JP2003264528A - Signal detecting device, mode detecting device, receiver mounted with the mode detecting device, signal detection method and mode detection method - Google Patents

Signal detecting device, mode detecting device, receiver mounted with the mode detecting device, signal detection method and mode detection method

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JP2003264528A
JP2003264528A JP2002066683A JP2002066683A JP2003264528A JP 2003264528 A JP2003264528 A JP 2003264528A JP 2002066683 A JP2002066683 A JP 2002066683A JP 2002066683 A JP2002066683 A JP 2002066683A JP 2003264528 A JP2003264528 A JP 2003264528A
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signal
polarity
fdm
mode
symbol
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JP2002066683A
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Japanese (ja)
Inventor
Kantatsu Chin
寒達 陳
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MegaChips Corp
Original Assignee
MegaChips Corp
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Publication date
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To automatically detect the mode of an OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) signal, guard interval length, effective symbol length or the like. <P>SOLUTION: A symbol synchronizing part 16 consists of: a first detector 40<SB>1</SB>, a second detector 40<SB>2</SB>and a third detector 40<SB>3</SB>for detecting a received OFDM signal x(n); a logical AND element 41 for performing an AND operation of detected signals v<SB>1</SB>(n), v<SB>2</SB>(n) and v<SB>3</SB>(n) outputted from the detectors 40<SB>1</SB>to 40<SB>3</SB>and outputting a logic signal AV; and a determination circuit 42 for generating and outputting a synchronous timing signal T<SB>0</SB>by using the logic signal AV. The symbol synchronizing part 16 has a function for detecting the mode of the received OFDM signal x(n) out of three kinds of modes (mode 1, mode 2 and mode 3) and detecting the start point of each symbol, guard interval length, effective symbol length or the like. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数分割多重化
(FDM)方式による変調信号を検出する装置および方
法に関し、特に、直交周波数多重化(OFDM)方式で
変調されたOFDM変調信号を検出する装置および方法
に関する。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus and method for detecting a modulation signal by a frequency division multiplexing (FDM) system, and more particularly, it detects an OFDM modulation signal modulated by an orthogonal frequency multiplexing (OFDM) system. Apparatus and method.

【0002】[0002]

【従来の技術】地上波デジタル放送の変調方式として、
互いに直交関係にある数百個〜数千個のサブキャリア
(副搬送波)を個別に変調し多重化して伝送するOFD
M(直交周波数分割多重化;Orthogonal Frequency Div
ision Multiplexing)方式が日本や欧州などで採用され
ている。このOFDM方式は、狭帯域のサブキャリアを
伝送スペクトラム上で互いに重複させるため、周波数利
用効率が非常に高く、周波数選択性フェージングに強い
という利点をもつ。このようなOFDM方式は、地上波
デジタル放送のみならず、電話線や電力線を利用した有
線通信分野や、衛星放送および無線LAN(Local Area
Network)などの無線通信分野などで採用されている。
例えば、無線LANの分野では、5GHz帯無線LAN
(IEEE802.11a規格)でOFDM変復調方式
が採用される。
2. Description of the Related Art As a modulation method for terrestrial digital broadcasting,
OFD for individually modulating, multiplexing, and transmitting hundreds to thousands of subcarriers (subcarriers) that are orthogonal to each other
M (Orthogonal Frequency Div.
ision Multiplexing) method is adopted in Japan and Europe. This OFDM system has the advantages that the frequency utilization efficiency is very high and the frequency selective fading is strong because the narrow band subcarriers overlap each other on the transmission spectrum. Such an OFDM system is applied to not only terrestrial digital broadcasting but also the field of wire communication using telephone lines and power lines, satellite broadcasting and wireless LAN (Local Area).
It has been adopted in the field of wireless communication such as Network).
For example, in the field of wireless LAN, 5 GHz band wireless LAN
The OFDM modulation / demodulation method is adopted in (IEEE802.11a standard).

【0003】また、OFDM方式は、シンボル期間(シ
ンボル長)が長く、各シンボルの先頭部分にガードイン
ターバルを有するため、マルチパス・フェージングに強
いという利点をもつ。図18は、時間領域のOFDM信
号の構成を示す模式図である。OFDM信号の1シンボ
ルは、データや制御信号を含む有効シンボルと、この有
効シンボルの末尾部分のコピーであるガードインターバ
ルとから構成されている。伝送路上のマルチパス(複数
経路)による電波の遅延時間がガードインターバル長T
g以内であれば、シンボル間干渉(ISI;Inter Symb
ol Interference)の無い完全な1シンボル分のデータ
を抽出し、送信側の元のデータを復元することが可能で
ある。言い換えれば、2波以上の伝播時間の異なる電波
を受信した場合に、それら電波の伝播時間差がガードイ
ンターバル長Tg以下であれば、マルチパスの影響を無
視できる。
Further, the OFDM system has a long symbol period (symbol length) and has a guard interval at the beginning of each symbol, and therefore has an advantage of being resistant to multipath fading. FIG. 18 is a schematic diagram showing the structure of a time domain OFDM signal. One symbol of the OFDM signal is composed of an effective symbol including data and a control signal, and a guard interval which is a copy of the end portion of this effective symbol. The delay time of the radio wave due to multipath (multiple paths) on the transmission path is the guard interval length T
Within g, inter-symbol interference (ISI; Inter Symb)
It is possible to extract the complete data for one symbol without ol Interference) and restore the original data on the transmission side. In other words, when two or more radio waves having different propagation times are received, the effect of multipath can be ignored if the propagation time difference between the radio waves is equal to or less than the guard interval length Tg.

【0004】日本のOFDM方式では、約6MHz帯域
を14個のセグメントに分割し、それらの中の13個の
セグメントでOFDM変調信号が構成されており、ま
た、そのOFDM変調信号のフォーマットとして複数の
モードが規定されている。「ディジタル放送システム委
員会報告」(日本電気通信技術審議会発行)によれば、
モード1、モード2およびモード3では、それぞれ、1
シンボルに含めるサブキャリア数が1405本、280
9本および5617本である。
In the Japanese OFDM system, an approximately 6 MHz band is divided into 14 segments, and 13 segments among them constitute an OFDM modulated signal, and a plurality of OFDM modulated signal formats are used. The mode is specified. According to the "Digital Broadcasting System Committee Report" (published by the Japan Telecommunications Technology Council),
1 in mode 1, mode 2 and mode 3, respectively
Number of subcarriers included in symbol is 1405, 280
9 and 5617.

【0005】また、ガードインターバル長Tgは、全モ
ードで共通して、有効シンボル長Tuの1/4、1/
8,1/16,1/32の何れかに設定される。また、
各モードの有効シンボル長Tuは、約252μ秒(モー
ド1)、約504μ秒(モード2)および1.008m
秒(モード3)である。全モードで共通して204個の
シンボルで1フレームが構成され、OFDM方式の変復
調処理はフレーム単位で行われる。
The guard interval length Tg is common to all modes and is 1/4 or 1 / the effective symbol length Tu.
It is set to any of 8, 1/16 and 1/32. Also,
The effective symbol length Tu of each mode is about 252 μsec (mode 1), about 504 μsec (mode 2) and 1.008 m.
Seconds (mode 3). One frame is composed of 204 symbols in common in all modes, and modulation / demodulation processing of the OFDM system is performed in frame units.

【0006】また、OFDM変調は逆フーリエ変換で行
われ、その復調はフーリエ変換で行われる。日本の規格
では、変調側の逆フーリエ変換と復調側のフーリエ変換
とで用いるサンプル数(以下、FFTサンプル数と呼
ぶ。)も規定されている。そのFFTサンプル数は、2
048個(モード1)、4096個(モード2)および
8192個(モード3)である。
Further, the OFDM modulation is performed by inverse Fourier transform, and the demodulation is performed by Fourier transform. The Japanese standard also defines the number of samples used in the inverse Fourier transform on the modulation side and the Fourier transform on the demodulation side (hereinafter referred to as the FFT sample number). The number of FFT samples is 2
There are 048 (mode 1), 4096 (mode 2) and 8192 (mode 3).

【0007】以上の3種類のモードのうち何れのモード
を使用し、何れのガードインターバル長Tgを選択する
かは、各放送事業者の自由である。このため、放送事業
者や放送地域によって異なるモードが使用される場合が
想定され、受信装置は、受信信号のモードを自動検出す
る機能を有する必要がある。ガードインターバル長Tg
についても、上述の4種類の期間(Tu/4、Tu/
8,Tu/16,Tu/32)が放送事業者や放送地域
によって変わる場合が想定されるため、ガードインター
バル長Tgの自動検出機能が必要になる。受信信号のモ
ードやガードインターバル長Tgが不明のままでは、各
シンボルの始点が分からず、受信信号を正確に復調する
ことができない。
It is up to each broadcaster to decide which of the above three modes is used and which guard interval length Tg is selected. Therefore, it is assumed that different modes are used depending on the broadcaster and the broadcast area, and the receiving device needs to have a function of automatically detecting the mode of the received signal. Guard interval length Tg
As for the above-mentioned four types of periods (Tu / 4, Tu /
(8, Tu / 16, Tu / 32) may change depending on the broadcasting company and the broadcasting area, and therefore an automatic detection function of the guard interval length Tg is required. If the mode of the received signal and the guard interval length Tg remain unknown, the start point of each symbol cannot be known and the received signal cannot be accurately demodulated.

【0008】[0008]

【発明が解決しようとする課題】以上の事情に鑑みて本
発明が目的とするところは、OFDM信号のモードやガ
ードインターバル長などを自動検出し得る信号検出装置
やモード検出装置などを提供する点にある。
SUMMARY OF THE INVENTION In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a signal detection device, a mode detection device, etc. capable of automatically detecting the mode, guard interval length, etc. of an OFDM signal. It is in.

【0009】[0009]

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項1に係る発明は、複数のサブキャリア(副搬
送波)を多重化して構成され、各シンボルの末尾部分の
コピーを当該シンボルの先頭部分に有するFDM(周波
数分割多重化)信号を検出する信号検出装置であって、
前記FDM信号を取り込み、当該FDM信号から所定期
間遅延した遅延信号を出力する遅延器と、前記FDM信
号と前記遅延信号とを乗算して出力する乗算器と、前記
乗算器から出力された信号の正または負の何れか一方の
極性を検出する極性検出部と、を備えることを特徴とす
るものである。
In order to solve the above problems, the invention according to claim 1 is configured by multiplexing a plurality of subcarriers (subcarriers), and a copy of the end portion of each symbol A signal detecting device for detecting an FDM (Frequency Division Multiplexing) signal included in a head portion
A delay device that takes in the FDM signal and outputs a delayed signal that is delayed from the FDM signal for a predetermined period, a multiplier that multiplies the FDM signal and the delayed signal, and outputs the delayed signal, and a signal that is output from the multiplier. And a polarity detection unit that detects one of positive and negative polarities.

【0010】請求項2に係る発明は、請求項1記載の信
号検出装置であって、前記乗算器から出力された複素信
号を虚数部と実数部とに分離し、当該虚数部および実数
部のうち何れか一方の信号を前記極性検出部に出力する
分離器を更に備え、前記乗算器は、前記FDM信号およ
び前記遅延信号のうち一方の信号と他方の信号の複素共
役とを乗算して前記分離器に出力し、前記極性検出部
は、前記分離器から出力された信号の正または負の何れ
か一方の極性を検出するものである。
The invention according to claim 2 is the signal detecting device according to claim 1, wherein the complex signal output from the multiplier is separated into an imaginary part and a real part, and the imaginary part and the real part are separated. The multiplier further includes a separator that outputs one of the signals to the polarity detection unit, and the multiplier multiplies one signal of the FDM signal and the delayed signal by a complex conjugate of the other signal to obtain the signal. The signal is output to the separator, and the polarity detection unit detects either the positive polarity or the negative polarity of the signal output from the separator.

【0011】請求項3に係る発明は、請求項1または2
記載の信号検出装置であって、前記極性検出部は、入力
信号を半波整流して正極性をもつ信号を出力する整流器
を更に備えて構成される。
The invention according to claim 3 is the invention according to claim 1 or 2.
In the signal detection device described above, the polarity detection unit further includes a rectifier that half-wave rectifies the input signal and outputs a signal having a positive polarity.

【0012】請求項4に係る発明は、請求項3記載の信
号検出装置であって、前記極性検出部は、前記整流器か
ら出力された信号から低域信号を抽出するローパスフィ
ルタを更に備えて構成される。
The invention according to claim 4 is the signal detecting device according to claim 3, wherein the polarity detecting section further comprises a low-pass filter for extracting a low-frequency signal from the signal output from the rectifier. To be done.

【0013】請求項5に係る発明は、請求項4記載の信
号検出装置であって、前記極性検出部は、前記ローパス
フィルタから出力された前記低域信号を2値化する信号
識別器を更に備えて構成される。
According to a fifth aspect of the present invention, in the signal detecting apparatus according to the fourth aspect, the polarity detecting section further includes a signal discriminator that binarizes the low frequency signal output from the low pass filter. It is equipped with.

【0014】請求項6に係る発明は、請求項1または2
記載の信号検出装置であって、前記極性検出部は、入力
信号を半波整流して負極性をもつ信号を出力する整流器
を更に備えて構成される。
The invention according to claim 6 is the invention according to claim 1 or 2.
In the signal detection device described above, the polarity detection unit further includes a rectifier that half-wave rectifies an input signal and outputs a signal having a negative polarity.

【0015】請求項7に係る発明は、請求項6記載の信
号検出装置であって、前記極性検出部は、前記整流器か
ら出力された信号の極性を反転して得られる反転信号を
出力する信号反転器と、前記反転信号から低域信号を抽
出するローパスフィルタと、を更に備えて構成される。
The invention according to claim 7 is the signal detecting device according to claim 6, wherein the polarity detecting section outputs an inverted signal obtained by inverting the polarity of the signal output from the rectifier. It further comprises an inverter and a low-pass filter for extracting a low-frequency signal from the inverted signal.

【0016】請求項8に係る発明は、請求項7記載の信
号検出装置であって、前記極性検出部は、前記ローパス
フィルタから出力された前記低域信号を2値化する信号
識別器を更に備えて構成される。
The invention according to claim 8 is the signal detecting device according to claim 7, wherein the polarity detecting section further comprises a signal discriminator for binarizing the low-frequency signal output from the low-pass filter. It is equipped with.

【0017】請求項9に係る発明は、請求項4または5
記載の極性検出部と請求項7または8記載の極性検出部
とを共に搭載し、請求項4または5記載の極性検出部か
ら出力された信号と、請求項7または8記載の極性検出
部から出力された信号とを論理積演算する論理積演算器
を更に備えたものである。
The invention according to claim 9 is the invention according to claim 4 or 5.
The polarity detection unit according to claim 7 or 8 is mounted together, the signal output from the polarity detection unit according to claim 4 or 5, and the polarity detection unit according to claim 7 or 8. It further comprises a logical product operator for performing a logical product operation with the output signal.

【0018】請求項10に係る発明は、請求項1〜9の
何れか1項に記載の信号検出装置であって、前記FDM
信号を、互いに直交関係にある複数のサブキャリアを多
重化して構成されるOFDM(直交周波数分割多重化)
信号としたものである。
The invention according to a tenth aspect is the signal detecting apparatus according to any one of the first to ninth aspects, wherein the FDM
OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) configured by multiplexing multiple subcarriers that are orthogonal to each other
It is a signal.

【0019】次に、請求項11に係る発明は、複数のサ
ブキャリア(副搬送波)を多重化して構成され、各シン
ボルの末尾部分のコピーを当該シンボルの先頭部分に有
するFDM(周波数分割多重化)信号を検出する信号検
出方法であって、(a)前記FDM信号を取り込み、当
該FDM信号から所定期間遅延した遅延信号を出力する
工程と、(b)前記FDM信号と前記遅延信号とを乗算
して出力する工程と、(c)前記工程(b)で出力され
た信号の正または負の何れか一方の極性を検出する工程
と、を備えることを特徴とするものである。
Next, the invention according to claim 11 is constituted by multiplexing a plurality of subcarriers (subcarriers), and has an FDM (frequency division multiplexing) having a copy of the end portion of each symbol at the head portion of the symbol. ) A signal detecting method for detecting a signal, comprising: (a) taking in the FDM signal and outputting a delayed signal delayed from the FDM signal by a predetermined period; and (b) multiplying the FDM signal by the delayed signal. And a step (c) of detecting the positive or negative polarity of the signal output in the step (b).

【0020】請求項12に係る発明は、請求項11記載
の信号検出方法であって、(d)前記工程(b)で出力
された複素信号を虚数部と実数部とに分離し、当該虚数
部および実数部のうち何れか一方の信号を出力する工
程、を更に備え、前記工程(b)は、前記FDM信号お
よび前記遅延信号のうち一方の信号と他方の信号の複素
共役とを乗算して前記複素信号を出力する工程を含み、
前記工程(c)は、前記工程(d)で出力された信号の
正または負の何れか一方の極性を検出する工程を含むも
のである。
The invention according to claim 12 is the signal detecting method according to claim 11, wherein (d) the complex signal output in the step (b) is separated into an imaginary part and a real part, and the imaginary number is separated. And outputting a signal of any one of the real part and the real part, wherein the step (b) multiplies one of the FDM signal and the delayed signal by a complex conjugate of the other signal. And outputting the complex signal by
The step (c) includes a step of detecting either positive or negative polarity of the signal output in the step (d).

【0021】請求項13に係る発明は、請求項11また
は12記載の信号検出方法であって、前記工程(c)
は、(c−1)前記工程(b)または前記工程(d)で
出力された信号を半波整流して正極性をもつ信号を出力
する工程、を更に備えて構成される。
The invention according to claim 13 is the signal detecting method according to claim 11 or 12, wherein the step (c) is performed.
Further comprises (c-1) a step of half-wave rectifying the signal output in the step (b) or the step (d) to output a signal having a positive polarity.

【0022】請求項14に係る発明は、請求項13記載
の信号検出方法であって、前記工程(c)は、(c−
2)前記工程(c−1)で出力された信号から低域信号
を抽出する工程、を更に備えて構成される。
The invention according to claim 14 is the signal detecting method according to claim 13, wherein the step (c) includes (c-
2) The step of extracting a low frequency signal from the signal output in the step (c-1) is further provided.

【0023】請求項15に係る発明は、請求項14記載
の信号検出方法であって、前記工程(c)は、(c−
3)前記工程(c−2)で出力された前記低域信号を2
値化する工程、を更に備えて構成される。
The invention according to claim 15 is the signal detecting method according to claim 14, wherein the step (c) includes (c-
3) The low frequency signal output in the step (c-2) is set to 2
The method further comprises a step of valuing.

【0024】請求項16に係る発明は、請求項11また
は12記載の信号検出方法であって、前記工程(c)
は、(c−4)前記工程(b)または前記工程(d)で
出力された信号を半波整流して負極性をもつ信号を出力
する工程、を更に備えて構成される。
The invention according to claim 16 is the signal detecting method according to claim 11 or 12, wherein the step (c) is performed.
Further comprises (c-4) a step of half-wave rectifying the signal output in the step (b) or the step (d) to output a signal having a negative polarity.

【0025】請求項17に係る発明は、請求項16記載
の信号検出方法であって、前記工程(c)は、(c−
5)前記工程(c−4)で出力された信号の極性を反転
して得られる反転信号を出力する工程と、(c−6)前
記工程(c−5)で出力された前記反転信号から低域信
号を抽出する工程と、を更に備えて構成される。
The invention according to claim 17 is the signal detecting method according to claim 16, wherein the step (c) includes (c-
5) outputting an inversion signal obtained by inverting the polarity of the signal output in the step (c-4), and (c-6) using the inversion signal output in the step (c-5). And a step of extracting a low frequency signal.

【0026】請求項18に係る発明は、請求項17記載
の信号検出方法であって、前記工程(c)は、(c−
7)前記工程(c−6)で出力された前記低域信号を2
値化する工程、を更に備えて構成される。
An invention according to claim 18 is the signal detecting method according to claim 17, wherein the step (c) includes (c-
7) The low frequency signal output in the step (c-6) is set to 2
The method further comprises a step of valuing.

【0027】請求項19に係る発明は、請求項14また
は15記載の工程(c)と、請求項17または18記載
の工程(c)とを共に備えており、前記工程(c)は、
(c−8)前記工程(c−2)または前記工程(c−
3)で出力された信号と、前記工程(c−6)または前
記工程(c−7)で出力された信号とを論理積演算する
工程、を更に備えて構成される。
The invention according to claim 19 comprises both the step (c) according to claim 14 or 15 and the step (c) according to claim 17 or 18, wherein the step (c) comprises
(C-8) The step (c-2) or the step (c-
It further comprises a step of performing a logical product operation of the signal output in 3) and the signal output in the step (c-6) or the step (c-7).

【0028】請求項20に係る発明は、請求項11〜1
9の何れか1項に記載の信号検出方法であって、前記F
DM信号を、互いに直交関係にある複数のサブキャリア
を多重化して構成されるOFDM(直交周波数分割多重
化)信号としたものである。
The invention according to claim 20 is the invention according to claims 11 to 1.
9. The signal detection method according to any one of 9,
The DM signal is an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal that is configured by multiplexing a plurality of subcarriers that are orthogonal to each other.

【0029】次に、請求項21に係る発明は、複数のサ
ブキャリア(副搬送波)を多重化して構成され、各シン
ボルの末尾部分のコピーを当該シンボルの先頭部分に有
するFDM(周波数分割多重化)信号の特定のモードを
検出するモード検出装置であって、請求項1〜10の何
れか1項に記載の信号検出装置の複数個からなり、複数
個の前記信号検出装置において、各遅延器毎に前記FM
D信号を遅延させる所定期間が互いに異なるように設定
されていることを特徴とするものである。
Next, the invention according to claim 21 is constituted by multiplexing a plurality of subcarriers (subcarriers), and has an FDM (frequency division multiplexing) having a copy of the end portion of each symbol at the head portion of the symbol. ) A mode detection device for detecting a specific mode of a signal, comprising a plurality of the signal detection devices according to any one of claims 1 to 10, wherein each of the plurality of signal detection devices includes a delay device. FM for each
The predetermined period for delaying the D signal is set to be different from each other.

【0030】次に、請求項22に係る発明は、複数のサ
ブキャリア(副搬送波)を多重化して構成され、各シン
ボルの末尾部分のコピーを当該シンボルの先頭部分に有
するFDM(周波数分割多重化)信号のモードを検出す
るモード検出方法であって、請求項11〜20の何れか
1項に記載の信号検出方法の工程(a)〜工程(d)を
複数組有し、前記各組の工程(a)において、前記FM
D信号を遅延させる所定期間が互いに異なるように設定
されていることを特徴とするものである。
Next, the invention according to claim 22 is configured by multiplexing a plurality of subcarriers (subcarriers), and has an FDM (frequency division multiplexing) having a copy of the end portion of each symbol at the head portion of the symbol. ) A mode detection method for detecting the mode of a signal, comprising a plurality of sets of steps (a) to (d) of the signal detection method according to any one of claims 11 to 20, and In the step (a), the FM
The predetermined period for delaying the D signal is set to be different from each other.

【0031】請求項23に係る発明は、複数のサブキャ
リア(副搬送波)を多重化して構成され、各シンボルの
末尾部分のコピーを当該シンボルの先頭部分に有するF
DM(周波数分割多重化)信号を復調する受信装置であ
って、請求項21記載のモード検出装置を搭載している
ことを特徴としたものである。
The invention according to claim 23 is configured by multiplexing a plurality of subcarriers (subcarriers) and has a copy of the end portion of each symbol at the head portion of the symbol.
A receiving device for demodulating a DM (Frequency Division Multiplexing) signal, characterized in that the mode detecting device according to claim 21 is mounted.

【0032】[0032]

【発明の実施の形態】本発明に係るOFDM用受信装置
の構成を説明する前に、OFDM用送信装置(図示せ
ず)における変調処理の概略を以下に説明する。OFD
M用送信装置への入力データは複素データシンボルにマ
ッピングされた後に、直並列変換回路、逆高速フーリエ
変換回路(IFFT回路)、並直列変換回路などで順次
処理を施されてOFDM信号に変換される。ここで、そ
のOFDM信号の各シンボルの先頭部分には、上記した
ガードインターバルが付加される。
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Before describing the configuration of an OFDM receiver according to the present invention, an outline of modulation processing in an OFDM transmitter (not shown) will be described below. OFD
The input data to the M transmitter is mapped to complex data symbols, and then sequentially processed by a serial-parallel conversion circuit, an inverse fast Fourier transform circuit (IFFT circuit), a parallel-serial conversion circuit, etc. to be converted into an OFDM signal. It Here, the guard interval described above is added to the beginning of each symbol of the OFDM signal.

【0033】また、前記IFFT回路に入力する複素デ
ータシンボルはサブキャリアを変調するデータであり、
I成分(実数部)とQ成分(虚数部)とからなる数値列
である。各サブキャリアの変調方式には、PSK(Phas
e-Shift Keying;位相変調)、DPSK(Differential
PSK;差分位相変調)、多値QAM(多値QuadratureA
M;多値直交振幅変調)などの方式が採用される。
The complex data symbol input to the IFFT circuit is data for modulating a subcarrier,
It is a numerical sequence consisting of an I component (real part) and a Q component (imaginary part). The modulation method for each subcarrier is PSK (Phas
e-Shift Keying; Phase modulation, DPSK (Differential)
PSK: Differential Phase Modulation, Multilevel QAM (Multilevel QuadratureA)
M; multi-level quadrature amplitude modulation) or the like is adopted.

【0034】そして、前記OFDM信号(ベースバンド
信号)の実数列と虚数列とは、直交変換を受けてOFD
M変調信号に変換される。更に、そのOFDM変調信号
は、D/A変換を受け、ローパスフィルタに通され、R
F(Radio Frequency)信号に周波数変換された後に伝
送路に送出される。
The real number sequence and the imaginary number sequence of the OFDM signal (baseband signal) are subjected to orthogonal transformation to OFD.
It is converted into an M-modulated signal. Further, the OFDM modulated signal undergoes D / A conversion and is passed through a low pass filter to obtain R
After being frequency-converted into an F (Radio Frequency) signal, the signal is transmitted to the transmission path.

【0035】OFDM用受信装置.次に、前記RF信号
を受信するOFDM用受信装置について説明する。図1
は、本発明の実施の形態に係るOFDM用受信装置1の
概略構成を示す機能ブロック図である。
OFDM receiver. Next, an OFDM receiver for receiving the RF signal will be described. Figure 1
FIG. 3 is a functional block diagram showing a schematic configuration of an OFDM receiver 1 according to an embodiment of the present invention.

【0036】伝送路を伝播したRF信号10は、このO
FDM用受信装置1の受信アンテナ11で受信されフロ
ント・エンド部12に出力される。フロント・エンド部
12は、入力するRF信号10をIF(Intermediate F
requency)信号に周波数変換し、約6MHz帯域のアナ
ログのベースバンド信号に変換してA/D変換器13に
出力する。A/D変換器13は、そのベースバンド信号
を所定のサンプリング・レートでデジタル・ベースバン
ド信号(受信OFDM信号)に変換した後に、ミキサー
14に出力する。
The RF signal 10 propagated through the transmission line is
The signal is received by the receiving antenna 11 of the FDM receiver 1 and output to the front end unit 12. The front end unit 12 receives the input RF signal 10 from the IF (Intermediate F).
The frequency is converted to a requency) signal, converted into an analog baseband signal of about 6 MHz band, and output to the A / D converter 13. The A / D converter 13 converts the baseband signal into a digital baseband signal (received OFDM signal) at a predetermined sampling rate, and then outputs the digital baseband signal to the mixer 14.

【0037】A/D変換器13が出力したベースバンド
信号は、ミキサー14で周波数同期処理を施され、リサ
ンプラー15でA/D変換同期処理などを施された後
に、直並列変換器17でシリアル信号からパラレル信号
に変換され、その後、FFT演算器18に出力される。
The baseband signal output from the A / D converter 13 is frequency-synchronized by the mixer 14, is A / D-converted by the resampler 15, and is then serial-parallel converter 17. It is converted from a serial signal to a parallel signal, and then output to the FFT calculator 18.

【0038】FFT演算器18は、直並列変換器17か
ら入力するN点(N:FFTサンプル数)の時間領域の
受信OFDM信号x(n)(n:整数)に対して高速フ
ーリエ変換を施すことで、周波数領域のN点のOFDM
復調信号を生成し、フレーム同期部22と第2周波数誤
差検出器20とA/D変換誤差検出器21とに出力す
る。第1周波数誤差検出器19と第2周波数誤差検出器
20は、共に、受信信号の周波数方向のズレ量(誤差)
を検出する回路である。第1周波数誤差検出器19は、
直並列変換器17からパラレルに伝達する受信OFDM
信号を用いて狭帯域周波数の誤差を検出し、それを適正
化する信号Δf1を出力する機能を有し、第2周波数誤
差検出器20は、FFT演算器18から伝達する信号を
用いて広帯域周波数の誤差を検出し、それを適正化する
信号Δf2を出力する機能を有する。ミキサー14は、
これら回路19,20から入力する検出信号Δf1,Δ
2を用いて広帯域および狭帯域の周波数誤差を補正す
るものである。
The FFT calculator 18 applies a fast Fourier transform to the N-point (N: FFT sample number) time-domain received OFDM signal x (n) (n: integer) input from the serial-parallel converter 17. Therefore, OFDM at N points in the frequency domain
A demodulated signal is generated and output to the frame synchronization unit 22, the second frequency error detector 20 and the A / D conversion error detector 21. The first frequency error detector 19 and the second frequency error detector 20 both have a shift amount (error) in the frequency direction of the received signal.
Is a circuit for detecting. The first frequency error detector 19 is
Reception OFDM transmitted in parallel from the serial-parallel converter 17
It has a function of detecting a narrow band frequency error using a signal and outputting a signal Δf 1 for optimizing the error, and the second frequency error detector 20 uses a signal transmitted from the FFT calculator 18 It has a function of detecting a frequency error and outputting a signal Δf 2 for optimizing it. The mixer 14
Detection signals Δf 1 , Δ input from these circuits 19 and 20
and it corrects the frequency error of the wideband and narrowband using f 2.

【0039】また、シンボル同期部(モード検出装置)
16は、リサンプラー15から伝達した受信OFDM信
号x(n)を取り込み、上述した3種類のモード(モー
ド1,モード2,モード3)の中から受信OFDM信号
x(n)のモードを検出し、各シンボルの始点、ガード
インターバル長、有効シンボル長などを検出する機能を
有する。また、直並列変換器17がFFT演算器18に
対して各シンボル中のN点のデータを正確なタイミング
で抽出して供給できるように、シンボル同期部16は、
検出結果に基づいて同期タイミング信号T0を生成して
直並列変換器17に供給する。
Further, the symbol synchronizing section (mode detecting device)
16 takes in the received OFDM signal x (n) transmitted from the resampler 15 and detects the mode of the received OFDM signal x (n) from the above-mentioned three types of modes (mode 1, mode 2, mode 3). , Has a function of detecting the start point of each symbol, the guard interval length, the effective symbol length, and the like. Further, the symbol synchronization unit 16 is configured so that the serial-parallel converter 17 can extract and supply the data at N points in each symbol to the FFT calculator 18 at accurate timing.
The synchronization timing signal T 0 is generated based on the detection result and is supplied to the serial-parallel converter 17.

【0040】また、A/D変換器13では、主にサンプ
リング・レートの誤差に起因するA/D変換誤差が発生
している。このため、A/D変換誤差検出器21は、F
FT演算器18から入力する周波数領域の信号を用いて
そのA/D変換誤差を検出し、それを適正化する信号δ
をリサンプラー15に出力するものである。リサンプラ
ー15は、そのA/D変換誤差を補正するように信号レ
ートを調整する同期処理を実行する。
Further, in the A / D converter 13, an A / D conversion error mainly caused by a sampling rate error occurs. Therefore, the A / D conversion error detector 21
A signal δ for detecting the A / D conversion error using the frequency domain signal input from the FT calculator 18 and optimizing it.
Is output to the resampler 15. The resampler 15 executes a synchronization process of adjusting the signal rate so as to correct the A / D conversion error.

【0041】次に、フレーム同期部22は、FFT演算
器18から入力するOFDM復調信号をフレーム単位で
同期させて等化器23に出力する。等化器23は、入力
するOFDM復調信号に等化処理を施す。伝送路におい
てマルチパス妨害が発生すると、OFDM信号の振幅お
よび位相はサブキャリア単位で歪むため、等化器23
は、OFDM信号中に既知の信号配置で埋め込まれた参
照信号(パイロット信号)を用いて、その振幅および位
相の歪みを補正する等化処理を実行するものである。
Next, the frame synchronization unit 22 synchronizes the OFDM demodulated signal input from the FFT calculator 18 on a frame-by-frame basis and outputs it to the equalizer 23. The equalizer 23 performs equalization processing on the input OFDM demodulated signal. When multipath interference occurs in the transmission path, the amplitude and phase of the OFDM signal are distorted in subcarrier units, so the equalizer 23
Is to perform equalization processing for correcting the amplitude and phase distortion of a reference signal (pilot signal) embedded in an OFDM signal in a known signal arrangement.

【0042】そして、等化器23が出力したOFDM復
調信号は、並直列変換器24でパラレル信号からシリア
ル信号に変換される。次いで、チャンネル復号器25
は、並直列変換器24から出力されたシリアル信号に対
して、キャリア復調、デマッピングを施し、次いで、デ
インターリーブ、ビタビ復号化およびリードソロモン復
号化などの処理を施した後に出力する。
The OFDM demodulated signal output from the equalizer 23 is converted from a parallel signal to a serial signal by the parallel / serial converter 24. Then, the channel decoder 25
Performs carrier demodulation and demapping on the serial signal output from the parallel-serial converter 24, and then performs processing such as deinterleaving, Viterbi decoding, and Reed-Solomon decoding before outputting.

【0043】信号検出処理の原理.次に、本発明に係る
信号検出処理の原理について説明する。本実施の形態で
は、受信OFDM信号x(n)に対する信号検出処理は
図1に示すシンボル同期部16で行われる。
Principle of signal detection processing. Next, the principle of the signal detection processing according to the present invention will be described. In the present embodiment, the signal detection processing for the received OFDM signal x (n) is performed by symbol synchronization section 16 shown in FIG.

【0044】図2は、シリアルな受信OFDM信号x
(n)を示す模式図である。図2中、符号GI1,G
2,GI3はガードインターバル、符号ES1,ES2
ES3は有効シンボルを表している。それらガードイン
ターバルGI1,GI2,GI3は、それぞれ、有効シン
ボルES1,ES2,ES3の末尾部分O1,O2,O3のコ
ピーである。また、図2中、Tsはガードインターバル
長、TNは有効シンボル長を表している。
FIG. 2 shows the serial received OFDM signal x
It is a schematic diagram which shows (n). In FIG. 2, reference numerals GI 1 and G
I 2 , GI 3 are guard intervals, codes ES 1 , ES 2 ,
ES 3 represents an effective symbol. The guard intervals GI 1 , GI 2 and GI 3 are copies of the end portions O 1 , O 2 and O 3 of the effective symbols ES 1 , ES 2 and ES 3 , respectively. Further, in FIG. 2, Ts represents the guard interval length, and T N represents the effective symbol length.

【0045】図2には、受信OFDM信号x(n)を有
効シンボル長TNだけ遅延させた遅延信号x(n−N)
も示されている。ここで、Nは、有効シンボル長TN
対応する受信OFDM信号のポイント数を表している。
In FIG. 2, a delayed signal x (n−N) obtained by delaying the received OFDM signal x (n) by the effective symbol length T N.
Are also shown. Here, N represents the number of points of the received OFDM signal corresponding to the effective symbol length T N.

【0046】本発明に係る信号検出処理では、その受信
OFDM信号x(n)と遅延信号x(n−N)との共役
積信号x(n)×x*(n−N)(=y(n))が算出
される。図2に示す通り、同一シンボル内の受信OFD
M信号x(n)の末尾部分O 1,O2またはO3の期間
と、遅延信号x(n−N)のガードインターバルG
1,GI2またはGI3の期間とがそれぞれ一致するこ
とが分かる。従って、伝送路においてフェージングやホ
ワイトノイズなどの外乱に起因する歪みが受信OFDM
信号x(n)に作用しない理想状態の場合は、両信号x
(n),x(n−N)のガードインターバルと末尾部分
とが一致する期間は、共役積信号y(n)は、常に、正
極性(正符号)をもつ実数列の信号を出力する。
In the signal detection processing according to the present invention, the reception
Conjugation of OFDM signal x (n) and delayed signal x (n-N)
Product signal x (n) × x*(N−N) (= y (n)) is calculated
To be done. As shown in FIG. 2, the received OFD in the same symbol
End portion O of M signal x (n) 1, O2Or O3Period of
And the guard interval G of the delay signal x (n−N)
I1, GI2Or GI3And the period of
I understand. Therefore, fading and ho
Distortion caused by disturbance such as white noise is received by OFDM.
In the ideal state where the signal x (n) does not act, both signals x
(N), x (n-N) guard interval and tail part
The conjugate product signal y (n) is always positive during the period when
It outputs a real number sequence signal with polarity (plus sign).

【0047】図3および図4に、かかる理想状態の共役
積信号y(n)の信号波形を例示する。図3は、共役積
信号y(n)の実数部Re(y)の信号波形、図4は、
共役積信号y(n)の虚数部Im(y)の信号波形を示
している。図3および図4において、符号Nsはガード
インターバル長Tsに対応するポイント数を表し、符号
Nは有効シンボル長TNに対応するポイント数を表して
いる。
FIG. 3 and FIG. 4 exemplify the signal waveform of the conjugate product signal y (n) in the ideal state. 3 is a signal waveform of the real part Re (y) of the conjugate product signal y (n), and FIG.
The signal waveform of the imaginary part Im (y) of the conjugate product signal y (n) is shown. 3 and 4, the symbol Ns represents the number of points corresponding to the guard interval length Ts, and the symbol N represents the number of points corresponding to the effective symbol length T N.

【0048】図3に示す通り、両信号x(n),x(n
−N)のガードインターバルと末尾部分とが一致する期
間30,31,…は、共役積信号y(n)の実数部Re
(y)は常に正の値を示しており、それ以外の期間で
は、ホワイトノイズのように分布していることが分か
る。他方、図4に示す通り、両信号x(n),x(n−
N)のガードインターバルと末尾部分とが一致する期間
30,31,…は、共役積信号y(n)の虚数部Im
(y)は常にゼロ値を示している。
As shown in FIG. 3, both signals x (n) and x (n
The period 30, 31, ... In which the guard interval of −N) coincides with the end portion is the real part Re of the conjugate product signal y (n).
(Y) always shows a positive value, and it is understood that it is distributed like white noise in the other periods. On the other hand, as shown in FIG. 4, both signals x (n) and x (n-
The period 30, 31, ... In which the guard interval of (N) and the end portion are the same are imaginary parts Im of the conjugate product signal y (n).
(Y) always shows a zero value.

【0049】以上は、外乱に起因する歪みが受信OFD
M信号x(n)に含まれていない場合の説明であるが、
そのような外乱が受信OFDM信号x(n)に含まれて
いる場合は、受信OFDM信号x(n)の振幅と位相は
歪むことになる。かかる場合の遅延信号x(n−N)
は、次式(1)のように表現される。
As described above, the distortion caused by the disturbance is the reception OFD.
In the description when it is not included in the M signal x (n),
When such a disturbance is included in the received OFDM signal x (n), the amplitude and phase of the received OFDM signal x (n) will be distorted. Delay signal x (n-N) in such a case
Is expressed by the following equation (1).

【0050】[0050]

【数1】 [Equation 1]

【0051】上式(1)中、j2=−1、αとεは実数
である。尚、1シンボル内ではαとεは略一定値とみな
すことができる。両信号x(n),x(n−N)のガー
ドインターバルと末尾部分とが一致する期間は、両信号
x(n),x(n−N)の共役積信号y(n)は次式
(2)のようになる。
In the above equation (1), j 2 = -1, and α and ε are real numbers. Note that α and ε can be regarded as substantially constant values within one symbol. During a period in which the guard interval of both signals x (n) and x (n−N) coincides with the tail portion, the conjugate product signal y (n) of both signals x (n) and x (n−N) is It becomes like (2).

【0052】[0052]

【数2】 [Equation 2]

【0053】この式(2)から分かる通り、1シンボル
内でα(>0),εが略一定値をとる事実に着目すれ
ば、式(2)の右辺第1項の実数部の極性(符号)とそ
の第2項中の虚数部の極性(符号)は、不変である。こ
れら実数部と虚数部の極性が負になるか正になるかは、
位相のズレεの大きさによって決定されることが分か
る。従って、共役積信号y(n)の極性が一定になる期
間が周期的に出現するためその期間を検出することによ
り、各シンボルの始点、ガードインターバル長Tsおよ
び有効シンボル長TNを検出することが可能となる。
As can be seen from the equation (2), focusing on the fact that α (> 0) and ε take a substantially constant value within one symbol, the polarity of the real part of the first term on the right side of the equation (2) ( The sign) and the polarity (sign) of the imaginary part in its second term are invariant. Whether the polarities of these real and imaginary parts are negative or positive,
It can be seen that it is determined by the magnitude of the phase shift ε. Therefore, since the period in which the polarity of the conjugate product signal y (n) is constant appears periodically, the start point of each symbol, the guard interval length Ts, and the effective symbol length T N are detected by detecting the period. Is possible.

【0054】図5および図6は、外乱の影響があった場
合の共役積信号y(n)の信号波形を例示する図であ
る。図5は、共役積信号y(n)の実数部Re(y)の
信号波形、図6は、共役積信号y(n)の虚数部Im
(y)の信号波形を示している。その図5に示す通り、
両信号x(n),x(n−N)のガードインターバルと
末尾部分とが一致する期間32,33,…では、実数部
Re(y)は常に正の値を示しており、それら以外の期
間ではホワイトノイズのように分布している。ここで、
その一致する期間32,33,…において、上式(2)
の右辺第1項中のcos(2πε)は負である。他方、
図6に示す通り、両信号x(n),x(n−N)のガー
ドインターバルと末尾部分とが一致する期間32,3
3,…では、虚数部Im(y)は常に負の値を示してい
る。ここで、その一致する期間32,33,…におい
て、上式(2)の右辺第2項中のsin(2πε)は正
である。
FIGS. 5 and 6 are diagrams illustrating the signal waveform of the conjugate product signal y (n) when there is an influence of disturbance. 5 is a signal waveform of the real part Re (y) of the conjugate product signal y (n), and FIG. 6 is an imaginary part Im of the conjugate product signal y (n).
The signal waveform of (y) is shown. As shown in FIG.
In the periods 32, 33, ... In which the guard intervals of both signals x (n) and x (n−N) coincide with the tail part, the real part Re (y) always shows a positive value, and other than that. It is distributed like white noise during the period. here,
In the matching periods 32, 33, ..., The above equation (2)
Cos (2πε) in the first term on the right side of is negative. On the other hand,
As shown in FIG. 6, periods 32 and 3 in which the guard intervals of both signals x (n) and x (n−N) coincide with the tail portion.
3, the imaginary part Im (y) always shows a negative value. Here, sin (2πε) in the second term on the right side of the above equation (2) is positive in the matching periods 32, 33, ....

【0055】また、上述した通り、受信OFDM信号x
(n)のフォーマットには複数種類のモードが考えられ
る。そこで、受信OFDM信号x(n)のモードを検出
するには、遅延期間TNを当該モードに対応させればよ
い。すなわち、当該遅延期間TNに対応するポイント数
を、受信OFDM信号x(n)のモードに対応するFF
Tサンプル数と一致させた場合に、共役積信号y(n)
の極性が一定になる期間が周期的に出現するため、当該
モードを検出することが可能となる。当該遅延期間TN
に対応するポイント数が当該モードに対応していない場
合は、両信号x(n),x(n−N)のガードインター
バルと末尾部分とは時間軸上で完全にずれるため、共役
積信号y(n)に極性に関する周期性は出現しない。
As described above, the received OFDM signal x
A plurality of types of modes can be considered for the format of (n). Therefore, in order to detect the mode of the received OFDM signal x (n), the delay period T N may be associated with the mode. That is, the number of points corresponding to the delay period T N is set to the FF corresponding to the mode of the received OFDM signal x (n).
When the number of T samples is the same, the conjugate product signal y (n)
Since the period in which the polarity of is constant appears periodically, the mode can be detected. The delay period T N
If the number of points corresponding to the signal does not correspond to the mode, the guard interval of both signals x (n) and x (n−N) and the tail portion are completely deviated on the time axis, and thus the conjugate product signal y No periodicity with respect to polarity appears in (n).

【0056】シンボル同期部(モード検出装置). 次に、本発明の実施の形態に係るシンボル同期部(モー
ド検出装置)について説明する。図7は、そのシンボル
同期部16の概略構成を示すブロック図である。このシ
ンボル同期部16は、図1に示したリサンプラー15か
ら入力した受信OFDM信号x(n)を検出する第1検
出器401,第2検出器402および第3検出器40
3と、これら信号検出器401〜403から出力された検
出信号v1(n),v2(n),v3(n)を論理積演算
する論理AND素子41と、この論理AND素子41か
ら出力された論理信号AVを用いて上記同期タイミング
信号T0を生成し、これを図1に示す直並列変換器17
に供給する判定回路42と、を備えて構成されている。
Symbol synchronizer (mode detector). Next, the symbol synchronization unit (mode detection device) according to the embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of the symbol synchronization unit 16. The symbol synchronization unit 16 includes a first detector 40 1 , a second detector 40 2, and a third detector 40 that detect the received OFDM signal x (n) input from the resampler 15 shown in FIG.
3 , a logical AND element 41 for performing a logical product operation of the detection signals v 1 (n), v 2 (n), v 3 (n) output from these signal detectors 40 1 to 40 3 , and this logical AND element The synchronization timing signal T 0 is generated by using the logic signal AV output from 41, and the synchronization timing signal T 0 is generated by the serial-parallel converter 17 shown in FIG.
And a determination circuit 42 for supplying the

【0057】本実施の形態では、第1検出器401、第
2検出器402および第3検出器40 3は、それぞれ、モ
ード1,モード2およびモード3に対応する互いに異な
るFFTサンプル数N1,N2,N3のデータを保持する
ものとする。
In the present embodiment, the first detector 401, First
2 detector 402And the third detector 40 3Are respectively
Mode 1, mode 2 and mode 3
Number of FFT samples N1, N2, N3Hold the data of
I shall.

【0058】図8に信号検出器40k(kは1〜3の何
れか)の概略構成を示し、その機能を以下に説明する。
この信号検出器40kは、入力する受信OFDM信号x
(n)からNポイント遅延した遅延信号x(n−N)を
出力する遅延器43と、その遅延信号x(n−N)の複
素共役x*(n−N)を出力する複素共役部44と、を
備えている。その遅延ポイント数Nは、モード1、モー
ド2またはモード3の何れかに対応したFFTサンプル
数N1,N2またはN3に設定される。
FIG. 8 shows a schematic configuration of the signal detector 40 k (k is one of 1 to 3), and its function will be described below.
This signal detector 40 k receives the input received OFDM signal x
A delay unit 43 that outputs a delay signal x (n−N) delayed by N points from (n), and a complex conjugate unit 44 that outputs a complex conjugate x * (n−N) of the delay signal x (n−N). And are equipped with. The number of delay points N is set to the number of FFT samples N 1 , N 2 or N 3 corresponding to any of mode 1, mode 2 and mode 3.

【0059】また、複素乗算器45は、受信OFDM信
号x(n)と、複素共役部44から出力された信号x*
(n−N)とを乗算して得た共役積信号x(n)×x*
(n−N)(=y(n))を分離部46に出力する。ま
た、前記分離部46は、複素乗算器45から入力する共
役積信号y(n)を実数部と虚数部とに分離し、それら
のうち何れか一方の信号列を極性検出部55に出力する
ものである。本実施の形態では、分離部46は、共役積
信号y(n)の実数部の信号r0(n)を出力するもの
とするが、本発明ではその虚数部の信号を出力してもよ
い。
Further, the complex multiplier 45 receives the received OFDM signal x (n) and the signal x * output from the complex conjugate unit 44 .
Conjugate product signal x (n) × x * obtained by multiplying with (n−N)
It outputs (n−N) (= y (n)) to the separation unit 46. Further, the separating unit 46 separates the conjugate product signal y (n) input from the complex multiplier 45 into a real number part and an imaginary number part, and outputs one of these signal sequences to the polarity detecting unit 55. It is a thing. In the present embodiment, the separation unit 46 outputs the real part signal r 0 (n) of the conjugate product signal y (n), but in the present invention, the imaginary part signal thereof may be output. .

【0060】上述した通り、遅延器43で設定された遅
延ポイント数Nが、受信OFDM信号x(n)の有効シ
ンボル長に対応している場合は、分離部46から出力さ
れる信号r0(n)は、図9に示すような波形をもつ。
図9に示すように、両信号x(n),x(n−N)のガ
ードインターバルと末尾部分とが一致する期間341
342,343,…では、実数部の信号r0(n)は常に
負の値をとる。ここで、それら期間341,342,34
3,…における上式(2)の右辺第1項中のcos(2
πε)は負である。
As described above, when the number N of delay points set by the delay unit 43 corresponds to the effective symbol length of the received OFDM signal x (n), the signal r 0 (output from the separating unit 46 n) has a waveform as shown in FIG.
As shown in FIG. 9, a period 34 1 in which the guard interval of both signals x (n), x (n−N) and the end portion match,
In 34 2 , 34 3 , ..., The signal r 0 (n) of the real part always takes a negative value. Here, those periods 34 1 , 34 2 , 34
3 , cos (2 in the first term on the right side of the above equation (2) in
πε) is negative.

【0061】極性検出部55は、前記分離部46から入
力した信号r0(n)の正または負の何れか一方の極性
(符号)を検出し、当該極性を示す検出信号vk(n)
を出力する機能を有する。具体的には、極性検出部55
は、入力電圧が正の場合にのみ入力信号r0(n)を半
波整流し正極性のみをもつ信号z0(n)を出力する第
1ダイオード47と、その信号z0(n)から低域信号
1(n)を抽出する第1ローパスフィルタ48と、そ
の低域信号z1(n)を2値化した2値信号z2(n)を
出力する第1信号識別回路49と、を備えている。
The polarity detecting section 55 detects the positive or negative polarity (sign) of the signal r 0 (n) input from the separating section 46, and detects the detected signal v k (n).
Has the function of outputting. Specifically, the polarity detection unit 55
Is a first diode 47 that half-wave rectifies the input signal r 0 (n) only when the input voltage is positive and outputs a signal z 0 (n) having only positive polarity, and the signal z 0 (n). a first low-pass filter 48 for extracting a low frequency signal z 1 (n), the first signal discrimination circuit 49 for outputting the low-frequency signal z 1 (n) obtained by binarizing the binary signal z 2 (n) , Are provided.

【0062】前記第1ダイオード47は、分離部46か
ら伝達した入力信号r0(n)を半波整流し、正の数値
列のみからなる信号z0(n)を出力する。図10は、
半波整流された信号z0(n)の波形を示す図である。
上記した期間341,342,343,…では、その信号
レベルは実質ゼロである。
The first diode 47 half-wave rectifies the input signal r 0 (n) transmitted from the separating section 46 and outputs a signal z 0 (n) consisting of a positive numerical sequence. Figure 10
It is a diagram showing a waveform of a half-wave rectified signal z 0 (n).
In the above periods 34 1 , 34 2 , 34 3 , ..., The signal level is substantially zero.

【0063】次に、第1ローパスフィルタ48は、図1
0に示す信号r0(n)を平滑化し高域成分を除いて、
その信号r0(n)の概略の包絡線を示す低域信号z
1(n)を出力する。図11は、その低域信号z1(n)
の波形を示す図である。
Next, the first low-pass filter 48 operates as shown in FIG.
The signal r 0 (n) shown in 0 is smoothed to remove high frequency components,
A low-frequency signal z showing a rough envelope of the signal r 0 (n)
Outputs 1 (n). FIG. 11 shows the low frequency signal z 1 (n)
It is a figure which shows the waveform of.

【0064】次に、第1信号識別回路49は、予め設定
された閾値以上の入力信号z1(n)のレベルを"1"に
変換し、その閾値未満の入力信号z1(n)のレベルを
ゼロに変換するという2値化演算を行い、その結果とし
て2値信号z2(n)を出力する。図12は、その2値
信号z2(n)のパルス波形を示す図である。図12に
おいて、長さNsは受信OFDM信号x(n)のガード
インターバル長に対応し、長さNは受信OFDM信号x
(n)の有効シンボル長に対応している。また、その2
値信号z2(n)のパルスの最初の立下がり時点36
が、遅延信号x(n−N)のシンボルの始点を示してい
る。
Next, the first signal discriminating circuit 49 converts the level of the input signal z 1 (n) equal to or higher than the preset threshold value to "1", and the input signal z 1 (n) below the threshold value is converted. A binarization operation of converting the level to zero is performed, and as a result, a binary signal z 2 (n) is output. FIG. 12 is a diagram showing a pulse waveform of the binary signal z 2 (n). In FIG. 12, the length Ns corresponds to the guard interval length of the received OFDM signal x (n), and the length N is the received OFDM signal x.
This corresponds to the effective symbol length of (n). Also, part 2
The first falling time 36 of the pulse of the value signal z 2 (n)
Indicates the start point of the symbol of the delayed signal x (n−N).

【0065】また、前記極性検出部55は、更に、入力
電圧が負の場合にのみ入力信号r0(n)を半波整流し
負極性のみをもつ信号w0(n)を出力する第2ダイオ
ード50と、その信号w0(n)の極性を反転して反転
信号w1(n)を出力する信号反転回路51と、その反
転信号w1(n)から低域信号w2(n)を抽出する第2
ローパスフィルタ52と、その低域信号w2(n)を2
値化した2値信号w3(n)を出力する第2信号識別回
路53と、を備えている。
Further, the polarity detecting section 55 further rectifies the input signal r 0 (n) by half-wave only when the input voltage is negative and outputs a signal w 0 (n) having only negative polarity. a diode 50, the signal w 0 polarity (n) inverts the signal inversion circuit 51 which outputs an inverted signal w 1 (n), its inverted signal w 1 (n) from the low frequency signal w 2 (n) Second to extract
The low-pass filter 52 and its low-frequency signal w 2 (n) are set to 2
A second signal identifying circuit 53 that outputs a binarized binary signal w 3 (n).

【0066】前記第2ダイオード50は、分離部46か
ら伝達した入力信号r0(n)を半波整流し、負の数値
列のみからなる信号w0(n)を出力する。図13は、
半波整流された信号w0(n)の波形を示す図である。
図13には、全ての期間において、ホワイトノイズのよ
うな信号波形が示されている。次に、信号反転回路51
においてその信号w0(n)は、正の数値列に反転さ
れ、図14に示すような信号波形をもつ信号w1(n)
となって出力される。
The second diode 50 half-wave rectifies the input signal r 0 (n) transmitted from the separating section 46 and outputs a signal w 0 (n) consisting of a negative numerical value sequence. Figure 13
It is a diagram showing a waveform of a half-wave rectified signal w 0 (n).
FIG. 13 shows a signal waveform such as white noise in all periods. Next, the signal inversion circuit 51
In the signal w 0 (n) is inverted to a positive numeric column, signals w 1 having a signal waveform as shown in FIG. 14 (n)
Will be output.

【0067】次に、前記第2ローパスフィルタ52は、
信号反転回路51から入力する信号w1(n)を平滑化
し高域成分を除いて、その信号w1(n)の概略の包絡
線を示す低域信号w2(n)を出力する。図15は、そ
の低域信号w2(n)の波形を示す図である。
Next, the second low pass filter 52
Except for the signal w 1 (n) the smoothed high-frequency component inputted from the signal inversion circuit 51, and outputs a low frequency signal w 2 (n) indicating the envelope of outline of the signal w 1 (n). FIG. 15 is a diagram showing a waveform of the low frequency signal w 2 (n).

【0068】また、第2信号識別回路53は、予め設定
された閾値以上の入力信号w2(n)のレベルを"1"に
変換し、その閾値未満の入力信号w2(n)のレベルを"
0(ゼロ)"に変換するという2値化演算を行い、その
結果として2値信号w3(n)を出力する。図16は、
その2値信号w3(n)の波形を示す図である。図16
では、全ての期間にわたって信号レベルが"1"に維持さ
れている。
The second signal identification circuit 53 also converts the level of the input signal w 2 (n) above a preset threshold into "1", and the level of the input signal w 2 (n) below the threshold. The "
A binary operation of converting into 0 (zero) "is performed, and as a result, a binary signal w 3 (n) is output.
Its is a diagram showing a waveform of the binary signal w 3 (n). FIG.
In, the signal level is maintained at "1" over the entire period.

【0069】そして、論理AND素子54は、第1信号
識別回路49から出力された信号z 2(n)(図12)
と、第2信号識別回路53から出力された信号w
3(n)(図16)とを論理積演算し、その結果得られ
た信号vk(n)を出力する。図17は、その信号v
k(n)の波形を示す図である。本実施の形態では、第
2信号識別回路53の出力信号w3(n)は、常に、"
1"の高レベルに維持されるため、第1信号識別回路4
9の出力信号z2(n)は、論理AND素子54の出力
信号vk(n)と同じである。
Then, the logical AND element 54 outputs the first signal
Signal z output from discrimination circuit 49 2(N) (Fig. 12)
And the signal w output from the second signal identification circuit 53
3(N) (FIG. 16) is ANDed and the result is obtained.
Signal vk(N) is output. FIG. 17 shows the signal v
kIt is a figure which shows the waveform of (n). In the present embodiment,
Output signal w of the two-signal identification circuit 533(N) is always "
Since it is maintained at a high level of 1 ", the first signal identification circuit 4
9 output signal z2(N) is the output of the logical AND element 54
Signal vkSame as (n).

【0070】このように極性検出部55は、第1ダイオ
ード47、第1ローパスフィルタ48および第1信号識
別回路49からなる極性検出ユニットと、第2ダイオー
ド50、信号反転回路51、第2ローパスフィルタ52
および第2信号識別回路53からなる極性検出ユニット
とを搭載しているため、上式(2)中の位相εの大きさ
に関係無く、何れか一方の極性検出ユニットで入力信号
0(n)の極性を確実に検出することが可能である。
As described above, the polarity detecting section 55 includes the polarity detecting unit including the first diode 47, the first low pass filter 48 and the first signal identifying circuit 49, the second diode 50, the signal inverting circuit 51 and the second low pass filter. 52
Also, since the polarity detection unit including the second signal identification circuit 53 is mounted, the input signal r 0 (n can be obtained by either one of the polarity detection units regardless of the magnitude of the phase ε in the above equation (2). It is possible to reliably detect the polarity of).

【0071】次に、図7に示すシンボル同期部16にお
いては、第1〜第3検出器401〜403は、以上に説明
した信号検出器40kと同じ回路構成を有している。互
いに異なるのは、モード1,モード2およびモード3に
応じて、各信号検出器401〜403で設定されるFFT
サンプル数N1〜N3の値だけである。尚、これらFFT
サンプル数N1〜N3はOFDM信号の有効シンボル長に
対応している。従って、受信OFDM信号x(n)がモ
ードk(kは1,2,3の何れか)に従って変調されて
いる場合は、第k検出器40kは、遅延信号x(n−
N)のシンボル始点、ガードインターバル長および有効
シンボル長の情報を含む図12に示すようなパルス信号
k(n)を出力する。それ以外の第m検出器40m(m
はk以外の値)は、図16に示すような高レベル信号を
出力することになる。
Next, in the symbol synchronization unit 16 shown in FIG. 7, the first to third detectors 40 1 to 40 3 have the same circuit configuration as the signal detector 40 k described above. The difference between them is that the FFTs set by the signal detectors 40 1 to 40 3 according to mode 1, mode 2 and mode 3 are different.
Only the values of the sample numbers N 1 to N 3 are available. In addition, these FFT
The sample numbers N 1 to N 3 correspond to the effective symbol length of the OFDM signal. Therefore, when the received OFDM signal x (n) is modulated according to the mode k (k is 1, 2, or 3), the kth detector 40 k detects the delayed signal x (n−
The pulse signal v k (n) as shown in FIG. 12 including the information of the symbol start point of N), the guard interval length, and the effective symbol length is output. Other m-th detector 40 m (m
Is a value other than k), a high level signal as shown in FIG. 16 is output.

【0072】また、図7に示す論理AND素子41は、
第1〜第3検出器401〜403から入力する3本の検出
信号v1(n),v2(n),v3(n)を論理積演算し
て得た論理信号AVを判定回路42に出力する。この論
理信号AVは、第1〜第3検出器401〜403の何れか
で検出されたパルス信号そのままである。従って、判定
回路42は、その論理信号AVに含まれるガードインタ
ーバル長および有効シンボル長の情報と、予め保持して
いるモード1,モード2およびモード3の当該各情報と
を比較し、次いで双方が所定精度で一致するか否かを判
定し、双方の一致を判定した場合には受信OFDM信号
x(n)のモードを決定する。そして、判定回路42
は、決定したモードのガードインターバル長および有効
シンボル長と、その論理信号AVに含まれるシンボル始
点の情報とを用いて同期タイミング信号T0を生成し、
これを図1に示す直並列変換器17に供給する。
Further, the logical AND element 41 shown in FIG.
A logical signal AV obtained by performing an AND operation on three detection signals v 1 (n), v 2 (n), v 3 (n) input from the first to third detectors 40 1 to 40 3 is determined. Output to the circuit 42. The logic signal AV remains the pulse signal detected by any of the first to third detectors 40 1 to 40 3 . Therefore, the determination circuit 42 compares the information of the guard interval length and the effective symbol length included in the logic signal AV with the respective information of the mode 1, the mode 2 and the mode 3 which is held in advance, and then both of them are compared. It is determined whether or not they match with each other with a predetermined accuracy, and if they match, the mode of the received OFDM signal x (n) is determined. Then, the determination circuit 42
Generates a synchronization timing signal T 0 using the guard interval length and effective symbol length of the determined mode and the information of the symbol start point included in the logical signal AV,
This is supplied to the serial-parallel converter 17 shown in FIG.

【0073】以上のシンボル同期部16により、伝送路
においてフェージングやドップラーシフトやホワイトノ
イズなどの外乱がOFDM信号の振幅と位相に歪みを与
えた場合であっても、その外乱に関係無く、受信信号の
シンボル始点やモードを検出する同期処理を行うことが
可能となる。
Even if a disturbance such as fading, Doppler shift, or white noise in the transmission path distorts the amplitude and the phase of the OFDM signal, the symbol synchronization unit 16 can receive the received signal regardless of the disturbance. It is possible to perform the synchronization processing for detecting the symbol start point and the mode.

【0074】尚、以上の実施の形態に係るシンボル同期
部16は、OFDM信号の受信装置に適用されるもので
あるが、本発明ではこれに限らず、必ずしも互いに直交
関係にあるとは限らない複数のサブキャリアを多重化し
て構成されるFDM(周波数分割多重化)信号の受信装
置に適用しても構わない。OFDM信号は、サブキャリ
ア同士が直交関係にないFDM信号と比べると、周波数
領域上でサブキャリア間にガードバンドを設ける必要が
無く周波数帯域の有効利用が可能であることなどの利点
を有している。
The symbol synchronization section 16 according to the above embodiments is applied to an OFDM signal receiving apparatus, but the present invention is not limited to this, and is not necessarily in a mutually orthogonal relationship. It may be applied to an FDM (Frequency Division Multiplexing) signal receiving apparatus configured by multiplexing a plurality of subcarriers. Compared to an FDM signal in which subcarriers are not orthogonal to each other, an OFDM signal has an advantage that a frequency band can be effectively used without providing a guard band between subcarriers in the frequency domain. There is.

【0075】[0075]

【発明の効果】以上の如く、本発明の請求項1に係る信
号検出装置および請求項11に係る信号検出方法によれ
ば、上記遅延器および上記工程(a)において、FDM
信号を遅延させる所定期間を、シンボルから上記先頭部
分(ガードインターバル)を除いた有効シンボルの長さ
に設定することで、そのFDM信号における各シンボル
の末尾部分と、上記遅延信号における当該末尾部分のコ
ピーである先頭部分とのタイミングを一致させることが
できる。伝送路においてフェージングやホワイトノイズ
などの外乱がFDM信号を歪ませない場合には、上記乗
算器は、同一シンボル内のFDM信号の先頭部分と遅延
信号の末尾部分とが略一致する期間は、常に、正または
負の何れか一方の極性をもつ信号を出力する(工程
(b))。すなわち、その乗算器は、何れか一方の極性
をもつ信号を周期的に出力するため、上記極性検出部は
その信号の極性を検出することにより(工程(c))、
各シンボルの始点や当該先頭部分の長さ、有効シンボル
長などを得ることが可能となる。
As described above, according to the signal detecting device and the signal detecting method according to claim 1 of the present invention, in the delay device and the step (a), the FDM is used.
By setting the predetermined period for delaying the signal to the length of the effective symbol excluding the head portion (guard interval) from the symbol, the tail portion of each symbol in the FDM signal and the tail portion of the delayed signal are set. It is possible to match the timing with the beginning portion that is a copy. When a disturbance such as fading or white noise does not distort the FDM signal in the transmission path, the multiplier always operates during a period in which the leading portion of the FDM signal and the trailing portion of the delayed signal in the same symbol substantially match each other. , And outputs a signal having either positive or negative polarity (step (b)). That is, since the multiplier periodically outputs a signal having either polarity, the polarity detection unit detects the polarity of the signal (step (c)).
It is possible to obtain the starting point of each symbol, the length of the leading portion, the effective symbol length, and the like.

【0076】請求項2および請求項12によれば、伝送
路においてフェージングや周波数誤差、ホワイトノイズ
などの外乱がFDM信号の振幅や位相に歪みを与えた場
合でも、上記分離器および上記工程(d)において、上
記乗算器および上記工程(b)で出力された複素信号を
実数部と虚数部とに分離し、その何れか一方を極性検出
部に供給できる。従って、外乱に関係無く、各シンボル
の始点などを検出できる。
According to the second and the twelfth aspects, even when disturbances such as fading, frequency error, and white noise in the transmission line distort the amplitude and phase of the FDM signal, the separator and the step (d). 2), the complex signal output in the multiplier and the step (b) can be separated into a real number part and an imaginary number part, and either one of them can be supplied to the polarity detection part. Therefore, the starting point of each symbol can be detected regardless of the disturbance.

【0077】請求項3,6および請求項13,16によ
れば、上記整流器は上記乗算器から出力された信号を半
波整流するため(工程(c−1),(c−4))、当該
信号の極性検出を容易に行うことが可能となる。
According to claims 3 and 6 and claims 13 and 16, since the rectifier half-wave rectifies the signal output from the multiplier (steps (c-1) and (c-4)), It is possible to easily detect the polarity of the signal.

【0078】請求項4,7および請求項14,17によ
れば、上記整流器から出力された信号が平滑化されるた
め(工程(c−2),(c−5),(c−6))、当該
高域成分に含まれていたノイズが除去され、当該信号の
包絡線を抽出することが可能となる。従って、上記乗算
器から出力された信号の極性を確実に検出できる。
According to claims 4 and 7 and claims 14 and 17, the signal output from the rectifier is smoothed (steps (c-2), (c-5), (c-6)). ), The noise included in the high frequency component is removed, and the envelope of the signal can be extracted. Therefore, the polarity of the signal output from the multiplier can be reliably detected.

【0079】請求項5,8および請求項15,18によ
れば、上記乗算器から出力された信号の極性に応じた値
をもつ2値信号を生成するため(工程(c−3),(c
−7))、より確実に極性を検出できる。
According to claims 5 and 8 and claims 15 and 18, in order to generate a binary signal having a value corresponding to the polarity of the signal output from the multiplier (steps (c-3), ( c
-7)), the polarity can be detected more reliably.

【0080】請求項9および請求項19によれば、上記
フェージングなどの外乱がFDM信号の振幅や位相を歪
ませた場合に、その位相の大きさに関係無く、上記極性
を確実に検出することができる。
According to the ninth and the nineteenth aspects, when the disturbance such as the fading distorts the amplitude or phase of the FDM signal, the polarity can be reliably detected regardless of the magnitude of the phase. You can

【0081】請求項10および請求項20によれば、本
発明に係る信号検出装置および信号検出方法を、周波数
帯域の有効利用が可能なOFDM方式に適用することが
可能となる。
According to the tenth and twentieth aspects, the signal detecting apparatus and the signal detecting method according to the present invention can be applied to the OFDM system in which the frequency band can be effectively used.

【0082】請求項21に係るモード検出装置、請求項
22に係るモード検出方法および請求項23に係る受信
装置によれば、上記各信号検出装置の遅延器もしくは上
記各組の工程(a)において、それぞれ、FDM信号が
とり得るモードに対応した遅延期間を設定することで、
何れかの信号検出装置もしくは組で受信FDM信号のモ
ードを検出することが可能となる。すなわち、その遅延
期間がFDM信号の有効シンボル長と重複しない場合、
乗算器もしくは工程(b)では、一方の極性をもつ周期
的な信号が出力されず、その遅延期間がFDM信号の有
効シンボル長と略一致する場合には、一方の極性をもつ
信号が周期的に出力される。従って、その信号幅や周期
に基づいて、受信したFDM信号のモードを検出でき
る。
According to the mode detecting device of the twenty-first aspect, the mode detecting method of the twenty-second aspect, and the receiving device of the twenty-third aspect, in the delay device of each of the signal detecting devices or the step (a) of each of the groups. , Respectively, by setting the delay period corresponding to the mode that the FDM signal can take,
It is possible to detect the mode of the received FDM signal with any signal detection device or set. That is, if the delay period does not overlap with the effective symbol length of the FDM signal,
In the multiplier or step (b), a periodic signal having one polarity is not output, and when the delay period is substantially equal to the effective symbol length of the FDM signal, the signal having one polarity is periodic. Is output to. Therefore, the mode of the received FDM signal can be detected based on the signal width and period.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】本発明の実施の形態に係るOFDM用受信装置
の概略構成を示す機能ブロック図である。
FIG. 1 is a functional block diagram showing a schematic configuration of an OFDM receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.

【図2】受信OFDM信号と遅延信号とを示す模式図で
ある。
FIG. 2 is a schematic diagram showing a received OFDM signal and a delayed signal.

【図3】受信OFDM信号と遅延信号との共役積信号の
信号波形を例示した図である。
FIG. 3 is a diagram illustrating a signal waveform of a conjugate product signal of a received OFDM signal and a delayed signal.

【図4】受信OFDM信号と遅延信号との共役積信号の
信号波形を例示した図である。
FIG. 4 is a diagram exemplifying a signal waveform of a conjugate product signal of a received OFDM signal and a delay signal.

【図5】受信OFDM信号と遅延信号との共役積信号の
信号波形を例示する図である。
FIG. 5 is a diagram illustrating a signal waveform of a conjugate product signal of a received OFDM signal and a delayed signal.

【図6】受信OFDM信号と遅延信号との共役積信号の
信号波形を例示する図である。
FIG. 6 is a diagram illustrating a signal waveform of a conjugate product signal of a received OFDM signal and a delayed signal.

【図7】本発明の実施の形態に係るシンボル同期部(モ
ード検出装置)の概略構成を示すブロック図である。
FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a symbol synchronization unit (mode detection device) according to the embodiment of the present invention.

【図8】本発明の実施の形態に係る信号検出器の概略構
成を示す図である。
FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a signal detector according to an embodiment of the present invention.

【図9】信号検出器における信号波形を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図10】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 10 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図11】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 11 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図12】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 12 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図13】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 13 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図14】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 14 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図15】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 15 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図16】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 16 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図17】信号検出器における信号波形を示す図であ
る。
FIG. 17 is a diagram showing a signal waveform in a signal detector.

【図18】時間領域のOFDM信号の構成を示す模式図
である。
FIG. 18 is a schematic diagram showing the structure of an OFDM signal in the time domain.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 OFDM用受信装置 16 シンボル同期部 401 第1検出器 402 第2検出器 403 第3検出器 41 論理AND素子 42 判定回路1 OFDM receiver 16 Symbol synchronization unit 40 1 First detector 40 2 Second detector 40 3 Third detector 41 Logical AND element 42 Judgment circuit

Claims (23)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 複数のサブキャリア(副搬送波)を多重
化して構成され、各シンボルの末尾部分のコピーを当該
シンボルの先頭部分に有するFDM(周波数分割多重
化)信号を検出する信号検出装置であって、 前記FDM信号を取り込み、当該FDM信号から所定期
間遅延した遅延信号を出力する遅延器と、 前記FDM信号と前記遅延信号とを乗算して出力する乗
算器と、 前記乗算器から出力された信号の正または負の何れか一
方の極性を検出する極性検出部と、を備えることを特徴
とする信号検出装置。
1. A signal detection device for detecting an FDM (Frequency Division Multiplexing) signal that is configured by multiplexing a plurality of subcarriers and has a copy of the end portion of each symbol at the beginning portion of the symbol. A delay unit that takes in the FDM signal and outputs a delayed signal that is delayed from the FDM signal by a predetermined period; a multiplier that multiplies the FDM signal and the delayed signal and outputs the delayed signal; And a polarity detection unit that detects either the positive polarity or the negative polarity of the signal.
【請求項2】 請求項1記載の信号検出装置であって、 前記乗算器から出力された複素信号を虚数部と実数部と
に分離し、当該虚数部および実数部のうち何れか一方の
信号を前記極性検出部に出力する分離器を更に備え、 前記乗算器は、前記FDM信号および前記遅延信号のう
ち一方の信号と他方の信号の複素共役とを乗算して前記
分離器に出力し、 前記極性検出部は、前記分離器から出力された信号の正
または負の何れか一方の極性を検出するものである、信
号検出装置。
2. The signal detection device according to claim 1, wherein the complex signal output from the multiplier is separated into an imaginary part and a real part, and one of the imaginary part and the real part is a signal. Further comprising a separator for outputting to the polarity detection unit, wherein the multiplier multiplies one of the FDM signal and the delayed signal by a complex conjugate of the other signal and outputs the product to the separator. The signal detection device, wherein the polarity detection unit detects one of positive and negative polarities of the signal output from the separator.
【請求項3】 請求項1または2記載の信号検出装置で
あって、前記極性検出部は、入力信号を半波整流して正
極性をもつ信号を出力する整流器を更に備える、信号検
出装置。
3. The signal detection device according to claim 1, wherein the polarity detection unit further includes a rectifier that half-wave rectifies the input signal and outputs a signal having a positive polarity.
【請求項4】 請求項3記載の信号検出装置であって、
前記極性検出部は、前記整流器から出力された信号から
低域信号を抽出するローパスフィルタを更に備える、信
号検出装置。
4. The signal detecting device according to claim 3, wherein:
The said polarity detection part is a signal detection apparatus further equipped with the low pass filter which extracts a low frequency signal from the signal output from the said rectifier.
【請求項5】 請求項4記載の信号検出装置であって、
前記極性検出部は、前記ローパスフィルタから出力され
た前記低域信号を2値化する信号識別器を更に備える、
信号検出装置。
5. The signal detection device according to claim 4, wherein:
The polarity detection unit further includes a signal discriminator that binarizes the low frequency signal output from the low pass filter,
Signal detection device.
【請求項6】 請求項1または2記載の信号検出装置で
あって、前記極性検出部は、入力信号を半波整流して負
極性をもつ信号を出力する整流器を更に備える、信号検
出装置。
6. The signal detection device according to claim 1, wherein the polarity detection unit further includes a rectifier that half-wave rectifies the input signal and outputs a signal having a negative polarity.
【請求項7】 請求項6記載の信号検出装置であって、
前記極性検出部は、前記整流器から出力された信号の極
性を反転して得られる反転信号を出力する信号反転器
と、前記反転信号から低域信号を抽出するローパスフィ
ルタと、を更に備える、信号検出装置。
7. The signal detection device according to claim 6, wherein:
The polarity detection unit further comprises a signal inverter that outputs an inverted signal obtained by inverting the polarity of the signal output from the rectifier, and a low-pass filter that extracts a low-frequency signal from the inverted signal, the signal Detection device.
【請求項8】 請求項7記載の信号検出装置であって、
前記極性検出部は、前記ローパスフィルタから出力され
た前記低域信号を2値化する信号識別器を更に備える、
信号検出装置。
8. The signal detection device according to claim 7, wherein:
The polarity detection unit further includes a signal discriminator that binarizes the low frequency signal output from the low pass filter,
Signal detection device.
【請求項9】 請求項4または5記載の極性検出部と請
求項7または8記載の極性検出部とを共に搭載し、 請求項4または5記載の極性検出部から出力された信号
と、請求項7または8記載の極性検出部から出力された
信号とを論理積演算する論理積演算器を更に備える信号
検出装置。
9. A polarity detection unit according to claim 4 or 5 and a polarity detection unit according to claim 7 or 8 are mounted together, and a signal output from the polarity detection unit according to claim 4 or 5, 9. The signal detection device further comprising a logical product operator that performs a logical product operation with the signal output from the polarity detection unit according to item 7 or 8.
【請求項10】 請求項1〜9の何れか1項に記載の信
号検出装置であって、前記FDM信号は、互いに直交関
係にある複数のサブキャリアを多重化して構成されるO
FDM(直交周波数分割多重化)信号である、信号検出
装置。
10. The signal detection device according to claim 1, wherein the FDM signal is formed by multiplexing a plurality of subcarriers that are orthogonal to each other.
A signal detecting device which is an FDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal.
【請求項11】 複数のサブキャリア(副搬送波)を多
重化して構成され、各シンボルの末尾部分のコピーを当
該シンボルの先頭部分に有するFDM(周波数分割多重
化)信号を検出する信号検出方法であって、 (a)前記FDM信号を取り込み、当該FDM信号から
所定期間遅延した遅延信号を出力する工程と、 (b)前記FDM信号と前記遅延信号とを乗算して出力
する工程と、 (c)前記工程(b)で出力された信号の正または負の
何れか一方の極性を検出する工程と、を備えることを特
徴とする信号検出方法。
11. A signal detection method for detecting an FDM (Frequency Division Multiplexing) signal that is configured by multiplexing a plurality of subcarriers and has a copy of the end portion of each symbol at the beginning portion of the symbol. (A) capturing the FDM signal and outputting a delayed signal delayed from the FDM signal by a predetermined period; (b) multiplying the FDM signal by the delayed signal and outputting the product. ) A step of detecting either positive or negative polarity of the signal output in the step (b), the signal detecting method.
【請求項12】 請求項11記載の信号検出方法であっ
て、 (d)前記工程(b)で出力された複素信号を虚数部と
実数部とに分離し、当該虚数部および実数部のうち何れ
か一方の信号を出力する工程、を更に備え、 前記工程(b)は、前記FDM信号および前記遅延信号
のうち一方の信号と他方の信号の複素共役とを乗算して
前記複素信号を出力する工程を含み、 前記工程(c)は、前記工程(d)で出力された信号の
正または負の何れか一方の極性を検出する工程を含む、
信号検出方法。
12. The signal detecting method according to claim 11, wherein (d) the complex signal output in step (b) is separated into an imaginary part and a real part, and the imaginary part and the real part are And a step of outputting one of the signals, wherein the step (b) outputs the complex signal by multiplying one of the FDM signal and the delayed signal by a complex conjugate of the other signal. The step (c) includes the step of detecting the positive or negative polarity of the signal output in the step (d).
Signal detection method.
【請求項13】 請求項11または12記載の信号検出
方法であって、前記工程(c)は、 (c−1)前記工程(b)または前記工程(d)で出力
された信号を半波整流して正極性をもつ信号を出力する
工程、を更に備えてなる信号検出方法。
13. The signal detection method according to claim 11, wherein said step (c) comprises (c-1) a half-wave of the signal output in said step (b) or said step (d). A signal detection method further comprising the step of rectifying and outputting a signal having a positive polarity.
【請求項14】 請求項13記載の信号検出方法であっ
て、前記工程(c)は、 (c−2)前記工程(c−1)で出力された信号から低
域信号を抽出する工程、を更に備える、信号検出方法。
14. The signal detecting method according to claim 13, wherein said step (c) comprises: (c-2) extracting a low frequency signal from the signal output in said step (c-1). A signal detection method further comprising:
【請求項15】 請求項14記載の信号検出方法であっ
て、前記工程(c)は、 (c−3)前記工程(c−2)で出力された前記低域信
号を2値化する工程、を更に備える、信号検出方法。
15. The signal detection method according to claim 14, wherein said step (c) comprises: (c-3) binarizing said low frequency signal output in said step (c-2). A signal detection method further comprising:
【請求項16】 請求項11または12記載の信号検出
方法であって、前記工程(c)は、 (c−4)前記工程(b)または前記工程(d)で出力
された信号を半波整流して負極性をもつ信号を出力する
工程、を更に備える、信号検出方法。
16. The signal detection method according to claim 11, wherein said step (c) comprises (c-4) a half-wave of the signal output in said step (b) or said step (d). A signal detecting method further comprising the step of rectifying and outputting a signal having a negative polarity.
【請求項17】 請求項16記載の信号検出方法であっ
て、前記工程(c)は、 (c−5)前記工程(c−4)で出力された信号の極性
を反転して得られる反転信号を出力する工程と、 (c−6)前記工程(c−5)で出力された前記反転信
号から低域信号を抽出する工程と、を更に備える、信号
検出方法。
17. The signal detection method according to claim 16, wherein said step (c) is (c-5) inversion obtained by inverting the polarity of the signal output in said step (c-4). The signal detecting method further comprising: a step of outputting a signal; and (c-6) a step of extracting a low frequency signal from the inverted signal output in the step (c-5).
【請求項18】 請求項17記載の信号検出方法であっ
て、前記工程(c)は、 (c−7)前記工程(c−6)で出力された前記低域信
号を2値化する工程、を更に備える、信号検出方法。
18. The signal detection method according to claim 17, wherein the step (c) comprises: (c-7) binarizing the low-frequency signal output in the step (c-6). A signal detection method further comprising:
【請求項19】 請求項14または15記載の工程
(c)と、請求項17または18記載の工程(c)とを
共に備え、 前記工程(c)は、 (c−8)前記工程(c−2)または前記工程(c−
3)で出力された信号と、前記工程(c−6)または前
記工程(c−7)で出力された信号とを論理積演算する
工程、を更に備える、信号検出方法。
19. The step (c) according to claim 14 or 15, and the step (c) according to claim 17 or 18, both of which include: (c-8) the step (c-8). -2) or the step (c-
The signal detection method further comprising a step of performing a logical product operation of the signal output in 3) and the signal output in the step (c-6) or the step (c-7).
【請求項20】 請求項11〜19の何れか1項に記載
の信号検出方法であって、前記FDM信号は、互いに直
交関係にある複数のサブキャリアを多重化して構成され
るOFDM(直交周波数分割多重化)信号である、信号
検出方法。
20. The signal detection method according to claim 11, wherein the FDM signal is formed by multiplexing a plurality of subcarriers that are orthogonal to each other. (Division-multiplexing) signal detection method.
【請求項21】 複数のサブキャリア(副搬送波)を多
重化して構成され、各シンボルの末尾部分のコピーを当
該シンボルの先頭部分に有するFDM(周波数分割多重
化)信号の特定のモードを検出するモード検出装置であ
って、 請求項1〜10の何れか1項に記載の信号検出装置の複
数個からなり、 複数個の前記信号検出装置において、各遅延器毎に前記
FMD信号を遅延させる所定期間が互いに異なるように
設定されていることを特徴とするモード検出装置。
21. A specific mode of an FDM (Frequency Division Multiplexing) signal that is configured by multiplexing a plurality of subcarriers and has a copy of the end portion of each symbol at the beginning portion of the symbol is detected. A mode detection device comprising a plurality of the signal detection devices according to any one of claims 1 to 10, wherein a plurality of the signal detection devices have a predetermined delay for delaying the FMD signal for each delay device. A mode detecting device characterized in that the periods are set to be different from each other.
【請求項22】 複数のサブキャリア(副搬送波)を多
重化して構成され、各シンボルの末尾部分のコピーを当
該シンボルの先頭部分に有するFDM(周波数分割多重
化)信号のモードを検出するモード検出方法であって、 請求項11〜20の何れか1項に記載の信号検出方法の
工程(a)〜工程(d)を複数組有し、 前記各組の工程(a)において、前記FMD信号を遅延
させる所定期間が互いに異なるように設定されているこ
とを特徴とするモード検出方法。
22. Mode detection for detecting a mode of an FDM (Frequency Division Multiplexing) signal which is configured by multiplexing a plurality of subcarriers and has a copy of the end portion of each symbol at the head portion of the symbol. A method, comprising a plurality of sets of steps (a) to (d) of the signal detection method according to any one of claims 11 to 20, wherein the FMD signal is included in the step (a) of each set. The mode detection method is characterized in that the predetermined periods for delaying are set so as to be different from each other.
【請求項23】 複数のサブキャリア(副搬送波)を多
重化して構成され、各シンボルの末尾部分のコピーを当
該シンボルの先頭部分に有するFDM(周波数分割多重
化)信号を復調する受信装置であって、請求項21記載
のモード検出装置を搭載することを特徴とした受信装
置。
23. A receiver for demodulating an FDM (Frequency Division Multiplexing) signal which is configured by multiplexing a plurality of subcarriers and has a copy of the end portion of each symbol at the head portion of the symbol. 22. A receiving device comprising the mode detecting device according to claim 21.
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005151566A (en) * 2003-11-12 2005-06-09 Samsung Electronics Co Ltd Guard interval and fast fourier transform mode detector in digital video broadcasting receiver
WO2006072980A1 (en) * 2005-01-06 2006-07-13 Fujitsu Limited Wireless communication system
US7450669B2 (en) 2003-12-08 2008-11-11 Panasonic Corporation Demodulation apparatus and method, and integrated circuit of demodulation apparatus
US7864888B2 (en) 2006-12-22 2011-01-04 Fujitsu Semiconductor Limited Transmission mode/guard length detection circuit and method therefor

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005151566A (en) * 2003-11-12 2005-06-09 Samsung Electronics Co Ltd Guard interval and fast fourier transform mode detector in digital video broadcasting receiver
US7450669B2 (en) 2003-12-08 2008-11-11 Panasonic Corporation Demodulation apparatus and method, and integrated circuit of demodulation apparatus
WO2006072980A1 (en) * 2005-01-06 2006-07-13 Fujitsu Limited Wireless communication system
US8447253B2 (en) 2005-01-06 2013-05-21 Fujitsu Limited Radio communication system
US7864888B2 (en) 2006-12-22 2011-01-04 Fujitsu Semiconductor Limited Transmission mode/guard length detection circuit and method therefor

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