JP2003052173A - Flyback-type voltage step-up circuit of capacitor - Google Patents
Flyback-type voltage step-up circuit of capacitorInfo
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電子閃光装置に好
適なコンデンサのフライバック式昇圧回路の改良に関す
るものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an improvement of a flyback type booster circuit of a capacitor suitable for an electronic flash device.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来の電子閃光装置の昇圧回路はフォワ
ード方式の昇圧回路が主に用いられてきた。特にフォワ
ード方式の自励昇圧回路は、回路構成上簡単で、発振ト
ランスの種類や形状によらず安定して発振が行われ、一
般的に広く使用されてきた。最近ではカメラの小型化に
伴い電池も容量の少ないものが使用され、また、ガイド
ナンバーは逆に高光量化されてきている。このため、フ
ォワード方式に比較して効率の良いフライバック方式の
昇圧回路の採用が増加されつつある。2. Description of the Related Art As a booster circuit of a conventional electronic flash device, a forward type booster circuit has been mainly used. In particular, the forward type self-exciting booster circuit has a simple circuit configuration, stably oscillates regardless of the type and shape of the oscillating transformer, and is generally widely used. Recently, as the size of the camera has been reduced, a battery with a small capacity has been used, and the guide number has been increased to the contrary. For this reason, the adoption of a flyback type booster circuit, which is more efficient than the forward type, is increasing.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、フライ
バック方式の昇圧回路により主コンデンサを充電する場
合に、少ない電流で充電を行うことでより効率化が図れ
るが、少ない電流で充電を行うことは主コンデンサの充
電時間が長くなり、撮影時のレリーズタイムラグとなっ
てしまい、シャッターチャンスを逃すことになってしま
う。このため、フォワード方式の昇圧回路並みに充電時
間を短縮させるには、比較的大きな電流を流す必要があ
る。However, when the main capacitor is charged by the flyback booster circuit, the efficiency can be improved by charging with a small current, but the charging is mainly performed with a small current. It takes a long time to charge the capacitor, which causes a release time lag at the time of shooting, and misses a photo opportunity. Therefore, in order to shorten the charging time as in the forward type booster circuit, it is necessary to flow a relatively large current.
【0004】フライバック方式の昇圧回路は発振トラン
スの飽和電流以下で使用しなければならず、発振トラン
スが飽和すると一次電流は急激に増加し、スイッチ素子
に過大な電流が流れるようになるため、飽和電流を上げ
るための構成がなされている。The flyback type booster circuit must be used below the saturation current of the oscillating transformer, and when the oscillating transformer is saturated, the primary current rapidly increases and an excessive current flows through the switching element. A structure is provided to increase the saturation current.
【0005】フライバック用の発振トランスではコアに
ギャップと呼ばれる空隙が設けられており、このギャッ
プによりインダクタンスのばらつきを少なくするととも
に、コアの飽和を抑え、結果的に飽和電流を大きくする
よう構成されている。しかしながら、ギャップをあまり
大きくとると昇圧回路の充電効率も低下するため、一般
的には数十ミクロンメートル程度のギャップとしてイン
ダクタンスのトレーランス、すなわち発振トランスのば
らつきを±10%〜±20%程度に抑えるようにしてい
る。インダクタンスのばらつきは飽和電流にも影響し、
ギャップが小さい場合にはインダクタンスが大きく、飽
和電流はこの逆で小さくなり、ギャップが大きいとイン
ダクタンスが低下し、飽和電流が大きくなる。フライバ
ック方式の昇圧回路で飽和電流に近い比較的大きな電流
を流すためには、このような飽和電流等のばらつきを踏
まえて飽和電流以下の所定電流に精度良く一次電流を制
御しなければならず、さらに発振トランスの種類や形状
などによりインダクタンスや飽和電流は当然ながら異な
るため、発振トランスの一次電流を飽和電流以下の所定
電流に精度良く制御することが重要な課題となる。In an oscillation transformer for flyback, an air gap called a gap is provided in the core, and this gap reduces variation in inductance, suppresses saturation of the core, and consequently increases the saturation current. ing. However, if the gap is made too large, the charging efficiency of the booster circuit also decreases. Therefore, the tolerance of the inductance, that is, the variation of the oscillation transformer is generally set to about ± 10% to ± 20% as a gap of about several tens of micrometers. I try to keep it down. Variation of inductance also affects saturation current,
If the gap is small, the inductance is large and the saturation current is small, and if the gap is large, the inductance is small and the saturation current is large. In order to flow a relatively large current close to the saturation current in a flyback booster circuit, it is necessary to accurately control the primary current to a predetermined current below the saturation current in consideration of such variations in the saturation current. Further, since the inductance and the saturation current naturally differ depending on the type and shape of the oscillation transformer, it is an important issue to control the primary current of the oscillation transformer to a predetermined current equal to or lower than the saturation current with high accuracy.
【0006】(発明の目的)本発明の第1の目的は、発
振トランスのばらつき、種類や形状によって異なる飽和
電流に対して、一次電流を飽和電流以下の所定電流に精
度良く制御することができるコンデンサのフライバック
式昇圧回路を提供することである。(Object of the Invention) A first object of the present invention is to accurately control a primary current to a predetermined current equal to or lower than the saturation current with respect to a saturation current which varies depending on variations, types and shapes of oscillation transformers. It is an object of the present invention to provide a flyback booster circuit for a capacitor.
【0007】本発明の第2の目的は、上記第1の目的を
達成すると共に、電池の状態の変化に対しても、一次電
流の設定を精度良く行うことができ、充電時間を短縮す
ることができるコンデンサのフライバック式昇圧回路を
提供することである。A second object of the present invention is to achieve the above first object and to set the primary current with high accuracy even when the state of the battery changes, thereby shortening the charging time. It is an object of the present invention to provide a flyback type booster circuit of a capacitor capable of achieving the above.
【0008】[0008]
【課題を解決するための手段】上記第1の目的を達成す
るために、請求項1記載の本発明は、発振トランスの一
次電流を検出し、一次電流が所定電流となった時に一次
電流を遮断して、前記発振トランスの二次側に昇圧され
た電圧を発生させ、コンデンサを充電するコンデンサの
フライバック式昇圧回路において、予めデジタルメモリ
に記憶されたデータにより前記所定電流を変更すること
を特徴とするコンデンサのフライバック式昇圧回路、と
いうものである。In order to achieve the first object, the present invention according to claim 1 detects the primary current of an oscillating transformer, and detects the primary current when the primary current reaches a predetermined current. In a flyback type booster circuit of a capacitor that cuts off and generates a boosted voltage on the secondary side of the oscillation transformer to charge the capacitor, the predetermined current is changed by data stored in advance in a digital memory. This is a flyback booster circuit with a characteristic capacitor.
【0009】また、上記第1の目的を達成するために、
請求項5記載の本発明は、発振トランスの一次電流をタ
イマーにより設定される所定時間通電させ、前記所定時
間後に一次電流を遮断して、前記発振トランスの二次側
に昇圧された電圧を発生させ、コンデンサを充電するコ
ンデンサのフライバック式昇圧回路において、予めデジ
タルメモリに記憶されたデータにより前記所定時間を変
更することを特徴とするコンデンサのフライバック式昇
圧回路、というものである。Further, in order to achieve the first object,
According to a fifth aspect of the present invention, the primary current of the oscillating transformer is energized for a predetermined time set by a timer, the primary current is cut off after the predetermined time, and a boosted voltage is generated on the secondary side of the oscillating transformer. A flyback booster circuit of a capacitor for charging the capacitor, wherein the predetermined time is changed according to data stored in advance in a digital memory.
【0010】また、上記第2の目的を達成するために、
請求項9記載の本発明は、前記所定時間が、電源である
電池の状態により変更されることを特徴とする請求項5
記載のコンデンサのフライバック式昇圧回路、というも
のである。In order to achieve the above second object,
The present invention according to claim 9 is characterized in that the predetermined time is changed depending on a state of a battery as a power source.
The flyback type booster circuit of the described capacitor.
【0011】[0011]
【発明の実施の形態】(第1の実施形態)図1に本発明
の第1の実施形態である、コンデンサのフライバック式
昇圧回路を備えた電子閃光装置及びカメラの回路図を示
す。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS (First Embodiment) FIG. 1 shows a circuit diagram of an electronic flash device and a camera having a flyback booster circuit of a capacitor, which is a first embodiment of the present invention.
【0012】先ず、電子閃光装置の回路構成を説明す
る。1は電源であるところの電池、2は電源コンデン
サ、3は電界効果トランジスタなどのスイッチ素子、4
及び5は抵抗、6はコンパレータで、スイッチ素子3と
直列に接続される抵抗5の電位が測定できるように負入
力端子がスイッチ素子3と抵抗5の接続点に接続されて
いる。抵抗4はスイッチ素子3の制御端子に接続される
プルダウン抵抗で、制御端子と電池1の負極との間に接
続されている。7は抵抗で、後述する定電圧回路からの
電源Vccよりコンパレータ6の出力をプルアップするた
めのものである。8は発振トランス、9は高圧整流用ダ
イオード、10は電圧検出回路、11はトリガー回路、
12は閃光放電管、13は主コンデンサである。発振ト
ランス8の二次巻線Sは高圧整流用ダイオード9を介し
て主コンデンサ13の両電極間に接続され、主コンデン
サ13のマイナス電極は電池1の負極に接続されてい
る。主コンデンサ13に並列に電圧検出回路10、トリ
ガー回路11及び閃光放電管12が接続されている。First, the circuit configuration of the electronic flash device will be described. 1 is a battery as a power source, 2 is a power capacitor, 3 is a switching element such as a field effect transistor, 4
Reference numerals 5 and 5 are resistors, and reference numeral 6 is a comparator. The negative input terminal is connected to the connection point between the switch element 3 and the resistor 5 so that the potential of the resistor 5 connected in series with the switch element 3 can be measured. The resistor 4 is a pull-down resistor connected to the control terminal of the switch element 3, and is connected between the control terminal and the negative electrode of the battery 1. Reference numeral 7 is a resistor for pulling up the output of the comparator 6 from the power supply Vcc from the constant voltage circuit described later. 8 is an oscillation transformer, 9 is a high-voltage rectifying diode, 10 is a voltage detection circuit, 11 is a trigger circuit,
12 is a flash discharge tube, and 13 is a main capacitor. The secondary winding S of the oscillation transformer 8 is connected between both electrodes of the main capacitor 13 via a high-voltage rectifying diode 9, and the negative electrode of the main capacitor 13 is connected to the negative electrode of the battery 1. A voltage detection circuit 10, a trigger circuit 11 and a flash discharge tube 12 are connected in parallel with the main capacitor 13.
【0013】a〜fは後述するカメラ制御部125との
接続ラインで、aはスイッチ素子3の制御電極に接続さ
れている。bはコンパレータ6の正入力端子に接続さ
れ、後述するカメラ制御回路125内のD/Aコンバー
タの出力を伝達するラインである。cはコンパレータ6
の出力端子に接続されている。dは電圧検出回路10を
駆動するための駆動信号を与えるライン、eは電圧検出
回路10の出力信号をカメラ制御回路125へ入力さ
せ、主コンデンサ13の充電電圧を検出するための接続
ラインである。fは閃光放電管12を発光させるための
トリガー回路11を動作させるための起動信号を与える
接続ラインである。Reference characters a to f are connection lines to a camera control unit 125, which will be described later, and a is connected to a control electrode of the switch element 3. Reference numeral b is a line which is connected to the positive input terminal of the comparator 6 and which transmits the output of the D / A converter in the camera control circuit 125 described later. c is the comparator 6
Is connected to the output terminal of. d is a line for supplying a drive signal for driving the voltage detection circuit 10, and e is a connection line for inputting the output signal of the voltage detection circuit 10 to the camera control circuit 125 and detecting the charging voltage of the main capacitor 13. . Reference numeral f is a connection line that gives a start signal for operating the trigger circuit 11 for causing the flash discharge tube 12 to emit light.
【0014】カメラ制御回路125はA/Dコンバー
タ、D/Aコンバータ、不揮発性メモリであるEEPR
OM、インターフェイス回路等を含むマイクロコンピュ
ータ(以下マイコンと呼ぶ)からなるカメラ制御回路で
ある。120は定電圧回路で、カメラ制御回路125か
らVCCEN端子を介して制御され、各回路に電源であ
るVccを供給する。The camera control circuit 125 includes an A / D converter, a D / A converter, and a non-volatile memory EEPR.
The camera control circuit includes a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) including an OM and an interface circuit. A constant voltage circuit 120 is controlled by the camera control circuit 125 via the VCCEN terminal, and supplies Vcc, which is a power source, to each circuit.
【0015】121はスイッチ検知回路で、電池または
電源Vccにより作動して各スイッチの状態や変化などを
スイッチ検知情報SWDによりカメラ制御回路125へ
伝達する。122は温度検出回路で、起動信号THEN
の入力により動作を開始し、温度情報THDをカメラ制
御回路125へ与える。123はフィルム感度及び駒数
などの情報を得るフィルム感度検知回路で、起動信号F
IMENの入力により動作を開始し、フィルム情報FI
MDをカメラ制御回路125へ与える。124はバッテ
リーチェック回路で、起動信号BATCKの入力により
動作を開始し、電池残量が撮影のために充分か否かをチ
ェックするために必要なバッテリー情報BATDをカメ
ラ制御回路125へ与える。126はシャッター駆動回
路で、駆動信号SHDRVによりシャッターを駆動す
る。127は測距回路であり、カメラ制御回路125か
らの起動信号AFENにより被写体までの距離情報AF
Dを測定し、カメラ制御回路125へ与える。128は
測光回路であり、カメラ制御回路125から起動信号A
EENを受け、被写体の輝度情報AEDをカメラ制御回
路125へ与える。129は表示回路であり、例えば液
晶表示器LCD等により必要な情報を表示するものであ
る。 130は撮影レンズを駆動するためのレンズ駆動
回路で、駆動信号LNZDRVにより撮影レンズを駆動
する。131はフィルムを給送するためのフィルム駆動
回路で、カメラ制御回路125から駆動信号FILMD
RVによりフィルムの給送を行う。Reference numeral 121 denotes a switch detection circuit, which is operated by a battery or a power source Vcc and transmits the state or change of each switch to the camera control circuit 125 by switch detection information SWD. 122 is a temperature detection circuit, which is a start signal THEN
The operation is started by the input of, and temperature information THD is given to the camera control circuit 125. Reference numeral 123 is a film sensitivity detection circuit for obtaining information such as film sensitivity and the number of frames.
The operation is started by inputting IMEN, and the film information FI
The MD is supplied to the camera control circuit 125. Reference numeral 124 denotes a battery check circuit, which starts its operation when an activation signal BATCK is input, and provides the camera control circuit 125 with battery information BATD necessary for checking whether or not the remaining battery level is sufficient for photographing. A shutter drive circuit 126 drives the shutter by a drive signal SHDRV. Reference numeral 127 denotes a distance measuring circuit, which detects a distance information AF to a subject by a start signal AFEN from the camera control circuit 125.
D is measured and given to the camera control circuit 125. Reference numeral 128 denotes a photometric circuit, which is a start signal A from the camera control circuit 125.
Upon receiving the EEN, the brightness information AED of the subject is given to the camera control circuit 125. Reference numeral 129 is a display circuit for displaying necessary information by a liquid crystal display LCD or the like. Reference numeral 130 denotes a lens drive circuit for driving the taking lens, which drives the taking lens by a drive signal LNZDRV. Reference numeral 131 denotes a film drive circuit for feeding the film, which is a drive signal FILMD from the camera control circuit 125.
The film is fed by RV.
【0016】次に、図2のフローチャートを用いて図1
に示す回路の動作を説明する。カメラに電源が投入され
ると、カメラ制御回路125はマイコンに必要な初期設
定を行い(ステップS1)、スイッチ検知回路121の
スイッチ検知情報SWDにより撮影に必要な情報を確認
する(ステップS2)。Next, referring to the flow chart of FIG.
The operation of the circuit shown in FIG. When the power of the camera is turned on, the camera control circuit 125 makes necessary initial settings for the microcomputer (step S1), and confirms the information necessary for photographing by the switch detection information SWD of the switch detection circuit 121 (step S2).
【0017】ここで、撮影準備を行うための不図示のレ
リーズボタンの半押し状態(SW1オン)である第1ス
トローク信号の発生を待ち(ステップS3)、第1スト
ローク信号が発生すると、所定のカウンタを初期状態に
リセットし(ステップS4)、バッテリーチェック回路
124を起動信号BATCKにより作動させ、必要なバ
ッテリー情報BATDをカメラ制御回路125に取り込
む(ステップS5)。この情報によりカメラの撮影に必
要な電源状態にあるか無いかを判断し(ステップS
6)、充分でない場合はステップS2に戻り、電源が充
分と判断されると、起動信号AFENにより測距回路1
27を作動させて被写体までの距離を測定する(ステッ
プS7)。なお、この距離情報AFDはカメラ制御回路
125に取り込まれる。続いて、起動信号AEENを送
ることで被写体の輝度を測定し、この輝度情報AEDを
カメラ制御回路125に取り込む(ステップS8)。こ
の輝度情報AEDから被写体輝度が所定輝度より高いか
低いかを判定し(ステップS9)、輝度が低い場合には
ステップS10のフラッシュモードに進む。Here, the generation of the first stroke signal, which is the half-depressed state (SW1 ON) of the release button (not shown) for the preparation for photographing, is waited (step S3), and when the first stroke signal is generated, the predetermined stroke signal is generated. The counter is reset to the initial state (step S4), the battery check circuit 124 is activated by the activation signal BATCK, and the necessary battery information BATD is taken into the camera control circuit 125 (step S5). Based on this information, it is determined whether or not the camera is in the power state necessary for shooting (step S
6) If not sufficient, the process returns to step S2, and if it is determined that the power supply is sufficient, the distance measuring circuit 1 is activated by the activation signal AFEN.
27 is operated to measure the distance to the subject (step S7). The distance information AFD is fetched by the camera control circuit 125. Subsequently, the activation signal AEEN is sent to measure the brightness of the subject, and the brightness information AED is taken into the camera control circuit 125 (step S8). It is determined from the brightness information AED whether the subject brightness is higher or lower than a predetermined brightness (step S9), and if the brightness is low, the process proceeds to the flash mode of step S10.
【0018】ここで、ステップS10のフラッシュモー
ドの動作についての説明を図3に示すフローチャートに
従い行う。まず、カメラ制御回路125の不揮発性メモ
リであるEEPROMの内容を確認する(ステップS9
9)。The operation of the flash mode in step S10 will be described below with reference to the flow chart shown in FIG. First, the contents of the EEPROM, which is a non-volatile memory of the camera control circuit 125, are confirmed (step S9).
9).
【0019】フライバック式昇圧回路の動作をここで説
明しておくと、フライバック式昇圧回路の動作はスイッ
チ素子3のオン・オフを制御することで行われる。発振
トランス8のばらつき、種類や形状により飽和電流は異
なる。主コンデンサ13の充電時間を速く行うためには
一次ピーク電流Ipmax(制限電流)を大きくする必要が
あるものの、発振トランス8が飽和に達すると、スイッ
チ素子3に過電流が流れ、破損する危険性がある。した
がって、発振トランス8の一次ピーク電流Ipmaxは発振
トランス8の飽和電流以下に設定する必要がある。The operation of the flyback type booster circuit will be described here. The operation of the flyback type booster circuit is performed by controlling ON / OFF of the switch element 3. The saturation current varies depending on the variation, type and shape of the oscillation transformer 8. Although it is necessary to increase the primary peak current Ipmax (limit current) in order to accelerate the charging time of the main capacitor 13, when the oscillating transformer 8 reaches saturation, an overcurrent flows through the switch element 3 and there is a risk of damage. There is. Therefore, the primary peak current Ipmax of the oscillation transformer 8 needs to be set to be equal to or lower than the saturation current of the oscillation transformer 8.
【0020】ステップS99で得られたデータは、使用
される発振トランス8における飽和電流以下の一次ピー
ク電流Ipmaxに対応するものであり、予め発振トランス
8のばらつき、及び種類や形状等によって設定される値
である。例えば、ばらつきであればインダクタンスを測
定することで設定が可能である。前述のようにインダク
タンスと飽和電流は逆の関係にあり、インダクタンスが
大きければインダクタンスに応じて一次ピーク電流Ipm
axを小さく設定し、インダクタンスが小さければインダ
クタンスに応じて一次ピーク電流Ipmaxを大きく設定す
れば良い。また、発振トランス8の一次電流を直接抵抗
5に発生する電圧としてモニターし、飽和電流以下の値
とすることも可能である。また、種類や形状等によるイ
ンダクタンスのばらつきはばらつきの中心となる値が異
なるのみで、これらのばらつきに関しても同様な設定が
可能である。ここでは、一次ピーク電流Ipmaxに対応す
るデジタル値の基準電圧V(D/A)がカメラ制御回路
125内のD/Aコンバータにより設定され、この基準
電圧V(D/A)が接続ラインbを介してコンパレータ
6の正入力端子に与えられる(ステップS100)。The data obtained in step S99 corresponds to the primary peak current Ipmax equal to or lower than the saturation current of the oscillation transformer 8 used, and is set in advance depending on the variation of the oscillation transformer 8 and the type and shape thereof. It is a value. For example, if there is variation, it can be set by measuring the inductance. As described above, the inductance and the saturation current have an inverse relationship, and if the inductance is large, the primary peak current Ipm depends on the inductance.
If ax is set small, and the inductance is small, the primary peak current Ipmax may be set large according to the inductance. It is also possible to monitor the primary current of the oscillating transformer 8 directly as a voltage generated in the resistor 5 and set it to a value equal to or lower than the saturation current. Further, the variation of the inductance due to the type, the shape, etc. is different only in the value that is the center of the variation, and the similar setting can be made for these variations. Here, the reference voltage V (D / A) of a digital value corresponding to the primary peak current Ipmax is set by the D / A converter in the camera control circuit 125, and this reference voltage V (D / A) is applied to the connection line b. It is given to the positive input terminal of the comparator 6 via the (step S100).
【0021】基準電圧V(D/A)を設定することで一
次ピーク電流Ipmaxは以下のように設定される。By setting the reference voltage V (D / A), the primary peak current Ipmax is set as follows.
【0022】Ipmax=V(D/A)/R5
V(D/A):コンパレータ6の正入力端子に与えられ
る基準電圧
R5:抵抗5の抵抗値
この関係においては抵抗5の抵抗値を変更することも可
能である。しかしながら、検出抵抗ロスを減らすため、
抵抗5の抵抗値は極力小さくするよう設定されるべきで
ある。このため、低抵抗の抵抗値系列はステップ的に幅
が広く、D/Aコンバータにて設定することでより細か
な制御が可能となる。Ipmax = V (D / A) / R5 V (D / A): Reference voltage applied to the positive input terminal of the comparator 6 R5: Resistance value of the resistor 5 In this relationship, the resistance value of the resistor 5 is changed. It is also possible. However, in order to reduce the detection resistance loss,
The resistance value of the resistor 5 should be set to be as small as possible. Therefore, the resistance value series of low resistance has a wide stepwise width, and finer control becomes possible by setting the resistance value series by the D / A converter.
【0023】次に、主コンデンサ13への充電時間が長
くなった場合に充電を打ち切るためのタイマーである充
電タイマー、例えば10〜15秒程度の設定時間である
タイマーをスタートさせ(ステップS101)、そして
主コンデンサ13の電圧を検出するため、カメラ制御回
路125よりハイレベルの駆動信号を接続ラインdを介
して電圧検出回路10に与え、作動させる(ステップS
102)。主コンデンサ13の電圧情報は接続ラインe
を介してカメラ制御回路125のA/Dコンバータに与
えられ、デジタル値に変換されて、マイコンに取り込ま
れる。Next, a charging timer, which is a timer for stopping charging when the charging time of the main capacitor 13 becomes long, for example, a timer having a set time of about 10 to 15 seconds is started (step S101), Then, in order to detect the voltage of the main capacitor 13, a high-level drive signal is applied from the camera control circuit 125 to the voltage detection circuit 10 via the connection line d to operate (step S).
102). The voltage information of the main capacitor 13 is the connection line e
Is given to the A / D converter of the camera control circuit 125 via the, converted into a digital value, and taken into the microcomputer.
【0024】次に充電を開始するため、図1に示される
カメラ制御回路125から接続ラインaを介してスイッ
チ素子3の制御電極にハイレベルのオン制御信号を与え
る(ステップS103)。Next, in order to start charging, a high-level ON control signal is applied from the camera control circuit 125 shown in FIG. 1 to the control electrode of the switch element 3 through the connection line a (step S103).
【0025】なお、発振トランス8の一次電流Iはスイ
ッチ素子3の通電時間をtとすれば、概略以下の計算で
求められる。The primary current I of the oscillation transformer 8 can be roughly calculated by the following calculation, where t is the energization time of the switching element 3.
【0026】I=(E/Rloop)*{1−exp(−R
loop*t/L)}
Rloop:電池1の内部抵抗、発振トランス8の一次抵抗
成分及びパターンの配線抵抗等を含む一次側のループ抵
抗
E:電池電圧
L:発振トランス8の一次インダクタンス
また、ループ抵抗Rloopが小さい場合には、
I=(E/L)*t
として示される。I = (E / Rloop) * {1-exp (-R
loop * t / L)} Rloop: loop resistance on the primary side including internal resistance of battery 1, primary resistance component of oscillation transformer 8 and wiring resistance of pattern E: battery voltage L: primary inductance of oscillation transformer 8 When the resistance Rloop is small, it is shown as I = (E / L) * t.
【0027】したがって、ループ抵抗Rloopが小さい場
合には、発振トランス8の一次電流Iはスイッチ素子3
の通電時間tに対して直線状に増加する。Therefore, when the loop resistance Rloop is small, the primary current I of the oscillation transformer 8 is the switching element 3
Linearly increases with respect to the energization time t.
【0028】ステップS99で確認されるEEPROM
のデータは、前述の一次ピーク電流Ipmaxを検出するコ
ンパレータ6の基準電圧V(D/A)として与えられ
る。一次ピーク電流Ipmaxに係るデータについては、検
出抵抗5の抵抗値が既知であることから、
V(D/A)=R5*Ipmax
として定まる電圧データで良い。EEPROM confirmed in step S99
Is given as the reference voltage V (D / A) of the comparator 6 for detecting the above-mentioned primary peak current Ipmax. Regarding the data relating to the primary peak current Ipmax, since the resistance value of the detection resistor 5 is known, voltage data determined as V (D / A) = R5 * Ipmax may be used.
【0029】図4に本発明のフライバック式昇圧回路の
各部波形を示す。図4において、図4−Aはスイッチ素
子3の制御電極にカメラ制御回路125から与えられる
電圧波形、図4−Bは発振トランス8の一次巻線Pに流
れる電流波形、図4−Cはコンパレータ6の出力電圧波
形、図4−Dは発振トランス8の二次巻線Sの電流波形
をそれぞれ示している。FIG. 4 shows the waveform of each part of the flyback type booster circuit of the present invention. 4, FIG. 4-A is a voltage waveform given to the control electrode of the switch element 3 from the camera control circuit 125, FIG. 4-B is a current waveform flowing in the primary winding P of the oscillation transformer 8, and FIG. 4-C is a comparator. 6 shows the output voltage waveform of FIG. 6, and FIG. 4-D shows the current waveform of the secondary winding S of the oscillation transformer 8.
【0030】先ず、図4−Aに示される電圧波形がカメ
ラ制御回路125から与えられ、ハイレベルのオン制御
信号によりスイッチ素子3がオンとなる(ステップS1
03)。このスイッチ素子3のオンにより発振トランス
8の一次電流は図4−Bに示されるように時間と共に直
線的に増加し、この電流が一次ピーク電流Ipmaxに達す
ると、すなわち、発振トランス8の一次電流により抵抗
5に発生する電圧降下が接続ラインbの基準電圧V(D
/A)を超える(ステップS104)と、図4−Cにて
示されるようにコンパレータ6の出力電圧はハイレベル
からロウレベルに変化する。このロウレベルの出力電圧
は接続ラインcを介してカメラ制御回路125に与えら
れ、これに応じてカメラ制御回路125から接続ライン
aを介して与えられていたハイレベルのオン制御信号は
図4−aに示されるようにロウレベルのオフ制御信号に
変化する(ステップS105)。これによりスイッチ素
子3はオフとなり、発振トランス8のエネルギー{(1
/2)*L*Ipmax*Ipmax}は図4−Dに示されるよ
うに発振トランス8の二次巻線Sから高圧整流用ダイオ
ード9及び主コンデンサ13を介して放電され、主コン
デンサ13は充電され、主コンデンサ13の電圧が上昇
する。図4−Dはこの時の発振トランス8の二次巻線S
の電流波形であり、ステップS106では二次巻線Sの
電流放出時間のため所定時間の経過を待つ。なお、主コ
ンデンサ13の充電電圧情報は接続ラインeを介してカ
メラ制御回路125に与えられており、内部のA/Dコ
ンバータによりデジタル値に変換され、マイコンに取り
込まれて、充電が完了したかどうかが判別される(ステ
ップS107)。ここで所定の充電完了電圧に達してい
ればステップS109に進み、達していなければステッ
プS108に進む。ステップS108ではステップS1
01でスタートさせた充電タイマーがカウントアップし
ていないかを確認し(ステップS108)、カウント中
であればステップS103に戻り、カウントアップして
いればステップS110に進む。したがって、充電が完
了せず、充電打ち切りの時間に達していなければステッ
プS103からステップS108のループを繰り返し、
主コンデンサ13は充電される。First, the voltage waveform shown in FIG. 4A is given from the camera control circuit 125, and the switch element 3 is turned on by a high-level on control signal (step S1).
03). When the switching element 3 is turned on, the primary current of the oscillation transformer 8 linearly increases with time as shown in FIG. 4-B, and when this current reaches the primary peak current Ipmax, that is, the primary current of the oscillation transformer 8 is reached. As a result, the voltage drop across the resistor 5 is caused by the reference voltage V (D
/ A) (step S104), the output voltage of the comparator 6 changes from the high level to the low level as shown in FIG. 4-C. This low-level output voltage is applied to the camera control circuit 125 via the connection line c, and accordingly the high-level ON control signal applied from the camera control circuit 125 via the connection line a is shown in FIG. As shown in (4), the control signal changes to a low level off control signal (step S105). As a result, the switch element 3 is turned off, and the energy of the oscillation transformer 8 {(1
/ 2) * L * Ipmax * Ipmax} is discharged from the secondary winding S of the oscillation transformer 8 through the high voltage rectifying diode 9 and the main capacitor 13 as shown in FIG. 4-D, and the main capacitor 13 is charged. Then, the voltage of the main capacitor 13 rises. FIG. 4-D shows the secondary winding S of the oscillation transformer 8 at this time.
In step S106, a predetermined time is waited for the current discharge time of the secondary winding S. It should be noted that the charging voltage information of the main capacitor 13 is given to the camera control circuit 125 via the connection line e, converted into a digital value by the internal A / D converter, taken into the microcomputer, and the charging is completed. It is determined whether or not (step S107). Here, if the predetermined charge completion voltage is reached, the process proceeds to step S109, and if not, the process proceeds to step S108. In step S108, step S1
It is confirmed whether or not the charging timer started at 01 has counted up (step S108), and if counting, the process returns to step S103, and if counting, the process proceeds to step S110. Therefore, if the charging is not completed and the time of the charge cutoff is not reached, the loop from step S103 to step S108 is repeated,
The main capacitor 13 is charged.
【0031】ここで充電タイマーのカウントアップ以前
に充電が完了すると、充電が完了したことを示すOKフ
ラグを立てて(ステップS109)、ステップS111
に進む。ステップS111では充電電圧の検出を停止す
るために接続ラインdの信号をハイレベルからロウレベ
ルに切り換える。次に、充電タイマーを停止する(ステ
ップS112)。また、ステップS108で主コンデン
サ13の充電完了以前に充電タイマーがカウントアップ
すると、充電が完了しない場合を示すNGフラグを立て
て(ステップS110)、ステップS111へ進み、充
電電圧の検出を停止するために接続ラインdの信号をハ
イレベルからロウレベルに切り換える。次に、充電タイ
マーを停止させ(ステップS112)、メインのルーチ
ン(図2のステップS11)に戻る。When the charging is completed before the count-up of the charging timer, the OK flag indicating that the charging is completed is set (step S109), and step S111.
Proceed to. In step S111, the signal on the connection line d is switched from high level to low level in order to stop the detection of the charging voltage. Next, the charging timer is stopped (step S112). Further, if the charging timer counts up before the completion of charging of the main capacitor 13 in step S108, an NG flag indicating that charging is not completed is set (step S110), and the process proceeds to step S111 to stop the detection of the charging voltage. Then, the signal on the connection line d is switched from high level to low level. Next, the charging timer is stopped (step S112), and the process returns to the main routine (step S11 in FIG. 2).
【0032】ステップS10のフラッシュモードを抜け
ると、ステップS11において、図3のステップS10
9またはステップS110で立てられたフラグがOKか
NGかを確認し、充電が完了していないNGフラグの場
合はステップS2に戻り、OKフラグであればステップ
S12へ進む。次に、不図示のレリーズスイッチの第1
ストローク状態から、レリーズスイッチの第2ストロー
ク(全押し操作:SW2オン)がなされるのを待つ(ス
テップS12,S13)。ここで第1ストロークが解除
されると、ステップS2に戻り、また、第2ストローク
の入力があれば、ステップS14に進み、ステップS7
での距離情報に基づきレンズ駆動回路130を制御して
焦点調節を行う。さらに、ステップS15に進み、ステ
ップS8で得られた被写体の輝度情報とフィルム感度情
報からの条件によりシャッター開口をシャッター駆動回
路126を介して制御すると共に、輝度が低く、電子閃
光装置が必要な場合には距離情報とフィルム感度情報に
よりシャッター制御を行い、適正な絞り値で電子閃光装
置を発光させる(ステップS15)。After exiting the flash mode in step S10, in step S11, step S10 in FIG.
9 or it is confirmed whether the flag set in step S110 is OK or NG. If the NG flag is not charging, the process returns to step S2. If the flag is OK, the process proceeds to step S12. Next, the first release switch (not shown)
It waits for the second stroke of the release switch (full-press operation: SW2 ON) from the stroke state (steps S12 and S13). If the first stroke is released here, the process returns to step S2, and if the second stroke is input, the process proceeds to step S14 and step S7.
The lens drive circuit 130 is controlled on the basis of the distance information to adjust the focus. Further, in step S15, when the shutter opening is controlled through the shutter drive circuit 126 according to the condition based on the luminance information of the subject and the film sensitivity information obtained in step S8, the luminance is low, and the electronic flash device is required. The shutter control is performed based on the distance information and the film sensitivity information, and the electronic flash device is caused to emit light with an appropriate aperture value (step S15).
【0033】電子閃光装置の発光は図1の接続ラインf
にハイレベルの起動信号を与えて行う。接続ラインfに
ハイレベルの信号が与えられると、トリガー回路11の
出力に高圧のパルス電圧が発生し、閃光放電管12のト
リガー電極に与えられ、閃光放電管12は励起される。
この励起により閃光放電管12は一気にインピーダンス
が低下し、主コンデンサ13の充電エネルギーを放電
し、光エネルギーに変換されて、被写体を照明する。な
お、電子閃光装置を使用した場合、フラッシュフラグF
ALが1にセットされる。The light emission of the electronic flash device is the connection line f in FIG.
To the high level start signal. When a high level signal is applied to the connection line f, a high-voltage pulse voltage is generated at the output of the trigger circuit 11 and applied to the trigger electrode of the flash discharge tube 12, and the flash discharge tube 12 is excited.
Due to this excitation, the impedance of the flash discharge tube 12 is suddenly lowered, the charging energy of the main capacitor 13 is discharged and converted into light energy, and the subject is illuminated. If an electronic flash device is used, the flash flag F
AL is set to 1.
【0034】シャッター駆動回路126によりシャッタ
ーが閉成されると、レンズ駆動回路130を制御し、合
焦位置にあった撮影レンズを初期位置に戻す(ステップ
S16)。そして、撮影の終了したフィルムをフィルム
駆動回路131の制御により1駒分巻き上げる(ステッ
プS17)。When the shutter is closed by the shutter drive circuit 126, the lens drive circuit 130 is controlled to return the photographing lens in the in-focus position to the initial position (step S16). Then, the film which has been photographed is wound by one frame under the control of the film drive circuit 131 (step S17).
【0035】次に、電子閃光装置を使用したことを示す
フラッシュフラグFALに“1”が立っているかを確認
する(ステップS18)。ここでフラッシュフラグFA
Lに“1”が立っているときは、ステップS19にてフ
ラッシュモードにして前記ステップS10と同様に主コ
ンデンサ13の充電を行って、一連のシーケンスを終了
する。また、フラッシュフラグFALに“0”が確認さ
れると(ステップS18)、フラッシュモードに移行せ
ず、一連のシーケンスを終了する。Next, it is confirmed whether "1" is set in the flash flag FAL indicating that the electronic flash device is used (step S18). Flash flag FA
When "1" is set in L, the flash mode is set in step S19, the main capacitor 13 is charged in the same manner as in step S10, and the series of sequences is ended. Further, when "0" is confirmed in the flash flag FAL (step S18), the series of sequences is terminated without shifting to the flash mode.
【0036】(第2の実施形態)図5に本発明の第2の
実施形態である、コンデンサのフライバック式昇圧回路
を備えた電子閃光装置及びカメラの回路図を示す。(Second Embodiment) FIG. 5 shows a circuit diagram of an electronic flash device and a camera provided with a flyback type booster circuit of a capacitor, which is a second embodiment of the present invention.
【0037】なお、この実施形態では図1に示した第1
の実施形態と同様の動作を行う素子等に関しては同一の
記号にて示した。In this embodiment, the first shown in FIG.
Elements and the like that perform the same operations as in the above embodiment are denoted by the same symbols.
【0038】第1の実施形態で示した構成と異なる構成
は、検出抵抗5、コンパレ−タ6、プルアップ抵抗7、
カメラ制御回路125との接続ラインcが削除されてい
ることにあり、他の構成は図1と同等である。第1の実
施形態ではスイッチ素子3のオンにより流れる電流を検
出抵抗5とコンパレータ6によって検出して、一次ピー
ク電流Ipmaxとなった時点でスイッチ素子3をオフとし
ていたが、本実施形態では設定時間の可変な一次タイマ
ーによりスイッチ素子3の非導通状態への移行を制御す
ることが異なっている。The configuration different from the configuration shown in the first embodiment is that the detection resistor 5, the comparator 6, the pull-up resistor 7,
The connection line c to the camera control circuit 125 is deleted, and other configurations are the same as those in FIG. In the first embodiment, the current flowing when the switch element 3 is turned on is detected by the detection resistor 5 and the comparator 6, and the switch element 3 is turned off when the primary peak current Ipmax is reached. The change of the switching element 3 to the non-conducting state is controlled by the variable primary timer of the above.
【0039】電子閃光装置とカメラ制御回路125との
動作は図2に示されるフローチャートとほぼ同等であ
り、ここではフラッシュモードのみの動作を説明する。The operations of the electronic flash device and the camera control circuit 125 are almost the same as those in the flow chart shown in FIG. 2, and the operation only in the flash mode will be described here.
【0040】このフラッシュモードに関して、図6のフ
ローチャトに従い説明すれば、まずカメラ制御回路12
5の不揮発性メモリであるEEPROMの内容を確認す
る(ステップS199)。The flash mode will be described with reference to the flowchart of FIG. 6. First, the camera control circuit 12 will be described.
The contents of the EEPROM, which is the non-volatile memory of No. 5, are confirmed (step S199).
【0041】フライバック式昇圧回路の動作はスイッチ
素子3のオン・オフを制御することで行われる。充電時
間を速くするためには発振トランス8の一次ピーク電流
Ipmaxは発振トランス8の飽和電流に近く、しかもそれ
を超えない所定電流に設定する必要がある。この発振ト
ランス8の飽和電流はトランスのばらつき、種類や形状
により異なるため、それぞれにスイッチ素子3の通電時
間を設定する必要がある。The operation of the flyback booster circuit is performed by controlling the on / off of the switch element 3. In order to shorten the charging time, the primary peak current Ipmax of the oscillating transformer 8 must be set to a predetermined current that is close to the saturation current of the oscillating transformer 8 and does not exceed it. Since the saturation current of the oscillating transformer 8 varies depending on variations, types and shapes of the transformer, it is necessary to set the energization time of the switch element 3 for each.
【0042】ステップS199で得られたデータは、使
用される発振トランスにおける飽和電流以下の所定電流
Ipmaxに対応するデータ及び発振トランス8のインダク
タンスやインダクタンスのばらつきを含む予め発振トラ
ンス8の種類や形状等によって設定されるデータであ
る。The data obtained in step S199 includes the data corresponding to the predetermined current Ipmax equal to or less than the saturation current of the oscillation transformer to be used, and the type and shape of the oscillation transformer 8 including the inductance of the oscillation transformer 8 and variations in the inductance. It is the data set by.
【0043】発振トランス8の一次電流Iはスイッチ素
子3の通電時間をtとすれば、前述のように概略以下の
計算で求められる。The primary current I of the oscillating transformer 8 can be obtained by the following calculation as described above, where t is the energization time of the switching element 3.
【0044】I=(E/Rloop)*{1−exp(−R
loop*t/L)}
Rloop:電池1の内部抵抗、発振トランス8の一次抵抗
成分及びパターンの配線抵抗等を含む一次側のループ抵
抗
E:電池電圧
L:発振トランス8の一次インダクタンス
また、ループ抵抗Rloopが小さい場合には、
I=(E/L)*t
として示される。I = (E / Rloop) * {1-exp (-R
loop * t / L)} Rloop: loop resistance on the primary side including internal resistance of battery 1, primary resistance component of oscillation transformer 8 and wiring resistance of pattern E: battery voltage L: primary inductance of oscillation transformer 8 When the resistance Rloop is small, it is shown as I = (E / L) * t.
【0045】この式から発振トランス8の一次インダク
タンスLによって一次ピーク電流Ipmaxは変化し、これ
を一定にするためには一次インダクタンスLに反比例す
るように一次タイマーの設定時間を可変し、スイッチ素
子3の通電時間tを飽和電流以下の所定電流で変化させ
る必要がある。したがって、ステップS199で得られ
るデータは、発振トランス8の種類や形状などで決定す
る飽和電流値以下の一次ピーク電流Ipmaxに対応する時
間データ及び発振トランス8の種類や形状の違いによる
インダクタンスに対応したデータである。From this equation, the primary peak current Ipmax changes depending on the primary inductance L of the oscillation transformer 8, and in order to keep it constant, the set time of the primary timer is varied so as to be inversely proportional to the primary inductance L, and the switch element 3 It is necessary to change the current-carrying time t of (1) at a predetermined current equal to or less than the saturation current. Therefore, the data obtained in step S199 corresponds to the time data corresponding to the primary peak current Ipmax below the saturation current value determined by the type and shape of the oscillation transformer 8 and the inductance due to the difference in the type and shape of the oscillation transformer 8. The data.
【0046】さらには、標準の一次インダクタンスL(a
ve) を設定し、使用する種類や形状で異なる一次インダ
クタンスLより通電時間tを決定することでも良く、標
準一次インダクタンスL(ave) での一次ピーク電流Ipm
axが得られる通電時間をt0とすれば、
t=t0 *L/L(ave)
の演算により求めるようにすることで一次ピーク電流I
pmaxをほぼ一定の電流として設定することが可能とな
る。また、ここでL/L(ave) を外部から通電電時間t
の補正係数として入力されても良い。またこの場合で
も、飽和電流以下の所定電流となるように通電時間tが
設定されることはいうまでもない。なお、飽和電流I(s
at) のデータが与えられていれば、飽和時間t(sat) は
電池電圧をEとして、
t(sat) =I(sat) *L/E
と求められ、この飽和時間t(sat) を超えないように通
電時間tを設定すれば良い。Furthermore, the standard primary inductance L (a
ve) may be set and the energization time t may be determined from the primary inductance L that differs depending on the type and shape used, and the primary peak current Ipm at the standard primary inductance L (ave)
Assuming that the energization time for obtaining ax is t0, the primary peak current I can be obtained by calculating t = t0 * L / L (ave).
It is possible to set pmax as an almost constant current. Further, here, L / L (ave) is externally applied to the power supply time t
It may be input as a correction coefficient of. Also in this case, it goes without saying that the energization time t is set such that the predetermined current is equal to or lower than the saturation current. The saturation current I (s
If the data of (at) is given, the saturation time t (sat) is calculated as t (sat) = I (sat) * L / E, where E is the battery voltage, and this saturation time t (sat) is exceeded. The energization time t may be set so that it does not occur.
【0047】また、標準の一次インダクタンスL(ave)
に対する一次インダクタンスLの比のデータと飽和電流
I(sat) のデータの両方を用いて通電時間tを設定して
もよい。The standard primary inductance L (ave)
The energization time t may be set by using both the data of the ratio of the primary inductance L and the data of the saturation current I (sat).
【0048】こうして、EEPROMのデータにより一
次タイマーによる通電時間tが設定される(ステップS
200)。Thus, the energization time t by the primary timer is set by the data of the EEPROM (step S
200).
【0049】次に主コンデンサ13への充電時間が長く
なった場合に充電を打ち切るためのタイマーである充電
タイマー、例えば10〜15秒程度の設定時間であるタ
イマーをスタートさせ(ステップS201)、そして主
コンデンサ13の電圧を検出するためカメラ制御回路1
25よりハイレベルの駆動信号を接続ラインdを介して
電圧検出回路10に与え、作動させる(ステップS20
2)。主コンデンサ13の電圧情報は接続ラインeを介
してカメラ制御回路125のA/Dコンバータ入力に与
えられる。Next, when the charging time to the main capacitor 13 becomes long, a charging timer which is a timer for stopping charging, for example, a timer having a set time of about 10 to 15 seconds is started (step S201), and Camera control circuit 1 for detecting the voltage of the main capacitor 13
A drive signal of a higher level than 25 is applied to the voltage detection circuit 10 via the connection line d to operate (step S20).
2). The voltage information of the main capacitor 13 is given to the A / D converter input of the camera control circuit 125 via the connection line e.
【0050】次に充電を開始するため、図5に示すカメ
ラ制御回路125から接続ラインaを介してスイッチ素
子3の制御電極にハイレベルのオン制御信号を与えると
同時に、一次タイマーをスタートさせる(ステップS2
03)。Next, in order to start charging, a high level ON control signal is applied from the camera control circuit 125 shown in FIG. 5 to the control electrode of the switch element 3 through the connection line a, and at the same time the primary timer is started ( Step S2
03).
【0051】このためスイッチ素子3はオンとなり、発
振トランス8の一次電流が流れ、時間と共に増加する。
一次電流を規制する一次タイマーの所定の設定時間に達
すると、すなわち一次電流Iが一次ピーク電流Ipmaxに
達すると(ステップS203)、カメラ制御回路125
から接続ラインaを介して与えられていたハイレベルの
オン制御信号はロウレベルのオフ制御信号に切り換わ
り、これによりスイッチ素子3はオフとなる(ステップ
S205)。スイッチ素子3がオフとなると、発振トラ
ンス8のエネルギー{(1/2)*L*Ipmax*Ipma
x}は発振トランス8の二次巻線Sから高圧整流用ダイ
オード9及び主コンデンサ13を介して放電され、主コ
ンデンサ13は充電され、主コンデンサ13の電圧が上
昇する。この二次巻線Sの電流放出時間のため所定時間
の経過を待つ(ステップS206)。なお、主コンデン
サ13の充電電圧情報は接続ラインeを介してカメラ制
御回路125に与えられており、内部のA/Dコンバー
タによりデジタル値に変換され、マイコンに取り込まれ
て、充電が完了したかどうかが判別される(ステップS
207)。ここで所定の充電完了電圧に達していればス
テップS209に進み、達していなければステップS2
08に進む。ステップS208ではステップS201で
スタートさせた充電タイマーがカウントアップしていな
いかを確認し(ステップS208)、カウント中であれ
ばステップS203に戻り、カウントアップしていれば
ステップS210に進む。したがって、充電が完了せ
ず、充電打ち切りの時間に達していなければステップS
203からステップS208のループを繰り返し、主コ
ンデンサ13は充電される。Therefore, the switch element 3 is turned on, the primary current of the oscillation transformer 8 flows, and increases with time.
When the preset time of the primary timer that regulates the primary current is reached, that is, when the primary current I reaches the primary peak current Ipmax (step S203), the camera control circuit 125.
The high-level ON control signal given from the above through the connection line a is switched to the low-level OFF control signal, whereby the switch element 3 is turned off (step S205). When the switch element 3 is turned off, the energy of the oscillation transformer 8 {(1/2) * L * Ipmax * Ipma
x} is discharged from the secondary winding S of the oscillation transformer 8 via the high-voltage rectifying diode 9 and the main capacitor 13, the main capacitor 13 is charged, and the voltage of the main capacitor 13 rises. The current discharge time of the secondary winding S waits until a predetermined time elapses (step S206). It should be noted that the charging voltage information of the main capacitor 13 is given to the camera control circuit 125 via the connection line e, converted into a digital value by the internal A / D converter, taken into the microcomputer, and the charging is completed. It is determined whether (step S
207). If the predetermined charging completion voltage has been reached, the process proceeds to step S209, and if not, the step S2.
Go to 08. In step S208, it is confirmed whether or not the charging timer started in step S201 is counting up (step S208). If counting is in progress, the process returns to step S203, and if counting up, the process proceeds to step S210. Therefore, if the charging is not completed and the time of the charge termination is not reached, the step S
The main capacitor 13 is charged by repeating the loop from 203 to step S208.
【0052】ここで充電タイマーのカウントアップ以前
に充電が完了すると、充電が完了したことを示すOKフ
ラグをたてて(ステップS209)、ステップS211
に進む。ステップS211では充電電圧の検出を停止す
るために接続ラインdの信号をハイレベルからロウレベ
ルに切り換える。次に、充電タイマーを停止する(ステ
ップS212)。また、ステップS208で主コンデン
サ13の充電完了以前に充電タイマーがカウントアップ
すると、充電が完了しない場合を示すNGフラグをたて
て(ステップS210)、ステップS211へ進み、充
電電圧の検出を停止するために接続ラインdの信号をハ
イレベルからロウレベルに切り換える。次に、充電タイ
マーを停止させ(ステップS212)、メインのルーチ
ン(図2のステップS11)に戻る。When the charging is completed before the count-up of the charging timer, the OK flag indicating that the charging is completed is set (step S209) and step S211 is executed.
Proceed to. In step S211, the signal on the connection line d is switched from high level to low level in order to stop the detection of the charging voltage. Next, the charging timer is stopped (step S212). If the charging timer counts up before the completion of charging of the main capacitor 13 in step S208, an NG flag indicating that charging is not completed is set (step S210), the process proceeds to step S211, and the detection of the charging voltage is stopped. Therefore, the signal on the connection line d is switched from high level to low level. Next, the charging timer is stopped (step S212), and the process returns to the main routine (step S11 in FIG. 2).
【0053】(第3の実施形態)図8は本発明の第3の
実施形態におけるフラッシュモードのフローチャートを
示す。この第3の実施形態の回路構成は図5に示した第
2の実施形態とほぼ同等の回路構成のものである。本実
施形態でも第2の実施形態と同様に設定時間の可変な一
次タイマーによりスイッチ素子3のオフ状態への移行が
制御される。この実施形態ではバッテリーの状態を判定
する回路を有する。例えば、図5のバッテリーチェック
回路124などの回路を作動させ、この状態を確認す
る。(Third Embodiment) FIG. 8 shows a flow chart of the flash mode in the third embodiment of the present invention. The circuit configuration of the third embodiment is almost the same as that of the second embodiment shown in FIG. In the present embodiment as well as in the second embodiment, the transition of the switch element 3 to the off state is controlled by the primary timer having a variable set time. In this embodiment, it has a circuit for determining the state of the battery. For example, a circuit such as the battery check circuit 124 in FIG. 5 is activated to confirm this state.
【0054】図7にバッテリーチェック回路124の一
例を示す。この回路の構成はコンパレータ15とトラン
ジスタ16と抵抗17とからなり、トランジスタ16と
抵抗17の直列回路が電池1及び電源コンデンサ2に並
列に接続されている。コンパレータ15の出力端子がト
ランジスタ16のベースに接続され、正入力端子がバッ
テリーチェックの起動信号BATCKを伝達する接続ラ
インgを介して図5のカメラ制御回路125に接続さ
れ、負入力端子が電流検出のための抵抗17に接続され
ている。さらに、トランジスタ16のコレクタからバッ
テリー情報BATDが接続ラインhを介してカメラ制御
回路125内のA/Dコンバータに電池電圧データとし
て与えられるように構成されている。FIG. 7 shows an example of the battery check circuit 124. The configuration of this circuit includes a comparator 15, a transistor 16 and a resistor 17, and a series circuit of the transistor 16 and the resistor 17 is connected in parallel to the battery 1 and the power supply capacitor 2. The output terminal of the comparator 15 is connected to the base of the transistor 16, the positive input terminal is connected to the camera control circuit 125 of FIG. 5 through the connection line g that transmits the battery check activation signal BATCK, and the negative input terminal is current detection. Is connected to the resistor 17. Further, the battery information BATD is supplied from the collector of the transistor 16 to the A / D converter in the camera control circuit 125 as battery voltage data via the connection line h.
【0055】次に、フラッシュモードでの動作を図8を
参照しつつ説明する。Next, the operation in the flash mode will be described with reference to FIG.
【0056】まず、バッテリーチェック回路124から
接続ラインhを介して開放状態での電池電圧データを検
出する。次に接続ラインgに基準電圧を与え、基準電圧
と抵抗17で決まる定電流を流し、この時の電圧が同様
に接続ラインhを介してカメラ制御回路125のA/D
コンバータに与えられることで、電池1の状態を確認す
る。したがって、ここでは電池1の内部抵抗や電池切片
及びパターンの抵抗を含むループ抵抗Rloopを求めてい
る。First, the battery voltage data in the open state is detected from the battery check circuit 124 via the connection line h. Next, a reference voltage is applied to the connection line g, and a constant current determined by the reference voltage and the resistor 17 is made to flow, and the voltage at this time is also A / D of the camera control circuit 125 via the connection line h.
The state of the battery 1 is confirmed by being supplied to the converter. Therefore, here, the loop resistance Rloop including the internal resistance of the battery 1 and the resistance of the battery segment and the pattern is obtained.
【0057】与えられる基準電圧をEi 、抵抗17の抵
抗値をR17とすれば、トランジスタ16のコレクタに
は、I0 =Ei /R17により決定する一定のコレクタ
電流が流れる。この時の電池1の内部抵抗などを含むル
ープ抵抗Rloopは、定電流が流れる以前の電池1の開放
電圧をE0 とすると、
Rloop=(E0-Ei )/I0
として求められる。Assuming that the reference voltage applied is Ei and the resistance value of the resistor 17 is R17, a constant collector current determined by I0 = Ei / R17 flows through the collector of the transistor 16. The loop resistance Rloop including the internal resistance of the battery 1 at this time is calculated as Rloop = (E0-Ei) / I0, where E0 is the open circuit voltage of the battery 1 before the constant current flows.
【0058】このようにバッテリーチェック回路124
により電池1の内部抵抗やその他の電池切片の接触抵抗
等を含むループ抵抗Rloopから電池情報を得る(ステッ
プS298)。次に、カメラ制御回路125の不揮発性
メモリであるEEPROM内容を確認する(ステップS
299)。In this way, the battery check circuit 124
Thus, the battery information is obtained from the loop resistance Rloop including the internal resistance of the battery 1 and the contact resistance of other battery sections (step S298). Next, the content of the EEPROM, which is a non-volatile memory of the camera control circuit 125, is confirmed (step S
299).
【0059】ここでのEEPROMの内容は、発振トラ
ンス8の一次ピーク電流Ipmaxを得るためのスイッチ素
子3の通電時間tのデータと後述する係数値Kである。
この実施形態では電池1の状態を加味し、通電時間tを
設定する。The contents of the EEPROM here are data of the energization time t of the switch element 3 for obtaining the primary peak current Ipmax of the oscillation transformer 8 and a coefficient value K described later.
In this embodiment, the energization time t is set in consideration of the state of the battery 1.
【0060】一次ピーク電流Ipmaxとスイッチ素子3の
通電時間tと発振トランス8の一次電流Iの関係は
Ipmax=(E0 /Rloop)*{1−exp(−Rloop*
t/L)}
L:発振トランス8の一次インダクタンス
したがって、スイッチ素子3の通電時間tは、
t=−(L/Rloop)*Ln (1−Rloop*Ipmax/E
0 )
として求められる。The relationship between the primary peak current Ipmax, the energization time t of the switch element 3 and the primary current I of the oscillation transformer 8 is Ipmax = (E0 / Rloop) * {1-exp (-Rloop *
t / L)} L: Primary inductance of the oscillation transformer 8 Therefore, the energization time t of the switch element 3 is t =-(L / Rloop) * Ln (1-Rloop * Ipmax / E
0) is required.
【0061】図9に通電時間tと一次電流Iの関係を示
す。9−aは電源である電池が新品の場合の一次電流を
示し、9−bは消耗した電池での一次電流を示す。KI
1maxは電池が新品の場合のループ抵抗Rloop1 で電池か
ら流せる最大電流値I1maxに1より小さい係数Kをかけ
たもので、
KI1max=(E0 /Rloop1 )*K
として示される。FIG. 9 shows the relationship between the energization time t and the primary current I. 9-a shows the primary current when the battery as the power source is new, and 9-b shows the primary current when the battery is exhausted. KI
1max is obtained by multiplying the maximum current value I1max that can flow from the battery by the loop resistance Rloop1 when the battery is new, by a coefficient K smaller than 1, and is shown as KI1max = (E0 / Rloop1) * K.
【0062】I1(sat)は一次電流Iにより発振トランス
8に電流飽和が発生する飽和電流を示しており、I1(sa
t)以上になると、一次電流Iが急激に上昇する。I1 (sat) indicates a saturation current at which current saturation occurs in the oscillation transformer 8 due to the primary current I, and I1 (sa)
Above t), the primary current I rises sharply.
【0063】一次ピーク電流Ipmaxは通電時間t2 の時
点の一次電流値で、EEPROMに予め入力された通電
時間t2 のデータに対応する。The primary peak current Ipmax is the primary current value at the time of the energization time t2, and corresponds to the data of the energization time t2 previously input to the EEPROM.
【0064】KI2maxは消耗電池や低温状態で電池の内
部抵抗が大きくなった場合のループ抵抗Rloop2 で電池
から流せる最大電流値I2maxに1より小さい上述と同様
の係数Kをかけたもので、
KI2max=(E0 /Rloop2 )*K
として示される。ここで、Kは0.9〜0.7程度の値
をとり、通電時間tを算出する場合の対数項を簡単化す
るために係数として表したもので、
L=Ln (1−Rloop*Ipmax/E0 )
に対応するものである。KI2max is obtained by multiplying the maximum current value I2max which can be flown from the battery by the loop resistance Rloop2 when the internal resistance of the battery becomes large in a consumable battery or a low temperature condition by a coefficient K similar to the above, which is smaller than 1, and KI2max = Shown as (E0 / Rloop2) * K. Here, K takes a value of about 0.9 to 0.7 and is expressed as a coefficient in order to simplify the logarithmic term when calculating the energization time t, and L = Ln (1-Rloop * Ipmax / E0).
【0065】図9に示されるように、電池1が比較的新
品の場合は9−aのように最大流せる一次電流に近い電
流値KI1maxが一次ピーク電流Ipmaxより大きいため、
一次ピーク電流Ipmaxに対応する通電時間t2 を一次タ
イマーの設定時間として設定する。また、電池1の抵抗
成分が大きい場合、9−bのように最大流せる電流に近
い電流値KI2maxが一次ピーク電流Ipmaxより小さくな
り、一次ピーク電流Ipmaxに達するのに時間がかかった
り、達しない場合が発生するため、電池1の抵抗成分が
大きい場合の最大流せる電流に近い電流値KI2maxが一
次タイマーの設定時間として設定される。したがって、
一次タイマーの設定時間は一次ピーク電流Ipmaxか、K
I2maxに示すように最大電流値に係数Kを掛けた電流値
にに対応する時間データのどちらか短い時間で制御され
ることとなる。As shown in FIG. 9, when the battery 1 is relatively new, the current value KI1max, which is close to the maximum primary current that can be flowed as in 9-a, is larger than the primary peak current Ipmax.
The energization time t2 corresponding to the primary peak current Ipmax is set as the setting time of the primary timer. Further, when the resistance component of the battery 1 is large, the current value KI2max close to the maximum flowable current as in 9-b becomes smaller than the primary peak current Ipmax, and it takes time to reach the primary peak current Ipmax, or when the primary peak current Ipmax is not reached. Therefore, when the resistance component of the battery 1 is large, a current value KI2max close to the maximum current that can flow is set as the set time of the primary timer. Therefore,
The setting time of the primary timer is the primary peak current Ipmax or K
As indicated by I2max, the maximum current value is multiplied by the coefficient K to control the current value corresponding to the current value, whichever is shorter.
【0066】このように一次タイマーの設定時間を設定
することで、消耗電池や低温下で内部抵抗が高くなった
状態の電池でも充電時間を短縮することが可能となる。By setting the setting time of the primary timer in this way, it is possible to shorten the charging time even for a consumable battery or a battery having a high internal resistance at low temperature.
【0067】こうして、この演算が行われ、一次タイマ
ーにより通電時間tが設定される(ステップS30
0)。次に、主コンデンサ13への充電時間が長くなっ
た場合に充電を打ち切るためのタイマである充電タイマ
ー、例えば10〜15秒程度の設定時間であるタイマー
をスタートさせ(ステップS301)、そして主コンデ
ンサ13の電圧を検出するためカメラ制御回路125よ
りハイレベルの駆動信号を接続ラインdを介して電圧検
出回路10に与え、作動させる(ステップS302)。
主コンデンサ13の電圧情報は接続ラインeを介してカ
メラ制御回路125のA/Dコンバータ入力に与えられ
る。In this way, this calculation is performed and the energization time t is set by the primary timer (step S30).
0). Next, a charging timer, which is a timer for stopping the charging when the charging time of the main capacitor 13 becomes long, for example, a timer having a set time of about 10 to 15 seconds is started (step S301), and the main capacitor In order to detect the voltage of 13, the high-level drive signal is applied from the camera control circuit 125 to the voltage detection circuit 10 via the connection line d to operate (step S302).
The voltage information of the main capacitor 13 is given to the A / D converter input of the camera control circuit 125 via the connection line e.
【0068】次に充電を開始するため、図5に示すカメ
ラ制御回路125から接続ラインaを介してスイッチ素
子3の制御電極にハイレベルのオン制御信号を与えると
同時に、一次タイマーをスタートさせる(ステップS3
03)。Next, in order to start charging, a high level ON control signal is applied from the camera control circuit 125 shown in FIG. 5 to the control electrode of the switch element 3 through the connection line a, and at the same time the primary timer is started ( Step S3
03).
【0069】このためスイッチ素子3はオンとなり、発
振トランス8の一次電流が流れ、時間と共に増加する。
一次電流を規制する一次タイマーの所定の設定時間に達
すると、すなわち一次電流Iが一次ピーク電流Ipmaxま
たは電流値KI2maxに達すると(ステップS303)、
カメラ制御回路125から接続ラインaを介して与えら
れていたハイレベルのオン制御信号はロウレベルのオフ
制御信号に切り換わり、これによりスイッチ素子3はオ
フとなる(ステップS305)。スイッチ素子3がオフ
となると、発振トランス8のエネルギー{(1/2)*
L*Ipmax*Ipmax}は発振トランス8の二次巻線Sか
ら高圧整流用ダイオード9及び主コンデンサ13を介し
て放電され、主コンデンサ13は充電され、主コンデン
サ13の電圧が上昇する。この二次巻線Sの電流放出時
間のため所定時間の経過を待つ(ステップS306)。
なお、主コンデンサ13の充電電圧情報は接続ラインe
を介してカメラ制御回路125に与えられており、内部
のA/Dコンバータによりデジタル値に変換され、マイ
コンに取り込まれて、充電が完了したかどうかが判別さ
れる(ステップS307)。ここで所定の充電完了電圧
に達していればステップS309に進み、達していなけ
ればステップS308に進む。ステップS308ではス
テップS301でスタートさせた充電タイマーがカウン
トアップしていないかを確認し(ステップS308)、
カウント中であればステップS303に戻り、カウント
アップしていればステップS310に進む。したがっ
て、充電が完了せず、充電打ち切りの時間に達していな
ければステップS303からステップS308のループ
を繰り返し、主コンデンサ13は充電される。Therefore, the switch element 3 is turned on, the primary current of the oscillation transformer 8 flows, and increases with time.
When the preset time of the primary timer that regulates the primary current is reached, that is, when the primary current I reaches the primary peak current Ipmax or the current value KI2max (step S303).
The high level ON control signal given from the camera control circuit 125 via the connection line a is switched to the low level OFF control signal, and the switch element 3 is turned off (step S305). When the switch element 3 is turned off, the energy of the oscillation transformer 8 {(1/2) *
L * Ipmax * Ipmax} is discharged from the secondary winding S of the oscillation transformer 8 via the high-voltage rectifying diode 9 and the main capacitor 13, the main capacitor 13 is charged, and the voltage of the main capacitor 13 rises. The current discharge time of the secondary winding S waits for a predetermined time to elapse (step S306).
The charging voltage information of the main capacitor 13 is the connection line e.
It is given to the camera control circuit 125 via the, is converted into a digital value by the internal A / D converter, is taken into the microcomputer, and it is determined whether charging is completed (step S307). If the predetermined charge completion voltage has been reached, the process proceeds to step S309, and if not, the process proceeds to step S308. In step S308, it is confirmed whether the charging timer started in step S301 has counted up (step S308),
If it is counting, the process returns to step S303, and if it is counting up, the process proceeds to step S310. Therefore, if the charging is not completed and the time of the charge termination is not reached, the loop of steps S303 to S308 is repeated and the main capacitor 13 is charged.
【0070】ここで充電タイマーのカウントアップ以前
に充電が完了すると、充電が完了したことを示すOKフ
ラグをたてて(ステップS309)、ステップS311
に進む。ステップS311では充電電圧の検出を停止す
るために接続ラインdの信号をハイレベルからロウレベ
ルに切り換える。次に、充電タイマーを停止する(ステ
ップS312)。また、ステップS308で主コンデン
サ13の充電完了以前に充電タイマーがカウントアップ
すると、充電が完了しない場合を示すNGフラグをたて
て(ステップS310)、ステップS311へ進み、充
電電圧の検出を停止するために接続ラインdの信号をハ
イレベルからロウレベルに切り換える。次に、充電タイ
マーを停止させ(ステップS312)、メインのルーチ
ン(図2のステップS11)に戻る。When the charging is completed before the charging timer is counted up, an OK flag indicating that the charging is completed is set (step S309), and step S311 is performed.
Proceed to. In step S311, the signal on the connection line d is switched from high level to low level in order to stop the detection of the charging voltage. Next, the charging timer is stopped (step S312). If the charging timer counts up before the charging of the main capacitor 13 is completed in step S308, an NG flag indicating that charging is not completed is set (step S310), the process proceeds to step S311, and the detection of the charging voltage is stopped. Therefore, the signal on the connection line d is switched from high level to low level. Next, the charging timer is stopped (step S312), and the process returns to the main routine (step S11 in FIG. 2).
【0071】なお、ここでは発振トランス8の種類や形
状などにより異なる一次ピーク電流Ipmaxに対応する時
間データは、同種のトランスの一次ピーク電流Ipmaxの
ばらつきデータを含む時間データで有ってもよい。Here, the time data corresponding to the primary peak current Ipmax which differs depending on the type and shape of the oscillation transformer 8 may be time data including variation data of the primary peak current Ipmax of the same type of transformer.
【0072】さらには、不揮発性メモリはEEPROM
やフラッシュメモリなどのデジタルメモリであれば、ど
のような形態のものでも良い。Furthermore, the nonvolatile memory is an EEPROM.
Any form of digital memory such as a flash memory or a flash memory may be used.
【0073】また、第1の実施形態のように電流をモニ
ターし、一次ピーク電流を設定する形態であっても、バ
ッテリーの状態を検出し、同様に係数Kを用いてD/A
コンバータにより基準電圧を制御しても良いことはいう
までもない。Further, even in the mode in which the current is monitored and the primary peak current is set as in the first embodiment, the state of the battery is detected and the coefficient K is used in the same manner for D / A.
It goes without saying that the reference voltage may be controlled by the converter.
【0074】[0074]
【発明の効果】以上説明したように、請求項1または5
に記載の本発明によれば、発振トランスによって異なる
飽和電流に対して、一次電流を飽和電流以下の所定電流
に精度良く制御することができる。As described above, according to claim 1 or 5,
According to the present invention described in (1), it is possible to accurately control the primary current to a predetermined current equal to or lower than the saturation current with respect to the saturation current that differs depending on the oscillation transformer.
【0075】さらには、請求項9記載の本発明によれ
ば、電池の状態の変化に対しても、一次電流の設定を精
度良く行うことができ、充電時間を短縮することができ
る。Further, according to the present invention as set forth in claim 9, the primary current can be accurately set even when the state of the battery changes, and the charging time can be shortened.
【図1】本発明の第1の実施形態である、コンデンサの
フライバック式昇圧回路を備えた電子閃光装置及びカメ
ラの回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an electronic flash device and a camera including a flyback booster circuit for a capacitor, which is a first embodiment of the present invention.
【図2】図1の電子閃光装置及びカメラの動作を示すフ
ローチャートである。FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the electronic flash device and camera of FIG.
【図3】図2のフラッシュモードを示すフローチャート
である。FIG. 3 is a flowchart showing a flash mode of FIG.
【図4】図1のフライバック式昇圧回路の各部の波形を
示す図である。FIG. 4 is a diagram showing waveforms at various parts of the flyback booster circuit shown in FIG.
【図5】本発明の第2の実施形態である、コンデンサの
フライバック式昇圧回路を備えた電子閃光装置及びカメ
ラの回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of an electronic flash device and a camera including a flyback booster circuit of a capacitor, which is a second embodiment of the present invention.
【図6】図5の電子閃光装置及びカメラの動作を示すフ
ローチャートである。6 is a flowchart showing the operation of the electronic flash device and the camera of FIG.
【図7】図5のバッテリーチェック回路の一例を示す回
路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of the battery check circuit of FIG.
【図8】本発明の第3の実施形態である電子閃光装置及
びカメラの動作を示すフローチャートである。FIG. 8 is a flowchart showing the operations of the electronic flash device and the camera according to the third embodiment of the present invention.
【図9】本発明の第3の実施形態における発振トランス
の一次電流とその通電時間の関係を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a relationship between a primary current of an oscillating transformer and its energization time in a third embodiment of the present invention.
1 電池 2 電源コンデンサ 3 スイッチ素子 5 電流検出抵抗 6 コンパレータ 8 発振トランス 10 電圧検出回路 12 閃光放電管 13 主コンデンサ 124 バッテリーチェック回路 125 カメラ制御回路 1 battery 2 power capacitors 3 switch elements 5 Current detection resistor 6 comparator 8 oscillation transformer 10 Voltage detection circuit 12 Flash discharge tube 13 Main capacitor 124 Battery check circuit 125 camera control circuit
Claims (10)
電流が所定電流となった時に一次電流を遮断して、前記
発振トランスの二次側に昇圧された電圧を発生させ、コ
ンデンサを充電するコンデンサのフライバック式昇圧回
路において、予めデジタルメモリに記憶されたデータに
より前記所定電流を変更することを特徴とするコンデン
サのフライバック式昇圧回路。1. A primary current of an oscillating transformer is detected, the primary current is cut off when the primary current reaches a predetermined current, a boosted voltage is generated on the secondary side of the oscillating transformer, and a capacitor is charged. A flyback booster circuit for a capacitor, wherein the predetermined current is changed according to data stored in advance in a digital memory.
は、前記発振トランスの形状や種類により決定する飽和
電流に係わるデータであることを特徴とする請求項1記
載のコンデンサのフライバック式昇圧回路。2. The flyback booster circuit for a capacitor according to claim 1, wherein the data stored in the digital memory is data relating to a saturation current determined by the shape and type of the oscillation transformer.
は、前記発振トランスのばらつきにより決定する飽和電
流に係わるデータであることを特徴とする請求項1記載
のコンデンサのフライバック式昇圧回路。3. The capacitor flyback booster circuit according to claim 1, wherein the data stored in the digital memory is data related to a saturation current determined by variations in the oscillation transformer.
和電流以下の所定電流であることを特徴とする請求項1
記載のコンデンサのフライバック式昇圧回路。4. The predetermined current is a predetermined current equal to or lower than a saturation current of the oscillation transformer.
Flyback type booster circuit of the described capacitor.
り設定される所定時間通電させ、前記所定時間後に一次
電流を遮断して、前記発振トランスの二次側に昇圧され
た電圧を発生させ、コンデンサを充電するコンデンサの
フライバック式昇圧回路において、予めデジタルメモリ
に記憶されたデータにより前記所定時間を変更すること
を特徴とするコンデンサのフライバック式昇圧回路。5. The primary current of the oscillating transformer is energized for a predetermined time set by a timer, the primary current is cut off after the predetermined time, a boosted voltage is generated on the secondary side of the oscillating transformer, and a capacitor is connected. A flyback booster circuit for charging a capacitor, wherein the predetermined time is changed according to data stored in advance in a digital memory.
は、前記発振トランスの形状や種類により決定する飽和
電流に係わる時間データであることを特徴とする請求項
5記載のコンデンサのフライバック式昇圧回路。6. The flyback booster circuit for a capacitor according to claim 5, wherein the data stored in the digital memory is time data relating to a saturation current determined by the shape and type of the oscillation transformer. .
は、前記発振トランスのばらつきにより決定する飽和電
流に係わる時間データと、前記発振トランスのインダク
タンスに係わるデータの両方か、いずれか一方であるこ
とを特徴とする請求項5記載のコンデンサのフライバッ
ク式昇圧回路。7. The data stored in the digital memory is either time data related to a saturation current determined by variations in the oscillation transformer or both data related to the inductance of the oscillation transformer. The flyback type booster circuit of the capacitor according to claim 5.
流を超えない範囲の時間であることを特徴とする請求項
5記載のコンデンサのフライバック式昇圧回路。8. The capacitor flyback booster circuit according to claim 5, wherein the predetermined time is within a range in which the primary current does not exceed a saturation current.
により変更されることを特徴とする請求項5記載のコン
デンサのフライバック式昇圧回路。9. The flyback type booster circuit for a capacitor according to claim 5, wherein the predetermined time is changed depending on a state of a battery as a power source.
係わるデータは、前記発振トランスのばらつきを係数で
表わしたデータであることを特徴とする請求項7に記載
のコンデンサのフライバック式昇圧回路。10. The flyback type booster circuit for a capacitor according to claim 7, wherein the data relating to the inductance of the oscillation transformer is data representing a variation of the oscillation transformer by a coefficient.
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