JP2003046469A - 受信データ復調方法、およびこれを使用する受信装置、および送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、送信側でガードインターバル信号が
付加されたマルチキャリア信号を受信し、その受信デー
タを復調する受信データ復調方法、および受信装置、お
よび送受信装置に関し、シンボル間干渉の影響を回避さ
せ、高精度の復調処理を簡易構成で可能とすることを目
的とする。 【解決手段】マルチキャリア信号における希望シンボル
にガードインターバルが付加された受信データを、当該
希望シンボルとこのシンボル期間遅延させた遅延シンボ
ル信号とを減算して絶対値化処理し、これを所定サンプ
ル分で移動平均値を算出し、この所定サンプル移動平均
値と単位サンプル遅延させた遅延された所定サンプル分
の移動平均値とを除算し、この除算値を連続的に入力し
て変位点を検出することでシンボルタイミングを特定
し、当該希望シンボルを復調処理する構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信側でガードイ
ンターバル信号が付加されたマルチキャリア信号を受信
し、その受信データを復調する受信データ復調方法、お
よび受信装置、および送受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、無線通信システムにおいては、受
信データを如何に精度よく復調させるかの基本的課題が
ある。特に、ディジタル放送や高速無線ネットワーク、
移動体通信における通信技術の発達に対応した変復調方
式も種々考えられてきており、簡易構成の高精度な復調
処理の手法が望まれている。

【０００３】従来、広帯域無線通信システムにおいて、
マルチパスに対して強くさせるための手法としてマルチ
キャリア変調技術が確立しており、さらにマルチキャリ
ア変調方式の周波数利用効率を高めるために直交周波数
分割多重（ＯＦＤＭ）のディジタル変調方式が採用され
てきている。ＯＦＤＭ方式は、多数の直交するキャリア
を変調して多重化するもので、通信システムにおいては
希望信号の後半部分の複製がガードインターバルとして
先頭に付加されたＯＦＤＭ信号を受信して同期処理を行
い、復調を行うものである。

【０００４】同期処理は、ＯＦＤＭ信号における上記ガ
ードインターバルと希望シンボルの後半部分が同じ信号
成分を持つことから、これらの相関をとることにより希
望シンボルの開始位置を推定するものであり、例えば特
開平０７−３２１７６２号公報等に示されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、マルチ
パス伝送路におけるガードインターバルは、希望シンボ
ルの一つ前のシンボルの遅延波によりシンボル間干渉を
受けていることから、受信されたＯＦＤＭ信号のガード
インターバルは信号の後半部分と異なる信号成分を含む
こととなり、相関が小さくなる。したがって、相関によ
るピークが低下するために正しい復調開始位置を推定す
ることが困難となって大きなシンボルタイミングオフセ
ットを生じ、希望シンボルの開始位置に大きな誤差を生
じることとなる。すなわち、このように大きなシンボル
タイミングオフセットを生じた推定位置より復調処理を
開始するとシンボル間干渉の影響が大となってキャリア
間の直交性を崩し、復調精度の劣化を招くという問題が
ある。

【０００６】そこで、本発明は上記課題に鑑みなされた
もので、シンボル間干渉の影響を回避させ、高精度の復
調処理を簡易構成で可能とする受信データ復調方法、受
信装置、送受信装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１の発明では、希望シンボルに当該希望シン
ボルの一部を複製したガードインターバルが付加された
マルチキャリア信号を受信し、受信した当該希望シンボ
ルを所定サンプル数でフーリエ変換して復調するにあた
り、当該希望シンボルの復調開始時期としてのシンボル
タイミングを特定する受信データ復調方法であって、前
記受信した希望シンボルに関する受信データを、前記希
望シンボルの周期分遅延させるステップと、前記遅延シ
ンボル信号と、当該遅延対象となったシンボル信号とを
減算処理するステップと、前記減算処理した信号に対
し、複素成分を除去する絶対値化演算処理するステップ
と、前記絶対値化処理した信号に対し、前記フーリエ変
換に応じたサンプル数の所定サンプル分を対象として移
動平均値を算出するステップと、前記所定サンプル分の
移動平均値を単位サンプル分遅延させるステップと、前
記単位サンプル分遅延された所定サンプル分の移動平均
値と、当該遅延対象となった所定サンプル移動平均値と
を除算処理するステップと、前記除算値を連続的に入力
して変位点を検出するステップと、前記検出した変位点
の位置を前記希望シンボルの開始位置として前記シンボ
ルタイミングを特定し、前記希望シンボルを復調処理す
るステップと、を含む構成とする。

【０００８】請求項２の発明では、前記所定サンプル移
動平均値の算出にあたり、前記絶対値化処理した信号を
二乗化処理する構成である。

【０００９】請求項３の発明では、希望シンボルに当該
希望シンボルの一部を複製したガードインターバルが付
加されたマルチキャリア信号を受信し、受信した当該希
望シンボルを所定サンプル数でフーリエ変換して復調す
るもので、当該希望シンボルの復調開始時期としてのシ
ンボルタイミングを特定する手段を含む受信装置であっ
て、前記受信した希望シンボルに関する受信データを、
前記希望シンボルの周期分遅延させるシンボル期間遅延
手段と、前記シンボル期間遅延手段で遅延させた遅延シ
ンボル信号と、当該遅延対象となったシンボル信号とを
減算処理する減算手段と、前記減算手段で減算処理した
信号に対し、複素成分を除去する絶対値化演算手段と、
前記絶対値化演算手段で絶対値化処理した信号に対し、
前記フーリエ変換に応じたサンプル数の所定サンプル分
を対象として移動平均値を算出する移動平均演算手段
と、前記移動平均演算手段により演算された所定サンプ
ル分の移動平均値を単位サンプル分遅延させる単位サン
プル遅延手段と、前記単位サンプル遅延手段で単位サン
プル分遅延された所定サンプル分の移動平均値と、当該
遅延対象となった所定サンプル移動平均値とを除算処理
する除算手段と、前記除算手段での除算値を連続的に入
力して変位点を検出するピーク検出手段と、前記ピーク
検出手段で検出した変位点の位置を前記希望シンボルの
開始位置として前記シンボルタイミングを特定し、前記
希望シンボルを復調する復調処理手段と、前記減算手段
による減算処理、前記絶対値化演算手段による絶対値化
処理、前記移動平均演算手段による演算処理、前記除算
手段による除算処理を行うにあたり、当該処理対象を一
時記憶させる記憶手段と、を有する構成とする。

【００１０】請求項４の発明では、前記所定サンプル移
動平均値の算出にあたり、前記絶対値化演算手段による
絶対値化処理した信号を二乗化する二乗化演算処理手段
を備える構成である。

【００１１】請求項５の発明では、請求項３または４記
載の受信装置と、少なくとも、送信データを所定サンプ
ル数で逆フーリエ変換し、希望シンボルに当該希望シン
ボルの一部を複製したガードインターバルを付加させる
手段を備え、当該希望シンボルにガードインターバルが
付加されたマルチキャリア信号を所定の伝送媒体に送信
する処理手段を備える送信装置と、を有する送受信装置
の構成とする。

【００１２】このように、マルチキャリア信号における
希望シンボルにガードインターバルが付加された受信デ
ータを、希望シンボルとこのシンボル期間遅延させた遅
延シンボル信号とを減算して絶対値化処理を行い、これ
を所定サンプル分で移動平均値を算出し、この所定サン
プル移動平均値と単位サンプル遅延させた遅延された所
定サンプル分の移動平均値とを除算する。この除算値を
連続的に入力して変位点を検出することでシンボルタイ
ミングを特定し、当該希望シンボルを復調処理する。す
なわち、マルチキャリア信号の遅延広がりがガードイン
ターバル期間より短い場合はガードインターバル内での
遅延広がりが及ばない範囲があることから、この範囲で
シンボルタイミングを推定しようとするものである。し
たがって、上記範囲では希望シンボルの一つ前のシンボ
ル遅延波が及ばないことからシンボル間干渉の影響が回
避され、最適なシンボルタイミングを推定することが可
能となり、高精度な復調が簡易構成で可能となるもので
ある。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施形態
を図により説明する。図１に、本発明の受信データ復調
方法を実現する復調デコーダの一実施形態のブロック構
成図を示す。図１において、復調デコーダ１１は、適
宜、直並列変換部１２、タイミング発生部１３、ＦＦＴ
窓１４およびＦＦＴ（高速フーリエ変換部）１５を備
え、上記タイミング発生部１３は、少なくとも処理部１
６および記憶手段であるメモリ１７を備える。そして、
上記直並列変換部１２およびタイミング発生部１３に入
力データが入力され、上記ＦＦＴ１５より出力データが
出力される。

【００１４】ここで、上記入力データは、送信側より送
信データを所定サンプル数で逆高速フーリエ変換した希
望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製したガード
インターバルが付加されたマルチキャリア信号（図２で
説明する）が伝送媒体を介して送信され、これを受信し
て所定周波数分を抽出するＢＰＦ（バンドパスフィル
タ）、増幅器、中間周波信号とする混合器を介し、各直
交成分に対して、中間周波信号とする混合器、ＬＰＦ
（ローパスフィルタ）、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタ
ル）変換器でディジタル変換処理されたシリアルデータ
である。また、上記出力データは、サブキャリアデータ
毎のパラレルデータであり、後に希望シンボルに応じて
シリアルデータに変換され、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナ
ログ）変換される対象の音声データや画像データであ
る。

【００１５】上記直並列変換部１２は、シリアルデータ
である入力データをパラレルデータに変換する。上記タ
イミング発生部１３は、入力データに基づいてシンボル
タイミングを抽出するもので、演算処理を行う処理部１
６および演算する際の対象を一時記憶させる記憶手段で
あるメモリ１７を少なくとも備える。なお、処理部１６
の処理構成を図３で説明し、図４〜図７でシンボルタイ
ミングを推定する処理を説明する。

【００１６】上記ＦＦＴ窓１４は、いわゆるガードイン
ターバル除去を行う部分であり、上記タイミング発生部
１３からのシンボルタイミングに応じたシンボル開始位
置からの信号をＦＦＴ１５に出力する。そして、ＦＦＴ
１５は、上記ＦＦＴ窓１４から送られてくる信号であっ
て、上記逆高速フーリエ変換されている希望シンボルに
相当する各サブキャリアデータを、所定サンプル数での
高速フーリエ変換演算により時間軸上での各データの周
波数変換処理を行うもので、既存の回路として例えば特
開平１０−６５６０５号公報等に記載されている回路が
用いられる。すなわち、ＦＦＴ窓１４およびＦＦＴ１５
で復調処理手段が構成されて、希望シンボルを復調処理
するものである。

【００１７】ここで、図２に、図１の復調デコーダに入
力される入力データの説明図を示す。図２（Ａ）は変調
エンコーダのブロック構成図であり、図２（Ｂ）は送信
対象のガードインターバルが付加されたマルチキャリア
信号（ＯＦＤＭ信号）の波形図である。図２（Ａ）に示
す変調エンコーダ２１は、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変
換部）２２および並直列変換部２３を少なくとも含む。
図２（Ａ）に示す入力データは、送信対象の音声データ
や画像データの送信データが、Ａ／Ｄ変換されて例えば
４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）されたものをパラレル変
換したパラレルデータであり、周波数軸上で並んでいる
各チャネル信号が多重化されたデータである。また、出
力データは、希望シンボルにガードインターバルが付加
されたシリアルデータであって、その後にＤ／Ａ変換、
ＬＰＦ、ＢＰＦを介してサブキャリアがシリアル状態で
伝送媒体に送信されるマルチキャリア信号となるもので
ある。

【００１８】上記ＩＦＦＴ２２は、上記入力データを時
間軸上に多重化された信号として取り出すためのもの
で、サンプル数に応じた周期で出力する。上記並直列変
換部２３は、ＩＦＦＴ２２より出力される所定サンプル
数のパラレルデータをシリアルデータ（希望シンボル）
に変換するもので、ここで、当該希望シンボルの一部を
複製したガードインターバルを先頭に付加されたＯＦＤ
Ｍシンボルとする。このガードインターバルが付加され
た状態が図２（Ｂ）に示される。すなわち、図２（Ｂ）
に示すように、周期Ｔの希望シンボル（ｓｙｍｂｏｌ）
の先頭に、当該希望シンボルの後半部分（周期Ｔｇ）を
複製したガードインターバル（ＧＩ）が付加されるもの
である。

【００１９】なお、ガードインターバルは、その長さ
（周期）が長いほど大きな遅延広がりを持つ遅延波の影
響を軽減することができるが、長すぎると伝送効率が低
下することから、遅延波耐性と伝送効率のトレードオフ
の関係を考慮して適切な長さが選択される。

【００２０】続いて、図３に、図１のタイミング発生部
の処理構成図を示す。図３に示す処理構成は、タイミン
グ発生部１３の処理部１６で処理プログラムにより構築
されるもので、シンボル期間遅延手段３１、減算手段３
２、絶対値化演算手段３３Ａ、二乗化演算手段３３Ｂ、
Ｌサンプル移動平均演算手段３４、単位サンプル遅延手
段３５、除算手段３６およびピーク検出手段３７で構成
される。ここで、受信データとは図１に示す入力データ
であり、ピーク検出手段３７の出力がシンボルタイミン
グとして上記ＦＦＴ窓１４に送出される。

【００２１】上記シンボル期間遅延手段３１は、受信デ
ータを、図２（Ｂ）に示すような希望シンボルの周期Ｔ
分だけ遅延させる。上記減算手段３２は、シンボル期間
遅延手段３１で遅延させた遅延シンボル信号と、当該遅
延対象となった当該受信データのシンボル信号とを減算
処理する。上記絶対値化演算手段３３Ａは、上記減算手
段３２で減算処理された信号に対して複素成分を除去す
る絶対値化処理を行う。上記二乗化演算手段３３Ｂは、
上記減算手段３２で減算処理された信号を二乗化する。
この二乗化演算手段３３Ｂは、必ずしも必須の要件では
ないが、設けることによりシンボルタイミング推定の精
度を高めることができるものである。上記Ｌサンプル移
動平均演算手段３４は、減算手段３２で減算処理されて
二乗化演算手段３３で複素成分が除去されたデータに対
し、前記フーリエ変換に応じたサンプル数のＬ個のサン
プル分を対象として移動平均値を算出する。

【００２２】上記単位サンプル遅延手段３５は、上記Ｌ
サンプル移動平均演算手段３４により演算されたＬサン
プル分の移動平均値を単位サンプル分（ここでは１サン
プル）遅延させる。上記除算手段３６は、単位サンプル
遅延手段３５で単位サンプル分の遅延された所定サンプ
ル分の移動平均値と、当該遅延対象となった所定サンプ
ル移動平均値とを除算処理する。上記ピーク検出手段３
７は、除算手段３６での除算値を連続的に入力して変位
点を検出して、前記ＦＦＴ窓１４に出力する。

【００２３】そこで、図４〜図７を用いて、図３のシン
ボルタイミング発生の作用を説明する。図４は図３の処
理を説明するためのフローチャート、図５は図３のシン
ボル期間遅延手段の説明図、図６は図３のＬサンプル移
動平均演算およびその単位サンプル遅延の説明図、図７
は図３におけるピーク検出の説明波形図である。

【００２４】ここで、本発明を特徴づけるシンボルタイ
ミング発生のための演算処理は、伝送媒体（マルチパス
伝送路）上で伝播されてくるマルチキャリア信号の遅延
広がりがガードインターバルの周期（Ｔｇ）より短いと
仮定することを前提としている。これは、遅延広がり以
上からガードインターバル期間以内の範囲はＯＦＤＭシ
ンボルが一つ前のシンボルの遅延波が及ばない範囲であ
るからシンボル間干渉の影響が小さく、これにより上記
範囲内でシンボルタイミングを推定できれば高精度な復
調を行うことができるからである。

【００２５】図４（Ａ）において、図３に示す受信デー
タ（ガードインターバルが付加された希望シンボル）で
あって、図５（Ａ）に示されるシリアルデータを受信し
たときにメモリ１７に一時記憶させ（ステップ（Ｓ）
１）、シンボル期間遅延手段３１が当該受信データを図
５（Ｂ）に示されるようにシンボル期間Ｔ分だけ遅延さ
せて減算手段３２に出力する（Ｓ２）。すなわち、図５
（Ａ）の受信データは遅延波が含まれた状態であり（実
際はガウス雑音も含む）、これを図５（Ｂ）に示すよう
にシンボル期間Ｔ分遅延させることで、期間Ｔのシンボ
ルＡのガードインターバルが複製された部分（ａ（Ｇ
Ｉ））が、Ｔ遅延シンボルＡにおける周期Ｔｇのガード
インターバル部分（ＧＩ（Ａ））と対応することとな
る。

【００２６】そして、減算手段３２において、Ｔ遅延デ
ータとその対象となった受信データをメモリ１７より読
み出して、その振幅の差分を演算し（Ｓ３）、その差分
が絶対値化演算手段３３Ａで絶対値化され、さらに二乗
化演算手段３３Ｂで二乗化処理されてメモリ１７に一時
記憶される（Ｓ４）。これらがサンプル周期毎に順次行
われてメモリ１７に順次一時記憶されていく（Ｓ１〜Ｓ
４）。

【００２７】続いて、図４（Ｂ）において、Ｌサンプル
移動平均演算手段３４が、メモリ１７より一時記憶され
た二乗化演算値をＬ個分取り出し、このＬサンプル分に
対して移動平均の演算を行ってメモリ１７に一時記憶す
る（Ｓ１１）。これと同時に単位サンプル遅延手段３５
において演算結果のＬサンプル移動平均を単位サンプル
（１サンプル）遅延させて除算手段３６に出力する（Ｓ
１２）。すなわち、図６（Ａ）に示すように、１サンプ
ル毎の二乗化演算値を、Ｌ個分で移動平均を演算してメ
モリ１７に順次一時記憶させていくものである。

【００２８】除算手段３６において、単位サンプル遅延
手段３５より送られてくる１サンプル遅延させたＬサン
プル移動平均データと、対象となったＬサンプル移動平
均データをメモリ１７より読み出して除算演算を行い
（Ｓ１３）、その除算演算結果をピーク検出手段３７に
出力するもので（Ｓ１４）、Ｌサンプル移動平均演算手
段３４からの１サンプル毎の演算に応じて随時除算演算
結果をピーク検出手段３７に出力するものである。

【００２９】すなわち、図６（Ｂ）および図７（Ａ）に
示すように、Ｌサンプル移動平均演算手段３４から随時
出力される移動平均結果はガードインターバル部分の終
端に向けて指数的に減衰し、ガードインターバル部分が
終わる部分から急激的に増加する。そして、Ｌサンプル
移動平均結果を、１結果毎に随時単位サンプル遅延手段
３５で遅延させたものが図６（Ｃ）に示され、図６
（Ｂ）、（Ｃ）の各対応する部分で除算手段３６により
随時除算演算が行われる。その除算結果が、図７（Ｂ）
に示され、同図におけるｒ_ｄｉｖ（ｋ）が除算手段３６
の結果である。すなわち、図６（Ｂ）、（Ｃ）の対応す
る部分でＬサンプル移動平均結果の大きさに違いが生じ
る部分があり、この部分での除算結果が図７（Ｂ）に示
すように急激な立ち上がりとなる。なお、他の部分での
図６（Ｂ）、（Ｃ）の対応する部分では、各成分の大き
さで大きな違いがなく、その除算結果の値が小さくな
る。

【００３０】図４（Ｃ）において、上記除算手段３６の
結果が随時ピーク検出手段３７に入力されてメモリ１７
に一時記憶される（Ｓ２１）。当該随時入力される除算
演算結果に基づいてピーク検出が行われる（Ｓ２２）。
すなわち、ピーク検出手段３７は、除算手段３６からの
結果値を、メモリ１７より所定サンプル分読み出し、最
大のレベルの位置をピークとして検出する。この部分が
希望シンボルの開始位置、すなわちシンボルタイミング
と推定できるもので、当該シンボルタイミングとしてＦ
ＦＴ窓１４に出力するものである。

【００３１】ここで、上記シンボルタイミング推定の原
理を説明する。マルチキャリア信号（ＯＦＤＭ信号）ｓ
（ｋ）が送信されたときの受信される希望波（ＯＦＤＭ
シンボル）ｓ_ｄ（ｋ）、および時間τ遅れて受信される
遅延波ｓ_ｕ（ｋ）は、（１）式、（２）式となる。

【数１】 ここで、ｃ_ｄ（ｋ）、ｃ_ｕ（ｋ）は伝送路特性であり、
遅延広がりτがガードインターバル期間より短いものと
仮定している。そこで、あるサンプル時間ｋのときの受
信信号ｒ（ｋ）が（３）式で示される。ｎ（ｋ）はガウ
ス雑音である。

【００３２】上記受信信号ｒ（ｋ）と、これをシンボル
期間遅延手段３１でシンボル期間Ｔ遅延させた信号ｒ
（ｋ−Ｔ）との差分を減算手段３２で演算した結果ｒ
_ｄｉｆ（ｋ）が（４）式で示される。

【数２】 ここで、ｎ_ｄｉｆ（ｋ）は（５）式で表される。また、
ガードインターバルの信号成分とＯＦＤＭ信号の後半部
分（ガードインターバルの複製された部分）との信号成
分は同じであることから、（６）式および（７）式が成
り立つ。この場合のＴｇはガードインターバル期間であ
り、ｌ（小文字エル）は整数である。

【００３３】したがって、上記減算結果ｒ_ｄｉｆ（ｋ）
は（８）式で表される。

【数３】 ここで、簡略化するためにｌ（エル）＝０とし、最大ド
ップラ周波数はシンボル周期（周波数）に比べて十分に
小さいとすると、｛ｃ_ｄ（ｋ−Ｔ）−ｃ_ｄ（ｋ）｝およ
び｛ｃ_ｕ（ｋ−Ｔ）−ｃ_ｕ（ｋ）｝の平均値は０と近似
することができ、さらにガウス雑音ｎ（ｋ）の平均値も
０とすることができることから、ｎ_ｄｉｆ（ｋ）の平均
値も０と近似することができる。したがって、減算結果
ｒ_ｄｉｆ（ｋ）は、上述のように遅延広がりτ以上から
ガードインターバル期間Ｔｇ以内の範囲であれば、一つ
前のシンボルの遅延波が及ばない範囲であることから、
０と近似することができる。

【００３４】そして、上記減算結果ｒ_ｄｉｆ（ｋ）を絶
対値化演算手段３３Ａで絶対値化した後に、二乗化演算
手段３３Ｂで二乗化処理を行い、Ｌサンプル移動平均演
算手段３４でＬサンプル移動平均の演算が（９）式で表
される。

【数４】 すなわち、移動平均値ｒ_ａｖｅ（ｋ）は、τ以上から
（Ｔｇ−Ｌ＋１）以内の範囲で小さい値となり、これ以
外の範囲では平均化により小さい値が存在しなくなるた
め大きな値となる。この移動平均値の変化が図７（Ａ）
に示される。

【００３５】上述のように、上記移動平均値は、τ以上
から（Ｔｇ−Ｌ＋１）以内の範囲では小さい値であり、
（Ｔｇ−Ｌ＋２）以上では大きな値へと変化する。この
変位点を、除算手段３６により、（１０）式で演算する
ことにより、大きい値に切り替わる位置（Ｔｇ−Ｌ＋
２）を、図７（Ｂ）に示すようなピークとして得ること
ができるものである。

【数５】

【００３６】このように、マルチキャリア信号の遅延広
がりがガードインターバル期間より短い場合、シンボル
開始位置では希望シンボルの一つ前のシンボル遅延波が
及ばないことから最適なシンボルタイミングを推定する
ことができ、これによりシンボル間干渉の影響が軽減さ
れ、高精度な復調が簡易構成でできるものである。

【００３７】

【実施例】次に、図８に、本発明における一実施例の説
明図を示す。図８は、本発明の有効性を検証するための
ものとして、計算機シミュレーションでのＢＥＲ（ビッ
トエラーレート）特性を示したものである。図８（Ａ）
は本シミュレーションのパラメータを示したものであ
り、ここでは遅延プロファイルを図８（Ｂ）に示すよう
に、電力指数減衰１８波レイリーフェージングとし、最
大遅延広がりを８５サンプル、最大ドップラー周波数を
２０［Ｈｚ］とし、移動平均する範囲を５サンプルとし
ている。

【００３８】そこで、図８（Ｃ）に本シミュレーション
のＢＥＲ特性が示される。ここで、「○」プロットは理
想的特性（完全同期）であり、「●」プロットは本発明
によるＢＥＲ特性である。図のＢＥＲ特性の如く、本発
明によるシンボルタイミング、すなわちピークが立つ位
置が理想的には９７サンプル目であって遅延広がりが８
５サンプルであり、本発明によるＢＥＲ特性が理想特性
にほぼ一致した特性を示している。これによって、ピー
ク位置から復調処理を行えばシンボル間干渉の影響を軽
減することができ、高精度な復調処理をできることがわ
かる。

【００３９】次に、図９に、本発明の受信データ復調方
法が適用される受信装置の概略説明図を示す。図９に示
す受信装置４１において、アンテナ等により受信した受
信信号がＢＰＦ（バンドパスフィルタ）４２により所定
周波数帯を抽出され、混合器４３で周波数シンセサイザ
４４からの所定の周波数と混合され、さらにＢＰＦ４５
で中間周波信号に変換される。自動利得増幅器４６で増
幅された後、直交検波器４７で局部発振器４８からの位
相が９０度ずれた２系統の周波数でＩ成分の信号とＱ成
分の信号とを抽出し、これらをＬＰＦ４９で高周波成分
を除去してＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部５０
でディジタルデータに変換する。

【００４０】上記ディジタルデータは、２乗余弦ルート
ナイキストフィルタ５１で送信側との全体でシンボル間
干渉を起こさないナイキスト条件を満たすようにフィル
タリングが行われて帯域制限され、図１に示す復調デコ
ーダ１１に送られる。この復調デコーダ１１で、図３〜
図７で説明した処理により希望シンボルの復調処理が行
われ、並直列変換部５２でシリアルデータに変換され
る。続いて、デインターリーブ処理部５３において、送
信側で行われた周波数および時間でのインターリーブ処
理に対して復元が行われる。そして、誤り訂正部５４に
おいて、送信側で付加された誤り訂正符号に基づいてビ
ットエラーが訂正され、音声・画像処理部５５で多重分
離されて音声および／または画像の復号処理が行われる
ことで、受信メディア信号としてスピーカやディスプレ
イに出力されるものである。

【００４１】このような受信装置４１において本発明に
係る受信データ復調方法を採用することで、シンボル間
干渉の影響が小さな範囲でシンボルタイミングを検出す
ることからシンボルタイミングオフセットを回避させ、
簡易構成で高精度な復調処理を行わせることができる受
信機構を構築することができるものである。このような
受信装置４１として、例えばディジタル放送に対応した
受信機がある。なお、上記受信装置４１では音声および
画像両方の受信メディア信号を復調、出力させる場合を
示したが、音声のみまたはデータのみを受信する場合に
も適用することができるものである。

【００４２】次に、図１０に、本発明の受信データ復調
方法が適用される送受信装置の概略説明図を示す。図１
０に示す送受信装置６１は、上記受信装置４１および送
信装置６２により構成されるもので、受信装置４１はそ
の説明を省略する。図１０に示す送受信装置６１におけ
る送信装置６２は、入力された送信対象の送信メディア
信号が音声・画像処理部６３で音声および／または画像
をそれぞれでディジタルデータとし、誤り訂正符号付加
部６４で受信側で誤り訂正させるための誤り訂正符号が
付加される。その後、図示しないが、マッピング処理
（変調マッピング）が行われるが、後述のインタリーブ
処理後にマッピング処理を行ってもよい。この場合、受
信装置４１においても、図示しないが、デインタリーブ
処理の前段階または後段階で送信装置６２のマッピング
処理の部分に対応してデマッピング処理が行われる。

【００４３】続いて、インターリーブ処理部６５におい
て周波数および時間でのインターリーブ処理が行われ、
直並列変換部６６でパラレルデータに変換される。そし
て、図２に示す変調エンコーダ２１でガードインターバ
ルが付加されたＯＦＤＭ信号が生成される。これを２乗
余弦ルートナイキストフィルタ６７において、受信側と
の全体でシンボル間干渉を起こさないナイキスト条件を
満たすようにフィルタリングが行われて帯域制限され
る。

【００４４】続いて、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）
変換部６８でアナログ信号に変換され、ＬＰＦ６９で高
周波成分が除去される。そして、直交変調器７０で局部
発振器４８の変調周波数でＩチャンネル、Ｑチャンネル
の直交処理がなされた後、ＢＰＦ７１で中間周波信号に
変換され、混合器７２で周波数シンセサイザ４４からの
所定の周波数と混合される。さらに、ＢＰＦ（バンドパ
スフィルタ）７３により所定周波数帯にフィルタリング
され、増幅器７４で増幅された後にアンテナ切替器７５
を介してアンテナ７６より伝送媒体に出力されるもので
ある。なお、受信信号は、アンテナ７６よりアンテナ切
替器７５を介してＢＰＦ４２に入力される。

【００４５】このような送受信装置６１においても、本
発明に係る受信データ復調方法を採用することで、シン
ボル間干渉の影響が小さな範囲でシンボルタイミングを
検出することからシンボルタイミングオフセットを回避
させ、簡易構成で高精度な復調処理を行わせることがで
きる送受信機構を構築することができるものである。こ
のような送受信装置６１としては、例えば無線機や携帯
電話等の移動体無線機などがある。なお、上記受信装置
４１および送信装置６２では、上記同様に音声および画
像両方の受信メディア信号を復調、出力させる場合を示
したが、音声のみまたはデータのみを受信する場合にも
適用することができるものである。

【００４６】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、マルチ
キャリア信号における希望シンボルにガードインターバ
ルが付加された受信データを、希望シンボルとこのシン
ボル期間遅延させた遅延シンボル信号とを減算して絶対
値化処理し、これを所定サンプル分で移動平均値を算出
し、この所定サンプル移動平均値と単位サンプル遅延さ
せた遅延された所定サンプル分の移動平均値とを除算
し、この除算値を連続的に入力して変位点を検出するこ
とでシンボルタイミングを特定し、当該希望シンボルを
復調処理することにより、シンボル間干渉の影響を回避
させ、高精度の復調処理を簡易構成で実現することがで
きるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の受信データ復調方法を実現する復調デ
コーダの一実施形態の構成図である。

【図２】図１の復調デコーダに入力される入力データの
説明図である。

【図３】図１のタイミング発生部の処理構成図である。

【図４】図３の処理を説明するためのフローチャートで
ある。

【図５】図３のシンボル期間遅延手段の説明図である。

【図６】図３のＬサンプル移動平均演算およびその単位
サンプル遅延の説明図である。

【図７】図３におけるピーク検出の説明波形図である。

【図８】本発明における一実施例の説明図である。

【図９】本発明の受信データ復調方法が適用される受信
装置の概略説明図である。

【図１０】本発明の受信データ復調方法が適用される送
受信装置の概略説明図である。

【符号の説明】

１１ 復調デコーダ １２ 直並列変換部 １３ タイミング発生部 １４ ＦＦＴ窓 １５ ＦＦＴ １６ 処理部 １７ メモリ ２１ 変調エンコーダ ２２ ＩＦＦＴ ２３ 並直列変換部 ３１ シンボル期間遅延手段 ３２ 減算手段 ３３Ａ 絶対値化演算手段 ３３Ｂ 二乗化演算手段 ３４ Ｌサンプル移動平均演算手段 ３５ 単位サンプル遅延手段 ３６ 除算手段 ３７ ピーク検出手段 ４１ 受信装置 ６１ 送受信装置 ６２ 送信装置

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】希望シンボルに当該希望シンボルの一部を
   複製したガードインターバルが付加されたマルチキャリ
   ア信号を受信し、受信した当該希望シンボルを所定サン
   プル数でフーリエ変換して復調するにあたり、当該希望
   シンボルの復調開始時期としてのシンボルタイミングを
   特定する受信データ復調方法であって、 前記受信した希望シンボルに関する受信データを、前記
   希望シンボルの周期分遅延させるステップと、 前記遅延シンボル信号と、当該遅延対象となったシンボ
   ル信号とを減算処理するステップと、 前記減算処理した信号に対し、複素成分を除去する絶対
   値化演算処理するステップと、 前記絶対値化処理した信号に対し、前記フーリエ変換に
   応じたサンプル数の所定サンプル分を対象として移動平
   均値を算出するステップと、 前記所定サンプル分の移動平均値を単位サンプル分遅延
   させるステップと、 前記単位サンプル分遅延された所定サンプル分の移動平
   均値と、当該遅延対象となった所定サンプル移動平均値
   とを除算処理するステップと、 前記除算値を連続的に入力して変位点を検出するステッ
   プと、 前記検出した変位点の位置を前記希望シンボルの開始位
   置として前記シンボルタイミングを特定し、前記希望シ
   ンボルを復調処理するステップと、 を含むことを特徴とする受信データ復調方法。
2. 【請求項２】請求項１記載の受信データ復調方法であっ
   て、前記所定サンプル移動平均値の算出にあたり、前記
   絶対値化処理した信号を二乗化処理することを特徴とす
   る受信データ復調方法。
3. 【請求項３】希望シンボルに当該希望シンボルの一部を
   複製したガードインターバルが付加されたマルチキャリ
   ア信号を受信し、受信した当該希望シンボルを所定サン
   プル数でフーリエ変換して復調するもので、当該希望シ
   ンボルの復調開始時期としてのシンボルタイミングを特
   定する手段を含む受信装置であって、 前記受信した希望シンボルに関する受信データを、前記
   希望シンボルの周期分遅延させるシンボル期間遅延手段
   と、 前記シンボル期間遅延手段で遅延させた遅延シンボル信
   号と、当該遅延対象となったシンボル信号とを減算処理
   する減算手段と、 前記減算手段で減算処理した信号に対し、複素成分を除
   去する絶対値化演算手段と、 前記絶対値化演算手段で絶対値化処理した信号に対し、
   前記フーリエ変換に応じたサンプル数の所定サンプル分
   を対象として移動平均値を算出する移動平均演算手段
   と、 前記移動平均演算手段により演算された所定サンプル分
   の移動平均値を単位サンプル分遅延させる単位サンプル
   遅延手段と、 前記単位サンプル遅延手段で単位サンプル分遅延された
   所定サンプル分の移動平均値と、当該遅延対象となった
   所定サンプル移動平均値とを除算処理する除算手段と、 前記除算手段での除算値を連続的に入力して変位点を検
   出するピーク検出手段と、 前記ピーク検出手段で検出した変位点の位置を前記希望
   シンボルの開始位置として前記シンボルタイミングを特
   定し、前記希望シンボルを復調する復調処理手段と、 前記減算手段による減算処理、前記絶対値化演算手段に
   よる絶対値化処理、前記移動平均演算手段による演算処
   理、前記除算手段による除算処理を行うにあたり、当該
   処理対象を一時記憶させる記憶手段と、 を有することを特徴とする受信装置。
4. 【請求項４】請求３記載の受信装置であって、前記所定
   サンプル移動平均値の算出にあたり、前記絶対値化演算
   手段による絶対値化処理した信号を二乗化する二乗化演
   算処理手段を備えることを特徴とする受信装置。
5. 【請求項５】請求項３または４記載の受信装置と、 少なくとも、送信データを所定サンプル数で逆フーリエ
   変換し、希望シンボルに当該希望シンボルの一部を複製
   したガードインターバルを付加させる手段を備え、当該
   希望シンボルにガードインターバルが付加されたマルチ
   キャリア信号を所定の伝送媒体に送信する処理手段を備
   える送信装置と、 を有することを特徴とする送受信装置。