JP2003051763A - Receiver used for spread frequency multiplex transmission system and its channel estimation method - Google Patents

Receiver used for spread frequency multiplex transmission system and its channel estimation method

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JP2003051763A JP2001241134A JP2001241134A JP2003051763A JP 2003051763 A JP2003051763 A JP 2003051763A JP 2001241134 A JP2001241134 A JP 2001241134A JP 2001241134 A JP2001241134 A JP 2001241134A JP 2003051763 A JP2003051763 A JP 2003051763A
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Takashi Kinouchi
孝 木ノ内
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Toshiba Corp
株式会社東芝
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain an excellent reception characteristic independently of a fluctuating speed of received power even when the received power of a pilot channel is small.
SOLUTION: Fluctuations in average power of a received signal depend on an averaging period and a fluctuation speed of the received signal. First when the averaging period is decreased, the fluctuation in the average power has the same tendency as instantaneous fluctuation and as the fluctuation speed of the received signal is slower, fluctuations in the average power is more reduced. Further, when the averaging period is extended, the fluctuation in the average power has the same tendency as long term fluctuation, and as the fluctuation speed of the received signal is slower, the fluctuation in the averaged power gets larger. The above natures are utilized, the fluctuation speed of the received signal is estimated from the fluctuation of the average power of a pilot channel and when the fluctuation speed of the received signal is slow, the averaging period of the channel estimation value is controlled longer. Thus, the SNR of the channel estimation value is improved, even when the received power of the pilot channel is small, an excellent characteristic can be obtained.
COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 【0001】 【発明の属する技術分野】本発明は、符号分割多元接続(CDMA:Code Division Multiple Access)や符号分割多重(CDM:Code Division Multiplex)伝送技術を利用した周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置とその伝送路応答推定方法に関する。 BACKGROUND OF THE INVENTION [0001] [Technical Field of the Invention The present invention is, code division multiple access (CDMA: Code Division Multiple Access) or code division multiplexing (CDM: Code Division Multiplex) frequency utilizing transmission technology receiving used spreading multiplex transmission system device and its channel response estimation methods. 【0002】 【従来の技術】CDMA通信方式は、米国のディジタル移動電話標準の一つ(IS-95)となり、さらに、日本の次世代ディジタル移動通信方式として検討されているW [0002] CDMA communication system, the United States of one digital mobile telephone standard (IS-95), and the further, W being considered as a next-generation digital mobile communication system in Japan
−CDMA(Wide-band CDMA)方式や、ITUで標準化作業が進められているディジタル移動通信方式(IMT-20 -CDMA (Wide-band CDMA) system or a digital mobile communication system which standardization work is underway in ITU (IMT-20
00)として検討されている。 00) has been studied as. さらに、CDM伝送方式は、2.6GHz帯を利用した衛星ディジタル放送の無線伝送方式として検討されている。 Moreover, CDM transmission scheme is being considered as the radio transmission method of the digital satellite broadcasting using 2.6GHz band. 【0003】上記のようなCDMA通信システムの下りチャネルまたはCDM放送システム(以下、通信システムで総称する)では、同報または個別チャネルと共通パイロットチャネルをそれぞれ周波数拡散後、同一周波数帯域に多重させて送信する。 [0003] downlink channel or CDM broadcasting system of the above-described CDMA communication system (hereinafter, occasionally represented by a communication system), the following respective frequencies spread common pilot channels and broadcast or dedicated channel, by multiplexed to the same frequency band Send. 共通パイロットチャネルは既知のデータ列による信号であり、復調の際、受信信号のタイミング、位相、強度を推定(伝送路応答推定:Ch Common pilot channel is a signal with known data sequence, the time of demodulation, the received signal timing, phase, intensity estimates (channel estimator: Ch
annel Estimation)するために使用される。 Is used to annel Estimation) to. この場合、 in this case,
同報または個別チャネルは、該当する受信装置において、受信電力が最適になるように送信電力が制御されるが、共通チャネルは全ての受信装置で使用されるため、 Since the broadcast or dedicated channel, a receiving apparatus appropriate, although the transmission power is controlled so that the received power is optimized, to be used in all common channel of the receiving device,
受信環境により送信電力が異なる。 Transmit power by the reception environment is different. 【0004】 【発明が解決しようとする課題】ところで、上記した従来の周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置おいては、伝送路応答の推定を行う平均化時間を固定または平均受信電力で制御する方法をとっている。 [0004] [SUMMARY OF THE INVENTION Incidentally, the keep receiving apparatus used in a conventional spread spectrum multiplex transmission system described above, fixed or controlled by the average received power averaging time to estimate the channel response It has taken a how to. このため、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合、フェージングによる受信電力の変動速度が遅いと、伝送路応答推定値のSNRの小さい期間が生じてしまい、個別チャネルの電力を送信電力制御により大きくしても一定以上の特性が得られない、逆に受信電力の変動速度が速いと、伝送平均化時間内の変動により特性が劣化してしまう等の問題があった。 Therefore, when the received power of the pilot channel is small, the slow changing speed of the received power due to fading, will occur is small periods of SNR of the transmission channel response estimation value, by increasing the transmission power control power of the dedicated channel also can not be obtained above a certain characteristic, the fast changing speed of the received power in the reverse, the characteristics has a problem such as deteriorated by variations in the transmission averaging time. 【0005】さらに、上記した従来の伝送システムにおいては、重み計算によって伝送路応答推定値を不変的に非正規化または正規化する方法をとっている。 [0005] Further, in the conventional transmission systems described above, taking a method of permanently denormalized or normalized channel response estimate by the weight calculation. このため、逆拡散復調後に軟判定誤り訂正復号を行う場合、パイロットチャネルの受信電力の大小によって、軟判定データの重み付けが適切に行われず、復号後の特性が劣化する等の問題があった。 Therefore, when performing soft-decision error correction decoding after despreading demodulation, the magnitude of the received power of the pilot channel, the weighting of soft decision data is not properly performed, characteristics after decoding there is a problem such that deterioration. 【0006】そこで本発明は、上記の問題を解決し、パイロットチャネルの受信電力の大小に関わらず、受信後の特性劣化を防止することのできる周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置とその伝送路応答推定方法を提供することを目的とする。 [0006] The present invention is to solve the above problems, regardless of the received power of the pilot channel, and a receiver for use in frequency spreading multiplex transmission system capable of preventing the characteristic degradation after receiving the transmission and to provide a road response estimation methods. 【0007】特に、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合でも、受信電力の変動速度によらず良好な受信特性が得られる周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置とその伝送路応答推定方法を提供することを第1の目的とし、パイロットチャネルの受信電力の大小に関わらず、軟判定誤り訂正復号後の特性を良好にすることのできる周波数拡散多重伝送システムの受信装置とその伝送路応答推定方法を提供することを第2の目的とする。 [0007] In particular, even when the reception power of the pilot channel is small, to provide a receiving device and its channel response estimation method used spread spectrum multiplexing transmission system excellent reception characteristic without depending on the variation rate of the received power is obtained a first object thereof, regardless of the received power of the pilot channel, the receiving apparatus of the spread spectrum multiplex transmission system capable of improving the properties after soft-decision error correction decoding and the channel response estimation process providing a second object. 【0008】 【課題を解決するための手段】(1)本発明に係る周波数拡散多重伝送システムの受信装置は、以下の構成により上記第1の目的を達成する。 [0008] [Means for Solving the Problems] (1) receiver of the spread spectrum multiplex transmission system according to the present invention achieves the first object by the following constitutions. 【0009】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を所定の平均化期間で既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求め、この推定値に基づいて任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列をRAKE合成する受信装置において、前記パイロットチャネルの受信電力または受信位相を計測する電力・位相計測手段と、この手段で計測された受信電力または [0009] The pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, frequency spreading multiplex transmission system for transmitting a frequency spread multiplexed signal multiplexed in the same frequency band used, the frequency pilot channel from a reception output of the spread multiplexed signal and any of the information channel data sequence despread demodulation respectively, known data sequence despread demodulated data sequence at a predetermined averaging period of the pilot channel compared to obtain the channel response estimate from the comparison result, in a receiving apparatus for RAKE combining the despread demodulated data sequence of any information channel based on the estimated value, the reception power or reception phase of the pilot channel a power and phase measurement means for measuring received power or measured by this means 信位相を用いて受信信号が変動する速度を推定する変動速度推定手段と、この手段で推定された変動速度に応じて前記伝送路応答推定値の平均化期間を適応的に制御する平均化期間制御手段とを具備する構成とする。 A variation speed estimation means for estimating a speed varying received signal using a signal phase, averaging period for adaptively controlling the averaging period of the transmission channel response estimation value according to the variation rate estimated by the means a structure in which and a control unit. 【0010】(2)本発明に係る周波数拡散多重伝送システムの受信装置の伝送路応答推定方法は、以下の処理ステップを備えることにより、第1の目的を達成する。 [0010] (2) transmission path response estimation method of a receiving apparatus of the spread spectrum multiplex transmission system according to the present invention includes the following processing steps, to achieve the first object. 【0011】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列に基づく伝送路応答推定値に基づいて任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列をRAKE合成する受信装置の伝送路応答推定方法において、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を所定の平均化期間で既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求める比較ステップと、前記パイロットチャネ [0011] The pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, frequency spreading multiplex transmission system for transmitting a frequency spread multiplexed signal multiplexed in the same frequency band used, the frequency data sequence of the pilot channel and any information channel from the reception output of the spread multiplexed signal by despreading the demodulated respectively, optionally based on the channel response estimate based on the despread demodulated data sequence of the pilot channel in channel response estimation method of a receiving apparatus despreads the demodulated data sequence of the information channel RAKE synthesizing said despread demodulated data sequence of the pilot channel as compared to the known data sequence at a predetermined averaging period, the result of the comparison a comparison step of determining the channel response estimate from the pilot channelization の受信電力または受信位相を計測する電力・位相計測ステップと、このステップで計測された受信電力または受信位相を用いて受信信号が変動する速度を推定する変動速度推定ステップと、このステップで推定された変動速度に応じて前記伝送路応答推定値の平均化期間を適応的に制御する平均化期間制御ステップとを具備する。 A power and phase measurement step of measuring a received power or reception phase of a variation speed estimation step of estimating a velocity varying received signal by using the received power measured in steps or receive phase, estimated in this step comprising an averaging period control step of adaptively controlling the averaging period of the transmission channel response estimation value according to the variation speed. 【0012】上記構成では、受信信号の変動する速度が遅い場合は伝送路応答推定値の平均化期間を長くし、速い場合は平均化期間を短くすることになるから、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合でも、受信信号の変動速度によらず良好な受信特性を得られるようになる。 [0012] In the above arrangement, when the speed of variation of the received signal is slow a longer averaging period of the transmission channel response estimates, from The faster will shorten the averaging period, the received power of the pilot channel even if small, so that for good reception characteristics irrespective of the fluctuation speed of the received signal. 【0013】(3)本発明に係る周波数拡散多重伝送システムの受信装置は、以下の構成により第2の目的を達成する。 [0013] (3) receiving apparatus for spread spectrum multiplex transmission system according to the present invention achieves the second object by the following constitutions. 【0014】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求め、前記任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列について、その逆拡散出力の大きさと前記伝送路応答推定値の大きさに基づいて軟判定誤り訂正復号を行う受信装置において、 [0014] The pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, frequency spreading multiplex transmission system for transmitting a frequency spread multiplexed signal multiplexed in the same frequency band used, the despread demodulation respectively pilot channel and any information channel data sequence from the reception output of the frequency spread multiplexed signal, compares the despread demodulated data sequence of the pilot channel with a known data sequence, the comparison results calculated channel response estimate from the despread demodulated data sequence of the arbitrary information channel, it performs soft-decision error correction decoding based on the magnitude of the size and the channel response estimate for the despread output received in the device,
受信信号の伝搬経路ごとに前記パイロットチャネルの受信電力を計測する受信電力計測手段と、この手段で計測された受信電力と別途定められたしきい値とを比較し、 Wherein comparing the received power measuring means for measuring the received power of the pilot channel, the received power measured by this means and otherwise-determined threshold values ​​for each propagation path of the received signal,
その比較結果に基づいて、前記伝搬経路ごとの伝送路応答推定値の電力和が一定の値となるように規格化するか否かを適応的に決定する規格化決定手段とを具備する構成とし、前記規格化決定手段で前記伝送路応答推定値を規格化することが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力の大きさのみで軟判定データの重み付けを行い、規格化しないことが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力と前記伝送路応答推定値の両方で軟判定データの重み付けを行うようにする。 Based on the comparison result, a structure comprising a normalization determination unit for power sum of channel response estimates for each of the propagation paths are adaptively determined whether normalized to a constant value , when it is determined to normalize the channel response estimation value in the normalized determination means, wherein the information size of the despread output of the channel only performs weighting of soft decision data, it may not normalized determined when, to perform the weighting of soft decision data in both of the despread output and the channel response estimate of the information channel. 【0015】(4)本発明に係る周波数拡散多重伝送システムの受信装置の伝送路応答推定方法は、以下の処理ステップを備えることにより、第2の目的を達成する。 [0015] (4) the channel response estimation method of a receiving apparatus of the spread spectrum multiplex transmission system according to the present invention includes the following processing steps, to achieve the second object. 【0016】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求め、前記任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列について、その逆拡散出力の大きさと前記伝送路応答推定値の大きさに基づいて軟判定誤り訂正復号を行う受信装置の伝送路応答推定方法において、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を既知 [0016] The pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, frequency spreading multiplex transmission system for transmitting a frequency spread multiplexed signal multiplexed in the same frequency band used, the despread demodulation respectively pilot channel and any information channel data sequence from the reception output of the frequency spread multiplexed signal, compares the despread demodulated data sequence of the pilot channel with a known data sequence, the comparison results calculated channel response estimate from the despread demodulated data sequence of the arbitrary information channel, it performs soft-decision error correction decoding based on the magnitude of the size and the channel response estimate for the despread output received the transmission channel response estimation method of the apparatus, the despread demodulation data sequence of the pilot channel known データ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求める比較ステップと、受信信号の伝搬経路ごとに前記パイロットチャネルの受信電力を計測する受信電力計測ステップと、このステップで計測された受信電力と別途定められたしきい値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記伝搬経路ごとの伝送路応答推定値の電力和が一定の値となるように規格化するか否かを適応的に決定する規格化決定ステップとを具備し、前記規格化決定手段で前記伝送路応答推定値を規格化することが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力の大きさのみで軟判定データの重み付けが行われ、規格化しないことが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力と前記伝送路応答推定値の両方で軟判定データの重み付けが行われるようにす Compared with the data sequence, a comparison step of determining the channel response estimate from the comparison result, the received power measuring step of measuring the received power of the pilot channel for each propagation path of the received signal, the received measured in step comparing the threshold value that is separately determined and power, based on the comparison result, adaptive whether normalized so the sum of electric power transmission channel response estimate for each of the propagation paths is a constant value manner determined and a normalized determining step of, when it normalizing the channel response estimate is determined by the normalized determining means, soft-decision only by the size of the despread output of the information channel weighting of the data is performed, when it is not normalized is determined, be such weighting of soft decision data is performed in both of the transmission channel response estimation value and the despread output of the information channel . 【0017】上記構成では、パイロットチャネルの受信電力が大きい場合は、伝送路応答推定値の変動の影響を取り除き、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合は、伝送路応答推定値により重み付けすることになり、 [0017] In the above configuration, when the reception power of the pilot channel is large, it removes the effects of changes in channel response estimation value, if the received power of the pilot channel is small, will be weighted by the channel response estimation value ,
パイロットチャネルの受信電力の大小に関わらず、軟判定誤り訂正復号後の特性を良好にすることが可能となる。 Regardless of the received power of the pilot channel, it is possible to improve the properties after soft-decision error correction decoding. 【0018】 【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Hereinafter, with reference to the drawings, embodiments of the present invention will be described in detail. 【0019】図1は、本発明が適用されるCDMA通信システムの送信装置の構成例を示すブロック図である。 [0019] FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a transmitting device of a CDMA communication system to which the present invention is applied.
この送信装置は、1個のパイロットチャネル、m個の同報チャネルi(i=1,2,…,m)、n個の個別チャネルj(j=1,2,…,n)を、それぞれ拡散器11 The transmitting device, one of the pilot channel, m pieces of broadcast channel i (i = 1,2, ..., m), n pieces of individual channels j (j = 1,2, ..., n) and, respectively, diffuser 11
p,11bi,11djにてチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列で乗算することにより周波数拡散し、乗算器12p,12bi,12djにて出力利得を示す係数Gp,Gbi,Gdjを乗算する。 p, 11Bi, and frequency spreading by multiplying the spreading sequence faster than the data transmission rate of the channel speed at 11Dj, multiplier 12p, multiplies 12Bi, coefficients indicating the output gain at 12dj Gp, Gbi, the Gdj. そして、 And,
各チャネルの乗算結果を多重器13にて線形加算して同一周波数帯域に多重し、無線器14にて直交変調、波形整形、周波数変換、電力増幅を施し、アンテナ15から送出する。 Multiplexed to the same frequency band multiplication results of the respective channels by linear addition at multiplexer 13, quadrature modulator in a radio unit 14, waveform shaping, frequency conversion, subjected to power amplification, transmitted from the antenna 15. 拡散器及び乗算器は、多重するチャネル数分を備える。 Diffuser and the multiplier is provided with a number of channels to be multiplexed. 【0020】パイロットチャネルは、予め規定されたデータ列で、受信装置において既知であり、他のチャネルを受信するための基準タイミング及び基準位相を抽出するために利用される。 The pilot channel is a predefined data sequence, is known in the receiver, it is used to extract the reference timing and the reference phase for receiving the other channels. 同報チャネルiは、複数の受信装置に対して送信されるデータ列である。 Broadcast channel i is the data sequence to be transmitted to a plurality of receiving devices. 個別チャネルj Individual channel j
は、特定の受信装置に対して送信されるデータ列である。 Is a data sequence to be transmitted to a particular receiver. 各チャネルは、各々同相成分及び直交位相成分を持つ。 Each channel has a respective inphase and quadrature phase component. 【0021】図2は、図1における拡散器11p(11 [0021] Figure 2, diffuser 11p in FIG. 1 (11
bi,11djも同様)の構成例を示すブロック図である。 bi, a block diagram illustrating a configuration example of same) 11dj. 拡散器11pは、CC発生器111、SC発生器1 Diffuser 11p is, CC generator 111, SC generator 1
12、乗算器113,114により構成される。 12, constituted by the multiplier 113 and 114. 【0022】CC発生器111は、チャネライゼーションコード(以下、CC)を発生する。 [0022] CC generator 111, a channelization code (hereinafter, CC) for generating. CCとしては、アダマール系列やウォルシュ系列のような直交符号を使用し、チャネルごとに異なるCCを使用する。 The CC, using orthogonal codes such as Hadamard sequences and Walsh sequences, using different CC for each channel. 【0023】SC発生器112は、スクランブリングコード(以下、SC)を発生する。 The SC generator 112, a scrambling code (hereinafter, SC) generates. SCとしては、M系列やGold系列のような擬似ランダム系列を使用し、全てのチャネルで共通のSCを使用する。 The SC, using a pseudo random sequence, such as M-sequence or Gold sequence, using a common SC for all channels. また、同相成分及び直交位相成分に異なる系列を使用する。 Also, use a different sequence in-phase component and a quadrature phase component. 【0024】本CDMA通信システムでは、上記CC及びSCの速度は、同一にする。 [0024] In the present CDMA communication system, the speed of the CC and SC are identical. また、CCの繰り返し周期は、入力データ列のシンボル長と同一とし、入力データ列の伝送速度に反比例するものとする。 Further, the repetition period of the CC is set equal to the symbol length of the input data sequence shall be inversely proportional to the rate of the input data sequence. さらに、CC In addition, CC
の周期は、例えば4から256までの2のべき乗とすることが望ましい。 The period is, for example, it is desirable that the power of two from 4 to 256. 一方、SCの繰り返し周期は、38, On the other hand, the repetition period of the SC, 38,
400のように、CCの周期より長くする。 Like the 400, longer than the period of the CC. 【0025】乗算器113,114は、入力データ列にCC及びSCを複素乗算する。 [0025] The multiplier 113 and 114, the CC and SC complex multiplication to the input data string. 【0026】図3は、図2における乗算器113,11 [0026] FIG. 3 is a multiplier in FIG. 2 113,11
4の構成例を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration example of a 4. 図3において、A In FIG. 3, A
1〜A4は複素乗算器、A5,A6は加算器、A7は符号反転器である。 1~A4 the complex multiplier, A5, A6 adder, A7 is the sign inverter. この回路構成では、一方の入力値の同相成分をDI、直交位相成分をDQ、他方の入力値の同相成分をAI、直交位相成分をAQ、出力値の同相成分をTI、直交位相成分をTQとすると、 TI=DI×AI−DQ×AQ TQ=DI×AQ+DQ×AI の関係が成り立つ。 In this circuit configuration, the in-phase component of one input value DI, the quadrature phase component DQ in-phase component of the other input values ​​AI, AQ quadrature component, the phase component of the output values ​​TI, the quadrature phase component TQ When the relationship TI = DI × AI-DQ × AQ TQ = DI × AQ + DQ × AI holds. 【0027】図4は、上記CDMA通信システムの受信装置の構成例を示すブロック図である。 [0027] FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of a reception device of the CDMA communication system. この受信装置は、アンテナ21で受信したCDMA信号を無線器22 The receiver, wireless device a CDMA signal received by the antenna 21 22
に入力して、電力増幅、周波数変換、波形整形、直交復調した後、所望のチャネル数(ここでは、それぞれ1個のパイロットチャネル、同報チャネル、個別チャネルの合計3チャネルをRAKE合成用として2系統とした6 Type 2, power amplification, frequency conversion, waveform shaping, after quadrature demodulation, the desired number of channels (here, one pilot channel, respectively, broadcast channel, a total of three channels of the individual channel as a RAKE synthesis It was the system 6
チャネルとする)の逆拡散器231〜236に入力し、 Input to despreader 231 to 236 of the channel),
所望のチャネルに対応する拡散系列を用いて逆拡散復調する。 Despread demodulation using a spreading sequence corresponding to a desired channel. このとき、タイミング推定器24に無線器22の復調信号を入力し、各チャネルのパス遅延時間を推定して復調出力のタイミングを求め、各逆拡散器231〜2 At this time, the timing estimator 24 inputs the demodulated signal of the radio unit 22 obtains the timing of the demodulation output by estimating the path delay of each channel, each despreader 231-2
36の出力を同一タイミングとなるように制御する。 The output of 36 is controlled to be the same timing. 【0028】逆拡散器231,232ではパイロットチャネルを逆拡散復調する。 The despread demodulation pilot channels in despreader 231 and 232. この復調データ列については平均化器251,252によって既知のデータ列との比較結果を平均化した後、重み計算器26で後述の手法により伝送路応答推定値を求め、この推定値に基づいて合成器271,272の合成の割合を決定する。 After averaging the comparison result of the known data sequence by the averaging unit 251, 252 for the demodulated data sequence to obtain the channel response estimate by a method described later in the weight calculator 26, based on the estimated value determining the proportion of synthesis of the combiner 271 and 272. 【0029】逆拡散器233,234ではm個の同報チャネルから所望の1チャネルを選択して逆拡散復調する。 The despread demodulated by selecting a desired one channel from despreader 233 and 234 in the m broadcast channel. これらの復調データ列については合成器271で伝送路応答推定値に基づいて重み付けしてRAKE合成し、同報チャネル出力とする。 These demodulated data sequence by weighting based on the channel response estimate in combiner 271 and RAKE combining, and broadcast channel output. また、逆拡散器235, In addition, despreader 235,
236ではn個の個別チャネルから所望の1チャネルを選択して逆拡散復調する。 236 In the n individual channel by selecting a desired one channel despreading demodulation. これらの復調データ列については合成器272で伝送路応答推定値に基づいて重み付けしてRAKE合成し、個別チャネル出力とする。 These demodulated data sequence and RAKE combining by weighting based on the channel response estimate in combiner 272, and the individual channel output. 【0030】尚、逆拡散器及び合成器の個数は、図4に示す個数に限定されるものではなく、所望のチャネルごとに用意する。 [0030] The number of despreaders and the synthesizer is not intended to be limited to the number shown in FIG. 4, is prepared for each desired channel. また、CDMA通信システムでは、無線伝搬におけるマルチパス毎に逆拡散復調し、復調結果のタイミングをそろえて線形合成するいわゆる「RAK Further, in a CDMA communication system, despreading demodulation for each multipath in the radio propagation, so-called "RAK linearly combining aligning the timing of the demodulation result
E」受信が可能である。 E "reception is possible. RAKE受信では、チャネル当たりの逆拡散器の数が多いほど、受信特性が向上する。 The RAKE receiver, the greater the number of despreaders per channel is large, the reception characteristics are improved.
さらに、平均化器は、チャネル当たりの逆拡散器の数だけ必要となる。 Furthermore, averager is required for the number of despreaders per channel. 【0031】上記構成による受信装置において、各ブロックの具体的な構成を説明する。 [0031] In the receiving apparatus having the above arrangement will be described a specific configuration of each block. 【0032】図5は、図4におけるタイミング推定器2 [0032] FIG. 5 is a timing estimator 2 in FIG. 4
4の構成例を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration example of a 4. このタイミング推定器24は、相関器241、ピーク検出器242により構成される。 The timing estimator 24 is composed of a correlator 241, peak detector 242. 相関器241は、無線器22の出力信号と、パイロットチャネルにCC及びSCを乗算した波形との相関を求める。 Correlator 241 obtains an output signal of the radio unit 22, a correlation between the waveform obtained by multiplying the CC and SC to the pilot channel. 相関器241の出力には鋭いピークが現れるが、マルチパス環境では、複数のピークが現れる。 Sharp peak appears in the output of the correlator 241, but in a multipath environment, a plurality of peaks appear. ピーク検出器242は、上記ピークを検出したタイミングを求め、各逆拡散器231〜236に通知する。 Peak detector 242 determines the timing of detection of the peak, and notifies the respective despreaders 231 to 236.
相関器241の出力は、ノイズや干渉波の影響を受けるので、大きくかつ周期的に現れるピークのタイミングを求める。 The output of the correlator 241 is affected by noise or interference waves, obtains the timing of the large and appears periodically peaks. 【0033】図6は、図4における逆拡散器231(2 [0033] FIG. 6 is reversed in Fig. 4 diffuser 231 (2
32〜236についても同様)の構成例を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration example of the same) also 32-236. この逆拡散器231は、SC発生器23a、 The despreader 231, SC generator 23a,
CC発生器23b、乗算器23c,23d、積分器23 CC generator 23b, a multiplier 23c, 23d, the integrator 23
e、サンプリング器23f、遅延器23gにより構成される。 e, the sampling unit 23f, constituted by a delay unit 23 g. 【0034】SC発生器23aは、送信装置で発生したSCと同一のSCを発生する。 The SC generator 23a generates the same SC and generated SC in the transmission device. SCを発生するタイミングは、タイミング推定器24によって制御される。 Timing for generating the SC is controlled by the timing estimator 24. SC SC
の同相成分と直交位相成分が異なる場合は、直交位相成分を反転する。 If the in-phase component and a quadrature phase component are different, it inverts the quadrature phase component. CC発生器23bは、送信装置で発生したCCのうち、受信すべきチャネルに対応するCCを発生する。 CC generator 23b, of the CC generated by the transmitting device, generates a CC corresponding to the channel to be received. CCを発生するタイミングは、タイミング推定器24によって制御される。 Timing for generating the CC is controlled by a timing estimator 24. 【0035】乗算器23c,23dは、無線器の出力信号にSC及びCCを複素乗算するもので、その構成は図3に示したものと同様である。 The multiplier 23c, 23d is for complex multiplication of the SC and CC to the output signal of the radio unit, the configuration is the same as that shown in FIG. 積分器23eは、乗算器23dの出力信号をCCの1周期の期間にわたって積分する。 Integrator 23e is an output signal of the multiplier 23d for integrating over a period of one cycle of the CC. 積分の初期化タイミングは、タイミング推定器2 Initialization timing of integration, timing estimator 2
4によって制御される。 4 is controlled by the. サンプリング器23fは、積分器23eの積分終了時にサンプリングする。 Sampling unit 23f, the sampling at the end of integration of the integrator 23e. サンプリングのタイミングは、タイミング推定器24によって制御される。 The timing of the sampling is controlled by the timing estimator 24. 遅延器23gは、他の逆拡散器232〜236 Delayer 23g, the other despreaders 232-236
の出力信号とのタイミングを揃えるためのタイミング調整を行う。 Performing timing adjustment for aligning the timing of the output signal. その遅延時間は、タイミング推定器24によって制御される。 The delay time is controlled by the timing estimator 24. 【0036】図7は、図4における平均化器251(2 [0036] Figure 7, the averaging unit 251 in FIG. 4 (2
52についても同様)の構成例を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration example of the same) also 52. 平均化器251は、パイロットチャネル発生器25 Averager 251, pilot channel generator 25
a、乗算器25b、積分器25c、サンプリング器25 a, the multiplier 25b, an integrator 25c, sampler 25
d、平均化時間算出器25eにより構成される。 d, constituted by averaging time calculator 25e. 【0037】パイロットチャネル発生器25aは、規定されたパイロットチャネルのデータ列を発生する。 The pilot channel generator 25a generates a data row of prescribed pilot channel. 乗算器25bは、パイロットチャネルを受信する逆拡散器2 The multiplier 25b may despreader 2 for receiving the pilot channel
31の出力信号と、パイロットチャネルのデータ列の、 And 31 an output signal of the data sequence of the pilot channel,
同相成分及び直交位相成分同士を乗算する。 Multiplying the in-phase component and quadrature component with each other. 積分器25 The integrator 25
cは、乗算器25bの出力信号を積分する。 c integrates the output signal of the multiplier 25b. 積分の初期化タイミングは、平均化時間算出器25eによって制御される。 Initialization timing of the integration is controlled by the averaging time calculator 25e. サンプリング器25dは、積分器25cの積分終了時にサンプリングする。 Sampler 25d is sampled at integration end of the integrator 25c. サンプリングのタイミングは、平均化時間算出器25eによって制御される。 The timing of the sampling is controlled by the averaging time calculator 25e. 【0038】平均化時間算出器25eは、積分器25c [0038] averaging time calculator 25e is, the integrator 25c
の初期化タイミング及びサンプリング器25dのサンプリングタイミングを制御する。 Controlling the sampling timing of the initialization timing and sampling unit 25d. 初期化及びサンプリングの間隔は、固定値とするか、逆拡散器231の出力の平均電力により変化させる。 Interval of the initialization and sampling, either a fixed value, changing the average power of the output of the despreader 231. 具体的には、平均電力が小さいほど間隔が長くなるようにすれば、信号電力対雑音比(SNR:Signal to Noise Ratio)を大きくすることができる。 Specifically, if such interval as the average power is low becomes longer, the signal power to noise ratio (SNR: Signal to Noise Ratio) can be increased. 【0039】図8は、図4における重み計算器26の構成例を示すブロック図である。 [0039] FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the weight calculator 26 in FIG. 4. この重み計算器26は、 The weight calculator 26,
重み制御器261、乗算器262,263、位相補正器264,265、複素共役器266,267により構成される。 Weight controller 261, multipliers 262 and 263, phase corrector 264 and 265, constituted by a complex conjugator 266, 267. 【0040】重み制御器261は、パイロットチャネルを受信する逆拡散器231,232の出力信号の電力和を算出し、固定値または電力和に反比例する値を重み係数として出力する。 The weight controller 261 calculates the sum of electric power of the output signal of the despreader 231 and 232 for receiving the pilot channel, and outputs a value that is inversely proportional to a fixed value or power sum as a weight factor. 乗算器262,263は、逆拡散器231,232の出力信号の同相成分及び直交位相成分に、重み制御器261からの重み係数を乗算する。 Multiplier 262 and 263, in-phase component and quadrature component of the output signal of the despreader 231 multiplies the weight coefficient from the weight controller 261. 位相補正器264,265は、乗算器262,263の出力信号に、パイロットチャネルのデータ列の直交位相成分を反転した信号を複素乗算する。 Phase corrector 264 and 265, the output signal of the multiplier 262, 263, complex multiplication of the inverted signal of the quadrature phase component data string of the pilot channel. 複素共役器266,2 Complex conjugate unit 266,2
67は、位相補正器264,265の出力信号の直交位相成分を反転して出力する。 67 inverts and outputs the quadrature-phase component of the output signal of the phase corrector 264 and 265. 重み計算器26の出力信号を、伝送路応答推定値と呼ぶ。 The output signal of the weight calculator 26, referred to as a channel response estimate. 【0041】図9は、図4における合成器271(27 [0041] Figure 9, the combiner 271 in FIG. 4 (27
2についても同様)の構成例を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration example of the same) also 2.
この合成器271は、乗算器27a,27b、加算器2 The combiner 271 includes multipliers 27a, 27b, an adder 2
7cにより構成される。 Constituted by the 7c. 乗算器27a,27bは、図3 Multipliers 27a, 27b, as shown in FIG. 3
に示した複素乗算器と同構成であり、逆拡散器233, A complex multiplier of the same configuration shown in, despreader 233,
234の出力信号に、重み計算器26から出力される伝送路応答推定値を複素乗算する。 234 output signal, for complex multiplying the channel response estimation value output from the weight calculator 26. 加算器27cは、乗算器27a,27bの出力信号を線形合成する。 The adder 27c is the multiplier 27a, the output signal of 27b linearly synthesized. 【0042】ここで、従来技術においては、図7の構成による平均化器251,252において、平均化時間を固定または平均受信電力で制御するようにしていた。 [0042] Here, in the prior art, the averager 251 and 252 by the configuration of FIG. 7, has been to control the averaging time in a fixed or an average received power. このため、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合、 Therefore, when the received power of the pilot channel is small,
フェージングによる受信電力の変動速度が遅いと、伝送路応答推定値のSNRの小さい期間が生じてしまい、個別チャネルの電力を送信電力制御により大きくしても一定以上の特性が得られない、逆に受信電力の変動速度が速いと、伝送平均化時間内の変動により特性が劣化する等の問題があった。 When changing speed of the received power due to slow fading, it will occur is small periods of SNR of the transmission channel response estimation value is not obtained above a certain characteristic by increasing the transmission power control the power of the individual channel, the reverse When changing speed of the received power is high, the characteristics due to variations in the transmission averaging time there is a problem such that deterioration. 【0043】さらに、従来技術においては、図8の構成による重み計算器26において、伝送路応答推定値を不変的に非正規化または正規化するようにしていた。 [0043] Further, in the prior art, the weight calculator 26 according to the configuration of FIG. 8, had to be permanently denormalized or normalize the channel response estimate. このため、逆拡散復調後に軟判定誤り訂正復号を行う場合に、パイロットチャネルの受信電力の大小によって、軟判定データの重み付けが適切に行われず、復号後の特性が劣化する等の問題があった。 Therefore, when performing a soft-decision error correction decoding after despreading demodulation, the magnitude of the received power of the pilot channel, the weighting of soft decision data is not properly performed, characteristics after decoding there is a problem such that deterioration . 【0044】そこで、本実施形態では、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合でも、受信電力の変動速度によらず良好な受信特性が得られるようにするため、図7における平均化時間算出器25eでは、パイロットチャネルを受信する逆拡散器の出力信号の変動する速度を推定する機能と、推定された変動する速度に基づいて平均化時間を適応的に制御する機能とを備えるものとする。 [0044] Therefore, in this embodiment, even when the reception power of the pilot channel is small, so that good reception characteristics irrespective of the fluctuation speed of the received power is obtained, the averaging time calculator 25e in FIG. 7 It is intended to comprise a function of estimating the rate of change of the output signal of the despreader for receiving a pilot channel, and a function for adaptively controlling the averaging time based on varying rates estimated. 【0045】また、本実施形態では、パイロットチャネルの受信電力の大小に関わらず、軟判定誤り訂正復号後の特性を良好にするため、図8における重み制御器26 Further, in the present embodiment, regardless of the received power of the pilot channel, in order to improve the properties after soft-decision error correction decoding, weight controller in FIG 26
1では、各平均化器251,252の出力信号の電力和を算出する機能と、該電力和に応じて伝送路応答推定値を規格化するか否かを適応的に制御する機能とを備えるものとする。 In 1, comprising the mean and function of calculating a power sum of the output signal of the equalizer 251 and 252, and a function for adaptively controlling whether to normalize the channel response estimation value according to said power sum and things. 【0046】図10は、図7における平均化時間算出器25eに本発明を適用した場合の構成例を示すブロック図である。 [0046] Figure 10 is a block diagram showing a configuration example of a case of applying the present invention to averaging time calculator 25e in FIG. この平均化時間算出器25eは、電力算出器B11、積分器B12、サンプリング器B13、遅延器B14、差分器B15、速度推定器B16、タイミング制御器B17により構成される。 The averaging time calculator 25e, the power calculator B11, an integrator B12, sampler B13, delay unit B14, differentiator B15, the speed estimator B16, formed by a timing controller B17. 【0047】電力算出器B11は、パイロットチャネルを受信する逆拡散器231の出力信号の電力を算出する。 The power calculator B11 calculates the power of the output signal of the despreader 231 to receive a pilot channel. 積分器B12は、電力算出器B11の出力信号を積分する。 Integrator B12 integrates the output signal of the power calculator B11. 積分の初期化タイミングは、タイミング制御器B17によって制御される。 Initialization timing of the integration is controlled by the timing controller B17. サンプリング器B13は、 Sampling device B13 is,
積分器B12の積分終了時にサンプリングする。 Sampling at the end of integration of the integrator B12. サンプリングのタイミングは、タイミング制御器B17によって制御される。 The timing of the sampling is controlled by the timing controller B17. サンプリング器B13の出力信号を積分期間で除算すれば、積分期間中の平均電力を求めることができる。 If dividing the output signal of the sampling unit B13 in the integration period, it is possible to determine the average power during the integration period. 【0048】遅延器B14は、サンプリング器B13の出力信号を1サンプル時間遅延する。 The delay unit B14 is 1 sample time delays the output signal of the sampler B13. 差分器B15は、 Difference unit B15 is,
サンプリング器B13と遅延器B14の出力信号の差分を求める。 Obtaining a difference between the output signal of the sampling unit B13 and a delay circuit B14. 速度推定器B16は、差分器B15の出力信号及びタイミング制御器B17の制御間隔に基づき、受信信号の変動速度を推定し、平均化時間を決定する。 Speed ​​estimator B16, based on the control interval of the output signal and the timing control unit B17 of differentiator B15, estimates the change rate of the received signal, determines the averaging time. 受信信号の変動速度が遅いほど、平均化時間を長くするように制御する。 Higher changing speed of the received signal is slow, controlled so as to increase the averaging time. 【0049】受信信号の平均電力の変動は、平均化期間と受信信号の変動速度に依存する。 The variation of the average power of the received signal depends on the variation rate of the averaging period received signal. まず、平均化期間を短くした場合、平均電力の変動は、瞬時変動と同傾向となる。 First, when a shorter averaging period, variation of the average power becomes instantaneous variations of the same tendency. この場合、受信信号の変動速度が遅いほど、平均電力の変動は小さくなる。 In this case, as the variation rate of the received signal is slow, the variation of the average power becomes small. また、平均化期間を長くした場合、平均電力の変動は、長期間変動と同傾向になる。 Also, when the longer averaging period, variation of the average power becomes a long term variation of the same tendency.
この場合、受信信号の変動速度が遅いほど、平均電力の変動は大きくなる。 In this case, as the variation rate of the received signal is slow, the variation of the average power becomes large. 上記性質を利用して、受信信号の平均電力の変動から受信信号の変動速度を推定する。 Using the above properties, estimates the variation rate of the received signal from the variation of the average power of the received signal. 【0050】図11は、図7における平均化時間算出器25eに本発明を適用した場合の別の構成例を示すブロック図である。 [0050] Figure 11 is a block diagram showing another configuration example of a case of applying the present invention to averaging time calculator 25e in FIG. この構成は、図10に示した電力算出器B11が位相算出器B18に置き換わる以外は、図10 This configuration, except that the power calculator B11 shown in FIG. 10 is replaced by the phase calculator B18, FIG. 10
の構成と同一である。 Configuration and the same. このため、図11において、図1 Therefore, in FIG. 11, FIG. 1
0と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。 0 and show the same parts are denoted by the same reference numerals, and duplicated description will be omitted here. 本構成で特徴となる位相算出器B Phase calculator B that provides the characteristic of the configuration
18は、パイロットチャネルを受信する逆拡散器231 18, despreader 231 for receiving the pilot channel
の出力信号の位相を算出する。 Calculating an output signal of the phase. 【0051】受信信号の平均位相の変動は、平均化期間と受信信号の変動速度に依存する。 The variation of the average phase of the received signal depends on the variation rate of the averaging period received signal. まず、平均化期間を短くした場合、平均位相の変動は、瞬時変動と同傾向となる。 First, when a shorter averaging period, variation of the average phase becomes instantaneous variations of the same tendency. この場合、受信信号の変動速度が遅いほど、平均位相の変動は小さくなる。 In this case, as the variation rate of the received signal is slow, the variation of the average phase is reduced. また、平均化期間を長くした場合、平均位相の変動は、長期間変動と同傾向になる。 In addition, in the case of a longer averaging period, the variation of the average phase is composed of a long period of time change and the same trend.
この場合、受信信号の変動速度が遅いほど、平均位相の変動は大きくなる。 In this case, as the variation rate of the received signal is slow, the variation of the average phase increases. 上記性質を利用して、受信信号の平均位相の変動から受信信号の変動速度を推定する。 Using the above properties, estimates the variation rate of the received signal from the variation of the average phase of the received signal. 【0052】以上の構成における伝送路応答推定方法をまとめると、図12に示すようになる。 [0052] To summarize the transmission channel response estimation method in the above configuration, as shown in FIG. 12. 【0053】まず、パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を所定の平均化期間で既知のデータ列と比較し、 [0053] First, comparing the despread demodulated data sequence of the pilot channel at a predetermined averaging period to a known data sequence,
その比較結果から伝送路応答推定値を求める(S1)。 Obtaining a channel response estimate from the comparison result (S1).
ここで、パイロットチャネルの受信電力または受信位相を計測し(S2)、計測された受信電力または受信位相を用いて受信信号が変動する速度を推定する(S3)。 Here, it measures the received power or the reception phase of the pilot channel (S2), the received signal to estimate the rate of change using the measured received power or reception phase (S3).
推定された受信信号の変動速度が遅くなるか否かを判断し(S4)、遅くなる場合には伝送路応答推定値の平均化期間を長くし(S5)、速くなる場合には伝送路応答推定値の平均化期間を短くする(S6)。 It is determined whether the variation speed of the estimated received signal is delayed (S4), if the slower longer averaging period of the transmission channel response estimation value (S5), the channel response in the case of faster the averaging period estimates shortening (S6). 【0054】伝送路応答推定値のSNRが小さく、かつ受信信号の変動速度が遅い場合、送信電力制御により個別チャネルの電力をいくら大きくしても、所望の特性が得られないことがある。 [0054] small SNR of the transmission channel response estimation value, and when the variation rate of the received signal is slow, increasing much the power of the dedicated channel by a transmission power control, it may desired characteristics can not be obtained. 上記構成によれば、受信信号の変動速度が遅い場合に伝送路推定値の平均化期間を長くなるように制御することにより、伝送路応答推定値のS According to the above configuration, by controlling so as to lengthen the averaging period of the channel estimation value when the fluctuation speed of the received signal is slow, S of the transmission channel response estimate
NRを改善するので、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合でも、良好な特性を得ることができる。 Since improving the NR, even if the received power of the pilot channel is small, it is possible to obtain satisfactory properties. 【0055】また、受信信号の変動速度が速い場合、伝送路応答推定値の平均期間を長くすると、平均期間中の位相の変動が大きくなるため、平均化期間が短い場合より性能が劣化する場合がある。 [0055] Further, when the variation rate of the received signal is high, the longer the average duration of the transmission channel response estimation value, the fluctuation of the phase of the weighted-average period is increased, if the performance degradation than averaging period is short there is. 本発明は、受信信号の変動速度が速い場合に伝送路応答推定値の平均化期間を不必要に長くすることを防いでいる。 The present invention prevents the possibility of longer unnecessarily the averaging period of the transmission channel response estimation value when the fluctuation speed of the received signal is high. 【0056】図13(a)は、下り個別チャネルの送信電力制御を行った場合の受信特性の計算機シミュレーション結果である。 [0056] Figure 13 (a) is a computer simulation result of the reception performances of the transmission power control of the downlink dedicated channel. DPCH Ec は個別チャネルの電力、Ior DPCH Ec is the individual channel power, Ior
は全チャネルの電力、Ioc は雑音電力、fd はドップラー周波数を意味している。 The power of all channels, Ioc is the noise power, fd is meant Doppler frequency. ここで、伝送路応答推定の平均化時間は4シンボルである。 The average time of channel response estimation is 4 symbols. 共通パイロットチャネルの信号電力対雑音比が小さく(Ior/Ioc = -3dB)、かつドップラー周波数が小さい(fd = 5Hz)とき、個別チャネルの送信電力を大きくしても性能があまり改善されない(フロアが生じる)という現象が観測された。 Signal power to noise ratio of the common pilot channel is small (Ior / Ioc = -3dB), and when the Doppler frequency is small (fd = 5 Hz), is not significantly improved performance by increasing the transmission power of the dedicated channel (the floor phenomenon that occurs) was observed. 【0057】図13(b)は、図13(a)のfd = 5Hz [0057] FIG. 13 (b), fd = 5 Hz shown in FIG. 13 (a)
の場合について、伝送路応答推定の平均化シンボル数を変化させた場合の計算機シミュレーション結果である。 For the case of a computer simulation result of the case of changing the average number of symbols of the transmission channel response estimation. 伝送路応答推定の平均化シンボル数を多くすることにより(4シンボル→8シンボル→16シンボル)、受信特性を改善することができる。 By increasing the average number of symbols of the transmission channel response estimation (4 symbols → 8 symbols → 16 symbols), it is possible to improve reception characteristics. 【0058】以上のシミュレーション結果からも、受信信号の変動速度を測定し、変動が遅い場合には伝送路応答推定の平均化期間を長くすることにより、受信特性を改善できることは明らかである。 [0058] The above simulation from the results, by measuring the variation rate of the received signal, when the fluctuation is slow by increasing the averaging period of the channel estimator, it is clear that can improve the reception characteristics. 【0059】図14は、図8における重み制御器261 [0059] Figure 14 is a weight controller in FIG. 8 261
に本発明を適用した場合の構成例を示すブロック図である。 A is a block diagram illustrating a configuration example of a case of applying the present invention. この重み制御器261は、電力和算出器C1、除算器C2、比較器C3、選択器C4により構成される。 The weight controller 261, a power sum calculator C1, divider C2, a comparator C3, constituted by selector C4. 電力和算出器C1は、各平均化器251,252の出力信号の電力和を算出する。 Power sum calculator C1 calculates the power sum of the output signals of the averaging circuit 251 and 252. 平均化器の数をNとし、各平均化器の出力をWi (i=1,2,…,N)とすると、電力和算出器C1の出力は、 【数1】 The number of the averaging units is N, the output of each averager Wi (i = 1,2, ..., N) When the output of the power sum calculator C1 is ## EQU1 ## となる。 To become. 除算器C2は、定数Aを値Pで割った値を出力する。 Divider C2 outputs a value obtained by dividing the constant A by the value P. 比較器C3は、値Pとしきい値Bを比較する。 The comparator C3 compares the value P and the threshold value B. 選択器C4は、比較器C3の結果に基づき、値Pがしきい値Bより大きい場合は値A/Pを出力し、値Pがしきい値Bより小さい場合は定数Aを出力する。 Selector C4, based on the result of the comparator C3, the value P is greater than the threshold value B outputs a value A / P, the value P is when the threshold B is smaller than outputs constant A. 【0060】以上の構成における伝送路応答推定方法をまとめると、図15に示すようになる。 [0060] To summarize the transmission channel response estimation method in the above configuration, as shown in FIG. 15. 【0061】まず、パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求める(S7)。 [0061] First, comparing the despread demodulated data sequence of the pilot channel with the known data sequence to obtain the channel response estimate from the comparison result (S7). ここで、受信信号の伝搬経路ごとにパイロットチャネルの受信電力を計測し(S8)、計測された受信電力と別途定められたしきい値とを比較する(S9)。 Here, the received power of the pilot channel is measured for each propagation path of the received signal (S8), and compares the separately-determined threshold and the measured received power (S9). このとき、受信電力値がしきい値以上ならば、伝搬経路ごとの伝送路応答推定値の電力和が一定の値となるように規格化し(S10)、しきい値に達しない場合にはそのままとする。 At this time, if the received power value is the threshold or more, the sum of electric power transmission channel response estimate for each propagation path is normalized to have a constant value (S10), it is the case does not reach the threshold to. 【0062】すなわち、CDMA通信システムにおいて、逆拡散復調後に軟判定誤り訂正復号を行う場合、所望のチャネルを受信する逆拡散器の出力信号の大きさと、伝送路応答推定値の大きさとが軟判定データの重みとなる。 [0062] That is, in a CDMA communication system, when performing soft-decision error correction decoding after despreading demodulation, the size of the despreader output signal to receive the desired channel, and the soft decision magnitude of the channel response estimate the weight of the data. 【0063】伝送路応答推定値のSNRが充分大きい領域では、伝送路応答推定値の信頼度は、値の多少の大小に関わらずほぼ一定であるとみなせる。 [0063] In sufficiently large region SNR is the channel response estimate, the reliability of the transmission channel response estimation value can be regarded as being substantially constant regardless of some magnitude of the value. このことから、 From this,
伝送路応答推定値を規格化することにより、所望チャネルの逆拡散出力のみを軟判定データの重み付けとするほうが良好な特性が得られる。 By normalizing the channel response estimate to obtain good properties prefer to only despread the output of the desired channel and weighting the soft decision data. 【0064】一方、伝送路応答推定値のSNRが小さい領域では、伝送路応答推定値の信頼度は、値が大きいほど信頼度も大きくなる。 [0064] On the other hand, in the region SNR is small channel response estimate, the reliability of the transmission channel response estimate, the larger the larger the value reliability. このため、伝送路応答推定値を規格化せずにそのまま使用することにより、所望チャネルの逆拡散出力と伝送路応答推定値の両方を軟判定データの重みとするほうが良好な特性が得られる。 Therefore, by directly used without normalization channel response estimate, good characteristics are better to the weight of the soft decision data both despreading and output channel response estimate for the desired channel is obtained. 【0065】したがって、上記構成によれば、伝送路応答推定値の電力和としきい値を比較した結果に基づいて、伝送路応答推定値を規格化するか否かを適応的に決定することにより、伝送路応答推定値の大小に応じて、 [0065] Therefore, according to the above configuration, based on a result of comparison of power sums and thresholds channel response estimate, by adaptively determine whether to normalize the channel response estimate , according to the magnitude of the channel response estimate,
上記の周波数逆拡散後に軟判定誤り訂正復号を行う場合の特性を良くすることができる。 It is possible to improve the characteristic for performing soft decision error correction decoding after the frequency despreading above. 【0066】図16は、伝送路応答推定値の振幅を時間的に一定する方法としない方法とを比較するための計算機シミュレーション結果である。 [0066] Figure 16 is a computer simulation results for comparing the process which does not how to constant amplitude of the transmission channel response estimate temporally. 共通パイロットチャネルの信号電力対雑音比が大きい場合(Ior/Ioc = 9dB) If the signal power to noise ratio of the common pilot channel is large (Ior / Ioc = 9dB)
は一定にした方が、特性が良くなっている。 If you were in constant, characteristic is getting better. また、共通パイロットチャネルの信号電力対雑音比が小さい場合(Ior/Ioc = -3dB)は一定にしない方が、特性が良くなっている。 Also, if the signal power to noise ratio of the common pilot channel is small (Ior / Ioc = -3dB) If you do not constant, characteristics are improved. 【0067】以上のシミュレーション結果からも、共通パイロットチャネルの信号電力対雑音比を測定し、伝送路応答推定値の振幅を一定にするか否かの選択を行うことにより、受信特性を改善できることは明らかである。 [0067] From the above simulation results, the signal power to noise ratio of the common pilot channel is measured, by making a selection of whether a constant amplitude of the transmission channel response estimation value, can improve the reception characteristics it is obvious. 【0068】尚、上記実施形態では、CDMA通信システムの下りチャネルについて説明したが、CDM放送システムについても同様に実施可能である。 [0068] In the above embodiment has described the downlink channel of the CDMA communication system is equally capable of the CDM broadcasting system. その他のCD Other CD
MAまたはCDM伝送方式によるシステムにも利用可能であることはいうまでもない。 It is needless to say that also available to the system by the MA or CDM transmission scheme. 【0069】 【発明の効果】以上のように本発明によれば、パイロットチャネルの受信電力が小さい場合でも、受信電力の変動速度によらず良好な受信特性が得られる周波数拡散多重伝送システムの受信装置とその伝送路応答推定方法を提供することができる。 [0069] According to the present invention as described above, according to the present invention, even when the reception power of the pilot channel is small, the reception of spread spectrum multiplexing transmission system excellent reception characteristic without depending on the variation rate of the received power is obtained it is possible to provide a device and its channel response estimation methods. また、パイロットチャネルの受信電力の大小に関わらず、軟判定誤り訂正復号後の特性を良好にすることのできる周波数拡散多重伝送システムの受信装置とその伝送路応答推定方法を提供することができる。 Further, it is possible to provide regardless of the received power of the pilot channel, the receiving apparatus of the spread spectrum multiplex transmission system capable of improving the properties after soft-decision error correction decoding and the channel response estimation methods. 以上のことから、パイロットチャネルの受信電力の大小に関わらず、受信後の特性劣化を防止することのできる周波数拡散多重伝送システムの受信装置とその伝送路応答推定方法を提供することができる。 From the above, it is possible to provide regardless of the received power of the pilot channel, the receiver of the spread spectrum multiplex transmission system capable of preventing the characteristic degradation after receiving the channel response estimation methods.

【図面の簡単な説明】 【図1】 本発明に係る一実施形態として、本発明が適用されるCDMA通信システムの送信装置の構成例を示すブロック図。 As an embodiment according to the BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS [Figure 1] The present invention, a block diagram illustrating a configuration example of a transmitting device of a CDMA communication system to which the present invention is applied. 【図2】 図1における拡散器の構成例を示すブロック図。 2 is a block diagram showing a configuration example of the diffuser in FIG. 【図3】 図2における乗算器の構成例を示すブロック図。 3 is a block diagram showing a configuration example of a multiplier in FIG. 【図4】 上記CDMA通信システムの受信装置の構成例を示すブロック図。 4 is a block diagram showing a configuration example of a reception device of the CDMA communication system. 【図5】 図4におけるタイミング推定器の構成例を示すブロック図。 5 is a block diagram showing a configuration example of the timing estimator in Fig. 【図6】 図4における逆拡散器の構成例を示すブロック図。 FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of a despreader in FIG. 【図7】 図4における平均化器の構成例を示すブロック図。 FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of the averaging circuit in FIG. 【図8】 図4における重み計算器の構成例を示すブロック図。 8 is a block diagram showing a configuration example of a weight calculator in FIG. 【図9】 図4における合成器の構成例を示すブロック図。 9 is a block diagram showing a configuration example of a synthesizer in FIG. 【図10】 図7における平均化時間算出器に本発明を適用した場合の構成例を示すブロック図。 10 is a block diagram showing a configuration example of a case of applying the present invention to averaging time calculator in FIG. 【図11】 図7における平均化時間算出器に本発明を適用した場合の別の構成例を示すブロック図。 11 is a block diagram showing another configuration example of a case of applying the present invention to averaging time calculator in FIG. 【図12】 図10または図11の構成とした場合の伝送路応答推定方法を示すフローチャート。 12 is a flowchart showing a transmission channel response estimation method in the case where the configuration of FIG. 10 or 11. 【図13】 図10または図11の構成を用いた場合において、下り個別チャネルの送信電力制御を行った場合の受信特性の計算機シミュレーション結果と、その特定周波数において伝送路応答推定の平均化シンボル数を変化させた場合の計算機シミュレーション結果を示す特性図。 [13] In case of using the configuration of Figure 10 or Figure 11, a computer simulation result of the reception performances of the transmission power control of the downlink dedicated channel, averaging the number of symbols of the transmission channel response estimation at that particular frequency characteristic diagram showing a result of computer simulation in the case of changing the. 【図14】 図8における重み制御器に本発明を適用した場合の構成例を示すブロック図。 14 is a block diagram showing a configuration example of a case of applying the present invention to the weight controller in FIG. 【図15】 図14の構成を用いた場合の伝送路応答推定方法を示すフローチャート。 FIG. 15 is a flowchart showing a channel response estimation method in the case of using the configuration of Figure 14. 【図16】 図13の構成を用いた場合において、伝送路応答推定値の振幅を時間的に一定する方法としない方法とを比較するための計算機シミュレーション結果を示す特性図。 [16] In case of using the configuration of FIG. 13, graph showing a computer simulation result for comparing the process which does not how to constant amplitude of the transmission channel response estimate temporally. 【符号の説明】 11p,11bi,11dj…拡散器12p,12bi,12dj…乗算器13…多重器14…無線器15…アンテナ111…CC発生器112…SC発生器113,114…乗算器A1〜A4…複素乗算器A5,A6…加算器A7…符号反転器21…アンテナ22…無線器231〜236…逆拡散器24…タイミング推定器251,252…平均化器26…重み計算器271,272…合成器241…相関器242…ピーク検出器23a…SC発生器23b…CC発生器23c,23d…乗算器23e…積分器23f…サンプリング器23g…遅延器25a…パイロットチャネル発生器25b…乗算器25c…積分器25d…サンプリング器25e…平均化時間算出器261…重み制御器262,263…乗算器264,2 [EXPLANATION OF SYMBOLS] 11p, 11bi, 11dj ... diffuser 12p, 12bi, 12dj ... multiplier 13 ... multiplexer 14 ... radio unit 15 ... antenna 111 ... CC generator 112 ... SC generator 113, 114 ... multiplier A1~ A4 ... complex multiplier A5, A6 ... adder A7 ... sign inverter 21 ... antenna 22 ... radio unit 231 to 236 ... despreader 24 ... timing estimator 251, 252 ... averaging unit 26 ... weight calculator 271 ... combiner 241 ... correlator 242 ... peak detector 23a ... SC generator 23b ... CC generator 23c, 23d ... multiplier 23e ... integrator 23f ... sampler 23 g ... delay unit 25a ... pilot channel generator 25b ... multiplier 25c ... integrator 25d ... sampler 25e ... averaging time calculator 261 ... weight controller 262, 263 ... multiplier 264,2 65…位相補正器266,267…複素共役器27a,27b…乗算器27c…加算器B11…電力算出器B12…積分器B13…サンプリング器B14…遅延器B15…差分器B16…速度推定器B17…タイミング制御器B18…位相算出器C1…電力和算出器C2…除算器C3…比較器C4…選択器 65 ... phase corrector 266 and 267 ... complex conjugate unit 27a, 27b ... multiplier 27c ... adder B11 ... power calculator B12 ... integrator B13 ... sampler B14 ... delay unit B15 ... differentiator B16 ... speed estimator B17 ... The timing controller B18 ... phase calculator C1 ... power sum calculator C2 ... divider C3 ... comparator C4 ... selector

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 【請求項1】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、 前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を所定の平均化期間で既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求め、この推定値に基づいて任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列をRA Claims We claim: 1. A pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, multiple frequencies spread multiplexed signal to the same frequency band transmitting used spread spectrum multiplex transmission system, the despread demodulation respectively pilot channel and any information channel data sequence from the reception output of the frequency spread multiplexed signal, despreading the demodulated data sequence predetermined for the pilot channel compared to the known data sequence in the averaging period, the channel response estimate from the comparison result sought, despread demodulated data sequence of an arbitrary information channel based on the estimated value RA
    KE合成する受信装置において、 前記パイロットチャネルの受信電力または受信位相を計測する電力・位相計測手段と、 この手段で計測された受信電力または受信位相を用いて受信信号が変動する速度を推定する変動速度推定手段と、 この手段で推定された変動速度に応じて前記伝送路応答推定値の平均化期間を適応的に制御する平均化期間制御手段とを具備することを特徴とする周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置。 In the receiving apparatus for KE synthetic variation to estimate the power and phase measuring means for measuring a received power or reception phase of the pilot channel, the speed varying received signal using the reception power or reception phase measured by this means a speed estimating means, a frequency spreading multiplex transmission, characterized by comprising an averaging period control means for averaging period of the transmission channel response estimation value adaptively controlled in accordance with the variation rate estimated by the means receiving device used in the system. 【請求項2】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、 前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求め、前記任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列について、その逆拡散出力の大きさと前記伝送路応答推定値の大きさに基づいて軟判定誤り訂正復号を行う受信装置において、 受信信号の伝搬経路ごとに前記パイロットチャネルの受信電力を計測する Wherein the pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, frequency spread multiplexing transmitting a frequency spread multiplexed signal multiplexed in the same frequency band used in the transmission system, the despread demodulation respectively pilot channel and any information channel data sequence from the reception output of the frequency spread multiplexed signal, compares the despread demodulated data sequence of the pilot channel with a known data sequence, obtains a channel response estimate from the comparison result, for despreading the demodulated data sequence of the arbitrary information channel, a soft-decision error correction decoding based on the magnitude of the size and the channel response estimate for the despread output in the receiving apparatus that performs, measures the received power of the pilot channel for each propagation path of the received signal 信電力計測手段と、 この手段で計測された受信電力と別途定められたしきい値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記伝搬経路ごとの伝送路応答推定値の電力和が一定の値となるように規格化するか否かを適応的に決定する規格化決定手段とを具備し、 前記規格化決定手段で前記伝送路応答推定値を規格化することが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力の大きさのみで軟判定データの重み付けを行い、規格化しないことが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力と前記伝送路応答推定値の両方で軟判定データの重み付けを行うことを特徴とする周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置。 A transmission power measurement means, comparing the received power measured by this means and otherwise-determined threshold, based on the comparison result, the power sum of the transmission channel response estimate for each of the propagation paths is constant when equipped with the normalized determining means for determining whether the normalized adaptively to a value, that normalizes the channel response estimation value in the normalized determination means has been determined, the performs weighting of soft decision data only by the size of the despread output of the information channel, when it is determined that no normalization, soft-decision data in both the despread output of the information channel wherein the channel response estimate receiving apparatus for use in frequency spreading multiplex transmission system characterized by performing the weighting. 【請求項3】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、 前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列に基づく伝送路応答推定値に基づいて任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列をRAKE合成する受信装置の伝送路応答推定方法において、 前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を所定の平均化期間で既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求める比較ステップと、前記パイロットチャ Wherein the pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, frequency spread multiplexing transmitting a frequency spread multiplexed signal multiplexed in the same frequency band used in the transmission system, the despread demodulation respectively data sequence of the pilot channel and any information channel from the received output of the frequency spread multiplexed signal based on the channel response estimate based on the despread demodulated data sequence of the pilot channel despread demodulated data sequence of an arbitrary information channel compared in channel response estimation method of a receiving apparatus for RAKE combining despread demodulated data sequence of the pilot channel with a predetermined averaging period and known data string Te, the a comparison step of determining the channel response estimate from the comparison result, the pilot tea ルの受信電力または受信位相を計測する電力・位相計測ステップと、 このステップで計測された受信電力または受信位相を用いて受信信号が変動する速度を推定する変動速度推定ステップと、 このステップで推定された変動速度に応じて前記伝送路応答推定値の平均化期間を適応的に制御する平均化期間制御ステップとを具備することを特徴とする周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置の伝送路応答推定方法。 A power and phase measurement step of measuring a received power or reception phase Le, and variation speed estimation step of estimating a velocity varying received signal using the reception power or reception phase measured in this step, estimated in this step transmission path of the receiving device used in the spread spectrum multiplex transmission system characterized by comprising an averaging period control step of adaptively controlling the averaging period of the transmission channel response estimation value according to the variation rate that is response estimation method. 【請求項4】パイロットチャネル及び複数の情報チャネルを、それぞれチャネルのデータ伝送速度より速い速度の拡散系列を乗算して周波数拡散し、同一周波数帯域に多重した周波数拡散多重信号を伝送する周波数拡散多重伝送システムに用いられ、 前記周波数拡散多重信号の受信出力からパイロットチャネル及び任意の情報チャネルのデータ列をそれぞれ逆拡散復調し、前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を既知のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求め、前記任意の情報チャネルの逆拡散復調データ列について、その逆拡散出力の大きさと前記伝送路応答推定値の大きさに基づいて軟判定誤り訂正復号を行う受信装置の伝送路応答推定方法において、 前記パイロットチャネルの逆拡散復調データ列を既 Wherein the pilot channel and a plurality of information channels, each multiplied by a spreading sequence of faster than the data transmission rate of the channel rate and frequency spreading, frequency spread multiplexing transmitting a frequency spread multiplexed signal multiplexed in the same frequency band used in the transmission system, the despread demodulation respectively pilot channel and any information channel data sequence from the reception output of the frequency spread multiplexed signal, compares the despread demodulated data sequence of the pilot channel with a known data sequence, obtains a channel response estimate from the comparison result, for despreading the demodulated data sequence of the arbitrary information channel, a soft-decision error correction decoding based on the magnitude of the size and the channel response estimate for the despread output in channel response estimation method of a receiving apparatus performs, already despread demodulated data sequence of the pilot channel のデータ列と比較し、その比較結果から伝送路応答推定値を求める比較ステップと、 受信信号の伝搬経路ごとに前記パイロットチャネルの受信電力を計測する受信電力計測ステップと、 このステップで計測された受信電力と別途定められたしきい値とを比較し、その比較結果に基づいて、前記伝搬経路ごとの伝送路応答推定値の電力和が一定の値となるように規格化するか否かを適応的に決定する規格化決定ステップとを具備し、 前記規格化決定手段で前記伝送路応答推定値を規格化することが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力の大きさのみで軟判定データの重み付けが行われ、規格化しないことが決定されたとき、前記情報チャネルの逆拡散出力と前記伝送路応答推定値の両方で軟判定データの重み付けが行われるように Compared with the data sequence, a comparison step of determining the channel response estimate from the comparison result, the received power measuring step of measuring the received power of the pilot channel for each propagation path of the received signal, measured in step comparing the received power separately determined threshold value, based on the comparison result, whether the sum of electric power of channel response estimates for each of the propagation path is normalized to have a constant value ; and a normalization determination step of determining adaptively, when said to normalizing the channel response estimate is determined by the normalized decision means, despreading output magnitude only soft of the information channel weighting the decision data is performed, when it is determined that no normalization, as the weighting of soft decision data is performed both despreading output of the information channel wherein the channel response estimate したことを特徴とする周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置の伝送路応答推定方法。 Channel response estimation method of a receiving apparatus used to the frequency spreading multiplex transmission system according to claim.
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