JP2001512642A - Device and method for communication - Google Patents

Device and method for communication

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Abstract

(57)【要約】 本発明は、第１基本周波数バンドに対応する高調波を、少なくとも１つの第２基本周波数バンドの周波数レンジに重ねることができる、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドに対しスイッチング可能な電力増幅デバイス（１０）に関する。この電力増幅デバイス（１０）は、電力増幅器（１）と、ＰＩＮダイオードによってスイッチング可能なインピーダンスマッチング回路（２）とを有し、インピーダンスマッチング回路は個々の各基本周波数バンドに適合した負荷インピーダンスを与えるようになっている。更に、電力増幅デバイスは固定されたローパスフィルタ（３ｂ）と、少なくとも１つの反転可能なＰＩＮダイオードを含む、結合可能かつ結合分離可能なノッチフィルタとして働くスイッチング可能なフィルタ（３ｂ）とを含むフィルタデバイス（３）を含む。このスイッチング可能なフィルタ（３ａ）は、第１モードでは第１基本周波数バンド内の信号を通過し、同時にこの基本周波数バンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を抑制することができる。第２モードでは第２基本周波数バンドは大きな損失を受けることなく通過され、固定ローパスフィルタ（３ａ）により高調波が抑制される。 (57) [Summary] The present invention provides a radio frequency signal of which harmonics are effectively suppressed, wherein a harmonic corresponding to a first fundamental frequency band can be superimposed on a frequency range of at least one second fundamental frequency band. A power amplifying device (10) switchable to at least two distinct fundamental frequency bands. The power amplifying device (10) has a power amplifier (1) and an impedance matching circuit (2) switchable by a PIN diode, and the impedance matching circuit provides a load impedance adapted to each individual fundamental frequency band. It has become. Furthermore, the power amplification device comprises a fixed low-pass filter (3b) and a switchable filter (3b) acting as a coupleable and decoupling notch filter, comprising at least one invertible PIN diode. (3) is included. In the first mode, the switchable filter (3a) passes signals in the first fundamental frequency band and at the same time suppresses at least one order harmonic corresponding to this fundamental frequency band. In the second mode, the second fundamental frequency band is passed without receiving a large loss, and harmonics are suppressed by the fixed low-pass filter (3a).

Description

【発明の詳細な説明】 通信のためのデバイスおよび方法 技術分野 本発明は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドを有する無線周波数信号 において、これら基本周波数バンドに対応する高調波を抑制するためのデバイス および方法に関する。本発明は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドのた めのスイッチング可能な無線信号用電力増幅デバイスにも関する。 関連技術 効率の高い無線送信機用のほとんどの電力増幅器は、飽和状態に近い状態で作 動するので、希望する無線信号周波数の他に、この周波数の高調波を、多くない とは言えない量の電力で発生する。固定周波数バンド専用の電力増幅器では、こ れら高調波は電力増幅器の出力端とアンテナとの間に設置されたローパスフィル タの助けによりフィルタリングすることによって除去される。 発生される高調波のうちで、一般に基本周波数よりもそれぞれ２倍または３倍 の周波数に対応する第２高調波および第３高調波が圧倒的に多い。低周波バンド からの高調波が、より高い周波数バンドにある場合、２つの別個の周波数バンド 用の送信機構造では特別な問題が生じる。すなわち例えば移動電話用の移動局が ＧＳＭバンドとＤＣＳバンドの双方を取り扱うケースを考える。ＧＳＭシステム （移動通信用全地球システム）は多数の周波数バンド内で作動でき、９００ＭＨ ｚの元のＧＳＭ周波数（ＧＳＭ−９００）の他に、１９００ＭＨzのＧＳＭシス テムもある。更に、１８００ＭＨｚで作動するＤＣＳシステムを、ＧＳＭシステ ムと見なすこともできる。しかしながら下記の説明では、ＧＳＭなる用語をＧＳ Ｍ９００のような狭い定義で用いることとする。ＧＳＭ用移動局における電力増 幅器は約９００ＭＨｚの中心周波数および３Ｗの出力電力を有するが、ＤＣＳ（ デジタルセルラーシステム）用の電力増幅器は約１８００ＭＨｚおよび１．５Ｗ で作動する。 ＤＣＳバンドは主にＧＳＭ周波数バンドの２倍の周波数にあるので、双方の周 波数バンド用に共通電力増幅器を使用した場合、高調波をフィルタで除去するう えで問題が生じる。この場合のフィルタリングは１つの共通する固定ローパスフ ィルタでは処理できない。 現在の所望する周波数バンドを選択するのに２つの別個の並列に配置された送 信回路列とこれら回路列の出力端に結合された無線周波数スイッチ回路とを使用 することがこれまで知られている。欧州特許第５００４３４号は、２つの別個の 無線周波数バンドに用いるための移動電話用電力増幅モジュールを示している。 このモジュールは増幅回路およびバンドパスフィルタを備えた２つの並列回路列 を含む。これら回路列からの信号はＰＩＮダイオードを含むカップリングおよび デカップリング回路を介し、アンテナの出力端に送られるようになっている。こ のスイッチング回路は現在使用されている増幅回路が他の回路列の増幅回路用出 力端から接続を切るように構成されている。 ＰＩＮダイオードは無線信号をスイッチングするために一般に使用される部品 である。このダイオードは無線周波数信号に対しては、導通状態では直列抵抗が 小さく、非導通状態では直列抵抗が大きい。更に、ＰＩＮダイオードは導通状態 では制御電流が比較的小さくてすむ。 しかしながらＰＩＮダイオードは、浮遊インダクタンスと浮遊容量とを有する 。このことは、導通状態のＰＩＮはほぼ誘導特性を有するが、非導通状態ではほ ぼ容量性特性を有することを意味する。スェーデン特許（ＳＵ）第１５３２９８ ２号はＰＩＮダイオードをスイッチング手段として使用した導波体用のミリ波ス イッチを示している。第１位置において、外部容量と組み合わされたＰＩＮダイ オードは、この信号周波数でブロックをする並列共振回路を形成することにより 、特別な信号周波数に対してこのＰＩＮダイオードの内部リアクタンス性特性が 、補償されている。別の位置ではＰＩＮダイオードは外部インダクタンスと組合 わさって、同じ信号周波数に対する直列共振回路を形成する。 ２つの並列電力増幅器回路列による上記公知の解決案は、１つの周波数バンド 用の電力デバイスと比較して、かなりの数の部品を必要とする。この結果、移動 電話用の電力増幅器は高価な部品となり、余分なスペースを必要とするので、材 料に対するコストがより高くなる。移動局におけるスペースは重要な制限要因で あるので、このことは、特に移動電話では重大な欠点となる。 発明の概要 従って、少なくとも２つの別個の基本周波数の高調波を抑制するようになって いるフィルタデバイスを備えた無線周波数信号用の電力増幅器デバイスを提供で きることが望ましい。特に、周波数レンジが他の基本周波数バンドの周波数レン ジに重なっている高調波を抑制できることが望ましい。本発明は上記問題を解決 しようとするものである。 この問題は、第１の固定フィルタとスイッチング可能な手段として好ましくは ＰＩＮダイオードを含むスイッチング可能な第２フィルタとの組み合わせに機能 が対応する、フィルタデバイスを着想することにより解決される。スイッチング 可能な第２フィルタは第１モードにおいて少なくとも１つの第１の基本周波数バ ンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を抑制し、第２モードでは、少な くとも１つの第２の、より高い基本周波数バンドを良好に通過し、固定された特 性を有する第１のフィルタは、高次の高調波を減衰する。 スイッチング可能なフィルタは少なくとも１つのシャント結合された共振回路 デバイスを含むことが好ましく、この共振回路デバイスは次に第１リアクタンス 性部品とＰＩＮダイオードとの並列結合を含む。この並列結合は第２リアクタン ス性部品と直列に結合されている。前記第１モードまたは第２モードのいずれか において、ダイオードが低抵抗状態となるように、他方、前記第１モードまたは 第２モードの他方のモードでＰＩＮダイオードが高抵抗状態に維持されるよう、 ダイオードに直流電流を注入することにより、前記第１モードまたは第２モード の一方に対応する第１位置において、前記第２のリアクタンス性部品と組み合わ されたＰＩＮダイオードが当該周波数バンドに適合した第１共振周波数を有する 直列共振回路を形成するように、ダイオードの内部リアクタンス性特性を変える 。対応する第２位置では、ＰＩＮダイオードは前記第１リアクタンス性部品と共 に当該周波数バンドに適合された第２共振周波数を有する並列共振回路を形成す る。この第２の共振周波数は第１の共振周波数と同じ値を有することができる。 前記共振周波数は前記第１モードのスイッチング可能なフィルタが第１共振周 波数バンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を減衰し、他方、前記第２ モードのスイッチング可能なフィルタが少なくとも１つの第２の、より高い基本 周波数バンドを良好に通過させるようになっている。 本発明の好ましい実施例によれば、上記タイプの複数のシャント結合された共 振回路デバイスを組み合わせ、好ましくは適当な長さの伝送導体によって分離で きる。 本発明の目的は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドを有する無線周波 数信号において、これら基本周波数バンドに対応する高調波を抑制するためのデ バイスおよび方法を提供することにある。 本発明の別の目的は、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、２つ の別個の基本周波数バンドに対しスイッチング可能な電力増幅デバイスを提供す ることにある。 本発明の重要な利点は、高調波を前記基本周波数バンドのうちの少なくとも１ つの周波数レンジに重ねることができる、少なくとも２つの別個の基本周波数バ ンドを有する無線周波数信号において、これら基本周波数バンドに対応する高調 波を抑制するためのデバイスおよび方法を提供できることである。 本発明の別の利点は、電力増幅デバイスが厳格なコスト条件、電力消費量条件 および空間条件を満たす、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、２ つの別個の基本周波数バンドに対してスイッチング可能な電力増幅デバイスを提 供できることである。 以下、添付図面を参照し、例によって本発明についてより詳細に説明する。 図面のリスト 図１は、本発明における無線信号およびそれらの相互の周波数の関係の一例を 示す信号／周波数の図である。 図２は、本発明に係わる電力増幅器デバイスの複合ブロック図である。 図３ａは、導通状態にあるＰＩＮダイオードの等価図を示す。 図３ｂは、非導通状態にあるＰＩＮダイオードの等価図を示す。 図４は、本発明によって製造されたインピーダンスマッチング回路を示す配線 図を示す。 図５は、本発明に従って製造されたスイッチング可能なフィルタを示す配線図 を示す。 図６ａは、図５における配線図と比較して簡略化された配線図であり、この例 のための第１モードにおけるより低い周波数バンドにおける等化図を示す。 図６ｂは、図５に示された配線図と比較して簡略化された配線図であり、本例 のための第１モードにおける第１の、より低い基本周波数バンドに対応する一次 の高調波の等価図を示す。 図７は、図５に示された配線図と比較して簡略化された配線図であり、本例の ための第２モードにおける第２の、より低い基本周波数バンドにおける等価図を 示す。 図８は、本発明に係わる共振回路デバイスの配線図である。 図９は、スイッチング可能なフィルタ用の、図５における回路と別の実施例で ある。 図１０は、スイッチング可能なフィルタの、更に別の実施例の簡略化された配 線図を示す。 図１１は、本発明における無線信号およびそれらの相互の周波数の関係の別の 例を示す信号／周波数図である。 図１２は、移動局の簡略化されたブロック図を示す。 好ましい実施例 アルファベットｆが周波数を示し、アルファベットＳが信号強度を示す図１は 、電力増幅器からの２つの無線周波数信号Ｓ１およびＳ２の周波数スペクトルを 示す。この電力増幅器は増幅された信号内に高調波を生じさせる所定の非線形性 を有する。信号Ｓ１における主な電力は、基本周波数バンド５１内にあり、この 基本周波数バンド５１はｆ1の中心周波数を有する。この図ではこの周波数バン ドのバンド幅はすべての周波数バンド幅と同じように、図示されている周波数ス ケールに対して、誇張されている。更に、信号Ｓ１は高調波に対応する多数の周 波数バンドも含み、図にはそのうちの第１高調波５２、第２高調波５３および第 ３高調波５４が示されている。これら高調波は基本周波数バンドの中心周波数ｆ1 の倍数である周波数２ｆ1、３ｆ1，４ｆ1のそれぞれの中心周波数を有する。同 様に、信号Ｓ２に対する中心周波数ｆ2を有する基本周波数バンド６２および中 心周波数２ｆ2を有する高調波６２が示されている。 固定された周波数バンド内で信号を送信するようになっている無線送信機では 、発生される高調波は固定ローパスフィルタの助けにより、通常フィルタによっ て除かれる。図には、かかるフィルタの伝達関数Ｈ3bが示されており、このフィ ルタを信号Ｓ２に対して使用すると、より高次の高調波と共に周波数バンド６２ がフィルタにより除かれ、所望する基本周波数バンド６１が残される。しかしな がら、信号Ｓ１およびＳ２を単一の無線送信機によって送信し、双方の周波数バ ンド５１、６１用の共通電力増幅デバイスにより増幅すると、問題が生じる。図 から判るように、周波数２ｆ1が実質的に周波数ｆ2に一致している場合、周波数 バンド５２は基本周波数バンド６１に一部が重なることとなる。従って、信号Ｓ １およびＳ２における高調波のすべてを有効に抑制するために、固定された共通 フィルタを設けることはできない。このような状況は、ＧＳＭ周波数バンドが９ ００ＭＨｚの近くにあり、ＤＣＳ周波数バンドが１８００ＭＨｚの近くにある移 動電話システムＧＳＭおよびＤＣＳのためのダブルバンド移動局の構造における 状況とほぼ対応する。本発明のこの例の以下の説明では、信号Ｓ１に対してＧＳ Ｍ信号なる用語を使用し、信号Ｓ２に対してＤＣＳ信号なる用語を使用すること とする。 図２には、本発明の一実施例に係わる無線信号の電力増幅送信用デバイスのた めの略ブロック図が示されている。本例では、移動電話システムＧＳＭおよびＤ ＣＳ用の移動電話の送信部分に含まれるようになっている電力増幅デバイス１０ は送信機のアンテナ４に接続されており、この電力増幅デバイス１０は第１モー ドではＧＳＭ信号を取り扱い、第２モードではＤＣＳ信号を取り扱うようにスイ ッチング可能である。 電力増幅デバイス１０は入力端ＩＮおよび出力端Ｏ１を有する電力増幅デバイ ス１を含む。更に電力増幅デバイス１０は、電力増幅デバイス１に対する負荷イ ンピーダンスを適合させるインピーダンスマッチング回路２と、インピーダンス マッチング回路の出力端Ｏ２に接続されたフィルタデバイス３を含む。送信アン テナ４はフィルタデバイス３の出力端Ｏ３に接続されている。当該移動局は本例 では別個の受信アンテナを含むが、当然ながら受信アンテナと送信アンテナとを 一体化することもできる。本例では、移動局の受信機部分を移動局の送信機部分 からの送信信号から実質的に絶縁状態に維持するために、フィルタデバイス３と アンテナ４との間にアンテナスイッチング回路が適当に設けられる。 出力端では有効性が妥当なすべての電力増幅器のインピーダンスマッチングを 行わなければならない。このことは、電力増幅器１自身が当該周波数バンドで負 荷インピーダンスマッチングを行わなければならないことを意味している。この 負荷インピーダンスは通常、アンテナのインピーダンスよりも小さく、電力増幅 デバイス１０はこの目的のためにスイッチング可能なインピーダンスマッチング 回路２を含み、このインピーダンスマッチング回路２は、各モードに対し、電力 増幅器１の出力端への負荷を個々に最適にするようになっている。 図２から更に判るように、フィルタデバイス３は第１の固定フィルタ３ｂと、 第２のスイッチング可能なフィルタ３ａとを含み、これら２つのフィルタは直列 に配置されている。第１フィルタ３ｂは伝達関数Ｈ3bに対する図１内の直線が示 すようなローパス特性を有する。図１から判るように、このフィルタ３ｂはＧＳ Ｍ信号Ｓ１の基本周波数バンド５２とＤＣＳ信号Ｓ２の基本周波数バンド６１の 双方をカバーするパスバンドを有し、更に（３ ９００＝２７００ＭＨｚにほぼ 対応する）ＧＳＭバンド信号のうちの、図１に番号５３で示される第２高調波が 満足できる程度に減衰されるようなカットオフ周波数ｆgも有する。従って、同 様にこれよりも高い次数の高調波もこの第１フィルタ３ｂによって抑制される。 この図２では、第２フィルタ３ａの後に第１フィルタ３ｂが設置されているが 、第１フィルタ３ｂが第２フィルタ３ａの前に位置するように、これらフィルタ の順序を変えることも可能である。 スイッチング可能なフィルタ３ａは第１モードではＧＳＭ信号の基本周波数バ ンド５１にて信号を通過でき、同時に、ほぼ８００ＭＨｚにある、図１に番号５ ２で表示されたこれら信号の第１高調波を抑制できる。図１にはこの第１モード におけるスイッチング可能なフィルタ３ａの伝達関数Ｈ3aが示されている。図か ら判るように、このモードのフィルタはバンド除去特性を有するが、フィルタ３ ａのこの特性は単に一例と見なすべきである。このフィルタで重要なことは、こ のモードでは周波数バンド５２内のクリチカルな高調波を抑制し、同時に大き く損失することなく、基本周波数バンド５１を伝達することである。周波数スペ クトルの他の部分でもフィルタの特性はあまり重要ではない。 第２モードでは、スイッチングフィルタ３ａはわずかな限界的減衰（ｍａｒｇ ｉｎａｌ ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）だけでＤＣＳ信号の基本周波数バンド６１ を通過できる。この第２モードでは、ＧＳＭバンドで利用できる入力信号はない ので、このモードではほぼ９００ＭＨｚでの伝達はあまり重要ではない。 図１には、この第２モードでのスイッチング可能なフィルタ３ａに対する伝達 関数Ｈ3aが示されている。この図から判るように、このモードのフィルタは振幅 に関し、ほぼ全通過特性を有する。同様に、第２モードでもフィルタ３ａの説明 した特性は単なる例と見なすべきである。重要なことはこの第２モードにおける フィルタはわずかな限界的減衰だけで基本周波数バンドを通過することである。 周波数スペクトルでのフィルタ特性はあまり重要ではない。 図３ａは、ＰＩＮダイオードの抵抗を小さくするように、ＰＩＮダイオードに 直流を注入した場合の、ＰＩＮダイオードの等価回路図を示す。この場合、無線 周波数信号は図中でＤONと表示されたダイオードを抵抗ＲONと直列なインダクタ ンスＬONとして実質的に見なす。約１０ｍＡの回路の制御電流に対する抵抗ＲON の妥当な値は１オームである。 図３ｂは、ダイオードを高抵抗状態とするように、ＰＩＮダイオードを通過す る直流を無視できる際のＰＩＮダイオードの対応する等価回路図を示す。次に、 無線周波数信号は、ＤOFFと表示されたダイオードを抵抗ＲOFFと容量ＣOFFの並 列回路と直列なインダクタンスＬOFFと見なす。この場合の抵抗ＲOFFの妥当な値 は１０キロオームの大きさである。インダクタンスＬOFFの値はダイオードが導 通状態にある場合のインダクタンスＬONの値にほぼ一致する。 図２を参照して説明したインピーダンスマッチング回路２は図４により詳細に 示されている。この図４から判るように、インピーダンスマッチング回路２はマ イクロストリップ素子２６状をした伝送導体と、シャント配線された第１容量Ｃ27 とを含む。マイクロストリップ素子の一端は電力増幅器１の出力端Ｏ１に接続 されたこのインピーダンスマッチング回路２への入力端を構成し、マイクロ ストリップ素子の他端は、インピーダンスマッチング回路の出力端Ｏ２であり、 第１容量Ｃ27の一方のターミナルは、マイクロストリップ素子２６上の１点に接 続されており、他方のターミナルは固定された基準電圧ＶREFに接続されている 。更にインピーダンスマッチング回路２は、第２容量Ｃ28も含み、この第２容量 （コンデンサ）の一方のターミナルは第１容量Ｃ27が接続されているマイクロス トリップ素子上の点よりも出力端Ｏ2により近いマイクロストリップ素子２６上 の点に接続されている。第２容量Ｃ28の第２ターミナルはスイッチング手段Ｓ29 を介し、基準電圧ＶREFに接続されている。 一般的なインピーダンスマッチング方法は、マイクロストリップ導体に沿って 設けられたシャント配線された容量を使用する方法である。より高い周波数へ適 応する結果、周波数がより低い場合よりも、通常マイクロストリップ導波体はよ り短くなり、容量の値は小さくなる。従って、ＤＣＳに対するインピーダンスマ ッチング回路はＧＳＭ用のマッチング回路の一部として構成できる。 従って、ここで使用されるインピーダンスマッチング回路２はマイクロストリ ップ素子２６の一部によって分離された前記２つの容量Ｃ27とＣ28とを含む。内 側の第１容量Ｃ27はＤＣＳ信号に対するマッチングしか望まない場合得られる容 量であり、外側の第２容量Ｃ28はＧＳＭバンドの信号を送信する場合に接続され 、ＤＣＳバンドを使用する場合には接続が切られる。このようなスイッチングは ＰＩＮダイオードのバイアス電圧を変える、それ自体公知の技術によって実行さ れる。 従って、インピーダンスマッチング回路では、ＰＩＮダイオードはスイッチン グ手段Ｓ29に対して使用され、容量Ｃ28は負荷インピーダンスを変えるようにオ ンオフ状態ににスイッチングできる。電力増幅デバイスが第１モードにあり、Ｇ ＳＭ信号を送信する場合、ＤＣ接続ネットワーク（図には示されず）を通し、そ れ自身公知の技術に従い、ＰＩＮダイオードに直流を注入する。従って、ＰＩＮ ダイオードの抵抗は小さくなる。よって、容量Ｃ28は接続され、インピーダンス マッチング回路２は電力増幅器１に対する負荷インピーダンスの値を第１の値と する。この第１の値の負荷インピーダンスは電力増幅器が９００ＭＨｚで良好に マッチングするように保証する。ＤＣＳ信号を増幅し、送信するようになっ ている他のモードでは、ＰＩＮダイオードがブロック状態となるようにＰＩＮダ イオードを通過する直流をオフにする。この場合、インピーダンスマッチング回 路２は電力増幅器が１８００ＭＨｚでインピーダンスマッチングされるように、 第２の値の負荷インピーダンスを有する。 従って、このマッチング方法の重要な利点は、インピーダンスマッチング回路 ２によってＧＳＭ信号の第１高調波の所定の量の減衰が得られることである。こ の理由は、ＧＳＭ信号を送信すべき場合、１８００ＭＨｚではマッチングが完全 ではないからである。１８００ＭＨｚにおける長さがほぼ４分の１波長に対応す る伝送導体素子により、第１モードのマッチング回路２ａが次のスイッチング可 能なフィルタ３ａから分離されている場合、このマッチング回路のフィルタリン グ機能は強化される。 このタイプの回路で得られるよりも損失の少ない固定マッチング回路を設計す ることも困難であるように見える。構成の簡潔性およびロバストネスの点で、本 発明に係わるスイッチング可能なインピーダンスマッチング回路は固定マッチン グ回路よりも優れている。 図５は、多少簡略化されているが、図２を参照して説明したスイッチング可能 なフィルタ３ａをより詳細に示す。インピーダンスマッチング回路２の出力端Ｏ ２に接続されたスイッチング可能なフィルタデバイス３ａへの入力端は、伝送導 体素子２５の一端に接続されており、この伝送導体素子２５の他端はこのスイッ チング可能なフィルタデバイス３ａの出力端Ｏ３ａに接続されており、この出力 端でフィルタを通過した信号が得られる。スイッチング可能なフィルタデバイス ３ａの入力端には、第１共振回路デバイス２２に属する総計２つのターミナルの うちの第１ターミナルも接続されている。この第１共振回路デバイス２２は、Ｐ ＩＮダイオードの周りに構成された第１インダクタンスＬ22と第１スイッチング 手段Ｓ22の第１並列接続回路と、第２インダクタンスＬ21と第１容量Ｃ21との第 ２並列接続回路とを含み、この第２並列接続回路と第１並列接続回路とは直列に 配置されている。第１共振回路デバイス２２に属す２つのターミナルのうちの第 ２ターミナルは、前記固定された基準電圧ＶREFに接続されている。 伝送導体素子２５は１８００ＭＨｚでほぼ４分の１波長に対応する長さを有す る。出力端Ｏ３ａに接続されたこの伝送導体素子２５の端部には、第２の共振回 路デバイス２４接続されている。この第２共振回路デバイス２３では、第２イン ダクタンスＬ29と、第２容量Ｃ23と、第４インダクタンスＬ23と、第２スイッチ ング手段Ｓ29とを含み、このデバイスは本例では第１共振回路デバイス２２と同 一の構造を有し、基準電圧ＶREFに接続されたターミナルも有する。 共振回路デバイス２２では、第２並列接続回路における第２インダクタンスＬ21 と第１容量Ｃ21はＧＳＭ信号の基本周波数バンドにほぼ対応する共振周波数を 有する並列共振回路を形成するようになっている。このことは、共振回路デバイ ス２２は基準電圧ＶREFに対するインピーダンスが高いことを意味する。従って 、ＧＳＭ信号の基本周波数バンドは共振回路デバイスによって大きく影響されず 、従ってこの周波数レンジ内の良好な信号の送信が得られる。 スイッチング可能なフィルタ３ａが第１モードにある時、ＰＩＮダイオードは 導通状態にある。この場合、ＰＩＮダイオードは実質的に誘導特性を有する。従 って、ＰＩＮダイオードは前記第１容量Ｃ21と共に直列共振回路を形成する。こ の回路は、ＧＳＭ信号の第１高調波をカバーするブロックバンドを発生するよう になっている共振周波数を有する。従って、この直列共振回路はこの高調波の信 号電力を満足できるように減衰できる。 スイッチング可能なフィルタ３ａが第２モードにある場合、ＰＩＮダイオード は高抵抗状態にあり、この場合、ほぼ容量性特性を有する。従って、ＰＩＮダイ オードはこのダイオードを並列に配置された前記第１インダクタンスＬ22と共に 並列共振回路を形成し、この並列共振回路は図１で番号６１で表示されたＤＣＳ 信号の基本周波数バンドにほぼ対応する共振周波数を有する。この並列共振回路 は、第２モードにおけるこの周波数バンドで信号を良好に伝達する。 フィルタが機能する上で第２インダクタンスＬ21と第４インダクタンスＬ23と は必ずしも必要でない。これら２つのインダクタンスがなくても、９００ＭＨｚ の信号は共振回路デバイス２２と共振回路デバイス２２をシャント接続された誘 導性インピーダンスとみなす。９００ＭＨｚの当該周波数レンジに対し、８分の １波長に対応するマイクロストリップ素子２５の長さに対するインダタンスＬ21 とＬ23との値を適当に配分することにより、これら誘導性インピーダン スを互いに相殺することができる。このように９００ＭＨｚに対しては良好なイ ンピーダンスマッチングが保証されるので、このような変形例でもＧＳＭ信号の 基本周波数バンドをわずかな限界的損失で送信することができる。 図８は、図５の共振回路デバイス２２の多少より詳細な接続図を示すが、ＰＩ Ｎダイオードへの直流の供給も示す。この共振回路デバイスはインピーダンスマ ッチングデバイスの出力端Ｏ２に接続されたスイッチング可能なフィルタの入力 端と、固定基準電圧ＶREFとの間に接続されている。この共振回路デバイスは第 １並列接続回路を含む。この第１並列接続回路の第１分岐回路は図内でＤ22と表 示されたＰＩＮダイオードである。この第１並列接続回路の第２分岐回路は、第 １インダクタンスＬ22とブロック容量（コンデンサ）ＣSの直列接続回路からほ ぼ成る。抵抗ＲSを介し、第１インダクタンスＬ22とブロッキング容量ＣSとの間 の点に駆動電圧ＶDが接続されている。第２インダクタンスＬ21と第１容量（コ ンデンサ）Ｃ21との間の第２並列接続回路は、この第１並列接続回路に直列に接 続されている。 ブロッキング容量ＣSは駆動電圧接続点と基準電圧ＶREFとの間で直流が直接流 れるのを防止するようになっている。しかしながらこのブロッキング容量（コン デンサ）は当該信号周波数に対し短絡回路を見なすことができるような高い容量 値を有する。従って、信号はＰＩＮダイオードＤ22と前記第１インダクタンスＬ22 との並列接続回路に進む。ダイオードには駆動電圧接続回路を介し、制御電流 を注入できる。抵抗ＲSはこの制御電流に対し適当な値が得られるよう、駆動電 圧ＶDに対して適合されている。従って、このような構造により駆動電圧ＶDを制 御することにより、低抵抗状態と高抵抗状態との間でＰＩＮダイオードを切り替 えることができる。 図６ａおよび６ｂは、ＧＳＭ信号をフィルタによって除去するようにフィルタ が最適にされた、第１モードにあるスイッチ可能なフィルタ３ａの関数を示す簡 略接続図を示す。図６ａは、フィルタ３ａが約９００ＭＨｚの信号、例えばＧＳ Ｍ信号の基本周波数バンドを見た場合のフィルタを示す。第１インダクタンスＬ21 と第１容量（コンデンサ）Ｃ21とは、９００ＭＨｚの共振周波数を有する並列 共振回路を形成するので、複合インピーダンスはこれら周波数で大きくなる。 第１共振回路デバイス２２内のこの図６ａに示された他の部品は無視できる。本 例では共振回路デバイス２２と２４とは同一であるので、第２共振回路デバイス ２４にも同じ条件が当てはまる。従って、この周波数レンジ内の信号はわずかな 損失でフィルタ３ａの入力端から、その出力端Ｏ３ａへ伝達される。 図６ｂは、約１８００ＭＨｚの信号、例えばＧＳＭ信号の一次高調波に対する フィルタとしてのフィルタ３ａを示す。このフィルタが第１モードとなっている 場合、ＰＩＮダイオードは低抵抗状態となっている。図８から判るようなＰＩＮ ダイオードＤ22となっているスイッチング手段Ｓ22は、ここではダイオード抵抗 Ｒ22onと直列なダイオードのインダクタンスＬ22onとして示されている。共振回 路デバイス２２は、１８００ＭＨｚの当該周波数レンジでダイオードインダクタ ンスＬ22onと前記第１容量Ｃ21によって形成される直列共振回路によって制限さ れる。この第１容量Ｃ21はＧＳＭ信号の一次高調波５２に対し、図１で２ｆ1と 表示された中心周波数にほぼ対応する共振周波数を有する。このことは、１８０ ０ＭＨｚの当該周波数レンジ内では、共振回路デバイス２２の総インピーダンス の値が小さくくなることを意味している。従って、共振回路デバイス２２はＧＳ Ｍ信号の一次高調波を減衰する。２つの共振回路デバイス２２と２４とは同一で あるので、これらデバイスの各々は当該高調波を減衰する。これら共振回路デバ イス２２と２４とは１８００ＭＨｚに対する長さが４分の１波長に対応するマイ クロストリップ素子２５によって分離されているので、総減衰量が各共振回路デ バイスの個々の減衰量の、多少簡略化されているが２倍の大きさ（デシベルで計 算）となるように、共振回路デバイス２２と２４とは互いに協働する。 スイッチング可能なフィルタ３ａは、より広い周波数レンジに対しては、いわ ゆるノッチフィルタと称されるバンド除去フィルタとして機能する。図１におけ るオーバー関数Ｈ3a'はこの状況を示す。 図７は、ＤＣＳ信号を送信するようになっている、第２モードのスイッチング 可能なフィルタ３ａの機能を示す略接続図である。この図７では、フィルタ３ａ はこのフィルタをＤＣＳ信号の基本周波数バンドのような約１８００ＭＨｚの信 号から見た場合の状態で示されている。共振回路デバイス２２および２４におけ るスイッチ手段Ｓ22およびＳ24は開放状態となっている。このことは、この第２ モードにあるスイッチング手段に含まれるＰＩＮダイオードは高抵抗状態となっ ていることを意味する。多少簡略すれば、これらＰＩＮはダイオード容量Ｃ22of f に並列なダイオード抵抗Ｒ22off、かつダイオード容量Ｃ24offに並列なダイオ ード抵抗Ｒ24offとしてそれぞれ働く。当該１８００ＭＨｚにおける周波数レン ジに対しては、共振回路デバイス２２はダイオード容量Ｃ22offおよび前記第１ インダクタンスＬ22によって形成される並列共振回路によって支配される。この 第１インダクタンスＬ22は並列共振回路がＤＣＳ信号の基本周波数バンド６１に 対し、図１にｆ2と表示された中心周波数にほぼ対応する共振周波数を有するよ うになっている。このことは、約１８００ＭＨｚの当該周波数レンジ内では、共 振回路デバイス２２の総インピーダンスの値が高くなることを意味する。従って 、共振回路デバイス２２はわずかな限界的減衰でＤＣＳ信号の基本周波数バンド を伝達する。並列共振回路２２と２４とは同一であるので、同じことは第２並列 共振回路２４についても当てはまる。従って、当該周波数レンジ内の信号はわず かな低い損失でフィルタ３ａの入力端から出口端Ｏ３ａへ伝達される。 図９は、スイッチング可能なフィルタ３ａの別の実施例を示す。図９において 番号９０で表示されたフィルタは、フィルタの出力端Ｏ９０とその入力端１９０ とを接続する第１マイクロストリップ素子９５を含む。このフィルタは更に第２ マイクロストリップ素子９６と第３マイクロストリップ素子９７とに直列に分割 された、シャント接続されたマイクロストリップ導体を含む。これらの各々は１ ８００ＭＨｚでほぼ４分の１波長に対応し、更に９００ＭＨｚで８分の１波長に も対応する長さを有する。第２マイクロストリップ素子９６の第１端部はスイッ チング可能なフィルタ９０の出力端Ｏ９０に接続されており、この第２マイクロ ストリップ素子９６の第２端部は第３マイクロストリップ素子９７の第１端部に 点Ｐ1で接続されている。これに対応し、第３マイクロストリップ素子９７の第 ２端部は基準電圧ＶREFに接続されているので、この点で短絡されている。 第１マイクロストリップ素子９６の前記第２端部には、結合容量ＣC94を介し 、共振回路デバイス９４の第１ターミナルも接続されている。この共振回路デバ イ ス９４の第２ターミナルは基準電圧ＶREFに接続されている。共振回路デバイス ９４は、本例では無線周波数に関し、図５、６ａ、６ｂおよび７を参照して説明 した共振回路デバイス２２および２４としての全等価的構造を有する。この共振 回路デバイス９４はＰＩＮダイオードの周りに構成された第１インダクタンスＬ94 とスイッチング手段Ｓ94との第１並列接続回路を含む。この第１並列接続部と 直列に、第２インダクタンスＬ93と第１容量Ｃ93の第２並列接続部が配置されて いる。 第１容量（コンデンサ）Ｃ93と第２インダクタンスＬ93とは、約９００ＭＨｚ の共振周波数を有する並列共振回路を形成する。よって、この共振回路デバイス ９４はＧＳＭ信号の基本周波数バンドから見たインピーダンスに影響しないこと が理想的である。９００ＭＨｚでマイクロストリップ素子９６および９７の総長 さが４分の１波長に対応するとき、共振回路デバイス９４と別個にマイクロスト リップ素子９７の前記第２端部における短絡回路は点Ｐ2で極めて高いインピー ダンスに変換される。従って、第１マイクロストリップ素子９０を介して伝達さ れるＧＳＭ信号はシャント接続されたマイクロストリップ導波体を信号に影響し ない破断点と見なす。よってわずかな限界的減衰でＧＳＭ信号の基本周波数バン ドがフィルタを通って伝達されることが保証される。 前記第２マイクロストリップ素子９７の長さは１８００ＭＨｚに対する４分の １波長に対応するので、マイクロストリップ素子９７の前記第２端部における短 絡回路は大ざっぱに表現して、この周波数レンジ内の信号に対し点Ｐ1にて無限 のインピーダンスに変換される。従って、これら信号に対しては共振周波数デバ イス９４によってインピーダンスしか生じない。フィルタ９０が第１モードとな っている場合、スイッチング手段Ｓ94内のＰＩＮダイオードは高抵抗状態にある 。従って、第１インダクタンスＬ94と、スイッチング手段Ｓ94内のＰＩＮダイオ ードがこの状態で示す容量とから、並列共振回路が形成される。この並列共振回 路に対する共振周波数は約１８００ＭＨｚに適合されており、このことは、共振 回路デバイス９４は全体としてこの周波数レンジに対して高いインピーダンスを 示すことを意味する。従って、１８００ＭＨｚにおける信号に対する点Ｐ1のこ のような高インピーダンスは、点Ｐ2では低インピーダンスに変換される。 このことは、約１８００ＭＨｚの信号は実際にはシャント接続されたマイクロス トリップ導波体によって短絡されることを意味する。従って、フィルタ９０はこ の第１モードでは１８００ＭＨｚの前後で信号を良好に減衰する。 フィルタ９０が第２モードとなっている場合、スイッチング手段Ｓ94内のＰＩ Ｎダイオードは低抵抗状態にある。第１容量Ｃ93とＰＩＮダイオードがここで示 すインダクタンスから直列共振回路が形成される。この直列共振回路に対する共 振周波数は約１８００ＭＨｚに適合されており、このことは共振回路デバイス９ ４は全体としてこの周波数に対し極めて小さいインピーダンスを示す。約１８０ ０ＭＨｚの信号に対する点Ｐ1でのこのような低インピーダンスは、点Ｐ2におけ る高インピーダンスに変換される。このことは、約１８００ＭＨｚの信号はわず かに小さい減衰しか受けないでフィルタを通過することを意味する。 要するに、フィルタ９０はオン／オフできるバンド除去フィルタとして働く。 第１モードで更に減衰が必要な場合、すなわちバンド除去機能がオンされると、 減衰を希望する周波数で４分の１波長に対応する長さを有する伝送導体の部品に より、いくつかの同じフィルタデバイスを直列に結合したり、適宜分離したりで きる。このような方法は、個々のフィルタデバイスの減衰と比較し、デシベルで 計算した場合、減衰量を約２倍にする。それ自体公知の技術に従い、この４分の １波長伝送導体素子を、いわゆるパイ（π）形ネットワークまたはＴ形ネットワ ーク（好ましくはディスクリート部品から構成される）に交換しても同じ効果が 得られる。 更に同じように、図５〜８を参照して示した例における共振回路デバイス２２ および２３のうちの１つとして配置された共振回路デバイスとフィルタ９とを組 み合わせることも可能である。 図１０は、スイッチング可能なフィルタ３ａの別の実施例を示す。この図１０ において、番号１１０で表示されたフィルタは、フィルタの出力端Ｏ１１０をそ の入力端１１１０に接続するマイクロストリップ素子１２５を含む。このマイク ロストリップ素子１２５は１８００ＭＨｚにおいて４分の１波長にほぼ対応する 長さを有する。出力端Ｏ１１０には第１共振回路デバイス１２４の第１ターミナ ルが接続されており、この第１共振回路デバイス１２４の第２ターミナルは基準 電圧ＶREFに接続されている。前記第１共振回路デバイス１２４は、第１インダ クタンスＬ124とＰＩＮダイオードの周りに構成された第１スイッチング手段Ｓ1 24 との直列接続回路と第１容量Ｃ124との第１並列接続回路を含む。この第１並 列接続回路に直列に第２インダクタンスＬ123が配置されており、入力端Ｉ１１ ０には第２共振回路デバイス１２２の第１ターミナルが接続されている。この第 ２共振回路デバイス１２２は、好ましくは前記第１共振回路デバイス１２４と同 じ構造を有し、第２容量Ｃ122と、第２スイッチング手段Ｓ122と、第３インダク タンスＬ122と、第４インダクタンスＬ121とを含む。 スイッチング可能なフィルタ１１０が第１モードとなっている場合、スイッチ ング手段Ｓ122およびＳ124内のＰＩＮダイオードは高抵抗状態にある。この状態 では、ＰＩＮダイオードはほぼ容量性特性を有する。しかしながら、ＰＩＮダイ オードの容量の値は、第１近似したこれら容量をダイオードに並列接続された容 量Ｃ122およびＣ124に対し、無視できるような値となっている。第１共振回路デ バイス１２４では、前記第１容量Ｃ124と前記第２インダクタンスＬ123とからほ ぼ直列共振回路が形成される。この直列共振回路は、この回路がＧＳＭ信号の第 １高調波をカバーするようなブロックバンドを生じさせるように適合された共振 周波数を有する。同様に、共振回路デバイス１２２内でも、ほぼ同じ特性を有す る直列共振回路が形成される。よって共振回路デバイス１２２と１２４とは、こ の高調波の意図する減衰量が得られるように相互に協働する。 共振回路デバイス１２２および１２４は、９００ＭＨｚのＧＳＭ信号の基本周 波数バンドに対してシャント接続された容量素子として働き、これら容量性素子 の値は基本的には容量Ｃ122およびインダクタンスＬ122ならびに容量Ｃ124とイ ンダクタンスＬ124によって形成される上記直列共振回路によって決定される。 しかしながら、容量Ｃ124とインダクタンスＬ124との間の関係は、９００ＭＨｚ のＧＳＭ信号の基本周波数バンドが共振回路デバイス１２４を適正な値を有する 容量性素子と見て、よってこれら周波数における長さが８分の１波長に対応する マイクロストリップ素子１２５が、この容量を第１共振回路デバイス１２２で必 要な誘導値に変換し、その容量性効果を補償するようになっている。このように 、９００ＭＨｚに対しては良好なインピーダンスマッチングが保証され るので、ＧＳＭ信号の基本周波数バンドはわずかな限界的損失でフィルタ１１０ を通過できる。 スイッチング可能なフィルタ１１０が第２モードとなっていると、ＰＩＮダイ オードは低抵抗状態にある。この状態ではこれらＰＩＮダイオードはほぼ誘導性 特性を有する。よって共振回路デバイス１２４ではスイッチング手段Ｓ124内の ＰＩＮダイオードの内部インダクタンスと第１インダクタンスＬ124とは、前記 第１容量Ｃ124と共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路は図１で番号 ６１で表示されたＤＣＳ信号の基本周波数バンドにほぼ対応する基本周波数を有 する。従って、この並列共振回路は共振回路デバイス１２４が１８００ＭＨｚの 信号に対して共振回路デバイスのインピーダンスが高くなる。このように、ＤＣ Ｓ信号の基本周波数バンドは、このシャント接続された第１共振回路デバイス１ ２４によって大きく影響されることはない。共振回路デバイス１２２と１２４と は同一であるので、第２共振回路デバイス１２２もＤＣＳ信号の基本周波数バン ドに大きく影響することはない。これにより、第２モードでは約１８００ＭＨｚ の周波数に対する損失が少なくなっている。 第１共振回路デバイス１２４内の第１インダクタンスＬ124および第２共振回 路デバイス１２２内の第３インダクタンスＬ122は、フィルタが機能する上で必 ずしも必要ではない。これらインダクタンスの目的は、前記直列共振回路の共振 周波数に影響を与えることである。リアクタンス性素子の大きさの値は消耗する 共振周波数が得られるように、相互に、かつＰＩＮダイオードの内部リアクタン スに関連して決定しなければならないので、本例に対してより適当な値が得られ るように、インダクタンスＬ124およびＬ122は共振回路デバイス１２４および１ ２２内の他のリアクタンス性素子の値の決定に影響する。共振回路デバイス１２ ４および１２２内のリアクタンス性素子の値の決定に影響する別の可能性として 、並列接続および／または直列接続による２つ以上のＰＩＮダイオードを組み合 わせる方法が挙げられる。 これまで説明したいずれの例もＧＳＭ兼ＤＣＳ用移動電話システム用のデュア ルバンド移動局における電力増幅デバイス用のものである。当然ながら本発明は これら用途に限定されるものではない。例えば本発明は、ＧＳＭ兼ＰＣＳバンド 用移動局でも利用できる。図１は、このケースにおける信号間の関係を示す。こ の図では、Ｓは信号強度を示し、ｆは周波数を示す。電力増幅器からのＧＳＭ信 号Ｓ３は、約９００ＭＨｚの中心周波数ｆ3を有する基本周波数バンド８１を含 む。更にＧＳＭ信号は、少なくとも３つの周波数バンド８２、８３および８４に 偶数および奇数の高調波を含む。これら周波数バンド８２、８３および８４の中 心は、ほぼ周波数２ｆ3、３ｆ3および４ｆ3であり、これら周波数は周波数ｆ3の 倍数となっている。同じ電力増幅器からのＰＣＳ信号Ｓ４は、約１８００ＭＨｚ の中心周波数ｆ4を有する基本周波数バンド９１を含む。更に、ＰＣＳ信号は多 数の周波数バンド（そのうちの１つのバンド９２が図に示されている）における 高調波を含む。図から判るように、ＧＳＭ信号Ｓ３からの周波数バンド８２は、 ＰＣＳ信号Ｓ４からの基本周波数バンド９１に重ならないが、極めて接近する。 単一の固定されたフィルタデバイスにより、高調波のすべてを抑制すると共に、 同時に基本周波数バンド８１および９１の有効な送信を保証することは、このよ うに考えついたフィルタデバイスが示す急峻性により、極めて困難であり、実際 にはほとんど問題にならない。本発明に係わるスイッチング可能なフィルタデバ イスは、この問題に対する解決案を提供するものである。 送信すべき２つの基本周波数バンドの関係が、互いに妥当な距離で周波数バン ドが終了するような関係となっている場合にも本発明は適す。例えば、図５の例 に従って構成されたフィルタデバイスでは、共振回路の共振周波数は互いに独立 した関係で選択できる。このことは、回路の機能にはこれら基本周波数バンドの 相互の関係は重要ではないことを意味している。 更に、本発明では３つの別の周波数バンド、例えばＧＳＭ、ＤＳＣおよびＰＣ Ｓ用の共通電力増幅デバイスを得ることも可能である。このケースでは、ＤＣＳ とＰＣＳ信号に対する増幅器およびフィルタの機能は共通モードで適当に得られ るが、ＧＳＭ信号は別のモードで増幅し、フィルタリングする。３つ以上の別個 の周波数バンド用の無線送信機で使用するように、適当に別々にスイッチング可 能な２つ以上のフィルタデバイスを直列に接続することも可能である。ここでは 、各フィルタデバイスはオン／オフに切り替えできるノッチフィルタの特性を有 することが好ましい。 本発明を使用する分野の具体的な別の例としては、日本の移動電話システムＰ ＤＣ（パーソナルデジタルセルラー）用のデュアルバンド移動局があり、この電 話システムは、８００ＭＨｚおよび１５００ＭＨｚで使用される。更に、当然な がら本発明は、移動電話以外の他の分野および他の無線周波数の分野で使用され る無線送信機用にも使用できる。 図１２には移動電話用のデュアルバンド移動局１００の略ブロック図が示され ている。この移動局は２つの別個の周波数バンド（一度に１つのバンドを使用す る）を通し、音声およびデータ送信をするようになっている。移動局は、音響− 電気（Ａ／Ｅ）コンバータ１６０を含み、このコンバータはこのコンバータから の音声情報をデジタル化する音声符号化器１６１に結合されている。この音声符 号化器１６１は第１スイッチング手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３ に結合されており、チャンネル符号化器は無線送信機１６４に接続されている。 この無線送信機は図２で番号１０で表示されたスイッチング可能な電力増幅デバ イスを含み、アンテナ１６５に接続されている。 アンテナ１６５と同じアンテナとすることができるアンテナ１７５には、無線 受信機１７４が結合されており、この無線受信機がチャンネル復号化器１７３に 結合されている。チャンネル復号化器１７３は第２スイッチング手段１７２を介 し、音声復号化器１７１に接続されており、この音声復号化器１７１は電気−音 響（Ｅ／Ａコンバータ）１７０に接続されており、デジタル情報をアナログサウ ンド情報に復号化するようになっている。 制御ユニット１６７はデータ供給入力手段１６８に結合された第１データ入力 端と、第１スイッチング手段１６２に接続された第１データ出力端を有する。更 に制御ユニット１６７は第２スイッチング手段１７２に結合された第２データ出 力端およびデータ供給出力手段１６９に結合された第３データ出力端を有する。 更にこの制御ユニットは、図には示されていない別の制御用出力端を有する。 制御ユニット１６７は、その制御用出力端を介し、無線送信機１６４および無 線受信機１７４を制御し、電力増幅デバイスのモードを設定し、無線トラヒック チャンネルおよびタイムスロットを選択することができる。更にこの制御ユニッ トは、その制御出力端を介し、出力端が音声情報または別のタイプのデータを提 供したり、受信するように、スイッチング手段に影響することができる。 例えば移動局から基地局に音声を送信する際、送信に先立ち、音声符号化器１ ６１内で音声がデジタル化される。音声を示すデジタル信号は第１スイッチング 手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３へ送られ、チャンネル符号化器で 移動局に割り当てられた３つ以上の連続するタイムスロット上に広がる誤り訂正 符号と共に、無線トラヒックチャンネル上で送信するようにデジタル信号が符号 化される。送信機はデジタル信号を変調し、かつ電力増幅し、制御ユニットから の制御信号の制御によりタイムスロットの間で高速でデジタル信号を送る。 移動局から基地局へデータを送信する際、データはデータ供給手段１６８によ り制御ユニット１６７へ送られる。制御ユニットからは供給入力データを示すデ ジタル信号が第１スイッチング手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３へ 送られる。チャンネル符号化器１６３では音声符号化器１６１からのデジタル信 号と同様に、制御ユニットからのデジタル信号が符号化される。制御ユニットか らのデジタル信号は、その後、音声と同様に無線送信機を介して送信される。 無線トラヒックチャンネル上で基地局から移動局１００へ音声を送信する際、 制御ユニット１６７からの信号の制御により、タイムスロット中に高速で無線受 信機１７４内にデジタル信号が受信される。これらデジタル信号は復調され、無 線受信機１７４からチャンネル復号化器１７３へ送られる。チャンネル復号化器 １７３では誤り訂正復号化が行われる。この復号化は基本的にはチャンネル符号 化器１６３で行われる符号化の逆である。チャンネル復号化器１７３からのデジ タル信号は第２スイッチング手段１７２を介し、音声復号化器１７１へ送られる 。音声復号化器では、スイッチング手段からのデジタル情報がアナログサウンド 情報に復号化される。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION                      Device and method for communication Technical field   The present invention relates to a radio frequency signal having at least two distinct fundamental frequency bands Device for suppressing harmonics corresponding to these fundamental frequency bands And methods. The present invention provides a method for combining at least two distinct fundamental frequency bands. The invention also relates to a switchable wireless signal power amplifying device for switching. Related technology   Most power amplifiers for efficient wireless transmitters operate near saturation. Operation, so there are not many harmonics of this frequency in addition to the desired radio signal frequency. It is generated with an insignificant amount of power. For power amplifiers dedicated to fixed frequency bands, These harmonics are generated by a low-pass filter installed between the output end of the power amplifier and the antenna. It is removed by filtering with the help of data.   Of the harmonics generated, generally twice or three times the fundamental frequency, respectively The second harmonic and the third harmonic corresponding to the above frequency are overwhelmingly large. Low frequency band If the harmonics from are in the higher frequency band, two separate frequency bands A special problem arises with the transmitter structure used. That is, for example, a mobile station for mobile phones Consider a case where both the GSM band and the DCS band are handled. GSM system (Global System for Mobile Communications) can operate in a number of frequency bands, 900 MHZ In addition to the original GSM frequency of z (GSM-900), a 1900 MHz GSM system There is also a system. In addition, a DCS system operating at 1800 MHz is Can also be considered as However, in the following description, the term GSM will be referred to as GS It is used in a narrow definition such as M900. Increasing power in GSM mobile stations The band has a center frequency of about 900 MHz and an output power of 3 W, but the DCS ( Power amplifier for digital cellular systems) is about 1800 MHz and 1.5 W Works with   Since the DCS band is mainly at twice the frequency of the GSM frequency band, both If a common power amplifier is used for the wavenumber band, the harmonics are filtered out. The problem arises. The filtering in this case is one common fixed low-pass filter. Filters cannot handle it.   Two separate parallel arranged transmissions are used to select the current desired frequency band. Uses signal lines and radio frequency switch circuits coupled to the output terminals of these lines It has been known to do so. EP500434 describes two separate patents. 1 shows a power amplifier module for a mobile phone for use in a radio frequency band. This module consists of two parallel circuits with an amplification circuit and a bandpass filter including. The signals from these circuit strings are coupled with the PIN diode and The signal is sent to the output terminal of the antenna via the decoupling circuit. This The switching circuit of the current amplifier is the output of the amplifier circuit of the other circuit row. It is configured to disconnect from the force end.   PIN diodes are commonly used components for switching radio signals It is. This diode has a series resistance in the conducting state for radio frequency signals. It is small and has a large series resistance in the non-conductive state. Furthermore, the PIN diode is conducting In this case, the control current can be relatively small.   However, PIN diodes have stray inductance and stray capacitance . This means that a conducting PIN has almost inductive properties, but a non-conducting state has almost no inductive properties. It has a capacitive characteristic. Swedish Patent (SU) 153298 No. 2 is a millimeter wave switch for a waveguide using a PIN diode as a switching means. The switch is shown. In a first position, a PIN die combined with an external capacitor Aether forms a parallel resonant circuit that blocks at this signal frequency. For a particular signal frequency, the internal reactance characteristics of this PIN diode , Has been compensated. In another position, the PIN diode combines with the external inductance In other words, a series resonance circuit is formed for the same signal frequency.   The known solution with two parallel power amplifier circuits is one frequency band. Requires a significant number of components as compared to power devices. As a result, Telephone power amplifiers are expensive components and require extra space, The cost for the fee is higher. Space at mobile stations is an important limiting factor As such, this is a significant drawback, especially for mobile phones. Summary of the Invention   So that it suppresses harmonics of at least two distinct fundamental frequencies A power amplifier device for radio frequency signals with a filter device It is desirable to be able to. In particular, if the frequency range is It is desirable to be able to suppress the harmonics overlapping the edge. The present invention solves the above problem What you want to do.   This problem preferably occurs as a means capable of switching with the first fixed filter. Functions in combination with a switchable second filter including a PIN diode Is solved by conceiving a filter device. Switching A possible second filter comprises at least one first fundamental frequency band in the first mode. Harmonics of at least one order corresponding to the first and second modes. It passes well through at least one second, higher fundamental frequency band and has a fixed characteristic. The first filter having the property attenuates higher-order harmonics.   The switchable filter is at least one shunt-coupled resonant circuit Preferably, the resonant circuit device comprises a first reactance Includes the parallel coupling of the passive components and the PIN diode. This parallel connection is the second reactor Connected in series with the conductive parts. Either the first mode or the second mode In the first mode or the second mode, the diode is in a low resistance state. To maintain the PIN diode in a high resistance state in the other mode of the second mode, By injecting a direct current into the diode, the first mode or the second mode At a first position corresponding to one of the first and second reactive components. PIN PIN DIODE HAS A FIRST RESONANCE FREQUENCY THAT APPLIED TO THE FREQUENCY BAND Change the internal reactance characteristics of the diode to form a series resonant circuit . In a corresponding second position, a PIN diode is shared with the first reactive component. To form a parallel resonance circuit having a second resonance frequency adapted to the frequency band. You. This second resonance frequency can have the same value as the first resonance frequency.   The resonance frequency is such that the first mode switchable filter has a first resonance frequency. Attenuating at least one harmonic corresponding to the wavenumber band, Mode switchable filter has at least one second, higher basis The frequency band is allowed to pass well.   According to a preferred embodiment of the present invention, a plurality of shunt-coupled shares of the type described above are provided. Circuit devices, preferably separated by a suitable length of transmission conductor. Wear.   SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a radio frequency having at least two distinct fundamental frequency bands. In some signals, data for suppressing harmonics corresponding to these fundamental frequency bands is provided. A device and a method are provided.   Another object of the present invention is to provide a dual-frequency radio frequency signal with effectively suppressed harmonics. Power amplifying device switchable to different fundamental frequency bands It is to be.   An important advantage of the present invention is that the harmonics are filtered by at least one of the fundamental frequency bands. At least two distinct fundamental frequency bands that can overlap two frequency ranges In radio frequency signals with It is to provide a device and a method for suppressing waves.   Another advantage of the present invention is that power amplification devices are subject to stringent cost and power consumption requirements. And 2 for a radio frequency signal that effectively suppresses harmonics that satisfies the spatial conditions. Provides a power amplification device that can switch to two distinct fundamental frequency bands It can be provided.   Hereinafter, the present invention will be described in more detail by way of example with reference to the accompanying drawings. List of drawings   FIG. 1 shows an example of wireless signals and their mutual frequency relationship in the present invention. FIG. 4 is a diagram of signals / frequency shown.   FIG. 2 is a composite block diagram of a power amplifier device according to the present invention.   FIG. 3a shows an equivalent diagram of a PIN diode in the conducting state.   FIG. 3b shows an equivalent diagram of the PIN diode in the non-conducting state.   FIG. 4 shows wiring showing an impedance matching circuit manufactured according to the present invention. The figure is shown.   FIG. 5 is a wiring diagram illustrating a switchable filter manufactured according to the present invention. Is shown.   FIG. 6A is a simplified wiring diagram compared to the wiring diagram in FIG. FIG. 4 shows an equalization diagram in a lower frequency band in the first mode for the first embodiment.   FIG. 6B is a simplified wiring diagram compared to the wiring diagram shown in FIG. Primary corresponding to the first, lower fundamental frequency band in the first mode for FIG.   FIG. 7 is a simplified wiring diagram as compared with the wiring diagram shown in FIG. An equivalent diagram in the second, lower fundamental frequency band in the second mode for Show.   FIG. 8 is a wiring diagram of a resonance circuit device according to the present invention.   FIG. 9 shows another embodiment of the circuit in FIG. 5 for a switchable filter. is there.   FIG. 10 shows a simplified arrangement of yet another embodiment of a switchable filter. FIG.   FIG. 11 shows another example of the relationship between the radio signals and their mutual frequencies in the present invention. FIG. 4 is a signal / frequency diagram showing an example.   FIG. 12 shows a simplified block diagram of a mobile station. Preferred embodiment   FIG. 1 shows that the letter f indicates the frequency and the letter S indicates the signal strength. And the frequency spectrum of the two radio frequency signals S1 and S2 from the power amplifier. Show. This power amplifier has a certain nonlinearity that causes harmonics in the amplified signal. Having. The main power in the signal S1 is in the fundamental frequency band 51, The fundamental frequency band 51 is f1Center frequency. In this figure, this frequency band The bandwidth of the code is the same as for all frequency bandwidths, Kale is exaggerated. Further, the signal S1 has a number of cycles corresponding to harmonics. The figure also includes wavenumber bands, of which the first harmonic 52, the second harmonic 53 and the Three harmonics 54 are shown. These harmonics are at the center frequency f of the fundamental frequency band.1 Frequency 2f which is a multiple of1, 3f1, 4f1Have respective center frequencies. same The center frequency f for the signal S2TwoA fundamental frequency band 62 with Heart frequency 2fTwoIs shown.   Wireless transmitters that are designed to transmit signals in a fixed frequency band The generated harmonics are usually filtered by the help of a fixed low-pass filter. Removed. The figure shows the transfer function H of such a filter.3bIs shown and this field When the filter is used for the signal S2, the frequency band 62 Is filtered out, leaving the desired fundamental frequency band 61. But However, the signals S1 and S2 are transmitted by a single wireless transmitter and both frequency bands are transmitted. A problem arises when the signal is amplified by the common power amplification device for the terminals 51 and 61. Figure As can be seen from FIG.1Is substantially the frequency fTwoIf the frequency matches The band 52 partially overlaps the fundamental frequency band 61. Therefore, the signal S A fixed common to effectively suppress all of the harmonics at 1 and S2 No filter can be provided. This situation is due to GSM frequency band 9 00 MHz and the DCS frequency band is near 1800 MHz. In the structure of a double band mobile station for mobile telephone systems GSM and DCS Almost corresponds to the situation. In the following description of this example of the invention, GS will be used for signal S1. Use the term M signal and the term DCS signal for signal S2. And   FIG. 2 shows a device for power amplification transmission of a radio signal according to an embodiment of the present invention. A simplified block diagram is shown. In this example, the mobile phone systems GSM and D Power amplification device 10 adapted to be included in the transmission part of a mobile telephone for CS Is connected to the antenna 4 of the transmitter, and the power amplifying device 10 is in the first mode. Switch handles GSM signals in the mode and handles DCS signals in the second mode. Can be touched.   The power amplification device 10 includes a power amplification device having an input terminal IN and an output terminal O1. 1 Further, the power amplifying device 10 loads the power amplifying device 1 with a load. Impedance matching circuit 2 for matching impedance Includes a filter device 3 connected to the output O2 of the matching circuit. Send un The tener 4 is connected to the output terminal O3 of the filter device 3. This mobile station is in this example Includes a separate receiving antenna, but of course, the receiving antenna and the transmitting antenna It can also be integrated. In this example, the receiver of the mobile station is replaced by the transmitter of the mobile station. Filter device 3 to keep it substantially isolated from transmitted signals from An antenna switching circuit is appropriately provided between the antenna and the antenna 4.   At the output end, impedance matching of all valid power amplifiers It must be made. This means that the power amplifier 1 itself is negative in that frequency band. This means that load impedance matching must be performed. this The load impedance is usually smaller than the antenna impedance, Device 10 can be switched impedance matching for this purpose Circuit 2, and the impedance matching circuit 2 has a power The load on the output terminal of the amplifier 1 is individually optimized.   2, the filter device 3 comprises a first fixed filter 3b, A second switchable filter 3a, wherein these two filters are in series. Are located in The first filter 3b has a transfer function H3bThe line in Fig. 1 for It has such a low-pass characteristic. As can be seen from FIG. 1, this filter 3b is GS The basic frequency band 52 of the M signal S1 and the basic frequency band 61 of the DCS signal S2 It has a pass band covering both, and (3 900 = 2700 MHz Of the (corresponding) GSM band signals, the second harmonic, designated 53 in FIG. Cutoff frequency f such that it is attenuated to a satisfactory degreegAlso have. Therefore, the same Similarly, higher order harmonics are suppressed by the first filter 3b.   In FIG. 2, the first filter 3b is installed after the second filter 3a. , Such that the first filter 3b is located before the second filter 3a. It is also possible to change the order.   In the first mode, the filter 3a capable of switching switches the fundamental frequency band of the GSM signal. The signal can be passed through the channel 51, and at the same time, the frequency is almost 800 MHz. The first harmonic of these signals indicated by 2 can be suppressed. FIG. 1 shows this first mode. Transfer function H of switchable filter 3a at3aIt is shown. Figure As can be seen, the filter in this mode has band rejection characteristics, This property of a should be considered only as an example. The important thing about this filter is Mode suppresses critical harmonics in the frequency band 52 and simultaneously Transmitting the fundamental frequency band 51 without any loss. Frequency spectrum The characteristics of the filter are not very important elsewhere in the vector.   In the second mode, the switching filter 3a has a slight marginal attenuation (marg). The internal frequency band 61 of the DCS signal only Can pass. In this second mode, no input signal is available in the GSM band So in this mode the transmission at almost 900 MHz is not very important.   FIG. 1 shows the transmission to the switchable filter 3a in the second mode. Function H3aIt is shown. As can be seen from this figure, the filter in this mode Has almost all-pass characteristics. Similarly, the description of the filter 3a in the second mode These properties should be considered as examples only. The important thing is that in this second mode The filter is to pass the fundamental frequency band with only marginal attenuation. The filter characteristics in the frequency spectrum are not very important.   FIG. 3a shows that a PIN diode has FIG. 3 shows an equivalent circuit diagram of a PIN diode when direct current is injected. In this case, wireless The frequency signal is DONIs replaced by a resistor RONInductor in series with LanceONIs regarded as substantially. The resistance R for the control current of a circuit of about 10 mAON A reasonable value for is 1 ohm.   FIG. 3b shows passing through a PIN diode to put the diode into a high resistance state. FIG. 3 shows a corresponding equivalent circuit diagram of a PIN diode when negligible direct current is negligible. next, The radio frequency signal is DOFFIs replaced by a resistor ROFFAnd capacity COFFAverage Inductance L in series with the column circuitOFFIs considered. The resistance R in this caseOFFA reasonable value for Is 10 kiloohms in size. Inductance LOFFThe value of Inductance L in the case of passingONAlmost matches the value of   The impedance matching circuit 2 described with reference to FIG. It is shown. As can be seen from FIG. 4, the impedance matching circuit 2 A transmission conductor in the shape of a microstrip element 26 and a first capacitor C shunt-wired27 And One end of the microstrip element is connected to the output terminal O1 of the power amplifier 1. Of the input to the impedance matching circuit 2 The other end of the strip element is an output end O2 of the impedance matching circuit, First capacity C27Is connected to one point on the microstrip element 26. The other terminal has a fixed reference voltage VREFIt is connected to the . Further, the impedance matching circuit 2 includes a second capacitor C28This second capacity One terminal of the (capacitor) is the first capacitor C27Connected micros Output terminal O than point on trip elementTwoOn microstrip element 26 closer to Connected to a point. Second capacitance C28The second terminal of the switching means S29 Via the reference voltage VREFIt is connected to the.   A common impedance matching method is to follow the microstrip conductor This is a method using a provided shunt-wired capacitor. Suitable for higher frequencies As a result, microstrip waveguides are usually better than at lower frequencies. And the capacitance value decreases. Therefore, the impedance map for DCS The switching circuit can be configured as a part of a matching circuit for GSM.   Therefore, the impedance matching circuit 2 used here is a microstree. The two capacitors C separated by a part of the27And C28And Inside Side first capacitance C27Is the volume obtained when only matching to the DCS signal is desired. Quantity, the outer second capacity C28Is connected when transmitting GSM band signals. If the DCS band is used, the connection is cut off. Such switching is It is implemented by a technique known per se, which changes the bias voltage of the PIN diode. It is.   Therefore, in the impedance matching circuit, the PIN diode is switched Means S29And the capacity C28To change the load impedance. Can be switched on and off. The power amplifying device is in the first mode and G When transmitting the SM signal, the signal is transmitted through a DC connection network (not shown). DC is injected into the PIN diode according to a technique known per se. Therefore, PIN The resistance of the diode decreases. Therefore, the capacity C28Is connected and impedance The matching circuit 2 sets the value of the load impedance for the power amplifier 1 to a first value. I do. The load impedance of this first value is good for the power amplifier at 900 MHz. Guarantee to match. Amplify and transmit DCS signal In other modes, the PIN diode is blocked so that the PIN diode is blocked. Turn off the direct current passing through the anode. In this case, the impedance matching Path 2 is such that the power amplifier is impedance matched at 1800 MHz, It has a second value of load impedance.   Therefore, an important advantage of this matching method is that the impedance matching circuit 2 provides a predetermined amount of attenuation of the first harmonic of the GSM signal. This The reason is that if the GSM signal is to be transmitted, the matching is perfect at 1800 MHz. It is not. The length at 1800 MHz corresponds to almost a quarter wavelength The matching circuit 2a of the first mode can be switched next by the transmission conductor element If the filter is separated from the effective filter 3a, Logging function is enhanced.   Design a fixed matching circuit with less loss than can be obtained with this type of circuit. It also seems difficult to do. In terms of simplicity of construction and robustness, books The switchable impedance matching circuit according to the invention is a fixed match Better than the circuit.   FIG. 5 is somewhat simplified, but can be switched as described with reference to FIG. The detailed filter 3a is shown in more detail. Output terminal O of impedance matching circuit 2 The input to the switchable filter device 3a connected to the The other end of the transmission conductor element 25 is connected to one end of the This output is connected to the output terminal O3a of the filter device 3a capable of switching. The signal that has passed through the filter at the end is obtained. Switchable filter device 3a are connected to input terminals of a total of two terminals belonging to the first resonant circuit device 22. The first terminal is also connected. This first resonant circuit device 22 has P First inductance L formed around IN diodetwenty twoAnd the first switching Means Stwenty twoAnd the second inductance Ltwenty oneAnd the first capacitance Ctwenty oneAnd the first A second parallel connection circuit, and the second parallel connection circuit and the first parallel connection circuit are connected in series. Are located. The first of the two terminals belonging to the first resonant circuit device 22 2 terminal is connected to the fixed reference voltage VREFIt is connected to the.   The transmission conductor element 25 has a length corresponding to almost a quarter wavelength at 1800 MHz. You. An end of the transmission conductor element 25 connected to the output end O3a has a second resonance circuit. The road device 24 is connected. In the second resonance circuit device 23, the second input Ductance L29And the second capacitance Ctwenty threeAnd the fourth inductance Ltwenty threeAnd the second switch Means S29This device is the same as the first resonant circuit device 22 in this example. Having a single structure and a reference voltage VREFIt also has a terminal connected to it.   In the resonance circuit device 22, the second inductance L in the second parallel connection circuittwenty one And the first capacitance Ctwenty oneIs the resonance frequency corresponding to the fundamental frequency band of the GSM signal. Having a parallel resonance circuit. This means that the resonant circuit device Is the reference voltage VREFMeans that the impedance to is high. Therefore , The fundamental frequency band of the GSM signal is not greatly affected by the resonant circuit device Thus, a good signal transmission in this frequency range is obtained.   When the switchable filter 3a is in the first mode, the PIN diode It is conducting. In this case, the PIN diode has substantially inductive properties. Obedience Therefore, the PIN diode is connected to the first capacitor C.twenty oneTogether form a series resonance circuit. This Circuit generates a block band covering the first harmonic of the GSM signal. Having a resonance frequency of Therefore, this series resonance circuit Signal power can be attenuated to satisfy.   When the switchable filter 3a is in the second mode, the PIN diode Are in a high resistance state, in which case they have almost capacitive characteristics. Therefore, PIN die The diode is connected to the first inductance L in parallel with the diode.twenty twoWith A parallel resonant circuit is formed, which parallel resonant circuit is designated by the reference numeral 61 in FIG. It has a resonance frequency that approximately corresponds to the fundamental frequency band of the signal. This parallel resonant circuit Transmits signals well in this frequency band in the second mode.   In order for the filter to function, the second inductance Ltwenty oneAnd the fourth inductance Ltwenty threeWhen Is not necessary. 900MHz even without these two inductances Signal of the resonance circuit device 22 and the resonance circuit device 22 are shunt-connected. Considered as conductive impedance. For the frequency range of 900 MHz, Inductance L with respect to the length of microstrip element 25 corresponding to one wavelengthtwenty one And Ltwenty threeBy properly allocating the values of Can offset each other. In this way, good noise is obtained for 900 MHz. Since the impedance matching is guaranteed, the GSM signal The fundamental frequency band can be transmitted with little marginal loss.   FIG. 8 shows a somewhat more detailed connection diagram of the resonant circuit device 22 of FIG. The supply of direct current to the N diode is also shown. This resonant circuit device Of a switchable filter connected to the output O2 of the switching device End and fixed reference voltage VREFIs connected between. This resonant circuit device is Includes one parallel connection circuit. The first branch circuit of the first parallel connection circuit is denoted by D in FIG.twenty twoAnd table The PIN diode shown. The second branch circuit of the first parallel connection circuit is 1 inductance Ltwenty twoAnd block capacity (capacitor) CSFrom the series connection circuit I'm sick. Resistance RSThrough the first inductance Ltwenty twoAnd blocking capacity CSBetween At the drive voltage VDIs connected. Second inductance Ltwenty oneAnd the first capacity ( Capacitor) Ctwenty oneIs connected in series to the first parallel connection circuit. Has been continued.   Blocking capacity CSIs the drive voltage connection point and the reference voltage VREFDC flows directly between It is designed to prevent that. However, this blocking capacity (con Is high enough to be considered a short circuit for the signal frequency. Has a value. Therefore, the signal is the PIN diode Dtwenty twoAnd the first inductance Ltwenty two And proceed to the parallel connection circuit. The control current is connected to the diode via the drive voltage connection circuit. Can be injected. Resistance RSDrive current to obtain an appropriate value for this control current. Pressure VDIs adapted to Therefore, the driving voltage VDControl Control to switch PIN diode between low resistance state and high resistance state Can be obtained.   FIGS. 6a and 6b show filters for filtering out GSM signals. Simplifies the function of the switchable filter 3a in the first mode, where A schematic connection diagram is shown. FIG. 6a shows that the filter 3a has a signal of about 900 MHz, for example GS 4 shows a filter when the fundamental frequency band of the M signal is viewed. First inductance Ltwenty one And the first capacitance (capacitor) Ctwenty oneIs a parallel with a resonance frequency of 900 MHz Because they form a resonant circuit, the composite impedance increases at these frequencies. The other components shown in this FIG. 6a in the first resonant circuit device 22 are negligible. Book In the example, since the resonance circuit devices 22 and 24 are the same, the second resonance circuit device The same applies to 24. Therefore, signals within this frequency range Loss is transmitted from the input terminal of the filter 3a to its output terminal O3a.   FIG. 6b shows a signal at about 1800 MHz, for example, the first harmonic of a GSM signal. The filter 3a as a filter is shown. This filter is in the first mode In this case, the PIN diode is in a low resistance state. PIN as seen in FIG. Diode Dtwenty twoSwitching means Stwenty twoIs the diode resistance here R22onThe inductance L of the diode in series with22onIt is shown as Resonance times Circuit device 22 is a diode inductor in the frequency range of 1800 MHz. Lance22onAnd the first capacitance Ctwenty oneLimited by the series resonant circuit formed by It is. This first capacitance Ctwenty oneIs 2f in FIG. 1 for the first harmonic 52 of the GSM signal.1When It has a resonance frequency substantially corresponding to the displayed center frequency. This means that 180 Within the frequency range of 0 MHz, the total impedance of the resonant circuit device 22 Means that the value of becomes smaller. Therefore, the resonance circuit device 22 has the GS Attenuates the first harmonic of the M signal. The two resonant circuit devices 22 and 24 are identical As such, each of these devices attenuates the harmonic. These resonant circuit devices The chairs 22 and 24 have a length corresponding to a quarter wavelength for 1800 MHz. Since they are separated by the cross-trip element 25, the total attenuation is Somewhat simplified but twice as large as the individual attenuation of the device (measured in decibels) The resonance circuit devices 22 and 24 cooperate with each other so that   The switchable filter 3a is, for a wider frequency range, It functions as a band rejection filter called a loose notch filter. In Figure 1 Over function H3a 'Indicates this situation.   FIG. 7 shows a second mode of switching adapted to transmit a DCS signal. FIG. 5 is a schematic connection diagram showing the functions of a possible filter 3a. In FIG. 7, the filter 3a Filters this filter at about 1800 MHz, such as the fundamental frequency band of a DCS signal. It is shown in the state as viewed from the issue. In the resonant circuit devices 22 and 24 Switch means Stwenty twoAnd Stwenty fourIs open. This means that this second The PIN diode included in the switching means in the mode is in a high resistance state. Means that. Simply put, these PINs are diode capacitances C22of f The diode resistance R in parallel with22offAnd diode capacitance C24offIn parallel with Resistance R24offWork as each. The frequency range at 1800 MHz The resonant circuit device 22 has a diode capacitance C22offAnd the first Inductance Ltwenty twoGoverned by the parallel resonant circuit formed by this First inductance Ltwenty twoIndicates that the parallel resonance circuit is in the fundamental frequency band 61 of the DCS signal. On the other hand, FIG.TwoHas a resonance frequency almost corresponding to the center frequency indicated by Swelling. This is common within the frequency range of about 1800 MHz. This means that the value of the total impedance of the oscillation circuit device 22 increases. Therefore , The resonant circuit device 22 provides the fundamental frequency band of the DCS signal with slight marginal attenuation. To communicate. Since the parallel resonance circuits 22 and 24 are the same, the same The same is true for the resonance circuit 24. Therefore, signals within the frequency range It is transmitted from the input end of the filter 3a to the outlet end O3a with a very low loss.   FIG. 9 shows another embodiment of the switchable filter 3a. In FIG. The filter designated by the numeral 90 is a filter output end O90 and its input end 190. And a first microstrip element 95 for connecting This filter also has a second Divided in series into a microstrip element 96 and a third microstrip element 97 Shunt-connected microstrip conductor. Each of these is 1 800MHz corresponds to almost one quarter wavelength, and 900MHz to one eighth wavelength Also have a corresponding length. The first end of the second microstrip element 96 is Connected to the output terminal O90 of the filter 90 capable of switching. The second end of the strip element 96 is connected to the first end of the third microstrip element 97. Point P1Connected by Correspondingly, the third microstrip element 97 2 ends are reference voltage VREF, So it is short-circuited at this point.   The second end of the first microstrip element 96 has a coupling capacitance CC94Through , The first terminal of the resonant circuit device 94 is also connected. This resonant circuit device I Terminal 94 is connected to the reference voltage V.REFIt is connected to the. Resonant circuit device Numeral 94 relates to radio frequencies in this example and is described with reference to FIGS. 5, 6a, 6b and 7. All equivalent structures as the resonant circuit devices 22 and 24 described above. This resonance The circuit device 94 includes a first inductance L formed around a PIN diode.94 And switching means S94And a first parallel connection circuit. This first parallel connection part In series, the second inductance L93And the first capacitance C93Of the second parallel connection portion I have.   First capacitance (capacitor) C93And the second inductance L93Is about 900MHz A parallel resonance circuit having the resonance frequency of Therefore, this resonant circuit device 94 does not affect the impedance seen from the fundamental frequency band of the GSM signal Is ideal. Total length of microstrip elements 96 and 97 at 900 MHz When the wavelength corresponds to a quarter wavelength, the microstress is separated from the resonance circuit device 94. The short circuit at the second end of the lip element 97 is a point PTwoExtremely high impedance Converted to dance. Therefore, the signal transmitted through the first microstrip element 90 is transmitted. GSM signals affect the signal through shunt-connected microstrip waveguides. No break point is considered. Therefore, the fundamental frequency band of the GSM signal Is guaranteed to be transmitted through the filter.   The length of the second microstrip element 97 is a quarter of 1800 MHz. Since it corresponds to one wavelength, the short-circuit at the second end of the microstrip element 97 is short. The short circuit is roughly expressed as the point P for signals in this frequency range.1Infinite Is converted to the impedance of Therefore, the resonance frequency Only impedance is produced by the chair 94. The filter 90 is in the first mode. Switching means S94PIN diode inside is in high resistance state . Therefore, the first inductance L94And switching means S94PINDIO inside A parallel resonance circuit is formed from the capacitance indicated by the node in this state. This parallel resonance cycle The resonance frequency for the path is adapted to about 1800 MHz, which means that the resonance The circuit device 94 generally has a high impedance for this frequency range. Means to show. Therefore, the point P for the signal at 1800 MHz1Mushroom A high impedance such asTwoIs converted to low impedance. This means that the approximately 1800 MHz signal is actually a shunted micros Means shorted by the trip waveguide. Therefore, the filter 90 is In the first mode, the signal is attenuated well around 1800 MHz.   When the filter 90 is in the second mode, the switching means S94PI within The N diode is in a low resistance state. First capacity C93And PIN diode shown here A series resonance circuit is formed from the inductance. This series resonance circuit The oscillation frequency is adapted to about 1800 MHz, which means that the resonant circuit device 9 Numeral 4 indicates an extremely small impedance for this frequency as a whole. About 180 Point P for 0 MHz signal1Such low impedance at point PTwoSmell Converted to high impedance. This means that a signal of about 1800 MHz It means passing through the filter with very little attenuation.   In short, the filter 90 functions as a band removal filter that can be turned on / off. When further attenuation is required in the first mode, that is, when the band removal function is turned on, For transmission conductor parts having a length corresponding to a quarter wavelength at the frequency at which attenuation is desired It is possible to combine several identical filter devices in series or separate them as appropriate. Wear. Such methods compare in decibels with the attenuation of individual filter devices. When calculated, the attenuation is approximately doubled. According to a technique known per se, The one-wavelength transmission conductor element is connected to a so-called pi (π) -type network or T-type network. Switch (preferably composed of discrete components) has the same effect can get.   Further similarly, the resonance circuit device 22 in the example shown with reference to FIGS. And a filter 9 and a resonant circuit device arranged as one of It is also possible to combine.   FIG. 10 shows another embodiment of the switchable filter 3a. This FIG. , The filter indicated by the number 110 is connected to the output end O110 of the filter. And a microstrip element 125 connected to the input terminal 1110 of the first line. This microphone Loss-trip element 125 approximately corresponds to a quarter wavelength at 1800 MHz. Have a length. The first terminal of the first resonance circuit device 124 is connected to the output terminal O110. And the second terminal of the first resonant circuit device 124 is connected to a reference Voltage VREFIt is connected to the. The first resonance circuit device 124 includes a first inductor. Lactance L124And the first switching means S formed around the PIN diode1 twenty four And the first capacitor C124And a first parallel connection circuit. This first line The second inductance L is connected in series with the column connection circuit.one two ThreeAre arranged, and the input terminal I11 0 is connected to the first terminal of the second resonance circuit device 122. This second The two resonance circuit device 122 is preferably the same as the first resonance circuit device 124. The second capacitor C122And the second switching means S122And the third inductor Tance L122And the fourth inductance L121And   When the switchable filter 110 is in the first mode, the switch Means S122And S124Are in a high resistance state. This state In the case, the PIN diode has almost capacitive characteristics. However, PIN die The value of the capacitance of the diode is determined by adding these capacitances, which are approximated first, to the capacitance connected in parallel with the diode. Quantity C122And C124Has a value that can be ignored. First resonance circuit In the vise 124, the first capacitance C124And the second inductance Lone two ThreeTokaraho A series resonance circuit is formed. This series resonant circuit is based on the Resonance adapted to create a block band that covers one harmonic Having a frequency. Similarly, the resonance circuit device 122 has almost the same characteristics. A series resonance circuit is formed. Therefore, the resonance circuit devices 122 and 124 Cooperate with each other so as to obtain the intended attenuation of the harmonics.   Resonant circuit devices 122 and 124 provide the basic frequency of the 900 MHz GSM signal. Acts as a capacitive element shunt-connected to the wavenumber band, and these capacitive elements Is basically the capacity C122And inductance L122And capacity C124And Lee Dactance L124Determined by the series resonance circuit formed by However, the capacity C124And inductance L124Is 900 MHz The fundamental frequency band of the GSM signal has the correct value for the resonant circuit device 124 Viewed as a capacitive element, the length at these frequencies corresponds to one-eighth wavelength The microstrip element 125 requires this capacitance in the first resonant circuit device 122. It converts the value into a required induction value and compensates for its capacitive effect. in this way , 900MHz, good impedance matching is guaranteed Therefore, the fundamental frequency band of the GSM signal is Can pass.   When the switchable filter 110 is in the second mode, the PIN Aether is in a low resistance state. In this state, these PIN diodes are almost inductive Has characteristics. Therefore, in the resonance circuit device 124, the switching means S124Inside Internal inductance of PIN diode and first inductance L124Means First capacity C124Together with this form a parallel resonance circuit. This parallel resonance circuit is numbered in FIG. There is a fundamental frequency substantially corresponding to the fundamental frequency band of the DCS signal indicated by 61. I do. Therefore, this parallel resonance circuit has a resonance circuit device 124 of 1800 MHz. The impedance of the resonant circuit device becomes higher for the signal. Thus, DC The fundamental frequency band of the S signal is the shunt-connected first resonance circuit device 1 24 is not significantly affected. Resonance circuit devices 122 and 124 Are the same, the second resonance circuit device 122 is also connected to the fundamental frequency band of the DCS signal. Does not significantly affect the code. Thereby, about 1800 MHz in the second mode The loss for the frequency is reduced.   First inductance L in first resonant circuit device 124124And the second resonance Inductance L in the path device 122122Is required for the filter to work It is not necessary. The purpose of these inductances is to Affecting the frequency. The value of the size of the reactive element is exhausted React with each other and the internal reactor of the PIN diode so that the resonance frequency is obtained. Values that are more relevant for this example. As shown, the inductance L124And L122Are the resonance circuit devices 124 and 1 Affects the determination of the value of other reactive elements in 22. Resonant circuit device 12 Another possibility affecting the determination of the value of the reactive element in 4 and 122 , Combining two or more PIN diodes in parallel and / or series There is a method to make it.   All of the examples described so far are for dual mobile phone systems for GSM and DCS. It is for a power amplification device in a LeBand mobile station. Naturally, the present invention It is not limited to these uses. For example, the present invention provides a GSM and PCS band Also available for mobile stations. FIG. 1 shows the relationship between the signals in this case. This In the figure, S indicates the signal strength, and f indicates the frequency. GSM signal from power amplifier The signal S3 has a center frequency f of about 900 MHz.ThreeIncluding a fundamental frequency band 81 having No. Further, the GSM signal is divided into at least three frequency bands 82, 83 and 84. Includes even and odd harmonics. In these frequency bands 82, 83 and 84 Heart is almost frequency 2fThree, 3fThreeAnd 4fThreeAnd these frequencies are the frequencies fThreeof It is a multiple. The PCS signal S4 from the same power amplifier is about 1800 MHz Center frequency fFourAnd a fundamental frequency band 91 having In addition, PCS signals In a number of frequency bands (one of which band 92 is shown in the figure) Including harmonics. As can be seen, the frequency band 82 from the GSM signal S3 is It does not overlap with the fundamental frequency band 91 from the PCS signal S4, but it comes very close. A single fixed filter device suppresses all of the harmonics, At the same time, ensuring a valid transmission of the fundamental frequency bands 81 and 91 is It is extremely difficult due to the steepness of the conceived filter device. Is hardly a problem. Switchable filter device according to the invention Chairs offer a solution to this problem.   The relationship between the two fundamental frequency bands to be transmitted is The present invention is also suitable in a case where the relationship is such that the password is terminated. For example, the example in FIG. The resonance frequency of the resonance circuit is independent of each other in the filter device configured according to Can be selected according to the relationship. This means that the function of the circuit Mutual relationships mean that they are not important.   Further, the present invention provides three separate frequency bands, eg, GSM, DSC and PC. It is also possible to obtain a common power amplification device for S. In this case, the DCS The functions of the amplifier and the filter for the PCS signal and the However, the GSM signal is amplified and filtered in another mode. 3 or more separate Switchable appropriately for use in radio transmitters for different frequency bands It is also possible to connect two or more active filter devices in series. here Each filter device has the characteristics of a notch filter that can be switched on / off. Is preferred.   Another specific example of the field of use of the present invention is the Japanese mobile telephone system P There is a dual band mobile station for DC (Personal Digital Cellular). The speech system is used at 800 MHz and 1500 MHz. Furthermore, of course However, the invention may be used in other fields other than mobile phones and in other radio frequency fields. It can also be used for wireless transmitters.   FIG. 12 shows a schematic block diagram of a dual band mobile station 100 for a mobile phone. ing. The mobile station uses two separate frequency bands (one band at a time). ) To transmit voice and data. The mobile station is An electrical (A / E) converter 160 is included, which is The audio information is coupled to an audio encoder 161 that digitizes the audio information. This voice note The encoder 161 is connected to the channel encoder 163 via the first switching means 162. And the channel coder is connected to a wireless transmitter 164. This wireless transmitter is a switchable power amplification device designated by the numeral 10 in FIG. It includes a chair and is connected to an antenna 165.   Antenna 175, which can be the same antenna as antenna 165, A receiver 174 is coupled and this radio receiver is connected to a channel decoder 173. Are combined. The channel decoder 173 passes through the second switching means 172 The audio decoder 171 is connected to the audio decoder 171. Connected to the Hibiki (E / A converter) 170, To decrypt the command information.   The control unit 167 has a first data input coupled to the data supply input means 168. And a first data output terminal connected to the first switching means 162. Change In the meantime, the control unit 167 outputs the second data output coupled to the second switching means 172. It has a force end and a third data output coupled to the data supply output means 169. In addition, the control unit has another control output, not shown.   The control unit 167 communicates with the wireless transmitter 164 and the wireless Control the line receiver 174, set the mode of the power amplification device, and Channels and time slots can be selected. In addition, this control unit Via its control output, the output provides audio information or another type of data. The switching means can be influenced to provide or receive.   For example, when transmitting voice from a mobile station to a base station, prior to transmission, the voice coder 1 The audio is digitized in 61. Digital signal indicating voice is first switching Sent to the channel encoder 163 via the means 162, Error correction spread over three or more consecutive time slots assigned to a mobile station Along with the code, the digital signal is encoded to be transmitted on a wireless traffic channel. Be transformed into The transmitter modulates and power amplifies the digital signal and sends it from the control unit. A digital signal is transmitted at high speed between time slots by the control of the control signal.   When transmitting data from the mobile station to the base station, the data is transmitted by the data supply means 168. Control unit 167. The control unit outputs data indicating the supply input data. Digital signal to the channel encoder 163 via the first switching means 162 Sent. In the channel encoder 163, the digital signal from the audio encoder 161 is output. Like the signal, the digital signal from the control unit is encoded. Control unit These digital signals are then transmitted via wireless transmitters as well as voice.   When transmitting voice from the base station to the mobile station 100 on a wireless traffic channel, By controlling the signal from the control unit 167, the wireless reception is performed at a high speed during the time slot. A digital signal is received in the transceiver 174. These digital signals are demodulated and The signal is sent from the line receiver 174 to the channel decoder 173. Channel decoder At 173, error correction decoding is performed. This decoding is basically a channel code This is the reverse of the encoding performed by the encoder 163. The digital signal from the channel decoder 173 The tall signal is sent to the audio decoder 171 via the second switching means 172. . In the audio decoder, digital information from the switching means is converted to analog sound. Decoded into information.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，Ｍ Ｗ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ， ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，Ｅ Ｓ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ，ＩＤ ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ， ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，Ｍ Ｇ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ， ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，Ｙ Ｕ，ＺＷ (72)発明者 イムベルク，ウルリク スウェーデン国，ノルケピング，トロツエ リガタン 35 【要約の続き】 周波数バンドは大きな損失を受けることなく通過され、 固定ローパスフィルタ（３ａ）により高調波が抑制され る。────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page    (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, L U, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ, CF) , CG, CI, CM, GA, GN, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (GH, GM, KE, LS, M W, SD, SZ, UG, ZW), EA (AM, AZ, BY) , KG, KZ, MD, RU, TJ, TM), AL, AM , AT, AU, AZ, BA, BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CU, CZ, DE, DK, EE, E S, FI, GB, GE, GH, GM, GW, HU, ID , IL, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LC, LK, LR, LS, LT, LU, LV, MD, M G, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, PL, PT , RO, RU, SD, SE, SG, SI, SK, SL, TJ, TM, TR, TT, UA, UG, UZ, VN, Y U, ZW (72) Inventors Imberg, Ulrik             Sweden, Norkoping, Trotsoe             Rigatan 35 [Continuation of summary] The frequency band is passed without significant loss, Harmonics are suppressed by the fixed low-pass filter (3a) You.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1. 固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と、前記第１フィルタ（３ ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）とを備えた、無線 周波数信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）における高調波を抑制するようになって いるフィルタデバイス（３）において、 前記第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）がスイッチング可能であり、第１タ ーミナルおよび第２ターミナルを備えた少なくとも１つの共振回路デバイス（２ ２、２４、９４、１２２、１２４）を含み、前記第１ターミナルが共振回路デバ イス内に含まれる伝送導体素子（２５、９６、１２５）に接続されており、前記 第２ターミナルが基準電圧（ＶREF）に接続されており、前記共振回路デバイス （２２、２４、９４、１２２、１２４）が、 第１に、第１リアクタンス性素子（Ｌ22、Ｌ24、Ｌ94、Ｃ122、Ｃ124）と少な くとも１つの反転可能なＰＩＮダイオード（Ｄ22）の第１並列接続回路と、 第２に、前記第１並列接続回路に直列に配置された第２にリアクタンス性素子 （Ｃ21、Ｃ23、Ｃ93、Ｌ123、Ｌ124）とを含み、前記スイッチング可能な第２フ ィルタ（３ａ、９０、１１０）が、 第１モードにおいて、第１のより低い基本周波数バンド（５１、８１）内の無 線周波数信号（Ｓ１、Ｓ３）を良好に通過すると共に、この第１の基本周波数バ ンド（５１、８１）に対応する少なくとも１つの次数の高調波を抑制するように なっており、 第２モードにおいて、第２のより高い基本周波数バンド（６１、９１）内の無 線周波数信号（Ｓ２、Ｓ４）を良好に通過すると共に、前記第１フィルタ（３ｂ ）が、この第２の基本周波数バンド（６１、９１）に対応する少なくとも１つの 次数の高調波（６２、９２）を抑制することを特徴とする、フィルタデバイス。 2. 共振回路デバイス（２２、２４、９４、１２２、１２４）内の前記ＰＩＮ ダイオード（Ｄ22）が前記第１モードおよび第２モードの１つにおいて低抵抗状 態となるようになっており、この低抵抗状態のＰＩＮダイオード（Ｄ22）の 特性がほぼ誘導性であり、前記第１モードおよび第２モードのうちの一方のモー ドでは、高抵抗状態となるようになっており、この高抵抗状態のＰＩＮダイオー ド（Ｄ22）の特性がほぼ容量性であることを特徴とする、請求項１記載のフィル タデバイス。 3. 前記第１モードおよび第２モードのうちの１つのモードに対応する第１位 置にある前記第２リアクタンス性部品（Ｃ21、Ｃ23、Ｃ93、Ｌ121、Ｌ123）と組 み合わされたＰＩＮダイオード（Ｄ22）が、当該周波数バンドに適合した第１共 振周波数を有する直列共振回路を形成するようになっており、対応する第２位置 にあるＰＩＮダイオードは前記第１リアクタンス性部品（Ｌ22、Ｌ24、Ｌ94、Ｃ122 、Ｃ124）と組み合わさって、当該周波数バンドに適合した第２共振周波数を 有する並列共振回路を形成するようになっており、この第２共振周波数は前記第 １共振周波数と同じ値を示すことができることを特徴とする、請求項２記載のフ ィルタデバイス。 4. 前記第１リアクタンス性素子（Ｌ22、Ｌ24、Ｌ94）が誘導性であり、前記 第２リアクタンス性素子（Ｃ21、Ｃ23、Ｃ93）が容量性であることを特徴とする 、請求項１、２または３記載のフィルタデバイス。 5. 誘導性特性を示す低抵抗状態のＰＩＮダイオード（Ｄ22）が前記第２リア クタンス性素子（Ｃ21、Ｃ23、Ｃ93）と共に直列共振回路を形成するようになっ ており、容量性特性を示す高抵抗状態の同じＰＩＮダイオード（Ｄ22）は前記第 １リアクタンス性素子（Ｌ22、Ｌ24、Ｌ94）と共に並列共振回路を形成するよう に前記共振回路デバイス（２２、２４、９４）が配置されていることを特徴とす る、請求項４記載のフィルタデバイス。 6. 前記直列共振回路が第１基本周波数バンド（５１、８１）に対応する少な くとも１つの次数の高調波に対するバンド除去特性を第２フィルタ（３ａ）に与 えることを特徴とする、請求項５記載のフィルタデバイス。 7. 前記並列共振回路が第２の、より高い基本周波数バンド（６１、９１）に 対するパスバンド特性を第２フィルタ（３ａ）に与えることを特徴とする、請求 項５または６記載のフィルタデバイス。 8. 第１周波数バンド（５１、８１）の中心周波数（ｆ1、ｆ3）にほぼ対応 する基本周波数を示す並列共振回路が形成されるよう、前記第２リアクタンス性 素子（Ｃ21、Ｃ23、Ｃ93）に並列にインダクタ状の第３リアクタンス性素子（Ｌ21 、Ｌ23、Ｌ93）が配置されていることを特徴とする、請求項４〜７のいずれか に記載のフィルタデバイス。 9. フィルタデバイス（３）が２つの共振回路デバイス（２２、２４、１２２ 、１２４）を含むことを特徴とする、上記請求項のいずれかに記載のフィルタデ バイス。 10．前記第２基本周波数バンド（６１、９１）の中心周波数（ｆ2、ｆ4）の４ 分の１波長にほぼ対応する長さを有する伝送導体素子（２５、１２５）によって 前記２つの共振回路デバイス（２２、２４、１２２、１２４）が分離されている ことを特徴とする、請求項９記載のフィルタデバイス。 11．請求項１記載のフィルタデバイスにおいて、無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ２ 、Ｓ３、Ｓ４）内の高調波を抑制するための方法であって、 前記第２のスイッチング可能なフィルタ（３ａ、９０、１１０）を設定する工 程と、 前記第１のより低い周波数バンド（５１、８１）内の無線周波数信号（Ｓ１、 Ｓ３）を送信すると共に、前記第１の基本周波数バンドに対応する少なくとも１ つの次数の高調波（５２、８２）を抑制する工程と、 前記第２のスイッチング可能なフィルタ（３ａ、９０、１１０）を第２モード に設定する工程と、 前記第２の、より高い基本周波数バンド（６１、９１）内の無線周波数信号（ Ｓ２、Ｓ４）を送信する工程とを備え、前記第１フィルタ（３ｂ）がこの第２の 基本周波数バンド（６１、９１）に対応する少なくとも１つの高調波（６２、９ ２）を抑制することを特徴とする、高調波を抑制するための方法。 12．電力増幅器（１）と、 前記電力増幅器（１）の出力端に配置されたインピーダンスマッチング回路（ ２）と、 前記インピーダンスマッチング回路（２）の出力端に接続されており、高調波 を抑制するためのフィルタデバイス（３）とを備え、該フィルタの機能が、 固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と、 該第１フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１ ０）との組み合わせに対応するようになっている、無線周波数信号用電力増幅デ バイス（１０）において、 前記電力増幅デバイス（１０）が少なくとも２つのモードを有し、該モードが 前記電力増幅デバイス（１０）の特性を少なくとも１つの基本周波数バンド（５ １、６１）の各々に適合させることに対応しており、前記フィルタ（３ａ、９０ 、１１０）がスイッチング可能であり、 前記モードのうちの第１モードでは、第１の、より低い基本周波数バンド（５ １、８１）を良好に通過し、この第１の基本周波数バンド（５１、８１）に対応 する少なくとも１つの次数の高調波を抑制するようになっており、 前記モードのうちの第２モードでは第２の、より高い基本周波数バンド（６１ 、９１）を良好に通過するようになっていることを特徴とする、電力増幅デバイ ス。 13．インピーダンスマッチング回路（２）がスイッチング手段（Ｓ29）として 機能するＰＩＮダイオードを含み、このスイッチング手段により素子（Ｃ28）を 接続したり、接続を切ることができ、よって電力増幅器（１）の負荷インピーダ ンスをそれぞれの第１モードおよび第２モードに適合するようになっていること を特徴とする、請求項１２記載の電力増幅デバイス。 14．前記素子（Ｃ28）が容量（コンデンサ）から成ることを特徴とする、請求 項１３記載の電力増幅デバイス。 15．電力増幅器（１）と、 前記電力増幅器（１）の出力端に配置されたインピーダンスマッチング回路（ ２）と、 高調波を抑制するよう、前記インピーダンスマッチング回路（２）の出力端に 接続されており、機能が固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と該第１ フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）との 組み合わせに対応するフィルタデバイス（３）とを備えた、少なくとも１つの電 力増幅デバイス（１０）を含み、少なくとも２つの別個の無線周波数バンドを通 し、少なくとも１つの基地局と通信するようになっている、セルラー通信ネット ワークにおける移動局（１００）において、 前記電力増幅デバイス（１０）が少なくとも２つのモードを有し、該モードが 前記電力増幅デバイス（１０）の特性を少なくとも１つの基本周波数バンド（５ １、６１）の各々に適合させることに対応しており、前記フィルタ（３ａ、９０ 、１１０）がスイッチング可能であり、 前記モードのうちの第１モードでは、第１の、より低い基本周波数バンド（５ １、８１）を良好に通過し、この第１の基本周波数バンド（５１、８１）に対応 する少なくとも１つの次数の高調波を抑制するようになっており、 前記モードのうちの第２モードでは第２の、より高い基本周波数バンド（６１ 、９１）を良好に通過するようになっていることを特徴とする、移動局。Claims 1. A first filter (3b) having a fixed characteristic and a second filter (3a, 90, 110) arranged in series with the first filter (3b) are provided. In a filter device (3) adapted to suppress harmonics in radio frequency signals (S1, S2, S3, S4), the second filter (3a, 90, 110) is switchable, A transmission conductor element (25, 96, 125) including at least one resonant circuit device (22, 24, 94, 122, 124) having a terminal and a second terminal, wherein the first terminal is included in the resonant circuit device. ), The second terminal is connected to a reference voltage (V REF ), and the resonant circuit device (22, 24, 94, 122, 124) is First, a first parallel connection circuit of the first reactance element (L 22, L 24, L 94, C 122, C 124) and at least one reversible PIN diode (D 22), the second, A second reactive element (C 21 , C 23 , C 93 , L 123 , L 124 ) arranged in series with the first parallel connection circuit, and the switchable second filter (3 a, 90, 110) in the first mode pass radio frequency signals (S1, S3) in the first lower fundamental frequency band (51, 81) satisfactorily, and the first fundamental frequency band (51, 81). ) To suppress at least one order harmonic corresponding to radio frequency signals (S2, S4) in the second higher fundamental frequency band (61, 91) in the second mode. While passing Serial first filter (3b), characterized in that to suppress at least one order of harmonics corresponding to the second fundamental frequency band (61,91) (62, 92), the filter device. 2. The PIN diode (D 22 ) in the resonant circuit device (22, 24, 94, 122, 124) is in a low resistance state in one of the first mode and the second mode; The characteristic of the PIN diode (D 22 ) in the low resistance state is almost inductive, and in one of the first mode and the second mode, the PIN diode (D 22 ) is in a high resistance state. 2. The filter device according to claim 1, wherein the characteristic of the PIN diode (D 22 ) is substantially capacitive. 3. the first mode and the second reactive component in a first position corresponding to one mode of the second mode (C 21, C 23, C 93, L 121, L 123) was combined with A PIN diode (D 22 ) forms a series resonant circuit having a first resonance frequency adapted to the frequency band, and a PIN diode at a corresponding second position is connected to the first reactive component (L 22 , L 24 , L 94 , C 122 , and C 124 ) to form a parallel resonance circuit having a second resonance frequency suitable for the frequency band. 3. The filter device according to claim 2, wherein the filter device can exhibit the same value as the first resonance frequency. 4. The first reactive element (L 22, L 24, L 94) is inducible, the second reactive element (C 21, C 23, C 93) is characterized in that it is a capacitive The filter device according to claim 1, 2 or 3. 5. A low-resistance PIN diode (D 22 ) exhibiting inductive characteristics forms a series resonance circuit together with the second reactance elements (C 21 , C 23 , C 93 ). The same PIN diode (D 22 ) in the high resistance state indicates a parallel resonance circuit with the first reactive element (L 22 , L 24 , L 94 ) so as to form a parallel resonance circuit ( 22 , 24 , 94 ). The filter device according to claim 4, wherein is disposed. 6. The series filter according to claim 5, wherein the series resonance circuit gives the second filter (3a) band rejection characteristics for at least one order harmonic corresponding to the first fundamental frequency band (51, 81). Filter device. 7. The filter device according to claim 5, wherein the parallel resonant circuit gives the second filter (3a) passband characteristics for a second, higher fundamental frequency band (61, 91). 8. The second reactive element (C 21 , C 23 ) is formed so that a parallel resonance circuit having a fundamental frequency substantially corresponding to the center frequency (f 1 , f 3 ) of the first frequency band (51, 81) is formed. , C 93 ), wherein an inductor-like third reactance element (L 21 , L 23 , L 93 ) is arranged in parallel with the filter device. 9. Filter device according to any of the preceding claims, characterized in that the filter device (3) comprises two resonant circuit devices (22, 24, 122, 124). Ten. The two resonant circuit devices are formed by a transmission conductor element (25, 125) having a length substantially corresponding to a quarter wavelength of the center frequency (f 2 , f 4 ) of the second fundamental frequency band (61, 91). 10. The filter device according to claim 9, wherein (22, 24, 122, 124) are separated. 11． 2. The filter device according to claim 1, wherein the second switchable filter (3a, 90, 110) is for suppressing harmonics in a radio frequency signal (S1, S2, S3, S4). And transmitting a radio frequency signal (S1, S3) in the first lower frequency band (51, 81) and at least one order harmonic corresponding to the first fundamental frequency band. Suppressing the waves (52, 82); setting the second switchable filter (3a, 90, 110) to a second mode; and controlling the second, higher fundamental frequency band (61, 91) transmitting a radio frequency signal (S2, S4) within the first basic frequency band (61, 91). Both wherein the throttling one harmonic (62,9 2), a method for suppressing the harmonics. 12． A power amplifier (1), an impedance matching circuit (2) arranged at an output terminal of the power amplifier (1), and an output terminal of the impedance matching circuit (2) for suppressing harmonics. Filter device (3), wherein the function of the filter is: a first filter (3b) having a fixed characteristic; and a second filter (3a, 90) arranged in series with the first filter (3b). , 110), wherein the power amplifying device (10) has at least two modes, the mode being the power amplifying device. Adapting the characteristics of the device (10) to each of the at least one fundamental frequency band (51, 61), said filter (3a, 9) , 110) are switchable, and in the first of the modes, the first lower fundamental frequency band (51, 81) is well passed through and the first lower fundamental frequency band (51, 81) is passed. 81) so as to suppress harmonics of at least one order corresponding to the second mode. In the second mode, the second mode higher fundamental frequency band (61, 91) is passed well. A power amplifying device, characterized in that: 13. Impedance matching circuit (2) comprises a PIN diode which functions as a switching means (S 29), or connect a device (C 28) by the switching means, it is possible to disconnect, thus the load of the power amplifier (1) 13. The power amplifying device according to claim 12, wherein the impedance is adapted to the first mode and the second mode, respectively. 14. It said element (C 28) is characterized in that it consists of capacitance (capacitor), the power amplification device of claim 13, wherein. 15． A power amplifier (1), an impedance matching circuit (2) disposed at an output terminal of the power amplifier (1), and an output terminal of the impedance matching circuit (2) for suppressing harmonics. A filter device (3) corresponding to a combination of a first filter (3b) having a fixed function and a second filter (3a, 90, 110) arranged in series with the first filter (3b) A mobile station (100) in a cellular telecommunications network comprising at least one power amplification device (10) and adapted to communicate with at least one base station through at least two separate radio frequency bands, comprising: ), The power amplifying device (10) has at least two modes, wherein the mode is the power amplifying device (1). ) Corresponding to each of the at least one fundamental frequency band (51, 61), wherein the filters (3a, 90, 110) are switchable, and the first of the modes In the mode, it passes well through the first, lower fundamental frequency band (51, 81) and suppresses at least one order harmonic corresponding to this first fundamental frequency band (51, 81). A mobile station characterized in that in a second one of the modes, the mobile station satisfactorily passes a second, higher fundamental frequency band (61, 91).
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