JP2000511634A - Atomic measurement technology - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】 走査型トンネル電子顕微鏡、原子間力顕微鏡、或いは容量性又は磁場検知システムなどで改良されたリアルタイムの連続的なナノメートルスケールのセンシングプローブの位置測定データを生成し、原子表面や他の周期的信号を持った表面、例えば回折格子やそれに類似したものをプローブに対して相対的に移動させながら相対的なプローブの距離および位置を測定するための方法および装置。プローブと表面との間にセンシングするための場を設け、プローブを正弦波状の電圧を制御することにより高速に振動させ、この振動によりセンシング場の電流によって生成された正弦波状の出力電圧の位相及び／又は振幅を比較して、最近接原子や波打った表面の一番近い峰からの距離と方向を示す位置信号を求める。所望の場合には、この一信号をフィードバックして、プローブと表面の間での相対的な動きを制御する。この改良型の動作は、特にプローブの固有周波数近傍において、プローブを駆動する正弦波電圧と実際のプローブ振動との間の位相遅れにより生ずる誤差を部分的に又は完全に除去することにより達成され、かくして速度の増大、周波数応答及び信頼性の向上がもたらされる。またプローブが表面と衝突する可能性や、その他のプローブと表面の間のギャップ制御の問題を防止する。さらに、絶対的な位置決めをもたらし、特にモノリシックな結晶ウエハ一構造の、単独又は多重プローブの、改良されたマイクロマシーン加工されたプローブデザインをもたらす。 (57) [Summary] Generate real-time continuous nanometer-scale sensing probe localization data, enhanced with scanning tunneling electron microscopy, atomic force microscopy, or capacitive or magnetic field sensing systems, to generate atomic surface or other periodic signals A method and apparatus for measuring the relative probe distance and position while moving a surface having a surface, such as a diffraction grating or the like, relative to the probe. A field for sensing is provided between the probe and the surface, and the probe is vibrated at a high speed by controlling a sinusoidal voltage. And / or comparing the amplitudes to determine a position signal indicating the distance and direction from the nearest peak of the nearest atom or wavy surface. If desired, this one signal is fed back to control the relative movement between the probe and the surface. This improved operation is achieved by partially or completely eliminating the error caused by the phase lag between the sinusoidal voltage driving the probe and the actual probe oscillation, especially near the natural frequency of the probe, Thus, increased speed, frequency response and improved reliability are provided. It also prevents the possibility of the probe colliding with the surface and other problems of controlling the gap between the probe and the surface. In addition, it provides absolute positioning, and in particular, an improved micromachined probe design, single or multiple probes, of a monolithic crystal wafer structure.
Description
【発明の詳細な説明】 原子間測定技術 本発明は、走査型トンネル電子顕微鏡(ＳＴＭ)、原子間力顕微鏡（ＡＦＭ）お よびその他の適当な走査型センサを用いた、ナノメートルあるいは他の原子間距 離の測定に関するものであり、特に、波形起伏を持った原子表面やその他の表面 、例えば波形起伏を有するホログラフィック回折格子、従来のダイアモンドツー ルやその他の方法で形成された回折格子、および、電磁気的な波動場を持った表 面に対して、スキャナーやセンサの位置を原子間距離以下（sub-atomic dimensi on）の精度で測定する測定技術の改良に関するものである。また本発明は、本発 明者の米国特許出願第08/588,651号(1996年１月 19日に米国特許出願第08/21,60 7号（1994年３月22日出願）の継続出願として出願された)、および1995年５月22 日に頒布された本発明者の論文「Real-time subnanometer position sensing wi th long measurement range」,IEEE International Conference on Robotics an d Automation Proceedingsに公開されているように、リアルタイムかつナノメー トルスケールの位置測定結果をフィードバックして測定の性能を向上させること も含む。発明の背景 上述の特許出願および論文にも説明されているように、レーザー干渉計は現在 光の波長の数百分の一程度の解像度を必要とするような高精度な用途、例えば高 精度ミラーやレンズなどの高精度表面加工処理やそのためのツール、集積回路ウ エハー、メモリやその他類似のデバイスなどの製造装置に広く用いられている。 集積回路などの製造においては例えばサブミクロン幅の平行線に沿った処理を要 求されるなど、それらの処理があらかじめ定められたこれらの平行線に対し常時 数パーセントの精度で行われることを常に保証する必要がある。今日、このよう な集積回路などの製造プロセスにおける位置測定はレーザー干渉計によって構成 されている。しかしながらレーザー干渉計は本来一軸測定用に設計されており、 また非常に安定で従って高価なレーザー光源および光学系を必要とする。また、 ナノメートルオーダーの解像度をレーザー干渉計によって達成するためには光源 の基準波長を数百分の一程度にまで分割する必要があるが、周辺温度や空気流れ の変動などにより実際には非常に困難である。その上、しばしば真空環境内でそ れらの測定が行われるが高価となり測定の手間が煩雑となる。 他の高精度を必要とするアプリケーションとしては例えば、オプテイカルディ スク、ＣＤなどの製造に使用されるマスターディスクの製造がある。人工衛星に 搭載される特殊ミラーなどのダイアモンド加工、仕上げなども同様の精度が要求 される。 特に、例えばG.BinnigおよびH.Rohrer,Helev.Phys.Acta,55,726ページ（1982 年）に見られる走査型トンネル電子顕微鏡や、米国特許第4,724,318号に述べら れている走査型原子間力顕微鏡の発明以来、原子像の観察は普通に行われており 、ナノメートルオーダーの解像度を持った位置測定に門戸を開きつつある。 樋口その他による論文、例えば“Crystalline Lattice for Metrology and Po sitioning Controrl”,Proceedings IEEE Micro Electro Mechanical Systems,p age 239-244ページにおいては、位置決め対象テーブルに固定された結晶面を基 準フレームに固定された走査型トンネル電子顕微鏡を用いてＸＹ方向に通過した 原子の数を数えることにより、対象テーブルを目的の位置や場所に誘導する。た だしそれぞれの目的位置においてポジションロックを行うために、常にテーブル は正弦波状に振動し回転される必要がある。 また、この方法は測定対象表面に対する本当のリアルタイムの、連続的位置情 報を与えない。それに対して本発明は連続的位置測定を0.01ナノメートルかそれ 以下の解像度、まさにレーザー干渉計によって得られる解像度の10分の１から10 0分の１を実現する。本発明は、さらに、樋口らによる方法とは異なり、ポジシ ョンロックに伴うテーブル振動の問題を解決し、位置情報をセンサプローブの振 動によりその振動中心を基準位置にして与えるものである。さらに本発明のレー ザー干渉計に比べて優れているところは単に解像度が飛躍的に向上するだけでな く、光学系の必要性がなくなることである。従って、装置がシンプルとなり周辺 温度の変動や振動による測定誤差を最小にできること、また周辺空気の流れに対 して強いことなどが挙げられる。 これらの課題に対する斬新なアプローチは、本発明者の先述の特許出願および 論文に述べられているように、周期的信号を持った表面、例えば原子表面、導電 性回折格子や他の回折格子をその表面とプローブが相対的に移動しながら走査す ることにより、リアルタイムかつナノメートルスケールの位置測定を行う方法で あって、プローブと表面との間にセンシング（検知）するための場を設け、プロ ーブを正弦波状の電圧を制御することによりプローブ原点の周りで前記走査中に 振動させ、この振動によりセンシング場によって生成され表面を通過した後の正 弦波状の出力信号を測定し、制御電圧と出力電圧の位相ならびに振幅を比較し、 その結果をもとに位置信号を波打った表面の一番近い峰からの距離と方向、つま り表面に沿ったプローブの位置を連続的に求める手法である。 しかしながら、これが非常に重要で有益な新技術であるものの、さらなる改良 が適当かあるいは必要であるアプリケーションもある。最初の例として、今や速 度の向上、周波数応答性や信頼性などが特に半導体関係のアプリケーションに要 求されている。（それに対応するために）特にプローブの振動周波数をそのシス テム共振周波数に近づけると入力振動信号と実際のプローブ振動の間に位相遅れ を生じる。この位相遅れは環境の変化に敏感である可能性があり、その結果、位 置測定の精度に影響する可能性がある。本発明はこれらの問題を改良するもので ある。 また、プローブ振動が高周波になると他の問題が生じることがわかった。ギャ ップ制御はプローブが回折格子（グレーティング）表面上に接触することを避け 、なおかつ信号を失わないようにナノメートルレベルの距離を維持しなければな らない。このためにローパスフィルターを通過した、あるいは時間平均された距 離情報を持ってフィードバック信号とすると、プローブが回折格子表面に短時間 ながらも接触することが避けられない場合がある。さらに問題はどうやってギャ ップ制御方式が位置測定の計算処理に干渉しないことを保証するかである。トン ネル電流や原子間力の距離に対する非線形性も高性能なギャップ制御を達成する 上で困難な問題である。簡単な線形マッピングが一般的に行われているが、かえ ってプローブが回折格子表面上に接触する機会を増加させている場合もある。 機械的な取り付け誤差などによる動きに追従するために、センサプローブの( ギャップ方向の)最大移動距離はサンプル表面の（ギャップ方向の）最大移動距 離より大きくてはならない。普通は、それらの範囲は市販のＤ/Ａコンバーター ＩＣの電圧範囲を越えている。一般的にはそれらＩＣの出力電圧を増幅すること が行 われるが、ノイズも同様に増幅してしまい、システムの解像度を低下させる原因 となる。本発明はこれらの問題についても改良を行うものである。 普通、走査型トンネル電子顕微鏡（ＳＴＭ）の分野ではエッチングされた金属 ワイヤがプローブとして使用されてきている。しかしながら、マイクロマシーニ ングによって製造されたプローブはその量産性や機械特性の精度の繰り返し性な どから原子間力顕微鏡などに一般的に使用されている。ただし、これらのプロー ブは一般に導電性ではなく、最小の共振周波数をプローブ軸(Ｚ軸)方向に持つ。 従って、そのようなプローブがＸ方向に振動された場合、Ｚ軸方向のノイズが誘 起され、位置測定を困難にすることがわかった。この問題も本発明の適用すると ころである。 いくつかの工業アプリケーションは例えパワーダウンがあっても途中までの処 理を最初からはじめないで済むように、絶対位置の測定を必要とする。原点の定 義は同様の理由で重要である。しかしながら、そのような機能をナノメートルあ るいはサブナノメートルの精度で得ることは簡単ではない。もしナノメートルオ ーダーの精度が必要なら、システムもそれなりにセットアップされる必要がある 。プローブと回折格子表面の傾き角度や回折格子表面の傾き、プローブ振動振幅 などのセットアップ状況すべてが位置測定の精度に著しく影響を及ぼす。しかし ながら、そういった状況を検証する簡単な方法が存在しなかった。 現在、新しい発明の応答速度は比較的遅い機械デバイスの共振振動周波数によ って律速されている。さらなる速度の向上が必要な場合は、新しい手法が必要で ある。発明の目的 前述の課題を解決するために、本発明は、原子表面や回折格子などを走査型ト ンネル電子顕微鏡や原子間力顕微鏡などで走査しリアルタイムかつナノメートル スケールの新しくかつ改良された位置測定方法または装置を要旨とするもので、 先に述べた位相遅れやプローブ接触回避、ギャップ制御およびプローブ制作や操 作にともなう困難や制約を解決するものである。 他の、及びさらなる目的については、後に特に請求項において説明、表現され る。概要 改良型である本発明は、その重要な一つの側面から概略的に、周期的に波動す る表面を走査するプローブを、その表面とプローブが相対的に移動するに際して 、リアルタイムかつナノメートルスケールで位置測定する方法であって、プロー ブと表面との間に検知場を設け、プローブを正弦波電圧を制御することによりプ ローブの基準原点の周りで上記走査中に振動させ、この振動の間に検知場によっ て生成され表面を通過した後の正弦波出力電圧を測定し、制御電圧と出力電圧の 位相及び／又は振幅を前記出力正弦波電圧に前記制御正弦波電圧を掛け合わせる ことにより比較し、そのような比較をもとに波動表面の一番近い峰からのプロー ブの距離と方向を示す位置信号を、かくして表面に沿ったプローブの位置を、正 弦波制御電圧と実際のプローブ振動との間の位相遅れを完全に除去しつつ、連続 的に求める方法を包含するものである。 上記事項の新規な部分集合及び部分的な組み合わせもまた、好ましい最適モー ドの実施例及び構成と共に、以下において記述され、特許請求される。図面 本発明は以下に、添付図面を参照して記述されるが、その図1-10(b)は、本発 明者の前記した先行特許出願の対応する図面の焼き直しであり、図11(a)-21が、 本発明における改良点により特定的に向けられている。 図１は、走査型トンネル電子顕微鏡、信号増幅回路、プローブが原子表面を相 対的に移動している様子を総合して三次元的に示した図である。 図２は、本発明に記述されている走査型原子間力顕微鏡についての簡単な模式 図である。 図3(a)は、位置測定のためＳＴＭを使った本発明の方法及び装置において、I- Vコンバータからの出力信号、Ｘ制御信号およびＹ制御信号の様子を総合して三 次元的に示した図である。 図3(b)は、位置測定の計算過程を示した図である。 図４は、本発明を位置センサとしてＸテーブル制御に応用した例である。 図５は、一次元位置情報を得るためにホログラフィック回折格子とリニア走査 型センサの動きを模式的に示した図である。 図６は、本発明を用いた二次元位置情報を求めるための計算フローの例である 。 図７(a)および(b)は本発明を磁気的、電気的に場が周期的に変化する表面に適 用した例である。 図８は、図７と同様な例で物理的に表面が波打った回折格子を容量検知するこ とにより本発明に適用した例である。 図９は、本発明を実証するために用いたグラファイトのSTM像である。 図10(a)および(b)は、実際にグラファイト原子のプローブ走査（XY方向）を行 って得られたトンネル電流出力を基にプローブを回転させて走査した場合のコン ピュータシミュレーション結果を示す。 図11(a)は、位相ロックループの概念を示す図である。 図11(b)は、本発明を使った周波数シンセサイザーを加えて改良された位置測 定の計算フローを示す図である。 図12は、改良された位置測定の計算フローを示す図で、周波数シンセサイザー を加え、参照点トラッキングモードにおける場合を示す。 図13(a)は、位置測定結果に影響を及ぼさない斬新でかつ信頼性の高いギャッ プ制御を示す。 図13(b)は、図13(a)に示す方法で得られた実験結果である。 図14（昨ま、本発明に有用なマイクロマシーンプローブの新しいデザインを示 す。 図14(b)は、新しくデザインされたマイクロマシーンプローブの三次元図であ る。 図15は、マイクロマシーンプローブを用い、アクチュエータが一体化されたプ ローブ振動のための電子回路図である。 図16は、大変位かつ高精度を可能とする新しくかつ改良されたアクチュエータ 制御システムを示す。 図17(a)and(b)は絶対位置の測定のための走査を示す三次元摸式図である。 図18は、最初のデバイス設定のための高精度角度測定方法を示す。 図19は、プローブ振動の振幅を新たな変位センサーを使用することなしに測定 する方法を示した図である。 図20(a)は、位置測定の速度改善のための方法およびデバイスを示した図であ る。 図20(b)は、マルチプレクスされた信号のタイミングを示したチャート図であ る。 図21は、図20(a)と同様に位置測定の速度改善のための方法およびデバイスを 示した図である。 図22は、２つのプローブを用いる方法を示した図である。 図23は、プローブ変位あるいは角度の測定および補償の方法を示したブロック 図である。 図24は、プローブをＹ方向に振動させることにより、信号対ノイズ比を向上し 絶対位置測定を行う方法を示した図である。 図25は、非線形度の高い環境でギャップ制御を行うためのブロック図である。 図26は、他の位置測定を示した図である。好ましい実施例の説明 本発明の先の特許出願や以上述べた改良のベースになる走査型トンネル電子顕 微鏡（ＳＴＭ）を用いた具体的実施例を図１に示す。先端を鋭く尖らせたタング ステンやPt-Irワイヤおよびそれらと類似の走査センサプローブ２が、例えばテ ーブルあるいは表面Ｔ上の導電材料サンプル３の周期的な原子表面上をＳＴＭモ ードで操作されている様子が図４に示されている。センサー針がサンプル３から 数ナノメートル離れたところに置かれると、センサー針と表面サンプルの下方に 位置する電極2'との問に加えられたバイアス電圧Ｖによってトンネル電流が生成 される。 トンネル電流がI-VコンバータＡに流れることにより、出力電圧Voutがセンサ ープローブ２と原子表面３との間の距離の関数として得られる。従って図９に示 すようにサンプル表面上をＸＹ方向にプローブ２を走査することにより表面のト ポグラフ的な情報が得られ原子像が再生される(図９)。 本発明においては、センサープローブ２は電気的に絶縁された状態で振動する ピエゾチューブアクチュエータ１に機械的に固定され、そのＸＹ方向の制御電圧 を加え振動させることにより、特に図3(a)に示されるように基準点の周りを円弧 状あるいは直線状に振動される。図に示されているように、ピエゾ電圧のための 一対のＸ方向電極(サイン電圧−ASinωｔ)、１対のＹ方向電極（コサイン電圧− Asin(ωｔ+φ),φ＝π/2）およびトンネル電流を生成するために必要な数ナノメ ートル離れた位置に高さを調整するためのＺ方向電極がある。 出力電圧Voutはその結果正弦波状となるが、その位相および振幅はピエゾアク チュエータ制御電圧信号とは図3(a)のグラフに模式的に示されるように必ずしも 一致しない。出力電圧Voutの位相および振幅を、ピエゾ振動子を駆動する制御電 圧信号のそれと比較することにより、プローブの位置、つまり基準点の最近接原 子の頂上からの距離および方向、従ってプローブの表面に沿った位置を求めるこ とができる。 図3(b)においては、正弦波状制御信号および出力電圧Voutの位相と振幅の比較 が、注目している周波数において掛け算器ＣおよびＣ'によってそれぞれ実施さ れている。位相検出をＰＤで、振幅検出をＡＤを通じて行った後（例えばModula tion Theory,Harold S.Black,D.Van Nostrand Co,1953,page 141やThe Art of E lectronics,Paul Horowith and Winfield Hill,Cambridge University Press,19 93,page 1031に述べられているような振幅変調型の検出器が好ましいが、必須の ものではない。）先の参照文献でIEEE International Conference on Robotics and Automation Proceedings（1995年５月22日発行）に数学的に示されているよ うに、プローブ位置情報信号が生成される。これらの信号は表示されたり、記録 されたりあるいは図４に示されるようにサンプル３が固定されたテーブルＴのモ ーター制御のためにフィードバックＦに用いられる。 テーブルの移動が高速の場合には出力信号Voutにピエゾ駆動周波数に比べドッ プラー効果に似た周波数変移が生じるが、これらはよく知られているように容易 にモーション検出フィードバックによって補正できる。 操作や基本となっている数学をさらに理解するために図3(a)および図3(b)に示 されているプローブ２の一次元走査の場合について最初に述べる。図3(a)で、プ ローブ２と原子あるいは他の周期的構造３(空間周波数ω')上の相対する点（未 知の位置Ｘ0）との間のギャップに生成されるトンネル電流（振幅Ａ）によって 生成される出力電圧Vout血の関数は、この出力電圧Voutの関係式により、以下の ように数学的に与えられる。プローブは周波数ωで振幅ｒで振動しているとする 。 ここで、Ｖ0はプローブと表面の間の平均距離に対応するトンネル電流によって 生じる電圧で、ｍは整数値、そしてＪはベッセル関数を表わす。（先に述べた本 発明者のIEEE論文中の式（5）に相当する）式（1）は出力信号Voutがプローブ２ の振動周波数より高い周波数成分を含んでおり、ｎ番目の周波数成分の振幅はJn (ｒω')に比例する。 先に述べられたように、位置測定の最終目標は電圧信号VoutからＸ0の値を求 めることである。図3(b)において（ここで図3(a)の電圧信号voutが左側から入力 されている）まず、一次元の位置（Ｘ0）測定について考える。図3(b)の掛け算 器Ｃで式（1）の電圧Voutとプローブ制御信号であるsin(ωｔ)との間に乗算を行 い、その結果を周波数ωで同期検波し、ローパスフィルターを通すと、以下の式 に示されるように原子あるいは他の表面の一番近い峰あるいは頂点からのプロー ブ位置（Ｘ0）の値が自動的に与えられる。同様に が、式（1）にcos(2ωｔ)を掛けることにより得られる。（式（2）および（3） は先のIEEE論文中、式（6）に相当する。）以上の２つの結果により、完全な位 置測定（Ｘ0）が達成される。 二次元の位置測定に関しては同様なコメントがＹ方向に適用される。図3(b)お よび図６において、掛け算器Ｃ（およびＣ'）に向かうプローブ振動制御信号発 生器の出力は便宜的に太線で示されＸとＹを意味している。 円形状の走査の場合は、出力信号Voutは詳細な解析の結果 のように示される。ここで、出力信号は正弦的であり、それぞれの周波数成分（ 例えば式（4）中のsin(ωｔ)やcos(ωｔ)）の振幅は図10(b)の実験結果で示唆さ れているように、位置情報Ｘ01、Ｙ01を表わす。 もし、図５の場合のように振幅検出ではなく、位相検出が用いられるならば掛 け算器Ｃ'（図3(b)はI-V変換器からの出力電圧Voutにcos(0.5ωｔ)を掛け合わせ 、 ここでｐおよびｑは、ｉに対応するベクトルを表わす。ここで、振動振幅ｒがJp(i)(ｒ ω')＝Jq(i)(ｒω')をあるｉに関して満足するように選ぶとする。そのとき 従って、図3(b)における位相検出器ＰＤによってω'X0が信号Ｆによって自動的 に生成される。 図９はサイズ1.2×1.2nmのユニオンカーバイド製グレードＢのＨＯＰＧグラフ ァイト結晶表面の原子のＳＴＭ像で、Pt-Irワイヤをプローブ針２に用い、原子 表面３から1-2ナノメートル離して約１秒程で走査して得られたものである。ピ エゾチューブアクチュエータにはマトロック社製のものを用い、200Hzの正弦波 状制御電圧を加えた。その先端には、図１に示されているＸとＹの正弦波状制御 電圧からプローブを絶縁する目的のセラミックをはさんでプローブ２がエポキシ 接着剤でしっかりと固定されている。コンピュータの読み出しである図10(a)に は、グラフアイト原子のＳＴＭ像が等高線で示され、制御信号ＸＹをコントロー ルすることによりプローブ２を回転させた時の軌跡がほぼ円で示されている。そ の結果、そのプローブ振動によって対応する（が振幅と位相は一致しない）トン ネル電流が生成される様子（ハイパスフィルタを通した後）が図10(b)に示され ている。 前述のように、プローブ２は、例えば、前述の引用特許に記述されているよう な図２の原子間力顕微鏡のカンチレバー、変位センサＳに置き換えてもよい。 さらに前に述べたように、本発明のナノメートル精度で位置情報を得る技術は 他の物理的に周期性を持った原子表面以外の表面、例えば図５に一次元走査の場 合として示されているような、道電体でコーティングされたホログラフィック回 折格子3'を用いてもよい。明らかにこの技術は他の周期性を持った回折格子やル ーリングなどの表面にも同様に適用できるものである。 センサプローブはまた図８に示されているような容量型でもよく、この場合、 道電体でコーテイングされた回折格子３を直線状に振動させ、先端の尖った電極 と表面電極2'とを容量的に結合させる。 本発明はもちろん図1-5の具体例に示されるような一次元位置情報に限定され るものではない。図６は図３と同様に二次元情報を得る方法を示す。ただし、Ｘ とＹの制御電圧と出力電圧を用いている。 前に述べたように、スキャンされるべき周期的に峰、頂点、谷などが交互に現 われる表面は必ずしも物理的な表面である必要はなく、周期的な磁場や電場ある いはそれらの峰、谷であってもよい。図7(a)は、周期的な磁場が、互いに反対の 磁極（Ｎ極とＳ極）が順番に並べられた表面に生成される様子と、直線状に振 動された磁場センサがこの周期的な磁場との交互作用によって正弦波状出力電圧 を生成する様子を示す。同様に周期的な電場の場合について図7(b)は、表面上に 反対の電荷を交互に与えられた強誘電材料や他の材料と例えばカンチレバー型の 電気力センサの様子を示す。 さて、本発明の方法および装置によって提供される改良点について、最初に応 答速度および精度の改良のための位置測定方法を示した図11(b)（図3(a)と図3(b )を合わせたものに近い）について述べる。簡単のために、位相検出のみについ て述べるが、振幅検出方法にも同様に適用されるものである。最初にピエゾアク チュエータ１の実変位が変位センサーによって検出される。この信号は続いて周 波数シンセサイザーに入力されプローブ振動に同期した信号を生成する。(cos(0 .5ωｔ)および2.5ωｔ、また振幅検出の場合はsin(ωｔ)とcos(2ωｔ)）そして 、掛け算器Ｃ'と続く周波数シンセサイザーからの位相信号2.5ωtを参照信号と して用いた位相検出の後、位置信号が得られる。 そのような周波数シンセサイザーＦＳで位相ロックループ（ＰＬＬ）方式に基 づく基本的な構成を図11(a)に示す。ＰＬＬ（点線で囲まれた領域）はループフ ィルター、積分器およびオシレータから成り、その出力位相が入力位相に一致す るように、入力と出力信号の位相ずれを掛け算器Ｃ'で検出するこで制御される 。周波数の生成はＰＬＬからの信号をサイン関数発生器に入力することにより、 図11(a)に示すように容易に達成できる。 この新しい方法は環境変化などに伴うプローブ振動の位相シフトを補正するこ とで仮にプローブ振動がそれ自体の共振周波数近くであっても安定で高精度の位 置測定結果を提供する。 図12は図11(b)と同様ながら、位置信号がプローブと表面の間の相対的な運動 を制御するようにフィードバックされる場合を示す。図４で以前述べられた実施 例との関係で述べられたようにここでは特に回折格子スケールの峰や谷の動きを 追跡する場合を示す。この場合、センサープローブの位置は ここでxAは（センサープローブ座標系から見た）センサープローブ振動の中心位 置を示す。もし、 であるならば、位相検出器ＰＤを経た信号 は振動振幅のいかんに関わらず常にｎπとなる。従って、もしセンサープローブ 振動の中心位置が図3(b)の位相検出器からの出力がｎπとなるように制御される ならば、xAがわかっているとして位置はＸ0＝-xA＋ｎπ/ω'として得られる。こ れはセンサープローブ振動の中心位置が回折格子スケールの峰や谷の上で「ロッ ク」した状態である。同様に、もし ならば、位相検出器ＰＤを経た信号が振動振幅にかかわらず、常にπ/2＋ｎπと なる。再び、これはセンサープローブ振動の中心位置Ｘ0＋ＸAが回折格子スケー ルのゼロ交差点上で「ロック」した状態である。このような「ロック」した状態 で、位置Ｘ0は式10(b)にxAを代入することで計算できる。 この位置検出における改良は、プローブ振動振幅の変化や誤差に対して影響が 少なくなるため、さらに高精度な測定が可能となる。 単一のプローブについて説明を行ってきた一方、複数のプローブを使用するこ とも可能である。例えば図22に示すように、二つのプローブ、プローブＡとプロ ーブＢが一次元の回折格子表面に沿って距離x1＝(2ｎπ＋θ')/ω'（ｎは任意の 整数）隔てて置かれている。各プローブは同じ周波数ωだが、違った位相でそれ ぞれ以下のように振動しているとする。 従って、I-V変換器１とI-V変換器２の出力の差電圧を求めると、以下のようにな る。 ここで、θ=π/2でＸ1＝π/2ω'である。明らかに、式（12）は以下のように変 形される。 この場合にも、位置Ｘ0は位相検出器（図3(b)、11(b)、12に示されているＰＤ） を経て求められる。θとθ'の値を変更することにより、この方法に関してはい くつかのバリエーションが考えられる。 複雑さが増すものの、この構成の有利な点は位置測定に際して基本周波数成分 のみを検出すればよく、I-V変換器に要求されるバンド幅を下げることができる 点にある。単一のプローブを用いる場合は式（2）と（3）に示されるように、少 なくとも基本周波数の２倍のバンド幅が必要である。それぞれのプローブに表わ れる共通なノイズはこの方法によって除去することがさらに可能である。 図26は他のタイプの位置測定の構成をＸ,Ｙ方向の二次元位置測定に適用した ものである。最初の例は二つのセンサープローブが相対的にその振動方向が直交 するように参照スケールの上に配置されている場合を示す。まず格子のパターン が、 の様に表わされるとする。今、プローブ１に注目すると、出力電圧Vout1にcos(0 .5ωｔ)を掛け合わせることにより以下の結果を得る。 ここで、 ｐおよびｑはｉに対応するベクトルを表わす。ここでも、振動振幅ｒがJp(i)(ｒ ω')＝Jq(i)(ｒω')をあるｉに関して満足するように選ぶとすると、 従って、位相検出器（例えば図3(b)におけるＰＤ）によってｘ方向の位置情報Ｘ01 が得られる。同様にＹ方向の位置情報Ｙ02がプローブ２によって得られる。 また、Ｘ,θ位置測定のための一次元の回折格子が複数のプローブとともに示 されている。この２つ目の場合においては、各プローブがあらかじめ決められた 方向に振動し、位置が同方向で測定される。従って、回転中心がわかっていると して、２つの測定結果を比較することにより、期待した位置測定が行われる。 ここで先に述べたギャップ制御問題について、図13(a)は改良されたギャップ 制御を行うための装置で、出力電圧Voutに含まれる位置情報を効果的に分離する ことができる。これはリセットが可能なピーク検出回路ＲＰＤを擁するが、デジ タル処理を用いても同様のことが可能である。この回路はプローブ振動の一周 期よりやや長い時問中の最大出力電圧を維持する。そのピーク値は回路内で保持 され、最初にプローブが回折格子の表面からの最小距離を保つようにあらかじめ 設定された値を維持しながら、ピエゾチューブのＺ軸電圧へフィードバックされ る。そのピーク値は続いて次のピーク検出のためにリセットされる。その間、出 力電圧Voutは位置検出回路に入力される。（その結果）ギャップ制御の周波数応 答はプローブ振動周波数よりもかなり遅くなるため、この方式により続く位置測 定過程に影響を与えることはない。 図13(b)は図13(a)で述べられた方法に基づいて得られた実験結果を示す。図14 (a)で述べられたマイクロマシーンプローブが用いられた。上のグラフは回折格 子が移動する前のVoutである。プローブは約3ＫＨｚで振動している。Ｘ軸は時 間（200μｓｅｃ/div）を表わし、Ｙ軸はVoutを示す。下側のグラフは回折格子 が少し移動した後の結果を表わす。信号パターンの違いが観察される。従って、 本発明による新しい制御方法が位置情報を失うことなしに適当なギャップ距離を 維持できることは明らかである。 図25は非線形関数マッピングを用いたギャップ制御の方法を示す。トンネル電 流とギャップ距離の関係が低出力電圧領域でほぼ線形に対応されている。しかし ながら、ギャップ距離が非常に小さくなるに従ってその関数は急激に上昇するよ うにマッピングされている。このマッピング関数は最初にピーク検出器からの信 号に適用される。そういったマッピングを経た出力信号は次にＺ電圧制御をとう してギャップ距離制御のためのフィードバック信号として用いられる。 さらに改良されたギャップ制御について、図16はピエゾあるいは電歪素子を用 い、デジタル制御システムにより固体アクチュエータの最大運動距離を確保しつ つなお高精度を維持する方法を示す。これは２つのデジタルーアナログ変換器（ Ｄ/Ａ）を用いて実現される。Ｚ方向の必要な制御電圧を計算した後、この制御 信号は２つのＤ/Ａを通して出力される。フィルターF1およびF2を通過した出力 電圧Ｖ1およびＶ2はそれぞれ高電圧アンプによってＲ/Ｒ1（=1）とＲ/Ｒ2（=10 ）倍に増幅された後足し合わされる。もしD/Aが16ビットの解像度を持ち、プラ スマイナス10ボルトの出力範囲を持つならば、この構成は高電圧アンプの出力つ まりＺ軸電圧をプラスマイナス110ボルトまで振ることができる。このよう な高電圧にもかかわらず、出力の解像度はＤ/Ａ（本来）の解像度によって決定 され、この場合約0.3ｍＶとなる。 普通は信号が増幅されるとノイズも増幅される。この影響を少なくするために フィルターF2をローパスフィルターとして構成する。F1は高電圧アンプの応答特 性が最適化される伝達関数を持つように選ばれる。 以前のプローブ制作に関する先に述べられた限界に対し、図14(a)では<100>面 を持ったシリコン結晶ウエハーからプローブを作成する様子を示す。（図14(a) のステップ1）この方法はポタシウムハイドロオキサイド（ＫＯＨ）などの異方 性エッチング液を使用した場合、<111>面のエッチング速度が他の結晶面より非 常に遅くなることを利用する。(ステップ３)。マスクパターンが保護層によって 形成された後(ステップ２)、異方性エッチングによって主に54.7度の傾斜を持つ <111>結晶面が残される。この方法はさらにマスクパターンの凸部の角などの部 分がエッチングによってアンダーカットされる事実を利用する(ステップ３)。そ の結果、槍の穂先状のプローブが形成される。最後に、薄膜の金属フィルム（<5 0mm）が電極形成のために蒸着され(ステップ４)、切り出され(ステップ５)そし てベースのユニットに固定される。このプローブは厚み方向に最低の共振周波数 を持ち、本発明の改良を達成するのに理想的である。原子間力顕微鏡（ＡＦＭ） に用いられるプローブと比較して、ワイヤーを結合するスペースなどに制約がな く、ベースにマウントすることが容易である。 図14(b)はこの新しいプローブの利点を図示したものである。プローブ先端は さらに異方性エッチングとアンダーカット効果によってわずかに曲率半径を持ち 、対称的に薄くされたスクリュードライバーのような形に作成される。その対称 性により、プローブは初期設定における回折格子表面に対する誤差θに対して大 きな許容を持つ。第二に、このプローブデザインは通常の針状のプローブと比べ 、大きな先端面積を有するため、プローブ近傍の平均的な信号出力を得ることが できる。これは最終的な位置測定結果において信号対ノイズ比を向上させること に寄与する。同様な効果はプローブをＸ方向に比べ、Ｙ方向にさらに速く振動さ せることによっても得られる。 図15は図14(a)および図14(b)に示されているデザインに基づいたモノリシッ クに形成されたプローブセンサーとアクチュエータの例を示す。振動用のアクチ ュエータはピエゾフィルムか磁歪フィルムを堆積することにより、また静電力を 発生するための一対の電極を形成したりあるいは他の固体アクチュエータを形成 することによって形成できる。図15に示した場合ではピエゾフィルム付のプロー ブデバイスがピアースタイプの振動回路の一部になっている。（しかしながら、 もちろんこの回路に限定されるものではない）振動情報はアクチュエータに正帰 還されることにより安定した振動を提供する。 絶対位置測定のための改良された位置センシングに関して、図17(a)および図1 7(b)は本発明を用いて絶対位置情報を提供するための方法を示す。図17(a)では 同じベース上に２つのホログラフィック回折格子が隣り合って形成されている。 これら２つのホログラフィック回折格子は少しだけ異なった（空間）周期ｐとｐ 'を有する。今、この２つのプローブがそれぞれの回折格子上で振動し、測定さ れた位置が同じ値を示すとする。ところが、近接している峰からの距離とそれぞ れの回折格子の周期との間の比は、回折格子周期の違いのために異なった値を示 す。実際その比の違いは原点からの絶対位置の関数となる。これは２つの信号が よく似た周波数を持つことによって生じるビート現象を考えるとわかりやすい。 従ってそれらの比を計算することによりナノメートルの精度で絶対位置を求める ことができる。 図17(b)はスケール原点の正確な位置を定義する方法を示す。この場合、回折 格子の端は平らな表面を形成する。式（1）より、振幅検出器からの出力信号（ 図3(b)のＡＤ）がプローブ振動の中心が回折格子上から平らな領域に移動するに つれてゼロになることは明らかである。従って原点の絶対位置は出力電圧Voutの 高周波信号の振幅を検出することにより定義できる。図17(a)に示した２つの回 折格子を用いた方法と原点確定の方法を用いることにより完全な絶対位置測定が 可能になる。 図24はさらに、単一のプローブを２つの回折格子表面上でＸＹ方向に交互振動 させることにより絶対位置を求める方法を示した図である。絶対位置は近接して いる峰からの距離とそれぞれの回折格子の周期との間の比を比較した後に得られ る。 もし回折格子表面がプローブ振動面に対してわずかながら傾いている場合、ひ とたびプローブアクチュエータがＺ方向に移動するとプローブ座標系の原点と回 折格子座標系との相対的位置が変化することになり、位置測定誤差の原因となる 。従ってしかるべき補正を行うために傾き角を知ることは重要である。図18はそ のような角度を測定する方法を示す。この場合、回折格子表面とマイクロマシー ンプローブの表面がレーザーやＬＥＤを光源とする簡単な光学ミラーとして用い られている。図に示すように２つに区切られた光検出器で検出される光強度の差 はプローブのＸ方向の動きを表わすと同時に回折格子表面とプローブ振動面との 間の角度を表わす。 本発明は特別な角度センサーを用いることなしに角度測定を可能にする。回折 格子表面の角度αは式（１）における出力電圧Voutにαｒ sin(ωｔ)項を加える ことになるため、sin(ωｔ)とsin(3ωｔ)成分の振幅は以下の様に表わされる。 その結果、出力信号E-FJ1(ｒω')/J3(ｒω')＝αｒは傾きαを示す。もちろん、 サンプル表面がフラットな場合、傾きαを求めるためにはsin(ωｔ)の振幅のみ を測定すればよい。この方法は角度変化に対して非常に敏感であるため、一般的 な角度センサーとしても非常に有用である。 先に述べた位相検出法においてはまた、プローブ振動振幅が特定のｉにおいて Jp(i)(ｒω')＝Jq(i)(ｒω')を満たすように設定するのが便利である。しかしな がら、正確なプローブ振動振幅を知るのは簡単なことではない。本発明は（これ らに関する）改良されかつ、正確な測定を特別なプローブ変位センサーを用いる ことなしに提供する。 例えば式（2）より、sin(2ωｔ)とsin(4ωｔ)成分の振幅はそれぞれ と表わされる。従って出力信号 はプローブ振動振幅ｒの関数として求められる。 センサー電極の電気的走査速度がｖでトンネル電流アンプからの出力電圧Vout が以下のように表わされるとする。 ここでプローブの座標系は最初のプローブ電極に固定されているとする。もし最 後の電極の位置がx＝2π(n-1)/ω'ｎであるならば、Ｘ0は図3(b)の位相検出器PD にVoutを入力することで求められる。ｎはプローブ電極の数である。 図20(a)は高速プローブ走査の方法およびデバイスを示す。複数のプローブ電 極がプローブ構造上に形成され、それぞれ各I-V変換器に接続されている。複数 の電極が回折格子の峰/谷線に対してわずかに傾くように設置されている。従っ て各I-V変換器の出力電圧を電気的に走査（マルチプレキシング）することによ り、超高速の位置測定が得られる。図20(b)は本発明の他の利点を説明するもの である。電気的パルスのタイミングがI-V変換器からの出力電圧が同じ時間間隔 で走査されるように生成される。これは単一のプローブを一定速度で一方向に動 かすことと同じである。従ってマルチプレクスされた信号はsin(ωｖｔ＋ωＸ0) となる。ここでωは回折格子の空間周波数、ｖは走査速度、Ｘ0は測定されるべ き位置を表わす。明らかなように、位相情報は位置を示し位相検出器によって容 易に抽出される。 図21は複数電極（プローブ）位置検出デバイスの他の構成を示す。図20に示さ れた方法と違って隣り合う複数のプローブが電極を層状に積み上げることによっ て構成される。 さらに本発明を用いた数々の変形態が考えられるが、これらは請求事項に定義 されている本発明の精神と範囲に含まれるものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Atomic measurement technology The present invention relates to the measurement of nanometer or other interatomic distances using scanning tunneling electron microscopy (STM), atomic force microscopy (AFM) and other suitable scanning sensors, and in particular, waveforms. For undulating atomic surfaces and other surfaces, such as holographic gratings with corrugations, gratings formed by conventional diamond tools and other methods, and surfaces with electromagnetic wave fields The present invention relates to an improvement of a measurement technique for measuring a position of a scanner or a sensor with an accuracy of a sub-atomic dimension or less. Also, the present invention is filed as a continuation application of the inventor's US Patent Application No. 08 / 588,651 (filed on January 19, 1996, US Patent Application No. 08 / 21,607 (filed on March 22, 1994)). And the inventor's dissertation "Real-time subnanometer position sensing with long measurement range" distributed on May 22, 1995, IEEE International Conference on Robotics and Automation Proceedings. And to feed back real-time and nanometer-scale position measurement results to improve measurement performance. Background of the Invention As described in the above-mentioned patent applications and articles, laser interferometers are currently used for high-precision applications that require a resolution of several hundredths of the wavelength of light, such as high-precision mirrors and lenses. Is widely used in manufacturing equipment for high-precision surface processing and tools therefor, integrated circuit wafers, memories and other similar devices. In the manufacture of integrated circuits, etc., for example, processing along parallel lines of submicron width is always required, and it is always guaranteed that such processing is performed on these predetermined parallel lines with accuracy of several percent at all times. There is a need to. Today, position measurement in the manufacturing process of such integrated circuits and the like is constituted by a laser interferometer. However, laser interferometers are originally designed for uniaxial measurements and require very stable and therefore expensive laser light sources and optics. In order to achieve a resolution of the order of nanometers using a laser interferometer, it is necessary to divide the reference wavelength of the light source to about a few hundredths, but in practice, it is very difficult due to fluctuations in ambient temperature and air flow. Difficult. In addition, these measurements are often performed in a vacuum environment, but are expensive and cumbersome. Other applications that require high precision include, for example, the manufacture of master disks used in the manufacture of optical disks, CDs, and the like. The same precision is required for diamond processing and finishing of special mirrors mounted on artificial satellites. In particular, the scanning tunneling electron microscope found in, for example, G. Binnig and H. Rohrer, Helev. Phys. Acta, pp. 55,726 (1982), and the scanning atomic force microscope described in U.S. Pat. No. 4,724,318. Since the invention, the observation of atomic images has been commonplace, opening the door to position measurement with nanometer resolution. In a paper by Higuchi et al., For example, “Crystalline Lattice for Metrology and Positioning Control”, Proceedings IEEE Micro Electro Mechanical Systems, pages 239-244, a scan in which a crystal plane fixed to a positioning target table is fixed to a reference frame. The target table is guided to a target position or location by counting the number of atoms that have passed in the XY directions using a scanning tunneling electron microscope. However, in order to perform position locking at each target position, the table must always be vibrated and rotated in a sine wave shape. Also, this method does not provide true real-time, continuous position information for the surface to be measured. In contrast, the present invention provides continuous position measurement with a resolution of 0.01 nanometers or less, just one tenth to one hundredth of the resolution obtained with a laser interferometer. The present invention further solves the problem of table vibration associated with position lock, unlike the method by Higuchi et al., And provides position information by vibrating a sensor probe with the vibration center as a reference position. Further advantages over the laser interferometer of the present invention are that not only the resolution is dramatically improved, but also the necessity of an optical system is eliminated. Therefore, the apparatus is simple and the measurement error due to the fluctuation and vibration of the surrounding temperature can be minimized, and the apparatus is strong against the flow of the surrounding air. A novel approach to these challenges is to apply a surface with a periodic signal, such as an atomic surface, a conductive grating or other grating, as described in the inventor's earlier patent applications and articles. A method of performing real-time and nanometer-scale position measurement by scanning while the surface and the probe move relatively, providing a field for sensing (detection) between the probe and the surface. By controlling the sinusoidal voltage, the probe oscillates around the probe origin during the scan, and this oscillation measures the sinusoidal output signal generated by the sensing field and after passing through the surface, the control voltage and the output voltage. The phase and amplitude are compared, and the distance and direction from the nearest peak of the wavy position signal based on the result are plotted along the surface. This is a method of continuously finding the position of the probe. However, although this is a very important and useful new technology, there are some applications where further improvements are appropriate or necessary. As a first example, increased speed, frequency responsiveness, and reliability are now particularly required for semiconductor-related applications. In particular, bringing the vibration frequency of the probe closer to its system resonance frequency (to accommodate it) causes a phase lag between the input vibration signal and the actual probe vibration. This phase lag can be sensitive to environmental changes and, as a result, can affect the accuracy of the position measurements. The present invention addresses these problems. It was also found that other problems occur when the probe vibration has a high frequency. Gap control must prevent the probe from touching the surface of the diffraction grating (grating) and still maintain a nanometer-level distance so as not to lose signal. For this reason, if a feedback signal is provided with distance information passed through a low-pass filter or time-averaged, it may be inevitable that the probe contacts the diffraction grating surface for a short time. A further problem is how to ensure that the gap control scheme does not interfere with the position measurement calculation process. Non-linearity with respect to the tunnel current and the distance between atomic forces is also a difficult problem in achieving high-performance gap control. Simple linear mappings are commonly used, but may instead increase the chances of the probe touching the grating surface. To follow movement due to mechanical mounting errors, etc., the maximum travel distance (in the gap direction) of the sensor probe must not be greater than the maximum travel distance (in the gap direction) of the sample surface. Normally, these ranges are beyond the voltage range of commercial D / A converter ICs. Generally, the output voltages of these ICs are amplified, but noise is also amplified, which causes a reduction in the resolution of the system. The present invention also addresses these problems. Typically, etched metal wires have been used as probes in the field of scanning tunneling electron microscopy (STM). However, probes manufactured by micromachining are generally used in atomic force microscopes and the like because of their mass productivity and repeatability of mechanical characteristics. However, these probes are generally not conductive and have a minimum resonance frequency in the probe axis (Z-axis) direction. Therefore, it has been found that when such a probe is vibrated in the X direction, noise in the Z-axis direction is induced, making position measurement difficult. This problem is also where the present invention is applied. Some industrial applications require absolute position measurements so that even if there is a power down, the process does not have to be started from the beginning. The definition of the origin is important for similar reasons. However, obtaining such a function with nanometer or sub-nanometer accuracy is not easy. If nanometer precision is needed, the system needs to be set up accordingly. All setup conditions, such as the tilt angle between the probe and the diffraction grating surface, the tilt of the diffraction grating surface, and the probe vibration amplitude, significantly affect the accuracy of position measurement. However, there was no easy way to verify that situation. At present, the response speed of the new invention is limited by the resonance frequency of the relatively slow mechanical device. If more speed is needed, a new approach is needed. Purpose of the invention In order to solve the above-described problems, the present invention provides a new and improved real-time and nanometer-scale position measurement method or apparatus by scanning an atomic surface or a diffraction grating with a scanning tunneling electron microscope or an atomic force microscope. The purpose of the present invention is to solve the aforementioned difficulties and limitations associated with phase lag, probe contact avoidance, gap control, and probe production and operation. Other and further objects will be explained and expressed hereinafter, particularly in the claims. Overview The present invention, which is an improved version of the present invention, schematically illustrates a probe that scans a periodically waving surface in real time and on a nanometer scale as the probe moves relative to the surface in one important aspect. Providing a sensing field between the probe and the surface, oscillating the probe around the reference origin of the probe by controlling the sinusoidal voltage during the scan, and detecting the sensing field during the oscillation. Measuring the sinusoidal output voltage after passing through the surface generated by the method and comparing the phase and / or amplitude of the control voltage and the output voltage by multiplying the output sinusoidal voltage by the control sinusoidal voltage, and so on. Based on a simple comparison, the position signal indicating the distance and direction of the probe from the nearest peak of the wave surface, and thus the position of the probe along the surface, is determined by the sinusoidal control voltage and the actual While completely remove the phase lag between the lobes vibration, it is intended to encompass a method of continuously determining. New subsets and subcombinations of the above are also described and claimed below, along with preferred optimal mode embodiments and configurations. Drawing The present invention will be described below with reference to the accompanying drawings, in which FIG. 1-10 (b) is a reprint of the corresponding drawings of the above-mentioned prior patent application of the present inventor, and FIG. 11 (a). ) -21 are specifically directed to improvements in the present invention. FIG. 1 is a diagram three-dimensionally showing a state in which a scanning tunneling electron microscope, a signal amplification circuit, and a probe are relatively moving on an atomic surface. FIG. 2 is a simplified schematic diagram of the scanning atomic force microscope described in the present invention. FIG. 3 (a) shows a three-dimensional view of the state of the output signal from the IV converter, the X control signal, and the Y control signal in the method and apparatus of the present invention using STM for position measurement. FIG. FIG. 3 (b) is a diagram showing a calculation process of position measurement. FIG. 4 shows an example in which the present invention is applied to X table control as a position sensor. FIG. 5 is a diagram schematically showing movements of a holographic diffraction grating and a linear scanning sensor to obtain one-dimensional position information. FIG. 6 is an example of a calculation flow for obtaining two-dimensional position information using the present invention. FIGS. 7 (a) and 7 (b) show an example in which the present invention is applied to a surface whose field changes periodically magnetically and electrically. FIG. 8 shows an example similar to FIG. 7, in which the capacitance of a diffraction grating having a physically wavy surface is detected and applied to the present invention. FIG. 9 is an STM image of graphite used to demonstrate the present invention. FIGS. 10 (a) and (b) show computer simulation results when a probe is rotated and scanned based on a tunnel current output obtained by actually performing a probe scan (XY direction) of graphite atoms. FIG. 11 (a) is a diagram illustrating the concept of a phase locked loop. FIG. 11 (b) is a diagram showing a calculation flow of improved position measurement by adding a frequency synthesizer using the present invention. FIG. 12 is a diagram showing a calculation flow of an improved position measurement, in which a frequency synthesizer is added and a reference point tracking mode is shown. FIG. 13 (a) shows a novel and highly reliable gap control that does not affect the position measurement result. FIG. 13 (b) is an experimental result obtained by the method shown in FIG. 13 (a). FIG. 14 shows a new design of a micromachine probe useful in the present invention. FIG. 14 (b) is a three-dimensional view of the newly designed micromachine probe. FIG. Fig. 16 is an electronic circuit diagram for probe vibration with an integrated actuator Fig. 16 shows a new and improved actuator control system capable of large displacement and high accuracy. ) Is a three-dimensional schematic diagram showing a scan for measuring the absolute position, Fig. 18 shows a high-precision angle measurement method for initial device setting, and Fig. 19 shows a new method for measuring the amplitude of probe vibration. Fig. 20 (a) is a diagram illustrating a method for measuring without using a displacement sensor, Fig. 20 (a) is a diagram illustrating a method and a device for improving the speed of position measurement, and Fig. 20 (b) is a diagram illustrating the method and the device. Multiplexed signal Fig. 21 is a diagram showing a method and a device for improving the speed of position measurement similarly to Fig. 20 (a) Fig. 22 is a diagram showing a method using two probes. Fig. 23 is a block diagram showing a method of measuring and compensating for a probe displacement or an angle Fig. 24 shows a method for improving a signal to noise ratio by oscillating a probe in a Y direction. Fig. 25 is a diagram showing a method for performing absolute position measurement, Fig. 25 is a block diagram for performing gap control in an environment having a high degree of nonlinearity, and Fig. 26 is a diagram showing another position measurement. Description of the preferred embodiment FIG. 1 shows a specific embodiment using a scanning tunneling electron microscope (STM), which is the basis of the earlier patent application of the present invention and the above-mentioned improvement. Tungsten and Pt-Ir wires with sharp tips and similar scanning sensor probes 2 operating in STM mode on a periodic atomic surface of a conductive material sample 3, for example on a table or surface T Is shown in FIG. When the sensor needle is placed a few nanometers away from the sample 3, a tunneling current is generated by the bias voltage V applied between the sensor needle and the electrode 2 'located below the surface sample. With the tunnel current flowing through the IV converter A, the output voltage Vout is obtained as a function of the distance between the sensor probe 2 and the atomic surface 3. Therefore, by scanning the probe 2 in the XY directions on the sample surface as shown in FIG. 9, topographical information on the surface is obtained and an atomic image is reproduced (FIG. 9). In the present invention, the sensor probe 2 is mechanically fixed to the piezo tube actuator 1 which vibrates in an electrically insulated state, and the control voltage in the X and Y directions is applied to the sensor probe 2 so as to vibrate. As shown, it is vibrated in an arc or straight line around the reference point. As shown in the figure, a pair of X-direction electrodes for piezo voltage (sine voltage −ASinωt), a pair of Y-direction electrodes (cosine voltage −Asin (ωt + φ), φ = π / 2) and There is a Z-direction electrode for adjusting the height at a position several nanometers away required for generating a tunnel current. As a result, the output voltage Vout has a sine wave shape, but its phase and amplitude do not always coincide with the piezoelectric actuator control voltage signal as schematically shown in the graph of FIG. By comparing the phase and amplitude of the output voltage Vout with that of the control voltage signal driving the piezo oscillator, the position of the probe, i.e. the distance and direction from the top of the nearest atom of the reference point, and thus along the probe surface Position can be obtained. In FIG. 3B, comparisons of the phase and the amplitude of the sine-wave control signal and the output voltage Vout are performed by the multipliers C and C ′ at the frequency of interest. After phase detection is performed by PD and amplitude detection is performed by AD (eg, Modulation Theory, Harold S. Black, D. Van Nostrand Co, 1953, page 141, The Art of Electronics, Paul Horowith and Winfield Hill, Cambridge University) Presses, 1993, page 1031, are preferred but not required. Amplitude-modulated detectors.) The above-referenced IEEE International Conference on Robotics and Automation Proceedings (May 22, 1995). A probe position information signal is generated, as mathematically shown in FIG. These signals are displayed, recorded or used as feedback F for motor control of a table T on which the sample 3 is fixed as shown in FIG. When the table moves at a high speed, a frequency shift similar to the Doppler effect occurs in the output signal Vout as compared with the piezo driving frequency, but these can be easily corrected by motion detection feedback as is well known. In order to further understand the operation and the basic mathematics, the case of one-dimensional scanning of the probe 2 shown in FIGS. 3 (a) and 3 (b) will be described first. In FIG. 3 (a), the probe 2 and an atom or other periodic structure 3 (spatial frequency ω ′) have opposing points (an unknown position X). 0 The function of the output voltage Vout generated by the tunnel current (amplitude A) generated in the gap between the output voltage Vout and the output voltage Vout is mathematically given by the following equation. Assume that the probe is oscillating at frequency ω and amplitude r. Where V 0 Is the voltage produced by the tunnel current corresponding to the average distance between the probe and the surface, m is an integer value, and J is the Bessel function. Equation (1) (corresponding to equation (5) in the above-mentioned IEEE paper of the present inventor) shows that the output signal Vout includes a frequency component higher than the vibration frequency of the probe 2, and the nth frequency component The amplitude is proportional to Jn (rω '). As mentioned earlier, the ultimate goal of the position measurement is to calculate X from the voltage signal Vout. 0 Is to find the value of In FIG. 3B (where the voltage signal vout in FIG. 3A is input from the left side), first, the one-dimensional position (X 0 ) Think about measurement. When the multiplier C in FIG. 3B multiplies the voltage Vout of the equation (1) by sin (ωt), which is a probe control signal, the result is synchronously detected at the frequency ω and passed through a low-pass filter. , As shown in the following equation, the probe position (X 0 ) Is automatically given. Likewise Is obtained by multiplying equation (1) by cos (2ωt). (Equations (2) and (3) correspond to equation (6) in the previous IEEE paper.) From the above two results, a complete position measurement (X 0 ) Is achieved. Similar comments apply in the Y direction for two-dimensional position measurements. In FIG. 3B and FIG. 6, the output of the probe vibration control signal generator toward the multiplier C (and C ′) is indicated by bold lines for convenience and indicates X and Y. In the case of circular scanning, the output signal Vout is the result of detailed analysis Is shown as Here, the output signal is sinusoidal, and the amplitude of each frequency component (for example, sin (ωt) and cos (ωt) in equation (4)) is as suggested by the experimental results in FIG. 10 (b). And location information X 01 , Y 01 Represents If phase detection is used instead of amplitude detection as in the case of FIG. 5, a multiplier C ′ (FIG. 3 (b) multiplies the output voltage Vout from the IV converter by cos (0.5ωt), here p and q represent a vector corresponding to i. Here, the vibration amplitude r is J p (i) (rω ') = J q (i) Suppose (rω ′) is chosen to be satisfactory for some i. then Therefore, the phase detector PD in FIG. 0 Is automatically generated by the signal F. FIG. 9 is an STM image of the atoms on the surface of a HOPG graphite crystal of grade B manufactured by Union Carbide having a size of 1.2 × 1.2 nm. It is obtained by scanning in about seconds. A piezo tube actuator manufactured by Matlock was used, and a 200 Hz sinusoidal control voltage was applied. At its tip, a probe 2 is firmly fixed with an epoxy adhesive across a ceramic intended to insulate the probe from the X and Y sinusoidal control voltages shown in FIG. In FIG. 10A, which is a computer readout, an STM image of the graphite atoms is shown by contour lines, and the trajectory when the probe 2 is rotated by controlling the control signal XY is shown by a substantially circle. . As a result, FIG. 10B shows how the corresponding tunnel current is generated (after passing through the high-pass filter) by the probe vibration (but the amplitude and phase do not match). As described above, the probe 2 may be replaced with, for example, a cantilever and a displacement sensor S of the atomic force microscope of FIG. 2 as described in the aforementioned cited patent. Further, as previously mentioned, the technique for obtaining position information with nanometer accuracy of the present invention is shown in the case of one-dimensional scanning in other physically periodic surfaces other than atomic surfaces, such as FIG. Alternatively, a holographic diffraction grating 3 'coated with a conductor may be used. Obviously, this technique can be applied to surfaces such as diffraction gratings and rulings having other periodicities as well. The sensor probe may also be of the capacitive type as shown in FIG. 8, in which case the diffraction grating 3 coated with a conductor is vibrated linearly, and the sharp-pointed electrode and the surface electrode 2 'are connected. Couple capacitively. The present invention is of course not limited to one-dimensional position information as shown in the specific example of FIG. 1-5. FIG. 6 shows a method for obtaining two-dimensional information as in FIG. However, the control voltages and output voltages of X and Y are used. As mentioned earlier, the periodically alternating peaks, vertices, valleys, etc. to be scanned need not be physical surfaces, but rather periodic magnetic or electric fields or their peaks, valleys. There may be. FIG. 7 (a) shows how a periodic magnetic field is generated on a surface on which magnetic poles (N-pole and S-pole) opposite to each other are arranged in order, and the magnetic field sensor oscillated linearly shows this periodic magnetic field. 5 shows how a sinusoidal output voltage is generated by interaction with a strong magnetic field. Similarly, in the case of a periodic electric field, FIG. 7 (b) shows a state of a ferroelectric material or another material alternately provided with opposite charges on the surface, for example, a cantilever type electric force sensor. Now, regarding the improvements provided by the method and apparatus of the present invention, FIGS. 11 (b) (FIGS. 3 (a) and 3 (b)) first show a position measurement method for improving the response speed and accuracy. ). For simplicity, only the phase detection will be described, but the same applies to the amplitude detection method. First, the actual displacement of the piezo actuator 1 is detected by a displacement sensor. This signal is then input to a frequency synthesizer to generate a signal synchronized with the probe vibration. (cos (0.5ωt) and 2.5ωt, and sin (ωt) and cos (2ωt) in the case of amplitude detection) and a phase signal using a phase signal 2.5ωt from the multiplier C ′ and the subsequent frequency synthesizer as a reference signal. After detection, a position signal is obtained. FIG. 11A shows a basic configuration of such a frequency synthesizer FS based on a phase locked loop (PLL) method. The PLL (a region surrounded by a dotted line) is composed of a loop filter, an integrator, and an oscillator, and is controlled by detecting a phase shift between an input signal and an output signal with a multiplier C ′ so that the output phase matches the input phase. Is done. Frequency generation can be easily achieved by inputting a signal from the PLL to a sine function generator as shown in FIG. 11 (a). This new method provides a stable and accurate position measurement result even if the probe vibration is near its own resonance frequency by correcting the phase shift of the probe vibration due to environmental changes and the like. FIG. 12 shows a case where the position signal is fed back to control the relative movement between the probe and the surface, similarly to FIG. 11 (b). As described in connection with the previously described embodiment in FIG. 4, here the case of tracking the movement of peaks and valleys of the diffraction grating scale is particularly shown. In this case, the position of the sensor probe is Where x A Indicates the center position of the sensor probe vibration (as viewed from the sensor probe coordinate system). if, , Then the signal passed through the phase detector PD Is always nπ regardless of the vibration amplitude. Therefore, if the center position of the sensor probe vibration is controlled so that the output from the phase detector of FIG. A Position is known as X 0 = -X A + Nπ / ω ′. This is a state where the center position of the sensor probe vibration is "locked" on the peak or valley of the diffraction grating scale. Similarly, if Then, the signal passing through the phase detector PD always becomes π / 2 + nπ regardless of the vibration amplitude. Again, this is the center position X of the sensor probe vibration 0 + X A Is "locked" on the zero-crossing point of the diffraction grating scale. In such a “locked” state, the position X 0 Is x in Equation 10 (b) A Can be calculated by substituting This improvement in position detection has less influence on changes in probe vibration amplitude and errors, thus enabling more accurate measurement. While a single probe has been described, it is also possible to use multiple probes. For example, as shown in FIG. 22, two probes, a probe A and a probe B, are separated by a distance x along a one-dimensional diffraction grating surface. 1 = (2nπ + θ ′) / ω ′ (n is an arbitrary integer). It is assumed that each probe has the same frequency ω but vibrates in different phases as follows. Therefore, when a difference voltage between the outputs of the IV converter 1 and the IV converter 2 is obtained, the following is obtained. Here, X = θ / 2 1 = Π / 2ω '. Obviously, equation (12) is modified as follows. Also in this case, the position X 0 Is obtained through a phase detector (PD shown in FIGS. 3 (b), 11 (b) and 12). By changing the values of θ and θ ′, there are several variations on this method. Although the complexity is increased, the advantage of this configuration is that only the fundamental frequency component needs to be detected during position measurement, and the bandwidth required for the IV converter can be reduced. When a single probe is used, at least twice the bandwidth of the fundamental frequency is required as shown in equations (2) and (3). The common noise that appears in each probe can further be removed by this method. FIG. 26 shows another type of position measurement configuration applied to two-dimensional position measurement in the X and Y directions. The first example shows a case where two sensor probes are arranged on a reference scale so that their vibration directions are orthogonal to each other. First, the grid pattern Let it be expressed as Now focusing on the probe 1, the following result is obtained by multiplying the output voltage Vout1 by cos (0.5 ωt). here, p and q represent a vector corresponding to i. Again, the vibration amplitude r is J p (i) (rω ') = J q (i) If (rω ') is chosen to be satisfactory for some i, then Accordingly, the position information X in the x direction is obtained by the phase detector (eg, PD in FIG. 3B). 01 Is obtained. Similarly, position information Y in the Y direction 02 Is obtained by the probe 2. Also, a one-dimensional diffraction grating for X, θ position measurement is shown with a plurality of probes. In the second case, each probe vibrates in a predetermined direction, and the position is measured in the same direction. Therefore, assuming that the rotation center is known, the expected position measurement is performed by comparing the two measurement results. Regarding the gap control problem described above, FIG. 13A shows an apparatus for performing improved gap control, which can effectively separate the position information included in the output voltage Vout. It has a resettable peak detection circuit RPD, but the same can be done using digital processing. This circuit maintains the maximum output voltage during a period slightly longer than one cycle of the probe oscillation. The peak value is retained in the circuit and is first fed back to the piezo tube Z-axis voltage while maintaining a preset value so that the probe keeps a minimum distance from the surface of the diffraction grating. The peak value is subsequently reset for the detection of the next peak. During that time, the output voltage Vout is input to the position detection circuit. As a result, the frequency response of the gap control is much slower than the probe oscillation frequency, so that this method does not affect the subsequent position measurement process. FIG. 13 (b) shows the experimental results obtained based on the method described in FIG. 13 (a). The micromachine probe described in FIG. 14 (a) was used. The upper graph is Vout before the diffraction grating moves. The probe vibrates at about 3 KHz. The X axis represents time (200 μsec / div), and the Y axis represents Vout. The lower graph shows the result after the grating has moved slightly. Differences in signal patterns are observed. Therefore, it is clear that the new control method according to the present invention can maintain an appropriate gap distance without losing position information. FIG. 25 shows a gap control method using nonlinear function mapping. The relationship between the tunnel current and the gap distance corresponds almost linearly in the low output voltage region. However, the function is mapped such that the function increases sharply as the gap distance becomes very small. This mapping function is first applied to the signal from the peak detector. The output signal after such mapping is then used as a feedback signal for gap distance control through Z voltage control. For a further improved gap control, FIG. 16 shows a method using a piezo or electrostrictive element to maintain a high accuracy while maintaining the maximum motion distance of the solid actuator by a digital control system. This is achieved using two digital-to-analog converters (D / A). After calculating the required control voltage in the Z direction, this control signal is output through two D / As. The output voltages V1 and V2 that have passed through the filters F1 and F2 are amplified by R / R1 (= 1) and R / R2 (= 10) times by a high-voltage amplifier, and then added together. If the D / A has a resolution of 16 bits and an output range of plus or minus 10 volts, this configuration can swing the output of the high voltage amplifier, the Z-axis voltage, to plus or minus 110 volts. Despite such a high voltage, the resolution of the output is determined by the D / A (original) resolution, in this case about 0.3 mV. Usually, when the signal is amplified, the noise is also amplified. To reduce this effect, the filter F2 is configured as a low-pass filter. F1 is chosen to have a transfer function that optimizes the response characteristics of the high voltage amplifier. In contrast to the earlier mentioned limitations of previous probe production, Figure 14 (a) Shows how to make a probe from a silicon crystal wafer with a <100> plane. (Step 1 in FIG. 14 (a)) This method uses an anisotropic etching solution such as potassium hydroxide (KOH). The fact that the etching rate of the <111> plane is much lower than that of other crystal planes is used. (Step 3). After the mask pattern is formed by the protective layer (step 2), it has a slope of mainly 54.7 degrees by anisotropic etching The <111> crystal plane remains. This method further utilizes the fact that portions such as corners of convex portions of the mask pattern are undercut by etching (step 3). As a result, a spear tip probe is formed. Finally, a thin metal film ( <50 mm) is deposited for electrode formation (step 4), cut out (step 5) and secured to the base unit. This probe has the lowest resonance frequency in the thickness direction and is ideal for achieving the improvements of the present invention. Compared with a probe used in an atomic force microscope (AFM), there is no restriction on a space for connecting wires, and it is easy to mount the base. FIG. 14 (b) illustrates the advantage of this new probe. The probe tip also has a slight radius of curvature due to anisotropic etching and undercut effects, and is made like a symmetrically thin screwdriver. Due to its symmetry, the probe has a large tolerance for the error θ with respect to the diffraction grating surface in the initial setting. Second, this probe design has a larger tip area than a normal needle probe, so that an average signal output near the probe can be obtained. This contributes to improving the signal-to-noise ratio in the final position measurement. A similar effect can be obtained by vibrating the probe more rapidly in the Y direction than in the X direction. FIG. 15 shows an example of a probe sensor and an actuator formed monolithically based on the design shown in FIGS. 14 (a) and 14 (b). Vibration actuators can be formed by depositing a piezo film or magnetostrictive film, by forming a pair of electrodes for generating electrostatic force, or by forming another solid actuator. In the case shown in FIG. 15, the probe device with a piezo film is a part of a pierce type vibration circuit. The vibration information is, however, not limited to this circuit, and provides stable vibration by being positively fed back to the actuator. With respect to improved position sensing for absolute position measurement, FIGS. 17 (a) and 17 (b) illustrate a method for providing absolute position information using the present invention. In FIG. 17A, two holographic diffraction gratings are formed adjacent to each other on the same base. These two holographic gratings have slightly different (spatial) periods p and p ′. Now, it is assumed that the two probes vibrate on the respective diffraction gratings and the measured positions show the same value. However, the ratio between the distance from the adjacent peak and the period of each diffraction grating shows a different value due to the difference in the period of the diffraction grating. In fact, the difference in the ratio is a function of the absolute position from the origin. This can be easily understood by considering the beat phenomenon caused by the two signals having very similar frequencies. Therefore, by calculating their ratio, the absolute position can be obtained with nanometer accuracy. FIG. 17 (b) shows a method of defining the exact position of the scale origin. In this case, the edges of the grating form a flat surface. From equation (1), it is clear that the output signal from the amplitude detector (AD in FIG. 3 (b)) becomes zero as the center of the probe vibration moves from the diffraction grating to a flat area. Therefore, the absolute position of the origin can be defined by detecting the amplitude of the high-frequency signal of the output voltage Vout. By using the method using two diffraction gratings and the method of determining the origin shown in FIG. 17A, complete absolute position measurement becomes possible. FIG. 24 is a diagram illustrating a method of determining an absolute position by alternately vibrating a single probe in the XY directions on two diffraction grating surfaces. The absolute position is obtained after comparing the ratio between the distance from the adjacent peak and the period of the respective grating. If the diffraction grating surface is slightly inclined with respect to the probe vibration plane, once the probe actuator moves in the Z direction, the relative position between the origin of the probe coordinate system and the diffraction grating coordinate system will change. It causes measurement error. Therefore, it is important to know the tilt angle in order to make an appropriate correction. FIG. 18 shows a method for measuring such an angle. In this case, the surface of the diffraction grating and the surface of the micro machine probe are used as a simple optical mirror using a laser or LED as a light source. As shown in the figure, the difference between the light intensities detected by the two divided photodetectors represents the movement of the probe in the X direction and at the same time represents the angle between the diffraction grating surface and the probe vibration surface. The present invention enables angle measurement without using a special angle sensor. Since the angle α of the diffraction grating surface is obtained by adding the term αr sin (ωt) to the output voltage Vout in equation (1), the amplitudes of the sin (ωt) and sin (3ωt) components are expressed as follows. As a result, the output signal E-FJ 1 (rω ') / J Three (rω ′) = αr indicates the slope α. Of course, when the sample surface is flat, only the amplitude of sin (ωt) needs to be measured in order to obtain the slope α. Since this method is very sensitive to a change in angle, it is very useful as a general angle sensor. In the phase detection method described above, the probe vibration amplitude is also determined to be J at a specific i. p (i) (rω ') = J q (i) It is convenient to set so as to satisfy (rω ′). However, knowing the exact probe vibration amplitude is not easy. The present invention provides improved (in these respects) and accurate measurements without the use of special probe displacement sensors. For example, from equation (2), the amplitudes of the sin (2ωt) and sin (4ωt) components are respectively It is expressed as Therefore the output signal Is determined as a function of the probe vibration amplitude r. It is assumed that the electrical scanning speed of the sensor electrode is v and the output voltage Vout from the tunnel current amplifier is expressed as follows. Here, it is assumed that the coordinate system of the probe is fixed to the first probe electrode. If the position of the last electrode is x = 2π (n-1) / ω'n, then X 0 Is obtained by inputting Vout to the phase detector PD of FIG. 3 (b). n is the number of probe electrodes. FIG. 20 (a) shows a method and a device for high-speed probe scanning. A plurality of probe electrodes are formed on the probe structure and each is connected to each IV converter. The plurality of electrodes are set so as to be slightly inclined with respect to the peak / valley line of the diffraction grating. Therefore, an ultra-high-speed position measurement can be obtained by electrically scanning (multiplexing) the output voltage of each IV converter. FIG. 20 (b) illustrates another advantage of the present invention. The timing of the electrical pulses is generated such that the output voltage from the IV converter is scanned at the same time intervals. This is equivalent to moving a single probe in one direction at a constant speed. Therefore, the multiplexed signal is sin (ωvt + ωX 0 ). Where ω is the spatial frequency of the diffraction grating, v is the scanning speed, X 0 Represents the position to be measured. As can be seen, the phase information indicates the position and is easily extracted by the phase detector. FIG. 21 shows another configuration of the multiple electrode (probe) position detecting device. Unlike the method shown in FIG. 20, adjacent probes are formed by stacking electrodes in layers. In addition, numerous modifications of the invention are possible which are within the spirit and scope of the invention as defined in the appended claims.
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