
り前のフィルタ係数計算ステップに送られたクラッタ中
心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成できる
ようにフィルタ係数を計算する第二の多重零点処理ステ
ップと、スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ご
とに前記フィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数
を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィル
タステップと、前記第一の多重零点処理ステップからの
フィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する
第二のフィルタステップと、前記第二の多重零点処理ス
テップからのフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッ
タを抑圧する第三のフィルタステップとを含むので、従
来のクラッタ抑圧装置と同等なクラッタ抑圧性能を確保
しつつ、フィルタ係数計算に係る演算量を半減以下にす
ることができるという効果を奏する。
As described above, the clutter suppressing method according to claim 9 of the present invention, at least for the clutter center frequency estimating step for estimating the center frequency of the clutter and the estimated value from the clutter center frequency estimating step. A filter coefficient calculation step of calculating a filter coefficient so that three filters are cascaded to form a zero point of the frequency characteristic of the entire filter, and an estimated value from the clutter center frequency estimation step is before the filter coefficient calculation step. If it is the same as the clutter center frequency estimate sent to the step, the first multiple zero processing step of calculating the filter coefficient so that multiple zeros can be formed, and the estimated value from the clutter center frequency estimation step are The clutter center frequency estimate sent to the previous filter coefficient calculation step and If the same, the second multiple zero processing step of calculating the filter coefficient so that multiple zeros can be formed, and the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step for each pulse interval different depending on the stagger trigger method. From a first filter step for suppressing clutter, a second filter step for suppressing clutter in a received signal using the filter coefficient from the first multiple zero processing step, and a second multiple zero processing step And a third filter step for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient of, the clutter suppression performance equivalent to that of the conventional clutter suppression device is ensured, and the calculation amount related to the filter coefficient calculation is reduced to half or less. There is an effect that can be.

【0165】この発明の請求項10に係るクラッタ抑圧
方法は、以上説明したとおり、クラッタの中心周波数を
推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、特定の周
波数に対してノッチを形成するように、縦続接続した少
なくとも3つのフィルタ係数をあらかじめ計算しておく
フィルタ係数記憶ステップと、前記クラッタ中心周波数
推定ステップからの複数の推定値それぞれについて、最
も近い周波数に対応するフィルタ係数を前記フィルタ係
数記憶ステップから選択するフィルタ係数選択ステップ
と、前記フィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数
を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィル
タステップと、前記フィルタ係数計算ステップからのフ
ィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第
二のフィルタステップと、前記フィルタ係数計算ステッ
プから送られるフィルタ係数を用いて受信信号中のクラ
ッタを抑圧する第三のフィルタステップとを含むので、
実時間でフィルタ係数を計算する必要がなく、クラッタ
抑圧処理に係わる演算量を低減することができるという
効果を奏する。
As described above, the clutter suppressing method according to the tenth aspect of the present invention includes a clutter center frequency estimating step for estimating the center frequency of the clutter, and a cascade connection so as to form a notch for a specific frequency. For each of the plurality of estimated values from the clutter center frequency estimating step and the filter coefficient storing step in which at least three filter coefficients are calculated in advance, the filter coefficient corresponding to the closest frequency is selected from the filter coefficient storing step. A filter coefficient selection step, a first filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step, and a clutter in the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step The second filter step that suppresses Because it contains a flop, and a third filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficients sent from the filter coefficient calculation step,
There is an effect that it is not necessary to calculate the filter coefficient in real time, and the amount of calculation related to clutter suppression processing can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】 この発明の実施の形態1に係るクラッタ抑圧
装置の構成を示すブロック図である。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a clutter suppressing device according to a first embodiment of the present invention.

【図2】 この発明の実施の形態1に係るクラッタ抑圧
装置の多重零点処理手段の構成を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of multiple zero point processing means of the clutter suppression device according to the first embodiment of the present invention.

【図3】 この発明の実施の形態1に係るクラッタ抑圧
装置の動作を説明するための構成図である。
FIG. 3 is a configuration diagram for explaining the operation of the clutter suppression device according to the first embodiment of the present invention.

【図4】 従来のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗
特性を示す図である。
FIG. 4 is a diagram showing a filter amplitude squared characteristic of a conventional clutter suppression device.

【図5】 2つの時変フィルタを単純に縦続接続した場
合のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性を示す図
である。
FIG. 5 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a clutter suppression device when two time-varying filters are simply cascaded.

【図6】 従来のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗
特性を示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a conventional clutter suppression device.

【図7】 2つの時変フィルタを縦続接続した場合のク
ラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性を示す図であ
る。
FIG. 7 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a clutter suppression device when two time-varying filters are connected in cascade.

【図8】 この発明の実施の形態2に係るクラッタ抑圧
装置の構成を示すブロック図である。
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a clutter suppression device according to Embodiment 2 of the present invention.

【図9】 この発明の実施の形態2に係るクラッタ抑圧
装置のフィルタ係数記憶手段のテーブルを示す図であ
る。
FIG. 9 is a diagram showing a table of a filter coefficient storage unit of the clutter suppression device according to the second embodiment of the present invention.

【図10】 この発明の実施の形態3に係るクラッタ抑
圧装置の構成を示すブロック図である。
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a clutter suppression device according to Embodiment 3 of the present invention.

【図11】 従来のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2
乗特性を示す図である。
FIG. 11: Filter amplitude 2 of a conventional clutter suppression device
It is a figure which shows a riding characteristic.

【図12】 4つの時変フィルタを単純に縦続接続した
場合のクラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性を示す
図である。
FIG. 12 is a diagram showing a filter amplitude square characteristic of a clutter suppression device when four time-varying filters are simply cascaded.

【図13】 4つの時変フィルタを縦続接続した場合の
クラッタ抑圧装置のフィルタ振幅2乗特性を示す図であ
る。
FIG. 13 is a diagram showing a filter amplitude squared characteristic of a clutter suppression device when four time-varying filters are cascade-connected.

【図14】 この発明の実施の形態4に係るクラッタ抑
圧装置の構成を示すブロック図である。
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a clutter suppression device according to Embodiment 4 of the present invention.

【図15】 従来のクラッタ抑圧装置の構成を示すブロ
ック図である。
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a conventional clutter suppression device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 クラッタ中心周波数推定手段、2 フィルタ係数計
算手段、3a 第一のフィルタ手段、3b 第二のフィ
ルタ手段、4、4a、4y 多重零点処理手段、20
フィルタ係数選択手段、21 フィルタ係数記憶手段、
22 フィルタ係数選択手段、23 フィルタ係数記憶
手段。
1 Clutter Center Frequency Estimating Means, 2 Filter Coefficient Calculating Means, 3a First Filter Means, 3b Second Filter Means, 4, 4a, 4y Multiple Zero Point Means, 20
Filter coefficient selecting means, 21 filter coefficient storing means,
22 filter coefficient selecting means, 23 filter coefficient storing means.

Claims (10)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 クラッタの中心周波数を推定するクラッ
タ中心周波数推定手段と、 前記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定値に
対して、2つのフィルタを縦続接続してフィルタ全体の
周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算
するフィルタ係数計算手段と、 前記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定値
が、前記フィルタ係数計算手段に送られたクラッタ中心
周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成できるよ
うにフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、 スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに前記
フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を用い
て受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段
と、 前記多重零点処理手段から送られるフィルタ係数を用い
て受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段
とを備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
1. A clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter, and two filters connected in cascade with respect to the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means to determine a zero point of the frequency characteristic of the entire filter. If the estimated value sent from the filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient so as to form the clutter center frequency estimation means is the same as the clutter center frequency estimated value sent to the filter coefficient calculation means, the multiple zero point Multiple zero point processing means for calculating a filter coefficient so as to form a filter coefficient, and a first filter means for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient sent from the filter coefficient calculation means at each pulse interval different depending on the stagger trigger method. And using a filter coefficient sent from the multiple zero point processing means, Clutter suppression apparatus characterized by comprising a second filter means for suppressing Latta.
【請求項2】 前記多重零点処理手段は、 前記フィルタ係数計算手段で設定された零点周波数と前
記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定値が一
致するかどうかの判定を行う零点周波数判定手段と、 前記零点周波数判定手段の判定結果に応じて処理経路を
切り替える切替手段と、 2つのフィルタで同じ周波数に多重零点を形成できるよ
うにした多重零点用フィルタ係数計算手段と、 2つのフィルタの零点周波数が異なるフィルタ係数を計
算するフィルタ係数計算手段とを有することを特徴とす
る請求項1記載のクラッタ抑圧装置。
2. The multiple zero point processing means, and a zero point frequency determination means for determining whether or not the zero point frequency set by the filter coefficient calculation means and the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means match. The switching means for switching the processing path according to the determination result of the zero-point frequency determining means, the filter coefficient calculating means for multiple zeros capable of forming multiple zeros at the same frequency by two filters, and the zero-point frequency of the two filters are The clutter suppressing apparatus according to claim 1, further comprising a filter coefficient calculating unit that calculates different filter coefficients.
【請求項3】 クラッタの中心周波数を推定するクラッ
タ中心周波数推定手段と、 特定の周波数に対してノッチを形成するように、縦続接
続した2つのフィルタ係数をあらかじめ計算しておくフ
ィルタ係数記憶手段と、 前記クラッタ中心周波数推定手段から送られる推定値に
最も近い周波数に対応するフィルタ係数を前記フィルタ
係数記憶手段から選択するフィルタ係数選択手段と、 前記選択されたフィルタ係数を用いて受信信号中のクラ
ッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、 前記選択されたフィルタ係数を用いて受信信号中のクラ
ッタを抑圧する第二のフィルタ手段とを備えたことを特
徴とするクラッタ抑圧装置。
3. A clutter center frequency estimating means for estimating a center frequency of the clutter, and a filter coefficient storing means for preliminarily calculating two cascaded filter coefficients so as to form a notch for a specific frequency. A filter coefficient selecting means for selecting from the filter coefficient storing means a filter coefficient corresponding to a frequency closest to the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means; and a clutter in a received signal using the selected filter coefficient. A clutter suppressing device comprising: a first filter unit for suppressing the above; and a second filter unit for suppressing the clutter in the received signal by using the selected filter coefficient.
【請求項4】 クラッタの中心周波数を推定するクラッ
タ中心周波数推定手段と、 前記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定値に
対して、少なくとも3つのフィルタを縦続接続してフィ
ルタ全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ
係数を計算するフィルタ係数計算手段と、 前記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定値
が、それより前のフィルタ係数計算手段に送られたクラ
ッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成
できるようにフィルタ係数を計算する第一の多重零点処
理手段と、 前記クラッタ中心周波数推定手段より送られる推定値
が、それより前のフィルタ係数計算手段に送られたクラ
ッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成
できるようにフィルタ係数を計算する第二の多重零点処
理手段と、 スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに前記
フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を用い
て受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段
と、 前記第一の多重零点処理手段から送られるフィルタ係数
を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィル
タ手段と、 前記第二の多重零点処理手段から送られるフィルタ係数
を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三のフィル
タ手段とを備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
4. A clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter, and at least three filters connected in cascade with respect to the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means. A filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so as to form an estimated value sent from the clutter center frequency estimating means is the same as the clutter center frequency estimated value sent to the preceding filter coefficient calculating means. For example, the first multiple zero point processing means for calculating the filter coefficient so that multiple zero points can be formed, and the estimated value sent from the clutter center frequency estimating means are the clutter centers sent to the preceding filter coefficient calculating means. A second multiple zero that computes the filter coefficients to form multiple zeros if they are the same as the frequency estimate Processing means, first filter means for suppressing clutter in the received signal by using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method, and sending from the first multiple zero-point processing means. Second filter means for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient, and third filter means for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient sent from the second multiple zero point processing means And a clutter suppression device characterized by including.
【請求項5】 クラッタの中心周波数を推定するクラッ
タ中心周波数推定手段と、 特定の周波数に対してノッチを形成するように、縦続接
続した少なくとも3つのフィルタ係数をあらかじめ計算
しておくフィルタ係数記憶手段と、 前記クラッタ中心周波数推定手段から送られる複数の推
定値それぞれについて、最も近い周波数に対応するフィ
ルタ係数を前記フィルタ係数記憶手段から選択するフィ
ルタ係数選択手段と、 前記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を
用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ
手段と、 前記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を
用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ
手段と、 前記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を
用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三のフィルタ
手段とを備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
5. A clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter, and a filter coefficient storing means for preliminarily calculating at least three filter coefficients connected in series so as to form a notch for a specific frequency. A filter coefficient selecting means for selecting a filter coefficient corresponding to the closest frequency from the filter coefficient storing means for each of a plurality of estimated values sent from the clutter center frequency estimating means, and a filter sent from the filter coefficient calculating means. First filter means for suppressing clutter in the received signal using a coefficient, second filter means for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient sent from the filter coefficient calculation means, and the filter coefficient The filter coefficient sent from the calculation means is used to determine the class in the received signal. Clutter suppression apparatus characterized by comprising a third filter means for suppressing the data.
【請求項6】 クラッタの中心周波数を推定するクラッ
タ中心周波数推定ステップと、 クラッタ中心周波数の推定値に対して、2つのフィルタ
を縦続接続してフィルタ全体の周波数特性の零点を形成
するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ス
テップと、 前記クラッタ中心周波数の推定値が、前記フィルタ係数
計算ステップでのクラッタ中心周波数推定値と同じであ
れば、多重零点を形成できるようにフィルタ係数を計算
する多重零点処理ステップと、 スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに前記
フィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数を用いて
受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタステッ
プと、 前記多重零点処理ステップからのフィルタ係数を用いて
受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステッ
プとを含むことを特徴とするクラッタ抑圧方法。
6. A clutter center frequency estimation step for estimating the center frequency of the clutter, and a filter for connecting the two filters in cascade with respect to the estimated value of the clutter center frequency so as to form a zero point of the frequency characteristic of the entire filter. A filter coefficient calculation step of calculating a coefficient, and an estimated value of the clutter center frequency is the same as the clutter center frequency estimated value in the filter coefficient calculation step, a multiplex for calculating a filter coefficient so that a multiple zero point can be formed. A zero point processing step, a first filter step for suppressing clutter in the received signal by using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step for each pulse interval different depending on the stagger trigger method, and a filter coefficient from the multiple zero point processing step A second fill that uses to suppress clutter in the received signal Clutter suppression method which comprises the steps.
【請求項7】 前記多重零点処理ステップは、 前記フィルタ係数計算ステップで設定された零点周波数
と前記クラッタ中心周波数推定ステップからの推定値が
一致するかどうかの判定を行う零点周波数判定ステップ
と、 前記零点周波数判定ステップの判定結果に応じて処理経
路を切り替える切替ステップと、 2つのフィルタで同じ周波数に多重零点を形成できるよ
うにした多重零点用フィルタ係数計算ステップと、 2つのフィルタの零点周波数が異なるフィルタ係数を計
算するフィルタ係数計算ステップとを含むことを特徴と
する請求項6記載のクラッタ抑圧方法。
7. The zero-point frequency determination step of determining whether or not the zero-point frequency set in the filter coefficient calculation step and the estimated value from the clutter center frequency estimation step match in the multiple zero-point processing step, The switching step that switches the processing path according to the determination result of the zero-point frequency determination step, the multiple-zero-point filter coefficient calculation step that allows two filters to form multiple zeros at the same frequency, and the two filters have different zero-point frequencies. 7. The clutter suppressing method according to claim 6, further comprising a filter coefficient calculating step of calculating a filter coefficient.
【請求項8】 クラッタの中心周波数を推定するクラッ
タ中心周波数推定ステップと、 特定の周波数に対してノッチを形成するように、縦続接
続した2つのフィルタ係数をあらかじめ計算しておくフ
ィルタ係数記憶ステップと、 前記クラッタ中心周波数推定ステップからの推定値に最
も近い周波数に対応するフィルタ係数を前記フィルタ係
数記憶ステップから選択するフィルタ係数選択ステップ
と、 前記選択されたフィルタ係数を用いて受信信号中のクラ
ッタを抑圧する第一のフィルタステップと、 前記選択されたフィルタ係数を用いて受信信号中のクラ
ッタを抑圧する第二のフィルタステップとを含むことを
特徴とするクラッタ抑圧方法。
8. A clutter center frequency estimating step of estimating a center frequency of the clutter, and a filter coefficient storing step of preliminarily calculating two cascaded filter coefficients so as to form a notch for a specific frequency. A filter coefficient selecting step of selecting a filter coefficient corresponding to a frequency closest to an estimated value from the clutter center frequency estimating step from the filter coefficient storing step; and a clutter in a received signal using the selected filter coefficient. A clutter suppression method comprising: a first filter step for suppressing; and a second filter step for suppressing clutter in a received signal using the selected filter coefficient.
【請求項9】 クラッタの中心周波数を推定するクラッ
タ中心周波数推定ステップと、 前記クラッタ中心周波数推定ステップからの推定値に対
して、少なくとも3つのフィルタを縦続接続してフィル
タ全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係
数を計算するフィルタ係数計算ステップと、 前記クラッタ中心周波数推定ステップからの推定値が、
それより前のフィルタ係数計算ステップに送られたクラ
ッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成
できるようにフィルタ係数を計算する第一の多重零点処
理ステップと、 前記クラッタ中心周波数推定ステップからの推定値が、
それより前のフィルタ係数計算ステップに送られたクラ
ッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成
できるようにフィルタ係数を計算する第二の多重零点処
理ステップと、 スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに前記
フィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数を用いて
受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタステッ
プと、 前記第一の多重零点処理ステップからのフィルタ係数を
用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ
ステップと、 前記第二の多重零点処理ステップからのフィルタ係数を
用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三のフィルタ
ステップとを含むことを特徴とするクラッタ抑圧方法。
9. A clutter center frequency estimation step for estimating the center frequency of the clutter, and at least three filters are cascade-connected to the estimated value from the clutter center frequency estimation step to determine a zero point of the frequency characteristic of the entire filter. A filter coefficient calculation step of calculating a filter coefficient so as to form, the estimated value from the clutter center frequency estimation step,
If it is the same as the clutter center frequency estimation value sent to the previous filter coefficient calculation step, a first multiple zero processing step of calculating a filter coefficient so as to form multiple zeros, and the clutter center frequency estimation step The estimated value from
If it is the same as the clutter center frequency estimate sent to the previous filter coefficient calculation step, the second multiple zero processing step to calculate the filter coefficient so that multiple zeros can be formed, and the pulse interval that differs depending on the stagger trigger method A first filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step for each, the clutter in the received signal using the filter coefficient from the first multiple zero processing step A clutter suppression method comprising: a second filter step for suppressing; and a third filter step for suppressing clutter in a received signal using the filter coefficient from the second multiple zero point processing step.
【請求項10】 クラッタの中心周波数を推定するクラ
ッタ中心周波数推定ステップと、 特定の周波数に対してノッチを形成するように、縦続接
続した少なくとも3つのフィルタ係数をあらかじめ計算
しておくフィルタ係数記憶ステップと、 前記クラッタ中心周波数推定ステップからの複数の推定
値それぞれについて、最も近い周波数に対応するフィル
タ係数を前記フィルタ係数記憶ステップから選択するフ
ィルタ係数選択ステップと、 前記フィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数を用
いて受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタス
テップと、 前記フィルタ係数計算ステップからのフィルタ係数を用
いて受信信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタス
テップと、 前記フィルタ係数計算ステップから送られるフィルタ係
数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧する第三のフィ
ルタステップとを含むことを特徴とするクラッタ抑圧方
法。
10. A clutter center frequency estimating step of estimating a center frequency of a clutter, and a filter coefficient storing step of preliminarily calculating at least three filter coefficients cascaded so as to form a notch for a specific frequency. A plurality of estimated values from the clutter center frequency estimating step, a filter coefficient selecting step of selecting a filter coefficient corresponding to the closest frequency from the filter coefficient storing step, and a filter coefficient from the filter coefficient calculating step. A first filter step for suppressing clutter in the received signal using, a second filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient from the filter coefficient calculation step, from the filter coefficient calculation step Filter coefficient sent Clutter suppression method which comprises a third filter step of suppressing clutter in the received signal by using.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013124971A (en) * 2011-12-15 2013-06-24 Mitsubishi Electric Corp Clutter suppression device
CN105929373A (en) * 2016-04-18 2016-09-07 北京理工大学 Clutter suppression method for shallowly-buried target high-resolution perspective imaging radar
JPWO2014147859A1 (en) * 2013-03-19 2017-02-16 三菱電機株式会社 Radar equipment

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013124971A (en) * 2011-12-15 2013-06-24 Mitsubishi Electric Corp Clutter suppression device
JPWO2014147859A1 (en) * 2013-03-19 2017-02-16 三菱電機株式会社 Radar equipment
CN105929373A (en) * 2016-04-18 2016-09-07 北京理工大学 Clutter suppression method for shallowly-buried target high-resolution perspective imaging radar

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