JP2003209404A - Microstrip line filter and package component - Google Patents
Microstrip line filter and package componentInfo
- Publication number
- JP2003209404A JP2003209404A JP2002007991A JP2002007991A JP2003209404A JP 2003209404 A JP2003209404 A JP 2003209404A JP 2002007991 A JP2002007991 A JP 2002007991A JP 2002007991 A JP2002007991 A JP 2002007991A JP 2003209404 A JP2003209404 A JP 2003209404A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- microstrip line
- frequency
- impedance
- characteristic impedance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Waveguides (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波帯で動作す
る電子機器に配備されるマイクロストリップライン・フ
ィルタ及びそれを用いたパッケージ部品に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a microstrip line filter provided in electronic equipment operating in a high frequency band and a package component using the same.
【０００２】[0002]
【発明の背景】マイクロ波帯ないしミリ波帯で動作する
通信機器の送信系及び受信系のフィルタとして、マイク
ロストリップライン・フィルタが多用されている。図６
は、この種のマイクロストリップライン・フィルタの一
例となる１／４波長結合型フィルタの外観斜視図であ
る。このような１／４波長結合型フィルタでは、要求性
能に応じて、使用する基板の材質又はセクション数が決
められる。ここでは、ミリ波帯域によく使用される厚さ
０．２５mmのアルミナ基板（比誘電率εｒ＝９．７、誘
電正接ｔａｎδ＝０．００３＠１０ＧＨｚ）Ｂ２を用
い、その上にマイクロストリップラインによるバンド・
パス・フィルタ（以下、「ＢＰＦ」と称する）を形成し
た例について説明する。BACKGROUND OF THE INVENTION A microstrip line filter is often used as a filter for a transmission system and a reception system of a communication device operating in a microwave band or a millimeter wave band. Figure 6
FIG. 3 is an external perspective view of a 1/4 wavelength coupling filter as an example of this type of microstrip line filter. In such a 1/4 wavelength coupling filter, the material of the substrate to be used or the number of sections is determined according to the required performance. Here, a 0.25 mm-thick alumina substrate (relative permittivity εr = 9.7, dielectric loss tangent tanδ=0.003@10 GHz) B2 that is often used in the millimeter wave band is used, and a microstrip line is used on it. band·
An example in which a pass filter (hereinafter referred to as "BPF") is formed will be described.
【０００３】図６に示した従来の１／４波長結合型フィ
ルタは、主伝送モードでミリ波のような高い周波数領域
では、周波数分散効果と放射特性により、ＢＰＦの帯域
外減衰特性が大幅に劣化することが知られている。その
対策として、図７に例示した導電性カバーＣをＢＰＦの
空間開放側に配置し、主に放射特性による帯域外減衰劣
化を改善している。このような導電性カバーＣによるシ
ールドの効果を図８に示す。図８の横軸は測定周波数
［ＧＨｚ］、縦軸は通過損失と反射減衰量であり、Ｄは
シールドされたときの反射減衰量特性、Ｅはシールドな
しのときの反射減衰量特性、Ｆはシールドされたときの
通過損失特性、Ｇはシールドなしのときの通過損失特性
である。図８から明らかなように、導電性カバーＣを配
置してシールドすることにより、帯域外の周波数での減
衰劣化が防止される。The conventional 1/4 wavelength coupling filter shown in FIG. 6 has a large out-of-band attenuation characteristic of the BPF due to the frequency dispersion effect and the radiation characteristic in the high frequency region such as millimeter wave in the main transmission mode. It is known to deteriorate. As a countermeasure, the conductive cover C illustrated in FIG. 7 is arranged on the space open side of the BPF to improve out-of-band attenuation deterioration mainly due to radiation characteristics. The effect of shielding by such a conductive cover C is shown in FIG. The horizontal axis of FIG. 8 is the measurement frequency [GHz], the vertical axis is the transmission loss and return loss, D is the return loss characteristics when shielded, E is the return loss characteristics when not shielded, and F is The pass loss characteristics when shielded, G is the pass loss characteristics when there is no shield. As is apparent from FIG. 8, by disposing the conductive cover C and shielding it, attenuation deterioration at frequencies outside the band is prevented.
【０００４】導電性カバーＣによるシールド対策は、放
射特性に対しては有効であるが、分散効果に対しては効
果がさほど高くない。すなわち、シールドされたとして
も、周波数分散効果によって、マイクロストリップライ
ンの主伝送モードである準ＴＥＭモードの他に周波数が
高い領域で伝送可能となる表面波（ＴＥモード、ＴＭモ
ード）が発生し、この伝送特性のために、ＢＰＦの帯域
外減衰が劣化してしまう。従って、導電性カバーＣで帯
域外減衰特性が改善される周波数領域は、アルミナ基板
（Ａｌ２０３ ９９．５％ ｔ＝０．２５mm）を用いた
場合、３０ＧＨｚ未満である。The shield measure by the conductive cover C is effective for the radiation characteristic, but is not so effective for the dispersion effect. That is, even if shielded, due to the frequency dispersion effect, surface waves (TE mode, TM mode) that can be transmitted in a high frequency region are generated in addition to the quasi-TEM mode which is the main transmission mode of the microstrip line, Due to this transmission characteristic, the out-of-band attenuation of the BPF deteriorates. Therefore, the frequency range where the out-of-band attenuation characteristic is improved by the conductive cover C is less than 30 GHz when the alumina substrate (Al 2 O 3 99.5% t = 0.25 mm) is used.
【０００５】従って、３０ＧＨｚ以上の周波数帯域で良
好なフィルタ特性を実現しようとすると、分散効果のた
めに帯域外減衰特性は劣化し、そのフィルタを使用する
電子機器が必要とする特性を得ることはできない。そこ
で、さらなる対策として、劣化した帯域外減衰量を補う
に充分なＢＰＦを縦続に追加配置する方法（第１方法）
や、分散効果を軽減するために基板の厚さを薄くする方
法（第２方法）などが考えられる。Therefore, if it is attempted to realize a good filter characteristic in a frequency band of 30 GHz or more, the out-of-band attenuation characteristic deteriorates due to the dispersion effect, and the characteristic required by the electronic equipment using the filter cannot be obtained. Can not. Therefore, as a further measure, a method of additionally arranging in cascade a sufficient number of BPFs to compensate for the deteriorated out-of-band attenuation (first method)
Alternatively, a method of reducing the thickness of the substrate (second method) in order to reduce the dispersion effect can be considered.
【０００６】しかしながら、第１の方法は、ＢＰＦ数が
増加するために、挿入損失がＢＰＦの数量に比例して増
加するばかりか、サイズが大きくなり、コストアップの
要因になる。また、第２の方法は、基板厚を薄くしたま
ま伝送系の特性インピーダンスを保とうすると、ＢＰＦ
を構成するマイクロストラップラインの線路幅が狭くな
り、導体損失が増大する。図６に示した基板におけるマ
イクロストリップラインの特性インピーダンスは５０Ω
で、マイクロストリップラインの線路幅は、基板厚が
０．２５mmの場合、約０．２５mmである。もし、基板厚
を０．１mmとするならば、線路幅もまた約０．１mmとな
る。そのため導体損失が増大し、これを用いた電子機器
の性能を充たすことができない。However, in the first method, since the number of BPFs increases, not only the insertion loss increases in proportion to the number of BPFs, but also the size increases, which causes a cost increase. In the second method, if the characteristic impedance of the transmission system is maintained while the substrate thickness is reduced, the BPF
The line width of the micro-strap line that constitutes the element becomes narrow, and the conductor loss increases. The characteristic impedance of the microstrip line on the substrate shown in FIG. 6 is 50Ω.
The line width of the microstrip line is about 0.25 mm when the substrate thickness is 0.25 mm. If the substrate thickness is 0.1 mm, the line width is also about 0.1 mm. As a result, the conductor loss increases, and the performance of electronic equipment using the conductor cannot be satisfied.
【０００７】本発明は、上記諸問題を解消し、分散効果
による帯域外減衰特性の劣化や薄い誘電体基板を使用す
ることに起因する導体損失の増加を防ぐことができる、
改善されたマイクロストリップライン・フィルタを提供
することを、その課題とする。本発明の他の課題は、上
記のようなマイクロストリップライン・フィルタを有す
るパッケージ部品を提供することにある。The present invention can solve the above problems and prevent deterioration of out-of-band attenuation characteristics due to dispersion effects and increase in conductor loss due to the use of a thin dielectric substrate.
It is an object to provide an improved microstripline filter. Another object of the present invention is to provide a package component having the above microstripline filter.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明のマイクロストリ
ップライン・フィルタは、所定の厚みの誘電体基板上
に、マイクロストリップラインからなるフィルタ部が形
成され、さらに、前記フィルタ部の入力側及び前記出力
側に、前記フィルタ部が挿入接続される伝送系の特性イ
ンピーダンスと前記フィルタ部の特性インピーダンスと
の整合条件を充たすマイクロストリップラインが形成さ
れたものである。前記誘電体基板の厚みは周波数分散効
果による影響度合いが所定値以下となる厚みであり、前
記フィルタ部は、前記伝送系の特性インピーダンスより
も低い特性インピーダンスとなるように形成されている
ことを特徴とする。「周波数分散効果による影響度合い
が所定値以下となる厚み」とは、その厚みがフィルタと
して動作させる上で実用性に耐え得る厚みかどうかによ
り決まる。通常は、それ以上厚くすると周波数分散効果
による影響が出て帯域外減衰特性の劣化につながり、フ
ィルタとしての実用性がなくなるという厚みが、上記の
所定値となる。In the microstrip line filter of the present invention, a filter section consisting of a microstrip line is formed on a dielectric substrate having a predetermined thickness, and further, the input side of the filter section and the On the output side, a microstrip line is formed which satisfies the matching condition between the characteristic impedance of the transmission system to which the filter section is inserted and connected and the characteristic impedance of the filter section. The thickness of the dielectric substrate is such that the degree of influence by the frequency dispersion effect is a predetermined value or less, and the filter portion is formed to have a characteristic impedance lower than the characteristic impedance of the transmission system. And The “thickness at which the degree of influence of the frequency dispersion effect is equal to or less than a predetermined value” is determined by whether the thickness is a thickness that can be practically used when operating as a filter. Usually, if the thickness is made thicker than that, the influence of the frequency dispersion effect is exerted, which leads to deterioration of the out-of-band attenuation characteristics, and the thickness at which the filter becomes unpractical is the above-mentioned predetermined value.
【０００９】本発明の他のマイクロストリップライン・
フィルタは、所定の厚みの誘電体基板上に、マイクロス
トリップラインでフィルタ部が形成され、さらに、前記
フィルタ部の入力側及び前記出力側に、それぞれ所定の
高周波用電子回路とのインピーダンスを整合させるイン
ピーダンス整合回路が配備されたものである。前記誘電
体基板の厚みは周波数分散効果による影響度合いが所定
値以下となる厚みであり、前記フィルタ部は、前記フィ
ルタ部が挿入接続され且つ前記高周波用電子回路の周波
数特性の影響を受ける伝送系の特性インピーダンスより
も低い特性インピーダンスとなるように形成されてい
る。Another microstrip line of the present invention
In the filter, a filter section is formed by a microstrip line on a dielectric substrate having a predetermined thickness, and the input side and the output side of the filter section are matched in impedance with a predetermined high frequency electronic circuit, respectively. An impedance matching circuit is provided. The thickness of the dielectric substrate is such that the degree of influence due to the frequency dispersion effect is a predetermined value or less, and the filter unit is a transmission system to which the filter unit is inserted and connected and which is affected by the frequency characteristics of the high-frequency electronic circuit. The characteristic impedance is lower than the characteristic impedance of
【００１０】本発明のパッケージ部品は、マイクロスト
リップライン・フィルタと、このマイクロストリップラ
イン・フィルタの入力側及び出力側にそれぞれ接続され
る一対の高周波用電子回路とを一つの筐体に収容してな
るパッケージ部品であって、マイクロストリップライン
・フィルタは、所定の厚みの誘電体基板上に、マイクロ
ストリップラインでフィルタ部が形成され、さらに、前
記フィルタ部の入力側に前記一対の高周波用電子回路の
一方とのインピーダンスを整合させる第１インピーダン
ス整合回路、前記フィルタ部の出力側に前記一対の高周
波用電子回路の他方とのインピーダンスを整合させる第
２のインピーダンス整合回路が配備されており、前記誘
電体基板の厚みは周波数分散効果による影響度合いが所
定値以下となる厚みであり、前記フィルタ部は、前記フ
ィルタ部が挿入接続され且つ前記高周波用電子回路の周
波数特性の影響を受ける伝送系の特性インピーダンスよ
りも低い特性インピーダンスとなるように形成されてい
ることを特徴とする。In the package component of the present invention, a microstripline filter and a pair of high-frequency electronic circuits connected to the input side and the output side of the microstripline filter are housed in one housing. The microstrip line filter is a package component having a filter portion formed by a microstrip line on a dielectric substrate having a predetermined thickness, and the pair of high frequency electronic circuits is provided on the input side of the filter portion. A first impedance matching circuit for matching impedance with one of the pair of high frequency electronic circuits and a second impedance matching circuit for matching impedance with the other of the pair of high frequency electronic circuits are provided on the output side of the filter unit. The thickness of the body substrate is the thickness at which the degree of influence due to the frequency dispersion effect is less than a predetermined value And the filter unit is formed so as to have a characteristic impedance lower than a characteristic impedance of a transmission system to which the filter unit is inserted and connected and which is influenced by the frequency characteristic of the high-frequency electronic circuit. To do.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】以下、図を参照して本発明の実施
形態を詳細に説明する。
＜第１実施形態＞本発明の第１実施形態を図１及び図２
に基づいて説明する。図１は、本発明のマイクロストリ
ップライン・フィルタの一例となる１／４波長結合型フ
ィルタの平面図であり、図２は、図１の１／４波長結合
型フィルタの電気的な構成図である。図１及び図２の対
応する部分には同一符号を付している。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. <First Embodiment> A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
It will be described based on. FIG. 1 is a plan view of a 1/4 wavelength coupling filter as an example of the microstrip line filter of the present invention, and FIG. 2 is an electrical configuration diagram of the 1/4 wavelength coupling filter of FIG. is there. Corresponding parts in FIGS. 1 and 2 are designated by the same reference numerals.
【００１２】図１の１／４波長結合型フィルタは、誘電
体基板（比誘電率εｒ＝９．７、誘電正接tanδ＝０．
００３＠１０ＧＨｚ）Ｂ１上に、ＢＰＦ１を形成し、信
号入力端４とＢＰＦ１の入力端との間に両者のインピー
ダンスを整合させるためのインピーダンス変換部２を形
成し、さらに、信号出力端６とＢＰＦ１の出力端との間
に両者のインピーダンスを整合させるためのインピーダ
ンス変換部３を形成して構成される。The 1/4 wavelength coupling type filter of FIG. 1 has a dielectric substrate (relative permittivity εr = 9.7, dielectric loss tangent tanδ = 0.
(003 @ 10 GHz) BPF1 is formed on B1, and an impedance conversion unit 2 for matching the impedance of both is formed between the signal input end 4 and the input end of BPF1, and the signal output end 6 and BPF1 are also formed. The impedance conversion unit 3 for matching the impedances of the two is formed between the output end of the impedance conversion unit 3 and the output end of the impedance conversion unit 3.
【００１３】基板Ｂ１は、図６に示した従来の基板Ｂ２
よりも薄い、０．１mmの厚みのアルミナ基板を用いてい
る。そのため、０．２５mmの厚みの基板を用いている従
来のマイクロストリップライン・フィルタよりも周波数
分散効果による影響を受けにくくなり、影響度合いを軽
減することができる。The substrate B1 is a conventional substrate B2 shown in FIG.
A thinner alumina substrate with a thickness of 0.1 mm is used. Therefore, it is less susceptible to the frequency dispersion effect than the conventional microstrip line filter using a substrate having a thickness of 0.25 mm, and the influence degree can be reduced.
【００１４】ＢＰＦ１は、それが挿入接続される伝送系
の特性インピーダンスである５０Ωよりも低い３０Ωの
特性インピーダンスとなるように構成されている。その
ため、導体損失の増大が抑えられるようになっている。The BPF 1 is constructed so as to have a characteristic impedance of 30Ω, which is lower than the characteristic impedance of 50Ω of the transmission system to which it is inserted and connected. Therefore, increase in conductor loss is suppressed.
【００１５】インピーダンス変換部２，３は、ＢＰＦ１
の特性インピーダンス（３０Ω）と伝送系の特性インピ
ーダンス（５０Ω）のインピーダンス変換を行う。より
具体的には、インピーダンス変換部２はＢＰＦ１と信号
入力端４とを結ぶ、特性インピーダンスＺのマイクロス
トリップラインであり、インピーダンス変換部３はＢＰ
Ｆ１と信号出力端５とを結ぶ、特性インピーダンスＺの
マイクロストリップラインである。ＢＰＦ１の特性イン
ピーダンスをＺ１、伝送系の特性インピーダンスをＺｏ
とすると、両者を整合させるための条件は、マイクロス
トリップラインの特性インピーダンスＺが、√（Ｚｏ・
Ｚ1）の値であって、その長さが使用周波数の１／４波
長とすることである。図１２は、このことを模式的に表
している。伝送系の特性インピーダンスＺｏが５０Ω、
ＢＰＦ１の特性インピーダンスＺ１が３０Ωなので、イ
ンピーダンス変換部２，３の特性インピーダンスＺは、
約３９Ωとなる。The impedance converters 2 and 3 have a BPF 1
The impedance conversion between the characteristic impedance (30Ω) and the characteristic impedance of the transmission system (50Ω) is performed. More specifically, the impedance converter 2 is a microstrip line having a characteristic impedance Z that connects the BPF 1 and the signal input terminal 4, and the impedance converter 3 is a BP.
It is a microstrip line of characteristic impedance Z that connects F1 and the signal output end 5. Characteristic impedance of BPF1 is Z1, characteristic impedance of transmission system is Zo
Then, the condition for matching the two is that the characteristic impedance Z of the microstrip line is √ (Zo ·
Z1), the length of which is 1/4 wavelength of the used frequency. FIG. 12 schematically shows this. The characteristic impedance Zo of the transmission system is 50Ω,
Since the characteristic impedance Z1 of the BPF1 is 30Ω, the characteristic impedance Z of the impedance conversion units 2 and 3 is
It becomes about 39Ω.
【００１６】このような１／４波長結合型フィルタで
は、伝送系から信号入力端４を通じて入力された高周波
信号が、インピーダンス変換部２を経てＢＰＦ１に入力
され、ここでフィルタリングされた後、インピーダンス
変換部３を介して信号出力端５から伝送系に送出され
る。In such a 1/4 wavelength coupling type filter, a high frequency signal input from the transmission system through the signal input terminal 4 is input to the BPF 1 via the impedance conversion section 2 and filtered there, after which impedance conversion is performed. The signal is output from the signal output terminal 5 to the transmission system via the unit 3.
【００１７】次に、本実施形態の１／４波長結合型フィ
ルタにおいて、基板厚を０．１mmにするとともに、ＢＰ
Ｆ１の特性インピーダンスＺ１を伝送系の特性インピー
ダンスＺoよりも低い３０Ωとした根拠を、より詳細に
説明する。Next, in the quarter-wavelength coupling type filter of this embodiment, the substrate thickness is set to 0.1 mm and BP is set.
The reason why the characteristic impedance Z1 of F1 is set to 30Ω, which is lower than the characteristic impedance Zo of the transmission system, will be described in more detail.
【００１８】［基板厚］基板厚と周波数分散効果との影
響を表す場合、実効誘電率εeffという指標が用いられ
る。周波数分散効果と実効誘電率εeffとの関係は、図
９のように表され、基板厚が従来のように０．２５mmの
場合は、高周波信号の周波数が高くなるほど一定値から
離れ、増大していくことがわかる。つまり、高周波信号
の周波数が高くなって実効誘電率εeffが増大するほ
ど、周波数分散効果が大きくなる。この傾向は、基板厚
が厚くなるほど顕著になる。結局、図９は、基板厚０．
２５mmよりも基板厚０．１mmの方が周波数分散効果の小
さいこと、つまり、基板厚が薄いほど周波数分散効果に
よる影響度合いが軽減されることを示している。[Substrate Thickness] When the influence of the substrate thickness and the frequency dispersion effect is expressed, an index called effective permittivity εeff is used. The relationship between the frequency dispersion effect and the effective permittivity εeff is expressed as shown in FIG. I know I'll go. That is, as the frequency of the high frequency signal increases and the effective permittivity εeff increases, the frequency dispersion effect increases. This tendency becomes more remarkable as the substrate thickness increases. After all, FIG. 9 shows that the substrate thickness is 0.
It is shown that the substrate thickness of 0.1 mm is smaller than the frequency dispersion effect of 25 mm, that is, the thinner the substrate thickness is, the less the influence of the frequency dispersion effect is.
【００１９】［特性インピーダンス］マイクロストリッ
プラインのような線路の損失には、導体損失、誘電体損
失、放射損失がある。一般に、線路幅が狭くなるにつれ
て、その導体損失は増大する。これは、線路幅が狭くな
るにつれて線路のバルク抵抗が大きくなるためである。
本実施形態で用いるマイクロストリップラインの線路幅
が０．２５mmの場合、バルク抵抗は０．２８Ω／１０mm
であるが、線路幅を０．１mmとすると、バルク抵抗は
０．７１Ω／１０mmというように、約２．５倍に増加す
る。これを防ぐために、本実施形態では、ＢＰＦ１の特
性インピーダンスを従来例の５０Ωから３０Ωに低下さ
せることで、線路幅を０．２５mmに保ち、マイクロスト
リップラインの導体損失の増大を防いでいる。[Characteristic Impedance] Line loss such as microstrip line includes conductor loss, dielectric loss, and radiation loss. In general, the conductor loss increases as the line width decreases. This is because the bulk resistance of the line increases as the line width decreases.
When the line width of the microstrip line used in this embodiment is 0.25 mm, the bulk resistance is 0.28 Ω / 10 mm.
However, if the line width is 0.1 mm, the bulk resistance is increased by about 2.5 times to 0.71 Ω / 10 mm. In order to prevent this, in the present embodiment, the characteristic impedance of the BPF 1 is lowered from 50Ω of the conventional example to 30Ω, so that the line width is kept at 0.25 mm and the increase of the conductor loss of the microstrip line is prevented.
【００２０】特性インピーダンスＺｏと線路幅Ｗとの関
係は、一般に図１０のように表される。すなわち、低い
特性インピーダンスＺｏにおいては、線路幅Ｗが広くな
らざるを得ないことがわかる。特性インピーダンスＺｏ
の相違は、通過損失、反射減衰量の変化にも現れる。こ
のことを図１１に従って説明する。図１１は、特性イン
ピーダンスＺｏとＢＰＦ１の特性との関係説明図であ
り、（ａ）のＡ部の拡大図が（ｂ）となる。図１１の縦
軸は通過損失と反射減衰量、横軸は測定周波数［ＧＨ
ｚ］である。これらの図は、基板厚０．１mmのアルミナ
基板Ｂ１に対して、マイクロストリップラインの特性イ
ンピーダンスＺｏを５０Ωにした場合と３０Ωにした場
合のＢＰＦ１の特性を示している。図中、Ｈは５０Ωの
ときの反射減衰量特性、Ｉは３０Ωのときの反射減衰量
特性、Ｊは５０Ωのときの通過損失特性、Ｋは３０Ωの
ときの通過損失特性である。The relationship between the characteristic impedance Zo and the line width W is generally expressed as shown in FIG. That is, it is understood that the line width W must be wide at the low characteristic impedance Zo. Characteristic impedance Zo
The difference also appears in the change of passage loss and return loss. This will be described with reference to FIG. FIG. 11 is an explanatory diagram of the relationship between the characteristic impedance Zo and the characteristic of the BPF 1, and an enlarged view of the A portion of (a) is (b). The vertical axis of FIG. 11 indicates the passage loss and return loss, and the horizontal axis indicates the measurement frequency [GH.
z]. These figures show the characteristics of the BPF1 when the characteristic impedance Zo of the microstrip line is 50Ω and 30Ω for the alumina substrate B1 having a substrate thickness of 0.1 mm. In the figure, H is the return loss characteristic at 50Ω, I is the return loss characteristic at 30Ω, J is the pass loss characteristic at 50Ω, and K is the pass loss characteristic at 30Ω.
【００２１】このように、第１実施形態の１／４波長結
合型フィルタでは、基板厚を従来のものよりも薄くして
分散効果による影響を小さくするとともに、薄い基板に
よる導体損失の増大を防ぐために伝送系の特性インピー
ダンスＺｏよりも低い特性インピーダンスＺ１でＢＰＦ
１を形成し、さらに、ＢＰＦ１の入出力端に、伝送系の
特性インピーダンスＺoとの整合をとるインピーダンス
変換部２，３を配備したので、分散効果による帯域外減
衰特性の劣化及び導体損失の増加を防ぐことができるよ
うになるのである。As described above, in the 1/4 wavelength coupling type filter of the first embodiment, the substrate thickness is made smaller than that of the conventional one to reduce the influence of the dispersion effect and prevent the increase of the conductor loss due to the thin substrate. In order to operate the BPF, the characteristic impedance Z1 is lower than the characteristic impedance Zo of the transmission system.
1 is formed, and further, impedance conversion units 2 and 3 for matching with the characteristic impedance Zo of the transmission system are arranged at the input and output ends of the BPF 1, so that deterioration of out-of-band attenuation characteristics due to dispersion effect and increase of conductor loss. Can be prevented.
【００２２】＜第２実施形態＞本発明の第２実施形態を
説明する。第２実施形態は、第１実施形態のマイクロス
トリップライン・フィルタを含むパッケージ部品として
使用する場合の例を示す。このパッケージ部品は、マイ
クロストリップライン・フィルタの入力側及び出力側の
双方にＭＭＩＣで構成される増幅回路を配備するととも
に、このマイクロストリップライン・フィルタとＭＭＩ
Ｃとを一つの筐体に収容したものである。<Second Embodiment> A second embodiment of the present invention will be described. The second embodiment shows an example of use as a package component including the microstrip line filter of the first embodiment. In this package component, an amplifier circuit composed of an MMIC is provided on both the input side and the output side of the microstripline filter, and the microstripline filter and the MMI are arranged.
C and C are accommodated in one housing.
【００２３】図３は、このパッケージ部品の構成図であ
る。パッケージ入力端２０の後段に増幅回路８を配備
し、この増幅回路８とＢＰＦ１の入力端との間に、信号
入力端４を介して第１整合回路６を配備するとともに、
パッケージ出力端２１の前段に増幅回路９を配備し、こ
の増幅回路９とＢＰＦ１の出力端との間に、信号出力端
５を介して第２整合回路７を配備している。ＢＰＦ１
は、第１実施形態で説明した特徴を持つＢＰＦである。FIG. 3 is a block diagram of this package component. The amplifier circuit 8 is arranged in the subsequent stage of the package input end 20, and the first matching circuit 6 is arranged between the amplifier circuit 8 and the input end of the BPF 1 via the signal input end 4.
An amplifier circuit 9 is provided in front of the package output end 21, and a second matching circuit 7 is provided between the amplifier circuit 9 and the output end of the BPF 1 via a signal output end 5. BPF1
Is a BPF having the characteristics described in the first embodiment.
【００２４】図３において、ＺAMPoutは増幅回路６の出
力端の特性インピーダンス、ＺBPFi nはＢＰＦ１の入力
端の特性インピーダンス、ＺBPFoutはＢＰＦ１の出力端
の特性インピーダンス、ＺAMPinは増幅回路９の入力端
の特性インピーダンスである。第１整合回路６及び第２
整合回路７は、伝送系の特性インピーダンスのみなら
ず、増幅回路８，９の周波数特性をも考慮したインピー
ダンス整合を行う。すなわち、第１整合回路６は特性イ
ンピーダンスＺAMPoutとＺBPFinとを整合させるための
整合回路であり、整合回路７は特性インピーダンスＺ
BPFoutとＺAMPinとを整合させるための整合回路であ
る。In FIG. 3, Z AMPout is the characteristic impedance of the output end of the amplifier circuit 6, Z BPFi n is the characteristic impedance of the input end of the BPF 1 , Z BPFout is the characteristic impedance of the output end of the BPF 1 , and Z AMPin is the amplifier circuit 9. It is the characteristic impedance of the input end. First matching circuit 6 and second
The matching circuit 7 performs impedance matching in consideration of not only the characteristic impedance of the transmission system but also the frequency characteristics of the amplifier circuits 8 and 9. That is, the first matching circuit 6 is a matching circuit for matching the characteristic impedances Z AMPout and Z BPFin , and the matching circuit 7 is the characteristic impedance Z.
A matching circuit for matching the BPFout and Z AMPIN.
【００２５】このように構成されるパッケージ部品で
は、伝送系からパッケージの入力端２０を通じて入力さ
れ、増幅回路８で増幅された高周波信号が、第１整合回
路６を経てＢＰＦ１に入力され、ここでフィルタリング
された後、第２整合回路７を経て増幅回路９で増幅さ
れ、パッケージ出力端２１から伝送系に送出される。In the package component thus constructed, the high frequency signal input from the transmission system through the input terminal 20 of the package and amplified by the amplifier circuit 8 is input to the BPF 1 through the first matching circuit 6, where After being filtered, it is amplified by the amplifier circuit 9 through the second matching circuit 7 and sent from the package output end 21 to the transmission system.
【００２６】このパッケージ部品では、基板厚を従来の
ものよりも薄くして周波数分散効果による影響度合いを
軽減させるとともに、薄い基板による導体損失の増大を
防ぐために伝送系の特性インピーダンスＺｏよりも低い
特性インピーダンスＺ１でＢＰＦ１を形成し、さらに、
ＢＰＦ１の入力端に第１整合回路６を介して増幅回路８
を配備し、ＢＰＦ１の出力端に第２整合回路７を介して
増幅回路９を配備したので、周波数分散効果による帯域
外減衰特性の劣化及び導体損失の増加を防ぐことがで
き、さらに、増幅回路８、９の周波数特性を考慮したフ
ィルタ設計ができるようになり、このパッケージ部品を
用いる伝送システムの要求に、より柔軟に対応すること
ができるようになるという利点が生じる。In this package component, the substrate thickness is made thinner than the conventional one to reduce the influence of the frequency dispersion effect, and in order to prevent the conductor loss from increasing due to the thin substrate, the characteristic is lower than the characteristic impedance Zo of the transmission system. BPF1 is formed by impedance Z1, and further,
The amplifier circuit 8 is connected to the input terminal of the BPF 1 via the first matching circuit 6.
Since the amplifier circuit 9 is provided at the output end of the BPF 1 via the second matching circuit 7, deterioration of out-of-band attenuation characteristics and increase of conductor loss due to the frequency dispersion effect can be prevented. It becomes possible to design a filter in consideration of the frequency characteristics of 8 and 9, and there is an advantage that it becomes possible to more flexibly meet the requirements of the transmission system using this package component.
【００２７】＜第３実施形態＞本発明の第３実施形態を
説明する。第３実施形態では、通信機の送信系に用いら
れるパッケージ部品について説明する。このパッケージ
部品は、第１実施形態のマイクロストリップライン・フ
ィルタの入力側にアップコンバータに組み込まれるミク
サを配備し、その出力側に、ＭＭＩＣで構成される増幅
回路を配備するとともに、これらを一つの筐体に収容し
て構成される。<Third Embodiment> A third embodiment of the present invention will be described. In the third embodiment, package components used in the transmission system of the communication device will be described. In this package component, a mixer incorporated in an up-converter is arranged on the input side of the microstrip line filter of the first embodiment, an amplifier circuit composed of MMIC is arranged on the output side thereof, and these are It is configured by being housed in a housing.
【００２８】図４は、この実施形態のパッケージ部品の
構成図である。このパッケージ部品は、パッケージ入力
端２０の後段に、中間周波信号を送信用の高周波信号に
変換するアップコンバータに組み込まれるミクサ１０を
配備し、このミクサ１０とＢＰＦ１の入力端との間に、
信号入力端４を介して第１整合回路６を配備するととも
に、パッケージ出力端２１の前段に増幅回路９を配備
し、この増幅回路９とＢＰＦ１の出力端との間に、信号
出力端２１を介して第２整合回路７を配備している。Ｂ
ＰＦ１は、第１実施形態で説明した特徴を持つＢＰＦで
ある。増幅回路９と第２整合回路７は、第２実施形態と
同じものである。第１整合回路６は、厳密には第２実施
形態のものとは異なるが、ここでは、便宜上、第２実施
形態のものと同じ符号を付している。FIG. 4 is a block diagram of the package component of this embodiment. In this package component, a mixer 10 incorporated in an up-converter for converting an intermediate frequency signal into a high frequency signal for transmission is provided after the package input end 20, and between the mixer 10 and the input end of the BPF 1,
The first matching circuit 6 is provided via the signal input terminal 4, and the amplifier circuit 9 is provided in front of the package output terminal 21, and the signal output terminal 21 is provided between the amplifier circuit 9 and the output terminal of the BPF 1. The second matching circuit 7 is provided via the. B
The PF 1 is a BPF having the characteristics described in the first embodiment. The amplifier circuit 9 and the second matching circuit 7 are the same as those in the second embodiment. Strictly speaking, the first matching circuit 6 is different from that of the second embodiment, but here, for convenience, the same reference numeral as that of the second embodiment is attached.
【００２９】図４において、ＺMIXoutはミクサ１０の高
周波出力端の特性インピーダンス、ＺBPFinはＢＰＦ１
の入力端の特性インピーダンス、ＺBPFoutはＢＰＦ１の
出力端の特性インピーダンス、ＺAMPinは増幅回路９の
入力端の特性インピーダンスである。In FIG. 4, Z MIXout is the characteristic impedance at the high frequency output end of the mixer 10, and Z BPFin is BPF1.
, Z BPFout is the characteristic impedance of the output end of the BPF 1 , and Z AMPin is the characteristic impedance of the input end of the amplifier circuit 9.
【００３０】第１整合回路６及び第２整合回路７は、伝
送系の特性インピーダンスのみならず、ミクサ１０及び
増幅回路９の周波数特性をも考慮したインピーダンス整
合を行う。すなわち、第１整合回路６は特性インピーダ
ンスＺMIXoutとＺBPFinの整合回路であり、第２整合回
路７は特性インピーダンスＺBPFoutとＺAMPinの整合回
路である。The first matching circuit 6 and the second matching circuit 7 perform impedance matching considering not only the characteristic impedance of the transmission system but also the frequency characteristics of the mixer 10 and the amplifier circuit 9. That is, the first matching circuit 6 is a matching circuit of the characteristic impedances Z MIXout and Z BPFin , and the second matching circuit 7 is a matching circuit of the characteristic impedances Z BPFout and Z AMPin .
【００３１】このように構成されるパッケージ部品は、
伝送系からパッケージ入力端２０を通じて入力され、ミ
クサ１０で周波数変換された高周波信号が、第１整合回
路６を経てＢＰＦ１に入力され、ここでフィルタリング
された後、第２整合回路７を経て増幅回路９で増幅さ
れ、パッケージ出力端２１から伝送系に送出される。The package component thus constructed is
A high-frequency signal input from the transmission system through the package input terminal 20 and frequency-converted by the mixer 10 is input to the BPF 1 via the first matching circuit 6, filtered there, and then passed through the second matching circuit 7 to the amplification circuit. It is amplified by 9 and sent from the package output terminal 21 to the transmission system.
【００３２】第３実施形態のパッケージ部品では、基板
厚を従来のものよりも薄くして分散効果による影響を小
さくするとともに、薄い基板による導体損失の増大を防
ぐために伝送系の特性インピーダンスＺｏよりも低い特
性インピーダンスＺ１でＢＰＦ１を形成し、さらに、Ｂ
ＰＦ１の入力端に第１整合回路６を介してミクサ１０を
配備し、ＢＰＦ１の出力端に第２整合回路７を介して増
幅回路９を配備したので、分散効果による帯域外減衰特
性の劣化及び導体損失の増加を防ぐことができ、さら
に、ミクサ１０及び増幅回路９の周波数特性を加味した
フィルタ設計ができるようになり、送信系で必要となる
スプリアス特性、特に局発波抑圧をより少ないフィルタ
の数と段数で実現することができる。In the package component of the third embodiment, the substrate thickness is made thinner than the conventional one to reduce the influence of the dispersion effect, and in order to prevent the conductor loss from increasing due to the thin substrate, the characteristic impedance Zo of the transmission system is set. BPF1 is formed with low characteristic impedance Z1, and further B
Since the mixer 10 is provided at the input end of the PF1 via the first matching circuit 6 and the amplifier circuit 9 is provided at the output end of the BPF1 via the second matching circuit 7, deterioration of out-of-band attenuation characteristics due to dispersion effect and It is possible to prevent an increase in conductor loss and to design a filter in which the frequency characteristics of the mixer 10 and the amplifier circuit 9 are taken into consideration, so that a spurious characteristic required in the transmission system, particularly a filter that suppresses local oscillation waves is reduced. Can be realized by the number of steps and the number of steps.
【００３３】＜第４実施形態＞本発明の第４実施形態を
説明する。第４実施形態では、通信機の受信系に用いら
れるパッケージ部品について説明する。このパッケージ
部品は、第１実施形態のマイクロストリップライン・フ
ィルタの入力側に低雑音高周波増幅器の代表例であるロ
ーノイズアンプを配備し、その出力側にミクサ回路を配
備するとともに、これらを一つの筐体に収容して構成さ
れる。<Fourth Embodiment> A fourth embodiment of the present invention will be described. In the fourth embodiment, package components used in the receiving system of the communication device will be described. In this package component, a low noise amplifier, which is a typical example of a low noise high frequency amplifier, is provided on the input side of the microstrip line filter of the first embodiment, and a mixer circuit is provided on the output side thereof, and these are packaged in one housing. Contained in the body.
【００３４】すなわち、図５に示されるように、パッケ
ージ出力端２１（受信系では、これが入力となる）の後
段に高周波信号の受信用増幅回路であるローノイズアン
プ１１を配備し、このローノイズアンプ１１とＢＰＦ１
の入力端との間に、信号出力端５を介して第２整合回路
７を配備するとともに、パッケージ入力端２０の前段
に、高周波信号を中間周波信号に変換するダウンコンバ
ータに組み込まれるミクサ１０を配備し、このミクサ１
０とＢＰＦ１の出力端との間に、信号入力端４を介して
第１整合回路６を配備している。ＢＰＦ１は、第１実施
形態で説明した特徴を持つＢＰＦである。第２整合回路
７及び第１整合回路６は、第２実施形態と同じものとす
ることができる。That is, as shown in FIG. 5, a low noise amplifier 11 which is an amplifier circuit for receiving a high frequency signal is provided at the subsequent stage of the package output terminal 21 (this is an input in the receiving system). And BPF1
The second matching circuit 7 is provided via the signal output end 5 between the input end of the mixer 10 and the mixer 10 incorporated in the down converter for converting the high frequency signal into the intermediate frequency signal in the preceding stage of the package input end 20. Deployed, this mixer 1
A first matching circuit 6 is provided between 0 and the output end of the BPF 1 via the signal input end 4. The BPF 1 is a BPF having the characteristics described in the first embodiment. The second matching circuit 7 and the first matching circuit 6 can be the same as those in the second embodiment.
【００３５】図５において、ＺMIXinはミクサの高周波
入力端の特性インピーダンス、ＺBPF outはＢＰＦ１の出
力端の特性インピーダンス、ＺBPFinはＢＰＦの入力端
の特性インピーダンス、ＺAMPoutはローノイズアンプ１
１の出力端の特性インピーダンスである。第１整合回路
６は特性インピーダンスＺMIXinとＺBPFoutの整合回路
であり、第２整合回路７はＺBPFinとＺAMPoutの整合回
路である。[0035] In FIG. 5, Z mixin the characteristic impedance of the RF input of the mixer, Z BPF out the characteristic impedance of the output terminal of BPF1, Z BPFin the characteristic impedance of the input terminal of the BPF, Z AMPOUT the low noise amplifier 1
1 is the characteristic impedance at the output end. The first matching circuit 6 is a matching circuit of characteristic impedances Z MIXin and Z BPFout , and the second matching circuit 7 is a matching circuit of Z BPFin and Z AMPout .
【００３６】このように構成されるパッケージ部品で
は、パッケージ出力端２１を通じて入力され、ローノイ
ズアンプ１１で増幅された高周波信号が、第２整合回路
７を経てＢＰＦ１に入力され、ここでフィルタリングさ
れた後、第１整合回路７を経てミクサ１０で周波数変換
され、パッケージ入力端２０から受信系に送出される。In the package component thus constructed, the high frequency signal inputted through the package output terminal 21 and amplified by the low noise amplifier 11 is inputted into the BPF 1 through the second matching circuit 7, and after being filtered here. , The frequency is converted by the mixer 10 via the first matching circuit 7, and is output from the package input end 20 to the receiving system.
【００３７】第４実施形態のパッケージ部品では、基板
厚を従来のものよりも薄くして分散効果による影響を小
さくするとともに、薄い基板による導体損失の増大を防
ぐために伝送系の特性インピーダンスＺｏよりも低い特
性インピーダンスＺ１でＢＰＦ１を形成し、さらに、Ｂ
ＰＦ１の入力端に第２整合回路７を介して低雑音増幅回
路１１を配備し、ＢＰＦ１の出力端に第１整合回路６を
介してミクサ１０を配備したので、周波数分散効果の影
響による帯域外減衰特性の劣化及び導体損失の増加を防
ぐことができる。また、ミクサ１０及びローノイズアン
プ１１の周波数特性を加味したフィルタの設計ができる
ようになり、受信系で必要となるスプリアス特性をより
少ないフィルタ段数で実現することができ、イメージ周
波数による雑音特性の劣化を防ぐことができる。さら
に、損失を少なくすることができるので、雑音特性を良
くすることができる。このように、通信器の受信系に本
発明を適用することによる効果には充分なものがある。In the package component of the fourth embodiment, the substrate thickness is made thinner than the conventional one to reduce the influence of the dispersion effect, and in order to prevent an increase in conductor loss due to the thin substrate, the characteristic impedance Zo of the transmission system is set. BPF1 is formed with low characteristic impedance Z1, and further B
Since the low noise amplifying circuit 11 is provided at the input end of the PF1 via the second matching circuit 7 and the mixer 10 is provided at the output end of the BPF1 via the first matching circuit 6, out-of-band due to the influence of the frequency dispersion effect. It is possible to prevent deterioration of damping characteristics and increase of conductor loss. Further, it becomes possible to design a filter in which the frequency characteristics of the mixer 10 and the low noise amplifier 11 are taken into consideration, so that the spurious characteristics required in the receiving system can be realized with a smaller number of filter stages, and the noise characteristics are deteriorated due to the image frequency. Can be prevented. Furthermore, since the loss can be reduced, the noise characteristic can be improved. As described above, the effect obtained by applying the present invention to the receiving system of the communication device is sufficient.
【００３８】[0038]
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、周波数分散効果による帯域外減衰特性の劣化
を防ぐことができ、また、薄い基板を使用することに起
因する導体損失の増大をも防ぐことができるという、特
有の効果を奏することができる。また、フィルタ部の前
後に高周波用電子部品を配するとともに、これらの電子
部品とフィルタ部との間にインピーダンス整合を図る回
路を介在させるようにしたので、本発明の適用用途に柔
軟に対応できるようになるという効果も生じる。As is apparent from the above description, according to the present invention, it is possible to prevent the deterioration of the out-of-band attenuation characteristics due to the frequency dispersion effect, and to reduce the conductor loss due to the use of a thin substrate. It is possible to obtain a unique effect that the increase can be prevented. Further, since high-frequency electronic components are arranged before and after the filter unit and a circuit for impedance matching is interposed between these electronic components and the filter unit, the application of the present invention can be flexibly accommodated. There is also the effect that
【図１】本発明の第１実施形態による１／４波長結合型
フィルタの平面図。FIG. 1 is a plan view of a ¼ wavelength coupling filter according to a first embodiment of the present invention.
【図２】第１実施形態の１／４波長結合型フィルタの電
気的な構成図。FIG. 2 is an electrical configuration diagram of a ¼ wavelength coupling filter according to the first embodiment.
【図３】本発明の第２実施形態によるパッケージ部品の
電気的な構成図。FIG. 3 is an electrical configuration diagram of a package component according to a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３実施形態によるパッケージ部品の
電気的な構成図。FIG. 4 is an electrical configuration diagram of a package component according to a third embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第４実施形態によるパッケージ部品の
電気的な構成図。FIG. 5 is an electrical configuration diagram of a package component according to a fourth embodiment of the present invention.
【図６】従来の１／４波長結合型フィルタの外観斜視
図。FIG. 6 is an external perspective view of a conventional 1/4 wavelength coupling filter.
【図７】図６における１／４波長結合型フィルタの特性
を向上させるために導電性カバーでシールドした状態を
示す説明図。FIG. 7 is an explanatory diagram showing a state in which a conductive cover is shielded to improve the characteristics of the ¼ wavelength coupling filter in FIG. 6.
【図８】導電性カバーによるシールドの有無の変化を示
した特性説明図。FIG. 8 is a characteristic explanatory view showing changes in the presence or absence of a shield due to a conductive cover.
【図９】実効誘電率εeffの周波数特性図。FIG. 9 is a frequency characteristic diagram of the effective permittivity εeff.
【図１０】線路の特性インピーダンスＺｏと線路幅Ｗと
の関係説明図。FIG. 10 is an explanatory diagram of a relationship between a characteristic impedance Zo of a line and a line width W.
【図１１】（ａ）は線路の特性インピーダンスＺｏとＢ
ＰＦの特性の関係説明図、（ｂ）は部分拡大図。FIG. 11A is a characteristic impedance Zo and B of a line.
Explanatory drawing of the relationship between PF characteristics, and FIG.
【図１２】インピーダンス変換の原理説明図。FIG. 12 is an explanatory diagram of the principle of impedance conversion.
１ ＢＰＦ ２，３ インピーダンス変換部 ４ 信号入力端 ５ 信号出力端 ６，７ 整合回路 ８，９ 増幅回路 １０ ミクサ １１ 低雑音増幅器 ２０ パッケージ入力端 ２１ パッケージ出力端 1 BPF 2, 3 Impedance converter 4 signal input terminal 5 Signal output end 6,7 Matching circuit 8, 9 amplifier circuit 10 Mixers 11 Low noise amplifier 20 Package input end 21 Package output end
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 槙 敏夫 東京都調布市柴崎２丁目１番地３ 島田理 化工業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J006 HB03 HB12 JA01 LA02 LA07 NA08 PA01 PB01 5J014 CA02 CA42 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page (72) Inventor Toshio Maki 2-1-1 Shibasaki, Chofu-shi, Tokyo Osamu Shimada Chemical Industry Co., Ltd. F term (reference) 5J006 HB03 HB12 JA01 LA02 LA07 NA08 PA01 PB01 5J014 CA02 CA42
Claims (6)
ストリップラインからなるフィルタ部が形成され、さら
に、前記フィルタ部の入力側及び前記出力側に、前記フ
ィルタ部が挿入接続される伝送系の特性インピーダンス
と前記フィルタ部の特性インピーダンスとの整合条件を
充たすマイクロストリップラインが形成されており、 前記誘電体基板の厚みは周波数分散効果による影響度合
いが所定値以下となる厚みであり、 前記フィルタ部は、前記伝送系の特性インピーダンスよ
りも低い特性インピーダンスとなるように形成されてい
ることを特徴とする、 マイクロストリップライン・フィルタ。1. A transmission system in which a filter section composed of a microstrip line is formed on a dielectric substrate having a predetermined thickness, and the filter section is inserted and connected to the input side and the output side of the filter section. A microstrip line that satisfies the matching conditions of the characteristic impedance of the filter unit and the characteristic impedance of the filter unit is formed, and the thickness of the dielectric substrate is a thickness at which the degree of influence by the frequency dispersion effect is a predetermined value or less, The microstrip line filter, wherein the portion is formed to have a characteristic impedance lower than the characteristic impedance of the transmission system.
ストリップラインでフィルタ部が形成され、さらに、前
記フィルタ部の入力側及び前記出力側に、それぞれ所定
の高周波用電子回路とのインピーダンスを整合させるイ
ンピーダンス整合回路が配備されており、 前記誘電体基板の厚みは周波数分散効果による影響度合
いが所定値以下となる厚みであり、 前記フィルタ部は、前記フィルタ部が挿入接続され且つ
前記高周波用電子回路の周波数特性の影響を受ける伝送
系の特性インピーダンスよりも低い特性インピーダンス
となるように形成されていることを特徴とする、 マイクロストリップライン・フィルタ。2. A filter section is formed by a microstrip line on a dielectric substrate having a predetermined thickness, and further, impedances with a predetermined high frequency electronic circuit are provided on the input side and the output side of the filter section, respectively. An impedance matching circuit for matching is provided, and the thickness of the dielectric substrate is a thickness at which the degree of influence by the frequency dispersion effect is a predetermined value or less, and the filter unit has the filter unit inserted and connected and for the high frequency wave. A microstrip line filter having a characteristic impedance lower than a characteristic impedance of a transmission system affected by frequency characteristics of an electronic circuit.
幅する増幅回路であり、前記インピーダンス整合回路
は、前記フィルタ部と各々の高周波用電子回路とのイン
ピーダンス整合条件を充たすマイクロストリップライン
であることを特徴とする、 請求項２記載のマイクロストリップライン・フィルタ。3. The high-frequency electronic circuit is an amplifier circuit for amplifying a high-frequency signal, and the impedance matching circuit is a microstrip line that satisfies an impedance matching condition between the filter unit and each high-frequency electronic circuit. The microstrip line filter according to claim 2, characterized in that:
波用電子回路が、中間周波信号を送信用高周波信号に変
換するアップコンバータに組み込まれるミクサであり、
前記フィルタ部の出力側に存在する高周波用電子回路
が、フィルタリングされた高周波信号を増幅する増幅回
路であることを特徴とする、 請求項２記載のマイクロストリップライン・フィルタ。4. A high frequency electronic circuit existing on the input side of the filter section is a mixer incorporated in an up converter for converting an intermediate frequency signal into a high frequency signal for transmission,
The microstrip line filter according to claim 2, wherein the high frequency electronic circuit existing on the output side of the filter unit is an amplifier circuit for amplifying a filtered high frequency signal.
波用電子回路が受信用高周波増幅回路であり、前記フィ
ルタ部の出力側に配備される高周波用電子回路が、フィ
ルタリングされた受信用高周波信号を中間周波信号に変
換するダウンコンバータに組み込まれるミクサであるこ
とを特徴とする、 請求項２記載のマイクロストリップライン・フィルタ。5. The high-frequency electronic circuit existing on the input side of the filter unit is a high-frequency receiving amplifier circuit, and the high-frequency electronic circuit provided on the output side of the filter unit is a filtered high-frequency signal for reception. The microstrip line filter according to claim 2, wherein the mixer is a mixer incorporated in a down converter for converting the signal into an intermediate frequency signal.
と、このマイクロストリップライン・フィルタの入力側
及び出力側にそれぞれ接続される一対の高周波用電子回
路とを一つの筐体に収容してなるパッケージ部品であっ
て、 前記マイクロストリップライン・フィルタは、 所定の厚みの誘電体基板上に、マイクロストリップライ
ンでフィルタ部が形成され、さらに、前記フィルタ部の
入力側に前記一対の高周波用電子回路の一方とのインピ
ーダンスを整合させる第１インピーダンス整合回路、前
記フィルタ部の出力側に前記一対の高周波用電子回路の
他方とのインピーダンスを整合させる第２のインピーダ
ンス整合回路が配備されており、 前記誘電体基板の厚みは周波数分散効果による影響度合
いが所定値以下となる厚みであり、 前記フィルタ部は、前記フィルタ部が挿入接続され且つ
前記高周波用電子回路の周波数特性の影響を受ける伝送
系の特性インピーダンスよりも低い特性インピーダンス
となるように形成されていることを特徴とする、 パッケージ部品。6. A package component in which a microstripline filter and a pair of high-frequency electronic circuits respectively connected to the input side and the output side of the microstripline filter are housed in a single housing. In the microstripline filter, a filter portion is formed by a microstripline on a dielectric substrate having a predetermined thickness, and further, one of the pair of high frequency electronic circuits is provided on the input side of the filter portion. A first impedance matching circuit for matching impedance and a second impedance matching circuit for matching impedance with the other of the pair of high frequency electronic circuits are provided on the output side of the filter section, and the thickness of the dielectric substrate. Is a thickness at which the degree of influence of the frequency dispersion effect is less than or equal to a predetermined value. The package part is characterized in that the filter part is inserted and connected and has a characteristic impedance lower than a characteristic impedance of a transmission system affected by a frequency characteristic of the high frequency electronic circuit. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002007991A JP3560588B2 (en) | 2002-01-16 | 2002-01-16 | Microstrip line filters and package components |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002007991A JP3560588B2 (en) | 2002-01-16 | 2002-01-16 | Microstrip line filters and package components |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003209404A true JP2003209404A (en) | 2003-07-25 |
| JP3560588B2 JP3560588B2 (en) | 2004-09-02 |
Family
ID=27646369
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002007991A Expired - Lifetime JP3560588B2 (en) | 2002-01-16 | 2002-01-16 | Microstrip line filters and package components |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3560588B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101262372B1 (en) * | 2006-02-14 | 2013-05-08 | 엘지이노텍 주식회사 | impedance matching means |
| JP2013207484A (en) * | 2012-03-28 | 2013-10-07 | Fujitsu General Ltd | Trap circuit and communication instrument |
| WO2014045484A1 (en) * | 2012-09-18 | 2014-03-27 | 日本電気株式会社 | Power-combining circuit and power-combining method |
| JP7039117B2 (en) | 2016-09-26 | 2022-03-22 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | Superconducting microwave couplers and superconducting microwave dividers for quantum signals using frequency division multiplexing and how to configure them |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8898365B2 (en) * | 2012-03-22 | 2014-11-25 | Oracle International Corporation | Micro-link high-bandwidth chip-to-chip bus |
-
2002
- 2002-01-16 JP JP2002007991A patent/JP3560588B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101262372B1 (en) * | 2006-02-14 | 2013-05-08 | 엘지이노텍 주식회사 | impedance matching means |
| JP2013207484A (en) * | 2012-03-28 | 2013-10-07 | Fujitsu General Ltd | Trap circuit and communication instrument |
| WO2014045484A1 (en) * | 2012-09-18 | 2014-03-27 | 日本電気株式会社 | Power-combining circuit and power-combining method |
| US20150333709A1 (en) * | 2012-09-18 | 2015-11-19 | Nec Corporation | Power combining circuit and power combining method |
| JP7039117B2 (en) | 2016-09-26 | 2022-03-22 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | Superconducting microwave couplers and superconducting microwave dividers for quantum signals using frequency division multiplexing and how to configure them |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3560588B2 (en) | 2004-09-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5023866A (en) | Duplexer filter having harmonic rejection to control flyback | |
| US11063330B2 (en) | Filter | |
| US20080252400A1 (en) | Filter and radio communication device using the same | |
| US7522022B2 (en) | Planar filter, semiconductor device and radio unit | |
| US6281756B1 (en) | Transistor with internal matching circuit | |
| JP3136058B2 (en) | Balance-unbalance conversion circuit | |
| JP4233451B2 (en) | Filter-integrated even harmonic mixer and high-frequency wireless communication apparatus using the same | |
| JPH09293826A (en) | High frequency semiconductor device | |
| JP3923891B2 (en) | Connection structure of cavity waveguide and dielectric waveguide | |
| JP2003209404A (en) | Microstrip line filter and package component | |
| EP0068870B1 (en) | Microwave integrated circuit mixer | |
| JP3766791B2 (en) | High frequency filter circuit and high frequency communication device | |
| CN109524749B (en) | Double-passband filter with notch characteristic | |
| JP2000091806A (en) | Band elimination filter | |
| KR100729969B1 (en) | Repeater having dielectric band stop resonators | |
| JP2001068908A (en) | Hybrid circuit | |
| JP2001217609A (en) | Low-pass filter circuit and circuit board | |
| US20230395960A1 (en) | Balanced bandpass filters for millimeter-wave applications | |
| JPH04115602A (en) | Filter circuit | |
| US6177851B1 (en) | High-frequency electronic device | |
| KR100363787B1 (en) | Dielectric duplexer filter | |
| KR100962252B1 (en) | Interference suppress system - filter module | |
| JP2000252705A (en) | Band pass filter, duplexer using it high frequency module using them and communication apparatus using it | |
| EP0828306A2 (en) | A matched impedance filter | |
| JP5950088B2 (en) | Trap circuit and communication device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040224 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040426 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040525 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040525 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3560588 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090604 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100604 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100604 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110604 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120604 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120604 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130604 Year of fee payment: 9 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |