JP2002503403A

JP2002503403A - デジタル伝送圧縮のための改良されたコード化システム

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Publication number: JP2002503403A
Application number: JP50302098A
Authority: JP
Inventors: エル．グルネンバーグ，エリオット; ビー．マースティン，リチャード; キアン，シャオメイ; アール．バマン，ダーデスグール
Original assignee: ディジタルコンプレッションテクノロジー，エル．ピイ．
Priority date: 1996-06-19
Filing date: 1997-05-30
Publication date: 2002-01-29
Also published as: EP0906681A4; WO1997049216A1; RU2181526C2; CA2258682A1; EP0906681A1; AU3292997A; BR9709870A

Abstract

(57)【要約】電気通信及び放送回路網の帯域幅を増大するデジタル圧縮アルゴリズムとして用い得るデジタル圧縮のための改善されたコード化システム(図１)。このシステムは、ベース帯域（信号源）内でなく、伝送レジーム内で作動して、Ｍｂｉｔ／ｓの容量を有する伝送チャネルがＮｂｉｔ／ｓチャネルに供給することができ、ここで並列Ｎビットが１Ｍｂｉｔ／ｓチャネルに供給されたビットに結合される。このシステムは、第１の並列２進ビット（１ａ−１ｄ）のグループを、所定のビット間隔で、デジタル化された電圧振幅信号へ同時にコード化し(２)、デジタル化した電圧振幅信号で搬送波を変調し、変調された搬送波（図２）を、固有のノイズを有する帯域幅が制限された通信ハイウエイを介して伝送し、前記変調された搬送波信号を復調して前記デジタル化電圧振幅信号を受けて、復調手段（図３）により前記固有のノイズを消去し、かつ信号対ノイズ比を改善し、所定のビット間隔で受けたデジタル化電圧振幅信号を、第１の並列２進ビットのグループに対応する第２の並列２進ビットのグループにデコードする（図１の５）段階を包含する。

Description

【発明の詳細な説明】デジタル伝送圧縮のための改良されたコード化システム関連する出願本願は、米国特許出願第０８／２１０，１４１号（放棄）の継続出願である米国特許出願第０８／４１８，２５４号（１９９５年４月６日出願，放棄）の継続出願である米国特許出願第０８／６６８，５９４号（１９９６年６月１９日出願）の一部継続出願である。技術分野本発明は、テレホンツィステドペア(ＴＴＰ)、同軸テレビジョン（ＣＡＴＶ）ケーブル、マイクロウエーブ、モービル及びパーソナル通信回路網、無線及び衛星通信回路網を包含する現存のテレコミュニケーションインフラストラクチュアの伝送容量を増大する装置及び方法に関する。背景技術本発明は、１９９１年７月にエリオットエル.グルネンバーグに付与された「コオパラティブ通信システム」と題する米国特許第５，０２９，２１０号に記載されているフィードバックの概念に関係するもので、この米国特許の教示を本明細書において参照するものとする。本発明はまた、１９９１年１２月２３日にエリオットエル.グルネンバーグにより出願され、１９９３年１１月１１日出願の「圧縮通信及び蓄積システム」と題する一部継続出願により一部変更された「無走査テレビジョン」と題する米国特許出願第０７／８１２，４１７号にも関係する。この米国出願の教示も本明細書において参照するものとする。デジタル信号の圧縮の技術は次の２つに分類することができる。 − 信号源圧縮 − 伝送圧縮信号源圧縮は、信号源から冗長情報を取り除き、これにより低率で伝送を行うことを可能とすることに基づいている。しかしながら、冗長情報の削除は、信号の相関特性の理解を必要とする。この相関特性は、例えば音声信号またはビデオ信号のような各信号型式に独特なものである。冗長情報は、信号源情報を再現するために受信側において推定される必要がある。このため、信号源圧縮技術は、伝送しようとする信号のそれぞれの型式に独特のものとなる。伝送圧縮は、限られた帯域幅のチャネルにおける伝送容量を増大する。具体化されている特定の技術には、アシンクロナスデジタルサブスクライバループ（ＡＤＳＬ）が包含されている。ＡＤＳＬ技術は、入力データにより搬送波を変調するために直角位相振幅変調（ＱＡＭ）を用いている。この技術は、２つのバージョンで実行されている。バージョン１は、ＡＴＴの結合振幅及び位相（ＣＡＰ）変調に基づいている。このバージョンは、現存するテレホンツイステドペア（ＴＴＰ）加入者ループに、１５４４Ｍｂｉｔ／ｓを供給する。これは、各ＴＴＰに、１つのコンプレスドモーションピクチュアエクスパートグループ（ＭＰＥＧ）コード化テープビデオの一方向供給することに有用である。バージョン２は、ノーザンテレコミュニケーションコーポレーション及びアマティコーポレーションにより共同開発された技術に基づいている。この技術の概念は、ディスクリートマルチトーントランスミション（ＤＭＴ）に基づいている。ＴＴＰに適用するためには、ＤＭＴは、２５０のサブ帯域を展開する。それぞれのサブ帯域は４ｋＨｚの帯域幅で、全体として１ＭＨｚの帯域幅となる。各サブ帯域は、変調スキームとしてＱＡＭを用いる。それは、全部で６Ｍｂｉｔ／ｓの１方向伝送を可能とし、また、全部で５２８ｋｂｉｔ／ｓの双方向伝送を可能とする。この５２８ｋｂｉｔ／ｓは、３８４ｋｂｉｔ／ｓのチャネルと１４４ｋｂｉｔ／ｓのインテグレーテドサービセスデジタルネットワーク（ＩＳＤＮ）基本レートアクセスチャネルとを包含する。このように、全部で７Ｍｂｉｔ／ｓがこのチャネルを伝送される。ＤＭＴアルゴリズムは、標準化のためにアクレディエーションスタンダードコミッティ（ＡＳＣ）Ｔ１に提案されている。このアルゴリズムは、ＡＳＣＴ１により２４ゲージワイヤ用として考えられている。発明の開示この出願に記載されている発明は、電気通信及び放送回路網の帯域幅を増大するためのデジタル圧縮技術である。本発明は、テレホンツイステドペア配線を包含するがこれに限定されない電話回路網；電話、データ通信、音声を伴うまたは伴わないビデオ伝送のための同軸ケーブル；マイクロ波、セルラー、モービル及びパーソナル通信回路網；無線及び衛星システムに適用することができる。本発明は、上記の電気通信及び放送回路網のコンポーネントのすべてにおけるマルチメディア用途に適用される。これは、ベースバンドでない伝送レジーム（ソースレジーム）で作動する。本発明コード化システムは、前述の電気通信及び放送回路網により用いられる周波数における伝送に、１組の並列デジタル信号を組み合わせる新規な方法に基づいている。このシステムは、圧縮を実行するために結合コード化及び変調方法を用いている。このシステムは、単一のシンボル期間内に多くの並列データビットを送り出すことを容易にしている。例えば、チャネルが１Ｍｂｉｔ／ｓを供給できれば、本発明のコード化システムを用いて同じチャネルがＮＭｂｉｔ／ｓを供給できる。ここで、並列のＮビットが、１Ｍｂｉｔ／ｓチャネルに供給されるように組み合わされる。本発明の目的は、マルチメディアサービスを提供するのを容易にするように帯域幅の限られたチャネルび伝送容量を増大することにある。本発明は、既設のＴＴＰを通じて居住者宅へ即時的に電話会社が提供するマルチメディアサービスを容易にし、家庭への光ファイバケーブルに頼ることなくＣＡＴＶのオペレータの提供する新規で進展する相互作用的なサービスを容易にし、放送業者が既存の無線及び衛星回路網におけるチャネル数を大きく増大させることを可能とする。本発明のこれらの目的及びその他の目的は、添付図面を参照してなされる以下の詳細な記述から一層完全に理解されよう。図面の簡単な説明図１は、ＤＶ圧縮、コード化、デコード化を示す圧縮伝送システムの全体を示すブロック図である。図２は、圧縮伝送のためのＤＶコーダのブロック図である。図３は、非圧縮デジタルデータの再生のためのＤＶデコーダのブロック図である。図４は、ＤＶデコードツリーのブロック図である。図４ａは、ツリー発生器３０１−ｉのブロック図である。図５は、本発明による完全二重伝送システムを示すブロック図である。図６は、本発明の完全二重伝送システムの詳細を示すブロック図である。図７は、本発明に用いるスパイクフイルタのブロック図である。図７ａは、本発明のタイムドピーク検出器の回路図である。図８は、帯域制限ホワイトノイズの自動相関関数を示す波形図である。図９は、オーバーサンプルドデジタルスパイクフィルタのブロック図である。図１０は、反復型のオーバーサンプルドデジタルスパイクフィルタのブロック図である。図１１は、ゲイテドアナログスパイクバンドパスフィルタのブロック図である。図１２は、位相周波数フィルタの特性図である。図１３は、重複するシンボルパルスのスペクトルを示す波形図である。図１４は、２６ゲージＴＴＰ１２，０００フィート（３６６０メートル）を通るＤＶコード化システムの完全シミュレーションを含むデモンストレーションシステムのブロック図である。図１５は、ノイズ消去受信器を実証するためのデモンストレーションシステムのブロック図である。図１６ａ及び図１６ｂは、それぞれ、付加されたチャネルノイズがない場合の受信機入力及び出力信号の波形図である。図１６ｃ及び図１６ｄは、それぞれ、付加された３０ｄＢノイズ出力増加を伴った受信機入力及び出力信号の波形図である。発明を実施するための最良の形態本発明の技術は、既存の基本的施設のチャネル容量を増大させるためのＤＶコード化システムを具体化するものである。ＤＶコード化システムは、２６ゲージＴＴＰ加入者ループについてテストされた。ここでは、１２，０００フィート（３６６０メートル）に及ぶループ距離で単一のＴＴＰに１６Ｍｂｉｔ／ｓの伝送を行った。これにより、居住者宅への既存の電話加入者ループの８５％以上で実施することができることが分かる。電話加入者での適用のために、本発明は、１ＭＨｚのＴＴＰ制限帯域チャネルでの１方向伝送のために１６：１の圧縮を提供する。これよりもさらに高い圧縮立も可能である。本発明システムは、完全二重モードにも用いることができる。単一のＴＴＰを用いて、このシステムは、適宜のフィルタと組み合わせた場合、１６Ｍｂｉｔ／ｓ完全二重作動を可能とする。ＴＴＰを２つ用いるならば、このシステムは、３２Ｍｂｉｔ／ｓ完全二重情報の伝達を容易にする。これは、家庭及びオフィスに多くのテレビジョンチャネルを供給するのに適当以上のものとなる。ここで、大抵の家には、ＴＴＰが２本引かれているのが普通であることに注目されたい。このＤＶコード化システムは、非常に簡単で、大規模集積回路（ＶＬＳＩ）を用いたハードウエア内に具体化することが容易である。これは、以下の著しい利点を有する。 ○ 大容量、マルチメディア用途に要求される再配線をなさずに、家庭用及びビジネス用に既設のＴＴＰを用いることを容易とする。 ○ このシステムはチャネルの特性に制限を持たない。ＴＴＰ加入者ループ、ＣＡＴＶケーブル、無線チャネル、ラジオ及び衛星チャネルに用いることができる。チャネル容量の増加に対するシステムの圧縮比は、使用されるチャネルの型式、チャネル内の歪みの性質及び付加的なノイズの関数として変化する。 ○ このＤＶコード化システムは、信号源圧縮の代わりに伝送圧縮を用いている。これにより、このシステムは、如何なる信号源メディアにも適用可能である。ＤＶコード化アルゴリズムは、単一チャネルを通じて多くのサービスを提供することを容易にしている。既存のＴＴＰを用いる例には、家庭及びビジネスに以下に述べるサービスを同時に提供することがあげられる。 ○ 多重電話 ○ 多重ビデオ（ＶＣＲ品質）チャネル ○ コンピュータ用のデータサービス ○ ファクシミリサービス ○ 例えばデータベースサービスのような情報サービス ○ フルモーションの生テレビ ○ 利用可能なＨＤＴＶのチャネル表１は、このＤＶコード化アルゴリズムと他の伝送圧縮技術とを比較分析結果を例示するものである。表１ＤＶコード化システムと他のコード化技術との比較さらに、ＤＶコード化システムは、伝送圧縮に基づいており、信号源の冗長性を用いるものではない。開発されたこの方法は、信号源型式とは無関係である。このようにして、デジタル情報は、プレコード化されているか否かにかかわらず信号源として適用され得る。ＤＶコード化システムの目的は、既存の帯域の限られたチャネルの伝送容量を増加させることにある。例えば単一シンボル期間内に１６ビットの伝送を可能とする１６：１の伝送容量の増加は、伝送時間を減少させる一方、同時に伝送媒体の容量を増加させることに注目されたい。これは、特定のメッセージプログラム、ビデオテープ、データ、ファックスまたは音声の伝送が、本発明なくしては必要とされる時間の１６分の１の時間でなされることになることである。本発明が、ＤＶデコーダへの入力においてＮビットを並列化することにより適用されるとすれば、伝送時間はＮ：１だけ減少し、伝送容量は同じ割合だけ増加する。さらに、市販のファーストイン／ファーストアウト（ＦＩＦＯ）ＶＬＳＩ製品を用いると、遅延伝送のためにＤＶコード化メッセージを蓄積することが可能である。これは、本発明においては、並列入力からＤＶデコード化出力へ即時的な非遅延伝送を必要としないからである。ＤＶコード化技術で得られるＮ：１伝送圧縮ゆえに、メッセージに要求される蓄積容量は、同じＮだけ減少される。このようにして、本発明のシミュレーションの１６：１の増加した伝送容量は、遅延伝送のためにメッセージを蓄積するに要するメモリの１６：１の減少を可能とする。上述の両態様は、伝送及び蓄積コストの減少の点において最終使用者にとって著しく経済的な密接な関係を有するものである。ＤＶコード化ツリーは、単一のシンボル期間内に多くのデータビットを送り出すことを容易とし、伝送容量の増加を達成させる。今帯域幅ＢＷのチャネルが、ＤＶコード化システムを使用せずにＲｂｉｔ／ｓの比率でデータを伝送できると仮定する。ＤＶコード化アルゴリズムを使うと、同じチャネルで同じ帯域幅ＢＷ内でＮ：１の圧縮比のためＮ＊Ｒｂｉｔ／ｓを伝送できる。Ｎは、各シンボルについて並列に置かれたビットの数である。本発明の部分としてこの全体のシステムは、以下に述べる装置の組を包含する。 ○ 全体のシステム装置（図１） ○ 送信側のＤＶコーダ（図２） ○ 受信側のＤＶコーダ（図３） ○ 並列データビットを引き出すＤＶデコード化ツリー（図４）図１において、送信側のＤＶコーダ２は、並列のＤ１−Ｄｍデータビットを受けて、変調搬送波を発生する。この変調搬送波はチャネル３を通って伝送される。受信側のＤＶコーダ４は、各シンボル周期ごとに受信変調搬送波から電圧値を引き出す。この電圧は、ＤＶデコード化ツリー装置５により使われて、Ｄ１−Ｄｍ並列ビットが引き出される。送信側のＤＶコーダ２に対応する装置が図２に例示されている。この装置は、Ｄ１−Ｄｍ並列データビットの収集を容易にし、結合コーディング及び変調法を用いて変調搬送波を発生する。各コード化ビットの並列グループの変調振幅が１つのシンボルを構成する。送信側では、伝送データビットは２つのグループに組織される。 ○ グループ１、Ｄ１，Ｄ２...Ｄｎからなる１―１...１―ｎ及びグループ２、Ｄｎ＋１，Ｄｎ＋２...Ｄｎ＋ｍからなる１―ｎ＋１...１―ｎ＋ｍ ○ １６：１の圧縮のためにはｎ＝８及びｍ＝８で、各グループは１つのシンボル周期において並列の８ビットを供給する。各データビットＤｉは電圧値ＤＶｉを生じる。Ｄｉが’１’であると、ＤＶｉは正であり、Ｄｉが’０’であると、ＤＶｉは負である。増幅器／乗算器１００ ―１...１００―ｎ；１００―ｎ＝１...１００―ｎ＋ｍは、第１のグループにおいてＤＶｉ＊Ｓｉｎω_cｔの出力を生じ、第２のグループにおいてＤＶｉ＊Ｃｏｓω_cｔの出力を生ずる。搬送波ω_cは、受信器４（図３参照）に位置する搬送発振器２０７により発生させられる。この信号は、チャネル３を介して送信器２へフィードバックされる。送信器搬送波ω_cは、復調搬送波の位相に対応する位相にある。復調搬送波は、各シンボル周期(１つのビットグループが並列に送られる期間)の持続時間のために受信器により用いられ、これによりシンボルの振幅の本来的な検出を保証している。位相コーヒレンスは、１つのシンボル周期から他のシンボル周期には通常存在せず、このためシンボル位相同期器９６により連続的に調整されなければならない。位相シフタ９５は、直交性を与えるもので、第２のグループの送信器搬送波変調ビットの９０度位相シフトを行う。第１のグループのＳＵＭ１０３の出力は、である。第２のグループのＳＵＭ１０４の出力は、である。結合器１０５は、伝送のためにＳＵＭ１０３とＳＵＭ１０４とを直線的に加算する。それぞれの複合伝送信号は、次の式により与えられる。複合伝送信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０６を介してＤＶデコーダ４へ送られる。システムの受信側においてＤＶデコーダを構成する装置４は、図３に例示されている。送信側２からの前進チャネルにおける結合信号は、プレプロセッサ２０８を介して、非常に狭い帯域幅のバンドパスフィルタ(ＢＰＦ)２００（後述するスパイクフィルタ）に送られ、帯域外ノイズ（クロストークおよびチャネルノイズ）を取り除く。ＢＰＦの出力は、下述するようにＤＶＸ及びＤＶＹ（図３参照）を回復するために用いられる。ＢＰＦ（スパイクフィルタ）２００を通った出力信号は、乗算器２０１において、sinω_ctを乗ぜられて、第１のデータビットグループを回復するためのＳＩＧＮＡＬ１を発生し、乗算器２０２において、sin(ω_ct＋PH)を乗ぜられて、第２のデータビットグループを回復するためのＳＩＧＮＡＬ２を発生する。電圧値ＤＶＸ及びＤＶＹ（図３）は、それぞれローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０３および２０４を通すことにより回復される。このように、ＤＶＸ及びＤＶＹは次のように示される。ＤＶｉグループの疑いの余地のない検出を保証するために、ＳＩＧＮＡＬ１及びＳＩＧＮＡＬ２の変調は、９０度位相を外して維持されなければならない。この特性すなわち直交性は周知のことである。直交性を維持するために、位相シフト装置ＰＨ２０５は９０度である。図３において、ＤＶＸはデータ｛Ｄ１，Ｄ２,...Ｄｎ｝を回復するＤＶｉツリー２０６―１...２０６―ｎへの入力信号として用いられ、ＤＶＹはデータ｛Ｄｎ＋１，Ｄｎ＋２,...Ｄｎ＋ｍ｝を回復するＤＶｊツリー２０６―ｎ＋１...２０６―ｎ＋ｍへの入力信号として用いられる。データ回復プロセスはＤＶＸ及びＤＶＹのコンポーネントについて同じであるので、次の説明はＤＶＸ及び”ＤＶｉ”ツリーだけになされる。ＤＶデコーディングツリーコンプレックスは、Ｄ１−ＤｎデータビットのためのＤＶ１−ＤＶｎデコーディングツリー２０６―１...２０６ｎ及びＤｎ＋１. ..Ｄｎ＋ｍのためのＤＶｎ＋１...ＤＶｎ＋ｍデコーディングツリーからなる。データビットＤｉの回復のためのＤＶｉツリーデコーダに対応する装置は、図４に示されている。ＤＶＸ信号は、コーディングツリー２０６―ｉのコンポーネントであるツリー発生器３０１―ｉへ入力を加える。このユニットは、図４ａに示し後述するようにＤＶＸのコンポーメントの予め計算された値ＤＶｉでＤＶＸのツリーを形成する。各ＤＶＸ（シンボル）入力に対して、これらの入力の可能なすべての組合せを考慮に入れて３０１のｒ＝2ⁿ出力がある。ここで、ｎはビット変調 sinω_c の数である。ＤＶｉツリーデコーダは、ｉ＝１，２...，ｎとするとき、ＤＶｉを推定する。各ＤＶｉについて、受信されたデータは、図２の入力に示すように、ｉ＝１，２,...，ｎとするとき、Ｄｉとなる。ツリーは、グループ１についてＤＶＸを受け、同様なツリーが、グループ２のためにＤＶＹを処理する(図３)。デコーダの作動は、送信側及び受信側の両方がＤＶｉの値を知り、ＤＶｉのそれぞれの値についてサブツリーがあるという推定に基づいている。既知のＤＶｉ値を選定する方法は後述する。ＤＶｉの既知の値は、デコーディングツリーのＤＶｋとして以下に示される(図４ａ参照)。推定プロセスは、送信器の１０３及び１０４の出力として前に示したＳＵＭ演算部のＤＶｋコンポーネントのすべてを識別するようにＤＶｉ（及びＤＶｊ）の既知の値とＤＶＸ（およびＤＶＹ）との比較の差を最小とし、この最小の差に対応するＤＶｉ（及びＤＶｊ）値を選定することに基づいている。このプロセスは次の通りである。ＤＶｉの回復のためには、ツリーはＤＶｋ（ｋはｉに等しくない）を加算したり減算したりするようにセグメント化され、図４ａに示すように、ｒ＝１，２,. ..，ｈとするとき、ＤＶ（ｒ）を発生する。ステップ１：２つのブランチを形成する：ブランチ１の出力＝ＤＶＸ＋ＤＶｋブランチ２の出力＝ＤＶＸ−ＤＶｋステップ２：ＤＶｋ＋１の加算及びＤＶｋ＋１の減算により、ブランチ１及びブランチ２のそれぞれについてさらに２つのブランチを形成する。これらのステップを、ＤＶｋ（ｋはｉに等しくない）のすべての値が用いられるまで繰り返す。データビットＤｉを回復するための決定法は、値Ｕ及びＶを次のように計算することに基づいている。加算及び蓄積ユニット３０２（図４）中の各ＤＶ（ｈ）に対してＵ＝[ＤＶ（ｈ）＋ＤＶｉ] 減算および蓄積ユニット３０３中の各ＤＶ（ｈ）に対してＵ＝[ＤＶ（ｈ）−ＤＶｉ] 次いで最小のＵ、Ｕminを、比較器３０４で３０２の出力を比較することにより見い出す。最小のＶ、Ｖminを、比較器３０５で３０３の出力を比較することにより見い出す。すると、比較器３０６において決定されるように、となる。同じプロセスが、Ｄ１，Ｄ２,...，Ｄｎ＋ｍの回復のためにサブツリーのすべてについて繰り返される。ＤＶｉ値の選定は、送信電力要求に基づいている。例えば電話チャネルは、入力に注入される信号電力が大略１０ｄＢｍで、回線が１００オームを用いて終結されているようにされることが要求されている。この仕様は最大電圧範囲を結果することとなる。電圧範囲が、ＶＬからＶＨ（ここで、ＶＬは電圧範囲中の最小電圧で、ＶＨは最大電圧とする）であるとする。ＤＶｉツリーデコーダが作動するためには、ＤＶＸ及びＤＶＹがＤｉを誘導するようにデコードされうるように各データビットＤｉについてＤＶｉの独特の値を保証するように、以下に述べる選定基準が観察されなければならない。 − 各データビットＤｉがパスｉを有し、 − チャネルがすべてのパスｉの結合信号を伝えており、このようにして、これを、データビットＤｉに対して並列パスの論理組として見ることができ、 − データビットＤｉ｛０，１｝では、対応する電圧値が｛−ＤＶｉ，＋ＤＶｉ｝である。パスｉのためのＤＶｉの選定基準：ＶＬとＶＨとの間のパスｉのためのＤＶｉの選定基準は次の式により与えられる。ＤＶｉ＝｛[ＶＨ−ＶＬ]／(ｎ＋１)｝＋オフセット（ｉ）ここで、ｎは伝送中のグループ内のデータビット（Ｄ１，Ｄ２,...，Ｄｎ）の数、及びオフセット（ｉ）は、レベルの間隔を均一に隔てることにより導入される選定の曖昧性を推定するように選定される、ＤＶｉのための均一性からのレベルの小さいシフトである。ＶＨ及びＶＬ間には、データビットＤ１，Ｄ２,. ..，Ｄｎのための電圧レベルＤＶ(１)，ＤＶ(２),..，ＤＶ（ｎ）がある。上記の等式では、電圧範囲(ＶＨ−ＶＬ）はｎ−１データパスのために等しくｎ−１値に分割されている。オフセット（ｉ）は各データパスについて独特のものである。２つの重要な制約を、ＤＶｉの選定について設定しなければならない。 − 最小ＤＶｉ − オフセット（ｉ）最小ＤＶｉ値は、次の制約に基づいて選定されなければならない。チャネルのノイズの効果を最小限とするために、最小ＤＶｉを下限から遠く離さなければならない。また、Ｄｉを検出するために受信器において独特な識別可能なＤＶｉを保証するために、最小ＤＶｉは上限ＶＨから遠く離さなければならない。オフセット（ｉ）は、次のように選定されなければならない。 − 任意の[ＤＶｉ＋ＤＶｊ]の加算がＤＶｋに等しくない。 − ＤＶｉ＋１−ＤＶｉが単調に増大する。これは、Ｄｉの検出のために、独特で識別可能なＤＶｉの発生を保証する。すべてのＤＶｉのためのオフセット（ｉ）の和は次式により選定される。（ｎ−１）ＤＶｉのために、オフセットの全数が次式により与えられる。ここで、riは組｛ＤＶr｝内のデータ電圧インデックスであり、ＤＶ１はオフセットを有しない。例８：１ＤＶコーディングアルゴリズムのために、４ビットの２つのグループがあり、データビット（ＤＶ１，ＤＶ２，ＤＶ３，ＤＶ４）の各グループについてｎ＝４で、全オフセット＝６である。１６：１ＤＶコーディングアルゴリズムのために、８ビットの２つのグループがあり、データビット（ＤＶ１,..，ＤＶ８）の各グループについてｎ＝８で、全オフセット＝１６である。最小オフセットは次式で与えられる。ＤＶｉのためのオフセット（ｉ）は次式で与えられる。直交伝送ＤＶｉグループの直交伝送は、二重圧縮である。図２は２つのデータグループＤ１，Ｄ２,..，Ｄｎ；Ｄｎ＋１，Ｄｎ＋２,..，Ｄｎ＋ｍの伝送を示している。直交伝送のためには、結合信号が次のように発生される。第１の項はＱコンポーネントとして定められる。第２の項は１コンポーネントとして定められる。受信器において、結合信号は２つのブランチに分離される。第１のブランチは、以下のようにしてＤＶＸを発生する(図２)。第２のブランチは以下のようにしてＤＶＹを発生する。ＤＶＸ及びＤＶＹはＤＶｉツリーデコーダを通されてデータを回収する。完全二重作動ＤＶコーディングアルゴリズムを用いて完全二重作動を容易にするシステムを図５に示した。チャネルは、信号を送信するのにも、受信するのにも用いられる。これは、電話回線に典型的である。他の型式の通信システムでは、送信及び受信チャネルが論理的に分離されており、したがって、信号の引き出しが非常に容易である。電話チャネルの送信及び受信の正確な性質は特定の実施に基づく。実施１この実施では、両側で送信と受信とが同時に行われる。一方の側が結合信号Ｓ１を送り出しており、他方の側が結合信号Ｓ２を送り出していると仮定する。Ｓ１及びＳ２は、対応してデータビット｛Ｄ０，Ｄ１,..，Ｄｍ｝により変調される。これらは、システムの両端で異なっている。任意の瞬間において、完全二重チャネルは全結合信号を有する。この信号は次式で与えられる。ここで、ａは前進チャネルのための減衰係数、ｂは逆進チャネルのための減衰係数、ａ及びｂはチャネル上の移行距離につれて変化する。信号の回復は、次のようにして達成される。Ｓ１は次式のように回復される。Ｓ２は次式のように回復される。これらの信号の回復のためのタイミング関係は、電気通信回路網において既に確立されており、ここでは述べない。この実施は、実際上米国中の電話システムに広く用いられている。しかしながら、処理遅延を包含するチャネルの伝搬遅延はシンボル周期を越えてはならないことに注目されたい。実施２この方法は、ピンポンと呼ばれて周知の技術を用いる。各ＴＴＰが完全二重データの４．２Ｍｂｉｔ／ｓの伝送をすると期待されていると仮定する。すなわち、各側で少なくとも４．２Ｍｂｉｔ／ｓのデータを送り出す。これは、２つのＴＴＰを用いて８４Ｍｂｉｔ／ｓの完全二重データを伝送することとなる。ピンポン技術は、両側間の多重ＴＴＰの利点を生かして、クロストークのインパクトを最小限とする。２つの局間を接続する２つのＴＴＰの場合には、ピンポン技術は次のように働く。 ○ サイドＡ及びサイドＢは両ＴＴＰでの伝送に等しい時間を与えられている。 ○ サイドＢは、各ＴＴＰに１６Ｍｂｉｔ／ｓのデータを時間Ｔの間に送る。すなわち、両ＴＴＰは１方向に伝送する。このようにして、サイドＡは時間間隔Ｔの間に３２ｋｂｉｔ／ｓを伝送することができる。 ○ 次のＴの時間間隔の間、サイドＢだけが逆進方向に各ＴＴＰ上にデータの１６Ｍｂｉｔ／ｓを送り出すことを許容される。このようにして、第２の時間間隔ＴはサイドＢへデータの３２Ｍｂｉｔ／ｓを送るように振り当てられる。 ○ チャネルは、時間間隔Ｔの等しい振り当てをもって、サイドＡ及びサイドＢに交互に振り当てられる。この実施は、チャネルを任意の時間間隔で１方向のみの伝送を行うことを許容し、従って、遠位のサイドにおけるデータの回復は非常に簡単となる。また、この方法は、チャネルにおけるクロストークノイズを減少させる。しかしながら、この方法は、両サイドにおけるデータのバッファリング、それぞれのサイドからの伝送の同期、及びデータのフレーミングを支持するプロトコルを必要とする。実施のために確立すべき必要がある僅かなオーバーヘッドがあるのである。釣り合いは、クロストークの減少とフレーミングのためのオーバーヘッドにある。ＤＶコーディングシステムは、上記の実施の両方で作動する。完全二重対称圧縮システム単一のＴＴＰの双方向に完全１６Ｍｂｉｔ／ｓを伝送する容量は、新規な実施を必要とする。これは、同じ帯域幅（チャネル）が両方向に用いられるので、圧縮比を倍にすることを必要とする。本発明においてこれを行う基本的な方法は、図６に示されている。これは、上述の実施２に採用されている周知のスイッチング技術をもっていずれの実施にも働く前述の米国特許第５，０２９，２１０号に用いられている原理の若干に従うものである。ターミナルは送信サイド及び受信サイドの両方を有する。左側のターミナルは、送信器２Ａと受信器４Ｂとを包含し、右側のターミナルは、送信器２Ｂと受信器４Ａとを包含する。左側のターミナルの送信器２Ａに入来する情報ビットは右側のターミナルの受信器４Ａにより受信され、同時に、送信器２Ｂに入来する情報ビットは、左サイドターミナルのユニット４Ｂにより受信される。これらのユニットに同じ数字を付してマークした項目は、同じ機能を有する。ｎ＝８の場合には、各送信器２Ａ、２Ｂは前述の直交伝送法を用いて同時に１６ビットを伝送する。この完全二重システムでは、チャネル３は、送信器２Ａ及び２Ｂの出力の和を伝送し、各受信器４Ａ及び４Ｂは、前述の米国特許第５，０２９，２１０号に示されているのと同様な方法により他方のターミナルからの情報を含む信号はそのままとしながら、各個のターミナルの信号を取り除く。この方法は、以下に、より詳細に述べる。送信器２Ａに注目すると、入力ビットＡＤ₁−_AND は、ユニット１０９−１及び１０９−ｎに付いて前述したようにバイポーラ電圧ＤＶ₁−ＤＶ_nに変換され、この電圧は、加算器１１３で加算される。受信器４Ｂにより受信した和信号は、加算器４０１で１１３の出力に加算される。この信号は、右側のターミナルからの搬送波を変調する。ビットＤＶ_n+1−ＤＶ_n+mの他のグループは、ユニット１０９_n+1−１０９_n+m内でバイポーラ量子化電圧ＤＶ_n+1 −ＤＶ_n+mに変換され、これは、１１４において合計され、加算器４０２において受信器４Ｂの出力ＤＶＹに加算される。この加算器の出力は、振幅変調器１１１の入力に与えられる。この変調器のための搬送波は、１０８において９０度位相シフトしていることを除いては、変調器１１０で用いたのと同じ搬送波である。変調器の出力は、直線的に加算され、チャネル３に伝送される。このようにして、送信器２Ａへの入力と受信器４Ｂの出力の和がチャネル３に送られる。同じようにして、送信器２Ｂは、出力を右側ターミナルからのチャネルへ与える。これは、受信器２Ｂのユニット119₁-119_n and 119_n+1-119_n+mにおいてバイポーラ信号に変換された送信器への入力と、それぞれ和ユニット４０５及び４０６において受信器４Ａの和信号ＤＶＸ及びＤＶＹとの和である。この出力は、ターミナル間に伝播遅延がないとすれば、送信器２Ａから導かれた出力と同じである。このような伝播遅延が如何に補償されるかを以下に述べる。受信器４Ａの受信信号ＤＶＸ及びＤＶＹは、それぞれＳＵＢユニット４０７及び４０８の送信器２Ｂの各直交送信信号を差し引くことにより送信された複合信号から誘導される。同様な作動は、送信器４Ｂ内のＳＵＢユニット４０３及び４０４のそれぞれにより左側のターミナル内でなされる。受信器４Ａの遅延ユニット４０９及び４１０は、正しいシンボルが、２つのターミナル間の伝播遅延を考慮に入れて、互いに減算されることを保証するのに用いられる。すべての搬送波信号 ω_c は、受信器４Ａ内にある発振器２０７から生ずる。左側のターミナルの搬送波は、チャネル信号から誘起され、送信器２Ａの狭帯域フィルタ（ＮＰＦ）１０７により選択される。右側ターミナルのための搬送波もまた、チャネルから誘起され、送信器２ＡのＮＰＦにより選択されるが、伝播遅延を補償するために２Ｂの位相シフトユニット１２０により位相調整される。スパイクフィルタを備えた伝送システム図１〜３は、送信サイドから受信サイドへの伝送の全体を示している。並列データビット１−１から１−ｎは、データビット１−１ないし１−ｎの２進値の様々な組合せから各シンボルのための特定の電圧値を生ずるのに用いられる。同様に、並列データビット１−ｎ＋１ないし１−ｎ＋ｍは、１−１ないし１−ｎビットの場合と同様に特定値を生ずるのに用いられる(図２)。ビット１−１ないし１ −ｎから誘起される電圧値は、 Sinω_ct を変調するのに用いられ、１−ｎ＋１ないし１−ｎｆｍから誘起される電圧は、 Cosω_ct を変調するのに用いられる。これら２つの変調された搬送波は、同期チャネルにおける伝送に先だって加算される。結合された変調搬送波は、バンドパスフィルタ１０６を通し、信号の帯域幅を６ｄＢの点に特定する。送信サイドでバンドパスフィルタを用いることは、同じチャネルにおける双方向伝送のスペクトル分離を与える。１−１から１−ｎへ、また１−ｎ＋１から１−ｎ＋ｍへデータビットを運ぶ変調された搬送波は、１つのシンボル周期で誘起される。チャネルの受信サイドのＤＶコーダは、結合変調搬送波＋チャネルノイズ（３ −１）を受信する。この信号はプレプロセッサ２０８で予処理されて、送信サイドでの帯域幅ろ波によって失われていた高周波数成分を回復する。このように処理された信号は、次いでスパイクフィルタ（２００）へ送られる。スパイクフィルタはノイズ減少装置として用いられる。スパイクフイルタは、搬送波周波数を中心とする１ｋＨｚ帯域幅のフィルタである。これは、各シンボル周期において結合変調搬送波＋チャネルノイズを処理して、著しいノイズ減少を伴って変調搬送波を回復するように用いられる。各シンボル周期のスパイクフィルタの出力は、乗算器２０１および２０２に送られて、ローパスフィルタ２０３及び２０４により、データビット１−１ないし１−ｎ及び１−ｎ＋１ないし１−ｎ＋ｍの電圧値を回復する。受信サイドのＤＶコーダの出力は、ＤＶｘ及びＤＶｙであり、これらは、それぞれＤＶデコーディングツリー（２０６−１ないし２０６−ｎ）及び（２０６−ｎ＋１ないし２０６−ｎ＋ｍ）により用いられる。スパイクバンドパスフィルタ結合変調搬送波は次の特徴を有する。 ○ 各シンボル周期において、１つの位相と１つの振幅とを有するただ１つの正弦波信号がある。 ○ シンボル内には非常に高い相閏があるが、隣接シンボル間には相関はない。 ○ シンボルサンプル周期内にはノイズの相関があるが、このサンプル周期内のノイズと他のサンプル周期内のノイズとの間には相関はない。上記の特徴の中の第１のものは、受信された結合変調搬送波のろ波は、非常に狭いスパイクバンドパスフィルタにより行うことができることを提起している。このフィルタはチャネルノイズの大部分を消去する。上述の特徴の第２の中のものは、安定出力を発生するのにシンボル間の相関を要求する従来のデジタルフィルタが、フィルタの帯域幅がチャネルの帯域幅と同じであることを要求していることを提示している。しかし、これはチャネルノイズをなくさず、従って高帯域幅伝送に用いることができない。第３の特徴は、イントラシンボルを実質的になくし、スパイクフィルタの出力における信号対ノイズ比を著しく高めるように、スパイクフィルタとともに用いられる。本発明は、正弦波信号を回復してチャネルノイズをなくすように、各シンボルを独立に処理することにより、スパイクバンドパスフィルタを独特に実現して、上記の事態を処理するものである。このシステムは一度に１つのシンボルを処理するので、１つのパルスのエネルギだけが、ノイズエネルギからシンボルパルスを識別するのに有効である。エラーパフォーマンスＢＥＲはＳ／Ｎ比の関数である。ここで、Ｔはシンボル周期である。 N_c はノイズ強度で、ホワイトノイズは帯域にわたって一定である。シンボルの信号反復はＳ／Ｎを変えない。しかしながら、反復は、シンボルが狭いパスフィルタを通ることを許容する。これは、シンボル周期のパスバンドの外側にピークを有する同様な第２の狭帯域フィルタのシンボルフィルタ内のノイズに高く相関しているノイズを捕らえることを可能としている。このような第２の狭帯域フィルタの出力におけるノイズは正弦波であり、シンボルフィルタの信号＋ノイズの正弦波出力から減算することができる。従って、１ＭＨｚのシンボルについては、例えばと書くことができる。ここで、ノイズは、シンボルフィルタ帯域幅の外側で１．００１ＭＨｚごとにサンプリングされる。 ε は、Ｎ／ｎとして推定されうる。ここで、ｎは、信号反復の数またはチャネル帯域幅対フィルタ帯域幅の比である。スパイクフイルタ波２つのやり方で実現される。 ○ デジタルスパイクバンドパスフィルタ ○ アナログスパイクバンドパスフィルタノイズ消去スパイクバンドパスフィルタ図７は、デコーダの受信サイドのブロック図で、このデコーダは、第１のスパイクバンドパスフィルタ７０５ａと第２のスパイクバンドパスフィルタ７０５ｂとを包含するスパイクフィルタ７００を含んでいる。各スパイクバンドパスフィルタ７０５ａ、７０５ｂへの入力は、受信した変調搬送波Ｘ（ｔ）である。これは１つのシンボル周期においてゲートされたものである。このようにして、例えば搬送波周波数が１ＭＨｚであるとき、シンボル周期が１マイクロ秒に設定される。ノイズからの受信信号は次式で表される。ここで、Ｓ（ｔ）は変調搬送波であり、Ｎ（ｔ）は１ＭＨｚチャネルノイズである。図７に示す実施形態では、スパイクフィルタ７０５ａは、シンボルの周波数（例えば１ＭＨｚ）に同調されており、スパイクフィルタ７０５ｂは、第２の周波数（例えば１．００１ＭＨｚ）に同調されており、スパイクフィルタ７０５ａは１ｋＨｚ以下の帯域幅を有する(これらの数字は機能の説明をはっきりさせるための例示のためのものである)。フィルタ７０５ａの帯域幅と等価な帯域幅を有するフィルタ７０５ｂの出力は実質的なノイズであり、これに対し、７０５ａの出力はシンボル信号および相関ノイズである。両スパイクフィルタ出力におけるノイズは実質的に相関しており、特に、図８に示す逆フーリエ変換の等価である帯域制限ホワイトノイズの自動相関作用の見地からそうでである。図８に示すように、フーリエ対はである。ここで、自動相関ファンクション１９２は時間ドメインファンクションであり、周波数ドメインファンクション１９４は、帯域幅”ａ”の周波数帯域に限られた周波数を有するノイズと考えてよい。ファンクション１９２は、ρω (ω)の帯域に限られた等振幅のノイズの自動相関であることは周知である。時間ドメイン図の横軸”ｔ”は、実際には、このような周波数スペクトル特性（不確定な長時間存在する）が観察されたときの時間差である。したがって、このノイズ時間シーケンスがほとんど同時間に生じると、基本的に１の相関が、図８に示されるように存在し、また、２つのノイズ信号が、同じ時間間隔内で周波数的に転置されると、２つのノイズ間の相関が１に近いので、互いに減算される。本発明においては、２つのスパイクフィルタ７０５ａ及び７０５ｂへのノイズ入力が時間的に実質的に同時である。僅かにナノ秒の程度の局部差遅延が存在できるだけである。対照的に、異なったシンボルに関係するノイズは、ビット幅に等しいか、それよりも大きい時間（マイクロ秒）だけ異なっている。図８はまた、相関が、ビット幅の３分の１程度の遥かの大きい時間だけ１に近く止まっていることを示している。フィルタの鋭さ及びまたは反復数ｎは、有効な周波数分離を決定する。このようにして、図７に示すように、フィルタ７０５ｂのノイズ出力は、フィルタ７０５ａの信号＋ノイズ出力から実質的に減算され、これによりＳ／Ｎ比を大きく高める。スパイクフィルタ７０５ａ及び７０５ｂの帯域幅を狭くするほど、ノイズ消去は大きくなる。このノイズ減少は顕著であり、使用できる電圧レベルの数の増加及びまたは必要とする信号出力の劇的な減少を可能とし、これが帯域幅圧縮の有効なキーとなる。図７に示すように、スパイクフィルタ７０５ａ及び７０５ｂの出力は、同時に各ピーク検出器７０６ａ及び７０６ｂへの入力である。これらのスパイクフィルタの出力は、１つの振幅と位相を持った正弦波であり、そのピーク値は、ピーク検出器７０６ａ及び７０６ｂで検出される。図７ａは、ピーク検出器７０６ａ及び７０６ｂの非限定的な実施例の回路図である。第１のピーク検出器７０６ａは、抵抗９００、ダイオード９０１、抵抗９０２及びコンデンサ９０３からなる。コンデンサ９０３及び抵抗９０２の値は、この検出器の出力のピーク値を、１クロック間隔に等しい期間の信号の正のピークと同じ値に近く維持するように選定される。タイミング回復回路７５０（図７）からのクロック信号９１６は、スイッチ９０４を閉じることによる信号間隔が信号（シンボル）周期に等しくなった後、検出器出力を接地に接続する。検出器７０６ａの出力は、ブロッキングコンデンサ９０５を介して合計増幅器へ供給される。この合計増幅器は、増幅器９０７、フィードバック抵抗９０８及び入力抵抗９０６からなる。これらの構成部材は図７に示す加算機７０７となる。同様に、ピーク検出器７０６ｂは、ダイオード９０１ａ、抵抗９００ａ、抵抗９０２ａ及びコンデンサ９０３ａからなり、第１のピーク検出器の出力の処理に付いて前述した対応構成部材と同じ作用を行う。この回路の時定数もまた、スイッチ９０４ａのタイミングと同じである。このピーク検出器の出力は、コンデンサ９０９、入力抵抗９１０、増幅器９１２及びフィードバック抵抗９１１からなるインバーティング増幅器に供給される。図７ａに示すように、これらの構成部材は、入力に対して位相が逆転された出力信号を提供する。この信号は、次いで、コンデンサ９１３及び入力抵抗９１９を介して合計増幅器９０７への入力となる。このようにして、僅かに異なる周波数であるが同じような２つのフィルタのピークｄｃノイズ信号出力は、ピーク信号に対応するｄｃ値だけを残して、互いに打ち消し合う傾向となる。図７においては、タイミング回復回路７５０が示されている。この回路は、例えば変調された搬送波信号を入力として受け、これから送信器からのクロック信号９１６を誘起し、ピーク検出器の作動をゲートして、これが各シンボルで連続的に作動できるようににする位相ロックループを実現する。非圧縮ビットの持続時間に対応する特定の時間間隔内に受信した信号（シンボル）は、クロックタイミングに対して特定の位相の正弦波である。ピーク検出器７０６ａ及び７０６ｂは、タイミング回復回路７５０により発生されたクロックにより遮断されるまで続く正弦波間隔のピーク値と振幅において等しい出力を提供する。この結果は、合計増幅器７０７の位相出力の持続時間が、シンボル信号の位相の尺度であることを示す。カウンタ７０８は、正のピークの時間にカウントを始動させ、クロック信号の縁部でこのカウントを停止させることにより、持続時間を測定する。カウンタ７０９の出力位相は、コンピュータ７０９への入力値である角度に対応する時間を示す値である。合計増幅器７０７で得られるピーク出力のピーク振幅とともに、コンピュータ７０９は、所定の表から位相角度値 αを決定する。この角度値はカウント数に対応する。コンピュータはまた、記憶されている表から対応するサイン値及びコサイン値を決定して、これらの値に、ピーク検出器の振幅値を乗算して、それぞれ直交コンポーネントＤＶｙ及びＤＶｘを決定する。ＤＶｙ値及びＤＶｘ値は、後述するように、それぞれデコーディングツリー（２０６−１ないし２０６−ｎ）及び（２０６−ｎ＋１ないし２０６ −ｎ＋ｍ）への入力となる。ＤＶｙ及びＤＶｘを誘起する上述の方法は、乗算器２０１、２０２及びローパスフイルタ２０３及び２０４を用いて図３に示すようにＤＶｘ及びＤＶｙを誘起する方法とは異なる。デジタルスパイクバンドパスフィルタ第１及び第２のスパイクバンドパスフィルタは、デジタルＩＩＲまたはＦＩＲフィルタである。このようなフィルタは、ほとんど１／帯域幅に近い処理時間を必要とする。実施例としては、フィルタ帯域幅が１ｋＨｚで、処理時間が１ｍｓである。１ＭＨｚの入力シンボル率を保持するためには、１０００個ものフィルタ対が必要となる。しかし、これは、１つのシンボル周期内に果たされるようにスパイクフィルタリングプロセスを早めるオーバーサンプリングを行うことにより、回避することができる。各マイクロ秒間に受信したシンボルのサンプルが蓄積され、０．０１マイクロ秒ごとに繰り返し記録されると、シンボルは、１マイクロ秒のシンボル時間間隔内にろ波され得る。１ｋＨｚの帯域幅を有する１ＭＨｚ信号は、スパイクフィルタの作動を拡大させるので、この信号は１００ＭＨｚ信号として現れる。このようにして、スパイクフィルタは、１００ｋＨｚの帯域幅で１００ＭＨｚを中心として作動する。この方法はオーバーサンプリングと呼ばれている。図９は、オーバーサンプルドデジタルスパイクバンドパスフィルタの作動を示す。伝送チャネルから受信した各シンボル（１ＭＨｚシンボル率）はゲートされ、スパイクバンドパスフィルタへの入力として用いられる。バッファ７５１内に蓄積されたゲートされたシンボルは、１００ＭＨｚの割合で繰り返し記録される。すなわち、繰り返しシンボルは、デジタルスパイクフィルタ７５２及び７５２ａの入力に１００ＭＨｚのオーバーサンプルドシンボル率で出現する。安定シンボル回復後、デジタルフィルタの出力の最後のシンボルがゲートアウトされ、デジタルスパイクフィルタ７５２ａの最後のノイズシンボルが、合計増幅器７５３内の信号プラスノイズシンボルから減算されて、バッファ７５４内に蓄積される。安定出力は１マイクロ秒の終わりに出現する。シンボル内のサンプルは、次いでバッファ７５４から、送信サイドから受信するシンボル率である１ＭＨｚの割合で読み取られる。この信号は、図７においてＹ（ｔ）により示されている。Ｙ（ｔ）は、ＤＶｘ及びＤＶｙコンポーネントを形成するためにカウンタ７０８及びコンピュータ７０９に与える入力として用いられる。スパイクフィルタの作動は、ノイズフィルタ７５２ａが信号フィルタ７５２から１ｋＨｚ離れて同調させなければならないことを除いては、前述の場合と全く同じである。より簡単なオーバーサンプルドデジタルスパイクフィルタを、標準のＦＩＲに代えて用いることもできる。図１０に示すように、これは単一の遅延ユニット７５５からなる。この遅延ユニット７５５の出力は、加算器７５６内で入力と合計され、この加算器の出力はとなる。ここで、t₀はユニット７５５の遅延である。この信号は加算器７５７へフィードバックされ、ここで入来する信号はｅに加算される。ｎ回の反復の後、相続く加算はを生じる。ここで、ω=2πfである。f=f_0'2πf₀τ₀=2πであると、この大きさは、E_n=nの最高値となり、ゼロが周波数ｆ０から±f0／２ｎので発生する。この周波数はフィルタの帯域幅により定まる。このようにして、このシステムは狭バンドパスフィルタであり、図８のフィルタのように作動する。ユニット７５５のゼロ周波数に同調させたフィルタは、ノイズ減少信号を提供する。このフィルタは、遅延回路７５５ａ及び加算器７５６ａ、７５７ａにより構成されている。減算は、図１０に示されるように合計増幅器７５８で行われる。必要とされる伝送チャネル帯域幅は、基本の非圧縮ビット率として決定される。しかし、付加的なスパイクフィルタを同じ入力チャネルで作動させて圧縮倍数を増大させることもできる。アナログスパイクバンドパスフィルタ第１及び第２のスパイクバンドパスフィルタは、１９９５年８月２２比出願の「圧縮通信及び蓄積システム」と題する米国特許出願第０８／５１８，００７号に記載された超共振の原理を採用したアナログスパイクバンドパスフィルタである。図１１に示すアナログフィルタの実施例では、更新された結合変調搬送波が、１シンボル周期についてゲートされる(すなわち、搬送波周波数が１ＭＨｚであるとき、シンボル周期が１マイクロ秒に設定されている)。アクティブモードでは、シンボルパルスが受信されているとき、ゲート８０５及び８０６は信号を通し、ゲート８０７は信号を停止させる。アクティブモードでは、入力シンボルパルスは、合計器８０１内で、増幅器８０３の出力からのフィードバック信号と加算される。この増幅器は、位相／周波数フィルタ８０２を通って来る信号を供給される。また、この増幅器内には固有遅延回路８０４があり、ループフィードバック作用に影響を与える。フィルタ８０２の特徴は図１１に示されている。このフィルタの特徴は、共振回路から得られる。この共振回路は、共振周波数以下の周波数において遅延位相シフトを、共振周波数においてゼロ位相シフトを、共振周波数以上の周波数において先行位相シフトを有する。この位相シフトは周波数と直線関係となる。増幅器８０３は、すべての周波数を通し、大略１のループ利得を与えるもので、多数の段からなり、フィードバック信号が合計器８０１において加算されることを保証している(位相は信号周波数に関係なく各増幅段において反転される)。このループにおける物理的な遅延８０４は増幅器により決定され、その作用は、これが名目的なものであることにより高められている。今日の増幅器は、段当たりナノ秒の単位で計られる遅延を有する。それ故、フィルタ８０２の周波数に伴う位相の直線的な変化によって、また、ループ遅延がシンボルパルス持続時間よりも遥かに短いゆえに、信号は、周波数選択様式で急速に形成される。周波数選択性は、パルス持続時間内に発生する急速再循環数ｎにより高められる。フィルタの出力は、位相器の合計であり、これは、振幅が一定であると仮定すると、次の式で表される。ここで、Δφは、繰り返しごとの任意の周波数の各位相電圧の位相シフトに等しく、ｆ０はフィルタの共振周波数（中心周波数）である。Ｅのためのこの式は、ｎ回の繰り返し後のループのトランスファー作用を決定する。ｎ回の繰り返しの後nΔφ/2=2πの位相シフトΔｆを生じることを要求される周波数シフトはΔf=2πf₀/2Qnである。これは、ユニバーサル共振曲線（ターマン著の「ラジオ技術者ハンドブック」第１版、１３７頁参照）から導かれる。これは、ループトランスファー作用の第１のゼロの位相シフトであり、フィルタ帯域幅のリーゾナブルステートメントである。この式は、選択性がＱ及びｎの積により鋭くなることを示している。図１２は、図１１のフィルタの出力特性を、Ｑ・ｎの２つの値のための周波数の関数として示す図である。繰り返し作用は急速に生じ、図１２は特定のパルスの最終値を例示している。線８５１はフィルタへの入力のスペクトルを示す。符号８５２により示す軌跡は、Ｑとｎとの積により与えられる最終スペクトル振幅であり、ここで、ｎはフィルタを巡る繰り返しの数で３０に等しい。軌跡８５４は、同じＱ・ｎの積について周波数に対する位相変化を示している。軌跡８５３は、Ｑ・ｎ＝１００の時の最終スペクトルを示し、軌跡８５５は、Ｑ・ｎ＝１００の場合の位相／周波数特性を示す。図１２は、Ｑまたはｎが増大するにつれ、超共振が改善されることを例示している。図１１に示すこの超共振フィルタ８０２はまた、シンボルパルスあたりの信号対ノイズ比を大きく高めるのに用いることができる。前述のように、信号フィルタは、繰り返しプロセスにより消去することができないノイズを含んでいる。しかしながら、このノイズは、シンボルを含まないが伝送チャネル内にある接近した周波数を中心とする同様なフィルタを使うことにより、実質的に消去することができる(図７参照)。この第２のフィルタの出力は，信号フィルタ内のノイズと高く相関するノイズ信号であり、減算後に実質的にノイズが消去される。このプロセスは、超共振フィルタが周波数スケーリングを必要とすることなく信号パルス周期内に作用を終わらせることを除いては、前述のものと同じである。これは、ｎまたはそれ以上の係数によりノイズを抑制し、伝送された信号レベル中で弁別することを要求される信号出力の対応する減少を許容し、レベルの振幅範囲を増大することにより、また、他チャネルとの干渉を減少させることにより、実際のデータ圧縮性能を効果的に改善する。また、このフィルタは著しい遅延なしに弁別を達成するので有利である。信号形成プロセスは、２つのやり方のいずれかにより終結される。１つは、シンボル信号入力位相を反転させることであり、もう１つは、シンボル周期直後にフィードバック信号を逆転することである。後者は、好適なものであり、後述する。アクティブ周期の終わりに、ゲート８０５及び８０６が信号を停止し、ゲート８０７が、シンボルがスパイクフィルタにより処理されない期間中、信号を通過させる。この期間には、ゲート８０７は信号をインバータ８０８へと通過させる。他の期間には信号を通過させない。このようにして、形成されたシンブル信号は消されるが、これはシンブル時間間隔の損失を含むこととなる。データ率は、それぞれ交互の時間間隔で作用する２つのスパイクフィルタを用いて維持することができる。シンボルパルス弁別図１３は、重なったスペクトルのシンボルパルスがスパイクフィルタにより如何に弁別されるかを示している。シンボルパルス９５１は、これらがシンボル正弦波により乗算されるものの、シンブル時間中振幅が一定である。パルス９５１のフーリエ変換はにより与えられる。このパルスの周波数スペクトルの振幅は、形状においてsin ωt/ωであるが、図１３に示されるように、位相角φ対周波数ωは第１のゼロ間で周波数について直線状であり、パススペクトルの中心周波数ω₀においてゼロである。このことは、異なる中心周波数のパルスは、位相／周波数フィルタ８０２（図１１）により弁別されることを意味する。これは、加算プロセス中に位相差を用いる実施例により証明される。このようにして、互いに近接した異なった中心周波数のシンボルを含む付加的なチャネルは、フィルタの最終スペクトルを示す信号９５３により示されるように、互いに干渉することがない。これは、シンボルチャネルを互いに重ねることを可能とするので、シンボルチャネルの数を増やして、伝送チャネル容量を増大することを可能とする。実験結果システム全体の概念の証明を計るために、実験を２部に分けて行った。第１の部は、コンピュータ上でリアルタイムシミュレーションを行ってＤＶコーディングシステムを証明することである。第２の部は、ハードウエアにおけるノイズ消去フィルタ（スパイクフィルタ）の証明である。ＤＶコーディングシステムの実験結果送信サイドのＤＶコーダと、受信サイドのＤＶデコーダ及びＤＶデコーディングツリーとからなるＤＶコーディングシステムは、模擬された１２，０００フィートの長さのＡＷＧ＃２６電話ツイステドペア（ＴＴＰ）を用いて試験された。２路伝送の表現はコンピュータシミュレーションでは困難であるので、ワンウェイシミュレーションが性能アセスメントのために行われた。ＴＴＰシミュレーションは、公開されているＴＴＰパラメーター値、及び電話システムにおいて実際的な許容できるインピーダンス及び電力レベルのためのスケーリング値を用いることに基づいている。これらの値は、専門文献から得られている。インピーダンスは、現在の電話に適合するものとし、すべての電力及び電圧は同様に定められた。システムへのデータ入力は、デュアルシーケンスランダムナンバー発生器、黒白及びカラーイメージから導いた。実験システムは図１４に示されている。すべてのデータ及びピクセルイメージは、受信サイドにおいて正確に回復された。１ＭＨｚ帯域幅の１つのシンボルは、ユーザーデータの１６ビットまで送るのに用いられた。シミュレーションは、シンボル搬送波のサンプリング率にこのシミュレーションをタイトに結合するという制約を有していた。このシミュレーションは、ハードウエアにおいてなされたように互いに非常に近接した中心周波数で作動する２つのスパイクフィルタの実現を許されないので、スパイクフィルタのノイズ減少の効果をみるために搬送波のサンプリング率とスパイクフィルタのサンプリング率との結合を断つことが非常に重要である。この制約は、ノイズ消去の概念の証明をするために、ノイズ消去用スパイクフィルタのハードウエアの開発を促した。しかし、ソフトウエアシミュレーションは１ＭＨｚシンボル率で１６Ｍｂｉｔ／ｓまでの伝送の有効性を証明した。ノイズ消去の実験的証明図７及び図７ａに付いて前述したノイズ消去技術は、図１５に示した試験回路により実験され、その結果は、図１６ａないし図１６ｄに示されている。図１５に示すように、正弦波発生器１０００（フルーク６０６０）が搬送波信号を発生するのに用いられ、この搬送波は、変調器１００１内で、デジタルクロックにより制御されたパルス化信号により変調された。搬送波周波数は、２６７７７ｋＨｚで、−２０ｄｂｍの大きさを有するものであった。最大出力１３．２ｄｂｍで３０ＭＨｚのホワイトノイズを発生するホワイトノイズ発生器１００２（ノイズコム）が、制御されたレベルのホワイトノイズを提供するのに用いられた。発生したノイズ信号は加算増幅器１００３で搬送波信号と直線的に加算された。オシロスコーブ１００７及びスペクトルアナライザ１００８（ＨＰ４２７０）が入力に接続された。スペクトルアナライザ１００８により測定される最低の測定可能な出力レベルは、搬送波やノイズが存在しない時、−８３ｄｂｍであった。試験された装置は、図７に示されたような装置であり、変調された搬送波信号プラスノイズが第１のアナログスパイクフィルタ１００４ａの入力であり、１００５ａは、そのクロックドピーク検出器である。第２のスパイクフィルタ１００４ｂ及びピーク検出器１００５ｂはノイズだけを運び、スパイクフィルタ１００５ａから３０００Ｈｚに同調している。これらのフィルタの帯域幅は、約３０Ｈｚであった。減算器１００６は、第１のフィルタからのノイズ信号を直線的に減算した。標準の１００ＭＨｚオシロスコープ１００９は、直線減算器の出力を観察するのに用いられた。図１６ａは、ノイズのない入力変調搬送波信号のスペクトルアナライザ１００８から撮った周波数スペクトルである。図１６ａに示すアナライザ１００８のディスプレイは、中心周波数２５．６６７Ｈｚで大略１２．５ｋＨｚ離れた付加的なノイズのない２つのサイドバンドを有する−２０ｄｂｍの信号を示している。固有の最小ノイズレベルは−８３ｄｂｍである。図１６ｂの上部に示す信号９９５は、付加的なノイズのない受信器への時間ドメイン入力である。図１６ｂの下部に示す信号９９６は、ピーク検出及びノイズ消去後の検出出力である。図１６ｂに示される入力信号は、１０ｍｖ／ｄｉｖＹ軸及び２０ｍｓｅｃ／ｄｉｖＸ軸を有するオシロスコープ１００７から撮ったものである。受信器出力信号は、オシロスコープ１００９から撮った。図１６ｃは、３０ｄｂの付加ノイズを伴う入力変調搬送波の周波数スペクトルである。見れば分かるように、ノイズの出力は、変調搬送波の出力よりも大きい。入力Ｓ／Ｎ比は、大略−３ｄｂであった。減算器１００６でノイズを消去されオシロスコープ１００９により測定された出力信号は図１６ｄに示されている。図１６ｄの下部に示された受信器出力信号９９８は、図１６ｄの上部示されている入力信号９９９が付加ノイズを３０ｄｂ含んでいるにもかかわらず、間断なく分布している。ここに記載されている方法は、情報ビット率、すなわちシンボル率または情報が図１６ｂに示す用にしてサンプリングされる時間率、により決定されたチャネル帯域幅を必要とするいくつかの信号の受信を可能とする。しかしながら、信号復調器はサイドバンドと同様に非常に狭い帯域幅を占め、このため、チャネル帯域幅の分数により異ならせた周波数によりオフセットされたいくつかのこのような信号が、同じ帯域幅を占めることを可能とする(前述の米国特許出願第０８／５１８，００７号に記載あり)。事実、これは、帯域制限圧縮伝送ハイウエイのスループットを増大することによってシステムの帯域幅圧縮をさらに高める。上述の本発明の記述は、例示および説明のためのもので、寸法、形状、及び材料の様々な変更及び例示された構造の詳細における変更は、本発明の精神を逸脱しない限り、請求の範囲の範囲内でなされてよい。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０３Ｍ 7/30 Ｈ０４Ｂ 14/04 ＣＨ０４Ｂ 14/04 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｚ (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者キアン，シャオメイアメリカ合衆国、19040 ペンシルヴァニア、ハットボロ、バイベリーロード 2200 (72)発明者バマン，ダーデスグールアール. アメリカ合衆国、21702 メリーランド、フレデリック、バックアイコート 8399

Claims

【特許請求の範囲】１．第１の場所に設けられ、並列２進ビットの第１のグループを、所定のビット間隔で生ずるデジタル化電圧振幅信号に同時にコード化する手段と、前記デジタル化電圧振幅信号で搬送波を変調する手段と、前記変調された搬送波を、固有のノイズを有する帯域幅が制限された通信ハイウエイを通して第２の場所に伝送する手段と、前記第２の場所に設けられ、前記変調された搬送波を復調して前記デジタル化電圧振幅信号を回復するとともに、固有のノイズを実質的に消去して信号対ノイズ比を改善する手段と、前記所定のビット間隔で受信した前記デジタル化電圧振幅信号を、前記第１の場所でコード化された前記並列２進ビットの第１のグループに対応する並列２進ビットの第２のグループにデコードする手段とを包含する、改善された帯域幅圧縮のための伝送システム。２．請求の範囲１記載の伝送システムにおいて、直列型式の２進ビットの流れを受けて、これを前記コード化手段へ送るために前記並列２進ビットの第１のグループに変換する手段をさらに包含する伝送システム。３．請求の範囲１記載の伝送システムにおいて、少なくとも２つのグループの並列２進ビットが、前記第１の場所において前記コード化手段により同時かつ独立にコード化され、前記コード化された２進ビットグループの１つが第１の搬送波を変調し、前記コード化された２進ビットの第２のグループが、前記第１の搬送波から９０度位相シフトされた第２の搬送波を変調するようにしたこと、及び前記第１及び第２の変調された搬送波を結合して、加算された搬送波信号を作る手段と、前記加算された搬送波信号を、前記帯域幅が制限された通信ハイウエイを通して前記第２の場所に伝送する手段と、前記第２の場所に設けられ、前記第１の場所で用いられた前記第１の搬送波と同じ相対位相の第１の発生させた搬送波信号により、前記加算した搬送波信号を復調し、前記第１の場所で用いられる前記第１の搬送波と９０度だけ位相がずれた第２の発生した搬送波で前記加算した搬送波信号を復調することにより、２つまたはそれ以上の数のデジタル化電圧振幅信号を生成する手段と、前記２つまたはそれ以上の数のデジタル化電圧振幅信号を、前記第１の場所でコード化された前記並列２進ビットのグループの対応する少なくとも２つの各別の並列２進ビットのグループにデコードする手段とを包含する伝送システム。４．請求の範囲３記載の伝送システムにおいて、前記コード化手段が、前記並列２進ビットのグループのそれぞれに、特定の正または負の電圧値与えるようにし、それぞれのビットのための前記電圧値が、利用できる通信ハイウエイ電圧範囲により定められた所定のオフセット電圧値を包含し、これにより、コード化された２進ビットの任意の和が、コード化された２進ビットの任意の他の和から独特に識別可能であるようにした伝送システム。５．請求の範囲３記載の伝送システムにおいて、前記デコードする手段が、前記並列２進ビットノグループのそれぞれのビット位置のために”１”または”０ ”を推定する論理決定ツリーを包含する伝送システム。６．請求の範囲３記載の伝送システムにおいて、前記復調手段が、前記変調された搬送波信号を受信し、ノイズ及び前記第２の場所で受信したクロストークを減少するようにそれぞれの連続するデジタル化した電圧振幅信号に作用するため、前記帯域幅の制限された通信ハイウエイよりも実質的に狭い帯域幅のスパイクフィルタ手段を包含する伝送システム。７．請求の範囲６記載の伝送システムにおいて、前記スパイクフィルタ手段が、第１の帯域幅を有し前記搬送波信号の周波数に同調させた第１のスパイクフィルタと、搬送波周波数信号プラス前記第１のスパイクフィルタの周波数帯域幅を超える周波数差に同調させた第２のスパイクフィルタとを包含し、前記第１のスパイクフィルタの出力信号が、変調された搬送波信号プラスノイズを包含し、前記第２のスパイクフィルタの出力信号が、前記第１のスパイクフィルタから、前記ノイズ出力と実質的に相関するノイズを包含する伝送システム。８．請求の範囲７記載の伝送システムにおいて、前記第１及び第２ノスパイクフィルタのそれぞれが、超共振フィルタである伝送システム。９．請求の範囲７記載の伝送システムにおいて、前記第１及び第２のスパイクフィルタが、所定の連続するビット間隔で受信した多数のゲート選択連続電圧コード化パルスに独立的に作用する反復フィルタであり、前記第１及び第２のスパイクフィルタのそれぞれの中で所定の回数反復されて第１及び第２の出力信号を生じる前記電圧コード化パルスのそれぞれが、実質的に相関するノイズを有する伝送システム。１０．請求の範囲９記載の伝送システムにおいて、前記復調手段が、前記第１のスパイクフィルタの前記出力から前記第２のスパイクフィルタの前記出力信号を減算して前記復調された搬送波から前記相関されたノイズを消去する手段をさらに包含する伝送システム。１１．請求の範囲１０記載の伝送システムにおいて、前記第１のスパイクフィルタから前記出力信号の第１のピーク信号値を得る第１のピーク検出器手段と、前記第２のスパイクフィルタから前記出力信号の第２のピーク信号値を得る第２のピーク検出器手段とをさらに包含し、前記減算手段が、前記第１のピーク信号値から前記第２のピーク信号値を減算するようにした伝送システム。１２．請求の範囲１１記載の伝送システムにおいて、前記第１のピーク検出器手段のタイミンング作動と前記第２のピーク検出器手段のタイミング作動とを同時に制御して、各連続するシンボル時間間隔において第１及び第２のピーク検出器の作動を行なわせる手段をさらに包含する伝送システム。１３．請求の範囲１２記載の伝送システムにおいて、前記各連続するシンボル間隔において前記復調した搬送波信号の振幅と位相とを決定し、各連続するデジタル過電圧振幅信号について直交コンポーネントを計算する手段をさらに包含する伝送システム。１４．請求の範囲１３記載の伝送システムにおいて、前記各連続するシンボル間隔において前記復調した搬送波信号の振幅と位相とを決定する手段が、前記第１のピーク検出器の検出出力とその対応するシンボル時間間隔との間の時間差を測定する手段をさらに包含する伝送システム。１５．第１の場所に設けられ、第１の並列２進ビットのグループを、所定のビット間隔で生じるデジタル化電圧振幅信号に同時にコード化する手段と、前記第１の場所の前記デジタル化電圧振幅信号を、前記第１の場所で受信した第２の場所からの第１の復調した情報信号に加算する手段と、前記第２の場所に設けられ、前記加算手段からの出力信号により搬送波を変調する手段と、前記第１の場所に設けられ、前記第１の場所で受信した前記第１の福徴した情報信号から前記第１の場所で発生した前記デジタル化電圧振幅を減算する手段と、前記第２の場所に設けられ、第２の並列２進ビトのグループを、所定間隔で生じるデジタル化電圧振幅信号に同時的にコード化する手段と、帯域幅が制限された通信ハイウエイを介して前記第１の場所へ伝送するように前記第２の場所で前記第１の復調情報信号を発生させる手段と、前記第２の場所に設けられ、前記第１の場所から受信した第２の復調された情報信号を、前記第２の場所で発生した前記第１の復調された情報信号に加算する手段と、前記第２の場所に発する前記第１の復調された情報信号を、前記第２の場所で受信された前記第１の場所からの前記復調された情報信号から減算する手段とを包含する、改善された帯域幅圧縮の完全二重伝送システム。１６．請求の範囲１５記載の伝送システムにおいて、前記第２の場所における前記第１の搬送波が、前記通信ハイウエイを通って前記第１の場所に伝送され、前記第１の場所において前記第１の搬送波として働くようにした伝送システム。１７．請求の範囲１記載の伝送システムにおいて、前記通信ハイウエイが、広い帯域信号を伝送するように条件づけられた電話ツイステドペア（ＴＴＰ）及び電話システムに用いられる他の伝送メディア型式である伝送システム。１８．請求の範囲１記載の伝送システムにおいて、前記通信ハイウエイが、テレビジョンケーブルのチャネルである伝送システム。１９．請求の範囲１記載の伝送システムにおいて、前記通信ハイウエイが、衛星テレビジョン通信または放送チャネルである伝送システム。２０．請求の範囲１記載の伝送システムにおいて、前記通信ハイウエイが、地球であるか衛星であるかを問わず、セルラー電話、モービル通信、またはパーソナル通信サービス（ＰＣＳ）チャネルである伝送システム。２１．第１の場所において第１の並列２進ビットのグループを、所定のビット間隔で生じるデジタル化電圧振幅信号に同時にコード化し、前記デジタル化電圧振幅信号で搬送波信号を変調し、固有のノイズを有する帯域幅の制限された通信ハイウエイを介して前記変調された搬送波信号を第２の場所に伝送し、前記変調された搬送波信号を復調して前記デジタル化電圧振幅信号を受信し、この復調により前記固有のノイズを消去して信号対ノイズ比を改善し、前記所定のビット間隔で受信した前記デジタル化電圧振幅信号を、前記第１の場所でコード化した第１の並列２進ビットのグループに対応する題２の並列２進ビットのグループにデコードする段階を包含する、改善された帯域幅圧縮法。２２．請求の範囲２１記載の改善された帯域幅圧縮法において、前記第１の場所において少なくとも２つの並列２進ビットのグループを同時かつ各別にコード化し、前記２進ビットのグループの１つで第１の搬送波を変調し、かつ前記２進ビットのグループの第２のグループで、前記題１の搬送波とは９０度位相シフトした第２の搬送波を変調し、前記第１及び第２の搬送波を加算し、前記加算された搬送波を、帯域幅が制限されている通信ハイウエイを介して第２の場所に伝送し、前記加算された搬送波信号を復調して２つのデジタル化電圧振幅信号を、前記第１の場所でコード化した前記並列２進ビットのグループに対応する少なくとも２つの各別の並列２進ビットのグループを生成する段階をさらに包含する帯域幅圧縮法。２３．請求の範囲２２記載の改善された帯域幅圧縮法において、前記並列２進ビットのグループの伝送に要求される時間が、前記帯域幅圧縮法により得られる帯域幅圧縮量に等しい分だけ減少される帯域幅圧縮法。２４．請求の範囲２３記載の改善された帯域幅圧縮法において、前記並列２進ビットのグループが、遅延伝送のために蓄積されるが、前記方法によるこのメッセージの蓄積に必要な容量が、この帯域幅圧縮法により得られる帯域幅圧縮に等しい量だけ減じられている帯域幅圧縮法。２５．請求の範囲２１記載の改善された帯域幅圧縮法において、復調に先だって、前記変調された搬送波を、前記搬送波信号の周波数に同調した第１のスパイクフィルタ及び前記搬送波周波数プラス前記第１のスパイクフィルタの周波数帯域幅を超える周波数差に同調した第２のスパイクフィルタに同時に入力し、前記変調された搬送波信号プラスノイズを含む前記第１のスパイクフィルタから第１の出力信号を得て、前記第１の出力信号から前記ノイズに実質的に相関するノイズを含む前記第２のスパイクフィルタの第２の出力信号を得る段階を包含する帯域幅圧縮法。２６．請求の範囲２５記載の改善された帯域幅圧縮法において、前記第１のスパイクフィルタからの前記第１の出力信号から、前記第２のスパイクフィルタの前記第２の出力信号を減算して、前記変調された搬送波信号から前記ノイズコンポーネントを消去する段階をさらに包含する帯域幅圧縮法。２７．請求の範囲２６記載の改善された帯域幅圧縮法において、前記第１のスパイクフィルタから前記第１の出力信号の第１のピーク信号を検出し、前記第２のスパイクフィルタから前記第２の出力信号の第２のピーク信号を検出する段階をさらに包含し、前記減算段階が、前記第１のピーク値から前記第２のピーク値を減算して前記変調された搬送波からノイズ成分を消去する段階を包含する帯域幅圧縮法。２８．請求の範囲２７記載の改善された帯域幅圧縮法において、各連続する所定のビット間隔内で前記復調搬送波信号の振幅と位相を決定し、各連続するデジタル化電圧振幅信号について直交コンポーネントを計算する段階をさらに包含する帯域幅圧縮法。２９．請求の範囲２８記載の改善された帯域幅圧縮法において、前記各連続する所定のビット間隔内で前記復調搬送波信号の振幅と位相を決定する段階が、前記第１のピーク検出器の検出された出力とそれに対応する所定のビット間隔の終わりとの時間差を測定する段階をさらに包含する帯域幅圧縮法。３０．請求の範囲１記載の伝送システムにおいて、２つまたはそれ以上のシステムが周波数を少しずらせて設けられ、これによりこれらシステムが実質的な干渉なしに前記帯域幅が制限された通信ハイウエイを占有できるようにした伝送システム。