【発明の詳細な説明】
電話分離装置発明の背景
本発明は、一般的には電子回路に関し、更に特定すれば、電話回線インターフ
ェース機器に用いるような分離回路に関するものである。
電話ネットワークからの最終ユーザの電話機器の分離は、米国連邦通信委員会
(U.S.Federal Communications Commission)や、その他の国における別の対応す
る規制に関する政府機関により要求されている。この規制の主要な目的は、障害
を発生した最終ユーザの装置や、電力線等への偶発的な接続からネットワークを
保護することである。
このような分離に対する具体的な規制は、国によって異なっている。アメリカ
合衆国では、1000ＶＲＭＳの分離を要求しており、一方他の国には、3500ないし
4000ボルトの分離を要求する場合もある。これらの規制は、通常、電力線の主電
圧および国内の安全要件によって異なっている。直接アクセス構成即ちＤＡＡ(D
irect Access Arrangement)の分野における当業者の中の共通の知識では、最終
ユーザ機器およびネットワーク間に分離変圧器を適用することとは別の技法を示
している。他の技法を用いて、ある種の経路の分離が可能であることが、かなり
最近認められている。例えば、ラムジー外(Ramsey et al)の米国特許第4,864,60
5号は、リング検出／オフフック駆動回路内の主信号経路および光アイソレータ
における結合変圧器(coupling tansformer)の使用を示している。同様に、ピア
ス(Pierce)の米国特許第4,417,099号は、回線給電型モデム(line-powered modem
)のデータ経路のデジタル部分に光アイソレータを用いることを開示している。
更に、ファラタ外(Falater et al)の米国特許第4,757,628号は、ＲＦ容量性結合
機構と結合させた電気−熱アイソレータ・カプラ(electro-thermal isolator co
upler)を開示している。このシステムは、ＤＡＡ装置を提供すると述べているが
、加入者部分および回線部分を互いに電気的に分離した基板を必要としている。
更に、ウィルキンソン外(Wilkison et al)の米国特許第5,245,654号は、広帯
域幅、
低ノイズおよび高線形性を特徴とする光分離カプラ回路を開示している。この回
路は、線形性のための必要なフィードバックを与えるのに必要な密結合した光素
子(optical device)のために、高価となることが立証されている。
本発明は、熱的、抵抗的、および光学的分離に対する要件を全て解消するもの
である。熱的および光学的分離要件は、複雑であり、製造には費用がかかる。低
い周波数の信号を熱的に転送するための集積回路の使用は、製造のコスト有効性
が高い他の手段によって取って代えることができる。容量的手法は、外部構成要
素の使用を減らすことによる集積度を高めた設計に有用である。発明の摘要
本発明は、結合変圧器、光アイソレータ素子、および高い値の抵抗を不要とし
、しかも電話回線インターフェースとして実際に使用可能な分離回路を提供する
。
一形態において、本発明は、分離バリアを横切る全二重通信において、アナロ
グの送信チャネルおよび受信チャネルを差動的に結合する１対のコンデンサを用
いる。これらコンデンサは、分離バリアを横切って接続し、各々の送信信号また
は受信信号を処理してそれぞれの対の相補的な信号を発生する。バリアの一方側
のスイッチング回路網は、クロック駆動して、相補的な信号対を用いてコンデン
サ対を増分しながら差動的に充電する。バリアの反対側では、クロック駆動式ス
イッチング回路網が、コンデンサ対上の差動電荷を受け取って、相補的な信号対
を発生し、そしてこれらは処理して単一のアナログ情報信号を形成する。クロッ
ク信号ならびにオフフック信号およびリンギング信号も、同様にバリアを横切っ
て伝達する。
別の形態では、本発明は、回線対側の全二重通信のために、ユーザ装置におけ
るアナログの送信チャネルおよび受信チャネルを分離バリアを横切って電話回線
対に差動的に結合する２対のコンデンサを、係合させるように構成することが可
能である。このインターフェース回路は、ハイブリッド回路も含んでいて、互い
に逆向きの第１および第２のコンデンサ分離回路を含む。第１のコンデンサ分離
回路は送信チャネルとハイブリッドとの間に配置し、第２のコンデンサ分離回路
は受信チャネルとハイブリッドとの間に接続する。
更に具体的には、送信コンデンサ分離回路は、分離バリアのユーザ装置側に位
置する入力と、バリアの回線側にある出力とを有し、そしてその出力に、その入
力のアナログ信号に対応するアナログ信号を発生する。受信コンデンサ分離回路
は、バリアの回線側に位置する入力と、バリアのユーザ側にある出力とを有し、
そしてその出力に、その入力のアナログ信号に対応するアナログ信号を発生する
。図面の簡単な説明
図１は、ユーザ装置および電話ネットワーク間における本発明の相互接続を示
す、電話インターフェースの機能ブロック図である。
図２は、独立した送信回路および受信回路を特徴とする本発明の電話インター
フェースの一実施形態の機能ブロック図である。
図３は、全二重の送信および受信回路を組み合わせたことを特徴とする、本発
明の電話インターフェースの一実施形態の機能ブロック図である。
図４は、本発明の電話インターフェースのユーザ側にある送信回路の詳細回路
図である。
図５は、本発明の電話インターフェースのユーザ側にある受信回路およびリン
グ信号インタープリタ回路の詳細回路図である。
図６は、前述の電話インターフェースのユーザ側にある、スイッチング・クロ
ック発生器、位相制御回路、およびオフフック制御回路の詳細回路図である。
図７は、本発明の電話インターフェースの回線インターフェース上の送信回路
の詳細回路図である。
図８は、本発明の電話インターフェースの回線インターフェース上の受信回路
の詳細回路図である。
図９は、本発明のインターフェースの回線側にある回線インターフェースおよ
び電圧発生回路の詳細回路図である。
図１０は、本発明のインターフェースの回線側にあるスイッチング・クロック
回路の詳細回路図である。
図１１は、本発明のインターフェースの回線側にあるリング・インターフェー
ス回路の詳細回路図である。
図１２は、本発明のインターフェースの回線側にあるリング検出回路および回
線カプラ回路の詳細回路図である。
図１３は、本発明のインターフェースのユーザ側にある基準電圧発生器回路の
詳細回路図である。
図１４ａおよび図１４ｂは、本発明の差動コンデンサ充電回路および検出回路
の動作を示す簡略回路図である。
図１５は、本発明の差動コンデンサ充電回路および検出回路のコモンモードノ
イズ特性を示す簡略回路図である。
図１６ａおよび図１６ｂは、図１５に示した回路のコモンモードノイズ信号の
グラフである。好適な実施形態の説明
本発明は、図１に示す、電話分離回路２２を提供する。これは、ユーザ装置２
１を、ＲＪ−１１コネクタとしてシンボル化した電話回線回路２３に接続するた
めに用いる。この電話分離回路２２のことを、直接アクセス構成（あるいは、デ
ータ・アクセス構成）即ちＤＡＡと呼んでおり、結合変圧器、光アイソレータ素
子、および高い値の抵抗を不要としつつ、ユーザ装置２１および回線回路２３間
に最適な通信経路および分離を提供するものである。
図２を参照すると、本発明のＤＡＡ２２は、全体として、ユーザ装置からの通
信信号を受け入れる送信結合装置２６、通信信号をユーザ装置に配信する受信結
合装置２７、リング検出器２８、発振器／クロック・ドライバ２９、ならびにオ
フフック・ドライバ３０を有するユーザ側を含む。このＤＡＡ２２の傑出した特
徴は、容量性結合を用いて、ユーザ装置を回線回路から電気的に分離しているこ
とである。したがって、送信容量性分離回路３１は、送信結合装置２６を送信回
線結合装置３２に接続し、受信容量性分離装置３３は、受信結合装置２７を受信
回線結合装置３４に接続する。同様に、クロック容量性分離装置３６は、発振器
／クロック・ドライバ２９を発振器／検出器３７に接続し、オフフック容量性分
離装置は、オフフック・ドライバ３０をオフフック検出器３９に接続する。分離
装置３１，３３，３６，および３８は、それら各々の信号を、このユーザ回線イ
ンターフェースを通じて送信して、標準的な電話処理を可能としつつ、ユーザ装
置および電話回線間に高いレベルの電気的分離を提供するものである。
送信回線結合装置３２および受信回線結合装置３４は、ハイブリッド回路４１
に接続し、一方、これは回線インターフェース回路４２およびリレー／検出器回
路４３を介して、電話回線に接続してある。発振器／検出器３７は、受信回線結
合装置および送信回路３２に接続している。オフフック検出器３９は回線スイッ
チ／検出器回路４３に直接接続している。リング指示器／発振器／ドライバ４４
は、受信容量性分離装置３３および回線スイッチ／検出回路４３間に接続してい
る。概して言えば、これら装置および回路３２，３４，３７，３９，および４１
〜４４は、ＤＡＡ２２の電話回線側にあると見なす。
図３に示すようにこの回路構成は、簡略化してもよい。図３では、上記と同様
の構成要素には同じ参照番号にダッシュ（’）を付して示してある。図３の実施
形態では、クロック・ドライバ回路およびオフフック・ドライバ装置は、同じク
ロック容量性分離装置３６’を介して接続し、送信および受信機能は、時分割多
重化技法を用いて、単一の容量性分離装置３１’によって行うようにする。この
簡略化により、構成要素３０，３３，３８，３９を除去することができ、これに
伴って部品および労働コストが節約できる。
図４を参照すると、送信結合装置２６は、入力バッファ回路５１を含む。ＴＸ
Ａ＋およびＴＸＡ−信号が、ユーザ装置からバッファ５１が差動的に受信し、そ
してバッファ５１はこの入来信号を、差動変換信号ドライバ５２が使用するシン
グルエンド信号に変換する。（ＴＸＡ−信号は、ここに記述する回路の動作に影
響を与えずに、シングルエンド入力装置に対しては接地してもよい。）ドライバ
５２からの差動信号は、送信スイッチ回路網５３に供給し、そしてこれは、送信
容量性分離装置３１のコンデンサ５４および５６を充電する。これについては、
以下で説明する。分離インターフェースの回線側では、送信回線結合装置３２は
、図７に示すような、送信信号再生スイッチ回路網５７を含む。回路網５７は、
ユーザ側のコンデンサ入力回路網５３と同様に構成したカッドスイッチ回路から
成り、共通クロック信号によってそれと同期させている。２つの回路網５３およ
び５７は、協働的に動作して、繰り返しプロセスにおいてインターフェース・バ
リアを
横切る情報信号を切り換える。以下の説明は、回路網５３および５７だけでなく
、ここに記述する、分離バリアを横切って信号を伝達する差動回路網回路全てに
関係するものである。
図１４を参照すると、２つの差動スイッチング回路網は、クロック信号がハイ
かローかにしたがって、２つの異なる構成をとることができる。クロック信号が
ハイの場合、図１４ａに示すように、正の差動信号Ｖ＋をコンデンサＣａに導い
て、Ｃａを充電して信号を直接オペアンプＡに導き、これにより信号Ｖａを生ず
る。同様に、差動信号Ｖ−はコンデンサＣｂを通過してオペアンプＢに達し、信
号Ｖｂを生ずる。クロック信号がローにシフトした場合、カッドスイッチがこれ
らコンデンサの両側で切り換わり(flip)、その結果図１４ｂの回路構成となる。
信号Ｖ＋はコンデンサＣｂを充電し、信号Ｖ−はコンデンサＣａを充電する。Ｃ
ｂからの信号はオペアンプＡに進み、コンデンサＣａからの信号はオペアンプＢ
に進む。このように、コンデンサＣａおよびＣｂ上の電荷は反転させているが、
信号Ｖ＋をオペアンプＡに導き、信号Ｖ−をオペアンプＢに導くので、ＶａはＶ
＋の関数であり続け、ＶｂはＶ−の関数であり続ける。このプロセスは、クロッ
ク信号と同期して繰り返し、分離バリアを横切って信号を伝達する。
コンデンサの極性を逆に切り換えるというこの技法を用いることにより、電話
音声帯域信号周波数は、小さな値のコンデンサを通過することができ、しかもな
おＶａおよびＶｂにおける信号値の８０％を転送することができる。
この信号伝達技法は、コモンモードノイズを大幅に低減する。コモンモードノ
イズＶｎについての等価回路は、図１５に示す。コンデンサ比Ｃａ／Ｃｂが分圧
器の抵抗比よりも小さいと仮定すると、ハイのクロック状態では、Ｖａ＝＋１／
２ＶｎおよびＶｂ＝−１／２Ｖｎとなり、ローのクロック状態では、Ｖａ＝−１
／２ＶｎおよびＶｂ＝＋１／２Ｖｎとなる。図１６ａに示すようなＶｎ信号入力
を与えた場合の、対応する信号出力を図１６ｂに示す。前述の信号伝達技法によ
って、コモンモードノイズを音声帯域からクロック周波数にシフトさせ、そして
これを、１０ＫＨｚないし１５ＫＨｚの上側コーナー・カットオフを有するロー
パスフィルタによって除去する。
図７に移ると、２つのオペアンプ５８および５９は、バッファ６１として機能
して、差動信号を再生し、そしてこれらを適正なレベルに復元する。これらバッ
ファした差動信号は、オペアンプ変換回路６２に供給し、そしてこれは、それら
差動信号をシングルエンド信号に復元する。抵抗６３および６３Ａの値は、選択
的に変更して、種々のモデムの集積回路の要件にしたがって、この送信経路の利
得を変化させてもよい。シングルエンド信号は、アンチエリアス・ローパスフィ
ルタ６４を通じて供給し、このアンチエリアス・ローパスフィルタ６４は、上側
コーナー周波数が１５ＫＨｚであって、コモンモードノイズだけでなく、スイッ
チング回路網５７が発生する残留効果やノイズも除去する。その結果得られた出
力は、ＴＸＡＬ信号であり、ユーザが発生した情報信号と等価の、平滑で、フィ
ルタ処理済みであり、しかも利得制御したアナログ信号である。
図９を参照すると、このＴＸＡＬ信号は、低歪み送信信号電流ドライバ７１を
駆動するように接続し、そして更に、図２および図３のハイブリッド回路４１ま
たは４１’に供給する。ハイブリッド回路は、受信経路増幅器７３として機能す
るように接続してあって、回線側の出立電流および入来電流を重ね合わせたもの
に等しい電圧を生成するオペアンプと、出立信号の選択した割合部分を除去する
戻り信号キャンセル回路７２と、から成る。音声通信では、出立信号の小量が受
信チャネルを通過することを許して、側音効果が生じさせる。したがって、話者
には自分自身の音声の小量部分が聞こえ、接続に臨場感を与える。モデム等の用
途では、回路７２は、ユーザ装置への出立信号のほぼ完全な除去を提供する。側
音除去の度合いは、電話回線および抵抗７４間のインピーダンス・マッチングの
精度によって決まる。
抵抗７４およびコンデンサ７９は、Ｌ＋およびＬ−（共通）間に直列に接続し
、そしてその出力ＶLは電源用超安定電圧基準８１に接続する。抵抗７４は、回
線に流れ込む電流に比例する電圧を発生し、コンデンサ７９は回線上のＡＣ信号
をバイパスする。回路７６は、電圧Ｖ1（＋３Ｖ）を生成する、正電圧レギュレ
ータを備え、これも、電流Ｉ1を生成する電流基準発生器７７に対して安定した
駆動電圧を供給する。安定電流Ｉ1は、ＤＣ抵抗制御回路７８に供給し、そして
ＤＣ抵抗制御回路７８は、EIA/TIAおよびBell仕様において制定されている規制
にしたがって、ＤＡＡにＤＣ抵抗傾斜を設定する。回路７５は、Ｖ1入力から定
常
−３ＶＤＣを生成して、ここに記述する回線側のオペアンプの多くに給電する。
この独特な制御回路は、ＡＣ終端を提供し、適正なＤＣ終端との干渉を起こすこ
となく回線側装置用の電流を引き込ませ、また低歪み送信信号発生機構をもたら
すと共に、回線からの電流を二重電圧源に変換する。
回路７２は、受信回線信号ＲＣＶＬも生成し、これは、差動信号プロセッサ１
００（図８）を介して供給して、シングルエンドＲＣＶＬ信号を相補的な差動信
号に変換する。これらの差動信号は、クロック式スイッチ９０に供給し、そして
この回路網９０は、相補的なクロック信号ＣＫＬおよびＣＫＬ＼によって駆動し
て、回路３３の分離コンデンサの差動的な充電を行う。この回路網の動作につい
ては、図１４を参照して前述の説明において述べてある。
図１２を参照すると、回線インターフェース４２ならびに回線スイッチ／検出
器回路４３（図３）は、一対の互いに並列のトランジスタから成り、電話回線か
らＬ＋出力への電流経路を開閉する、ソリッドステートのオフフック回線スイッ
チ８２を含む。オフフック・スイッチ・ドライバ８４は、オフフック・クロック
受信器／チャージポンプ回路８５によって制御し、そしてこの回路８５は、図２
の装置３６内のオフフック分離コンデンサの回線側に接続している。二次トラン
ジスタ８３は、オフフック・スイッチ・ドライバ８４と共に用いることにより、
オフフック・スイッチ・ドライバ８４のダーリントン対を順方向バイアスするの
に十分なエネルギがコンデンサ８５Ａ間に得られるまで、漏れ電流の流れのみを
保証する。ブリッジ整流器８６は、ＴＩＰ接続とオフフック回線スイッチとの間
に接続するが、これは、ショットキーダイオード等で形成して、ＴＩＰ信号から
のプラスおよびマイナス極性を調整する。
次に、図６を参照すると、ユーザ装置がＯＦＦＫＨ＼ラインをロー状態にする
ことによってＤＡＡにオフフックするように指令したとき、トランジスタ８７に
順方向バイアスがかかって、導通状態となる。矩形波発生器８８は、連続的に動
作して、一定の周波数（例えば、６００ＫＨｚ）を生成し、そしてこれは二分割
カウンタ８９に供給して、５０％デューティの信号を得る。トランジスタ８７の
活性化により、カウンタ８９は動作可能となって、矩形波（３００ＫＨｚ）を差
動オフフック・クロック・ドライバ９１に通す。クロック・ドライバ９１は、信
号ＯＨＣＡＰおよびＯＨ＼ＣＡＰを、回路３８（図２）内のコンデンサのユーザ
側に供給する。
図１２に戻り、ブリッジ整流器９２は、リング信号ＡＣ結合コンデンサ９３に
接続して、ツェナーダイオード９４のスレッシュホールドよりも高いＤＣレベル
を発生する。電話回線からのリング信号が約３０ボルトのピークよりも高いピー
クに達した場合、これらは抵抗−ツェナー並列回路網９６の両端のＤＣレベルを
上昇させる。この電圧は、約５．１ボルト以下のあるレベルに達し、そして図１
１のスイッチング回路網９７およびリング発振器に給電するのに用いるＲＩＧ信
号を構成する。スイッチング回路網９７は、リング発振器信号を、装置３３（図
２）の受信分離コンデンサの回線側に渡す。リング発振器９８（図１１）は、約
３００ＫＨｚで動作するように設定してあり、そして差動ドライバ回路９９に供
給を行う。ロックアウト回路１０１は、ＤＡＡがオンフック状態でなければ、リ
ング信号情報が発生するのを防止する。ＤＡＡがオフフック状態にある場合、回
路１０１のトランジスタがオンとなり、ＲＩＧ信号が回路９７のスイッチを作動
させるのを防止する。
装置３３のユーザ側では、差動スイッチ式回路網１０２（図５）が、装置３３
の分離コンデンサからの信号を受け取り、前述のクロック信号によってそれらと
の同期を取る。受け取った信号は差動アナログ形態で再生し、そして入力信号バ
ッファ１０３に供給する。バッファした信号は、変換回路１０４に供給して、差
動アナログ信号をシングルエンド信号に変換する。回路１０４内のオペアンプの
出力は、受信側の利得を設定する。抵抗１０５の値は、異なるモデム・チップに
適合するように調節することが可能である。
差動−シングルエンド変換器１０４の信号出力は、２つの異なる用途のための
入力を与える。１つは、ＤＡＡがオフフック状態のときにアクティブとなる受信
器部分である。変換器１０４からの信号は、アンチエリアス・ローパスフィルタ
回路１０６に供給する。このフィルタのコーナー周波数は約１５ＫＨｚであって
、電話回線上のスイッチ・ノイズおよび高周波ＲＦノイズを除去する。フィルタ
回路１０６のオペアンプは、ユーザ・インターフェース・ポイント接続において
、バッファ出力信号ＲＣＶを与える。ＲＣＶ信号は、このインターフェースに接
続
した全てのユーザ装置のためのアナログ受信信号を構成する。回路１０４の出力
は、スイッチ１０７を通じて、リング指示回路１０８にも供給する。この受信し
たアナログ信号は、リンギング信号を表す。ＤＡＡがオンフック状態にありしか
もＯＦＦＨＫ＼信号がない場合、オペアンプ１０９はスイッチ１０７をオンに切
り換えて、受信アナログ信号をリング指示回路１０８に供給する。この信号は、
ダイオード１１０によって整流して、コンデンサ１１１を充電するのに用いる。
コンデンサの電荷は、オペアンプ１１２によって固定の電圧基準と比較し、そし
て電荷がその基準を上回る場合、リング信号出力ＲＩ＼を発生する。出力ＲＩ＼
は、ユーザ・インターフェースの出力接続ポイントに与える。
ＤＡＡのユーザ側の様々な部分の機能に必要な回路の１つに、図１３に示す基
準電圧発生器１１３がある。回路１１３は、ユーザ側で与える標準Ｖccで動作し
、ユーザ側の各オペアンプに２．５ＶＤＣの安定した出力を発生する。図６に戻
って、カウンタ８９の３００ＫＨｚ矩形波出力は、差動クロック・ドライバ回路
１１６にも供給し、これは、分離コンデンサを横切ってエネルギを転送するのに
使う信号ＣＫ＼ＣＡＰおよびＣＫＣＡＰを発生する。カウンタ８９の出力は、位
相遅延回路１１７にも供給する。位相遅延回路１１７は、回路３１，３３，３６
，３８の外部分離コンデンサ素子の遅延を一致させるように設計してある。位相
遅延回路１１７は、二相クロック回路１１８に対し、正しく調時したクロック信
号を発生し、そして二相クロック回路１１８は、クロック信号対ＣＫおよびＣＫ
＼を全てのユーザ側結合装置に供給する。
ＤＡＡの回線側の様々な部分に必要な別の回路に、図１０に示したクロック・
システムがある。回路３６のコンデンサを通じて伝達するクロック信号は、バッ
ファ回路１２１が受け、そして二乗回路１２２が処理する。回路１２２の出力は
、クロック信号ＣＫＬ＼およびＣＫＬであり、これらを用いて、電話回線側にあ
る図７のスイッチング回路網を駆動する。このように、ユーザ側で発したクロッ
ク信号は、インターフェースを横切って伝達して、回線側での信号復号化を同期
させる。
ここに記述した回路は、個別の構成要素である素子で形成してもよく、あるい
は従来のＡＳＩＣ技法を用いて形成する集積回路の一部としてもよい。
本発明の好適な実施形態についてのこれまでの記述は、例示および説明の目的
のために提示したものである。本発明は、ここに開示したのと全く同じ形態が全
てであること即ち開示した形態に本発明を限定することを意図するものではなく
、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、上述の教示を基に多くの変更
や変形が可能である。記述した実施形態は、本発明の原理およびその実用的応用
を最良に説明することにより、当業者が、考えられる特定の目的に適するように
、種々の実施形態および種々の変更形態において本発明を最良に利用できるよう
にと選択した。本発明の範囲は、添付の請求の範囲の記載によって定められるこ
とを意図するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates generally to electronic circuits and, more particularly, to isolation circuits such as those used in telephone line interface equipment. Separation of end-user telephone equipment from the telephone network is required by the US Federal Communications Commission and other corresponding governmental agencies in other countries. The primary purpose of this regulation is to protect the network from accidental connection to a failed end-user device, power line or the like. Specific regulations on such separations vary from country to country. The United States requires 1000 VRMS isolation, while other countries may require 3500 to 4000 volts isolation. These regulations usually depend on the mains voltage of the power line and national safety requirements. The common knowledge among those skilled in the field of direct access configuration or DAA (Direct Access Arrangement) indicates another technique than applying a separate transformer between the end user equipment and the network. It has been fairly recently recognized that the separation of certain pathways using other techniques is possible. For example, US Pat. No. 4,864,605 to Ramsey et al shows the use of a coupling tansformer in the main signal path and optical isolator in a ring detection / off-hook drive circuit. Similarly, Pierce U.S. Pat. No. 4,417,099 discloses the use of an optical isolator in the digital portion of the data path of a line-powered modem. Further, U.S. Pat. No. 4,757,628 to Falater et al discloses an electro-thermal isolator coupler coupled with an RF capacitive coupling mechanism. Although the system states that it provides a DAA device, it requires a board in which the subscriber and line portions are electrically isolated from each other. Further, U.S. Pat. No. 5,245,654 to Wilkinson et al discloses an optical isolation coupler circuit characterized by wide bandwidth, low noise, and high linearity. This circuit has proven to be expensive due to the tightly coupled optical devices required to provide the necessary feedback for linearity. The present invention eliminates all requirements for thermal, resistive, and optical isolation. Thermal and optical separation requirements are complex and expensive to manufacture. The use of integrated circuits to thermally transfer low frequency signals can be replaced by other means that are cost effective to manufacture. Capacitive approaches are useful for designs with increased integration by reducing the use of external components. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides an isolation circuit that eliminates the need for coupling transformers, opto-isolator elements, and high-value resistors, and that can still be used as a telephone line interface. In one aspect, the invention employs a pair of capacitors that differentially couple analog transmit and receive channels in full-duplex communication across an isolation barrier. The capacitors connect across the isolation barrier and process each transmitted or received signal to generate a respective pair of complementary signals. The switching network on one side of the barrier is clocked to differentially charge the capacitor pair using the complementary signal pair. On the other side of the barrier, a clocked switching network receives the differential charge on the capacitor pairs and generates complementary signal pairs, which are processed to form a single analog information signal. Clock signals and off-hook and ringing signals also propagate across the barrier. In another form, the present invention comprises two pairs of differentially coupling analog transmit and receive channels in a user equipment across a separation barrier to a telephone line pair for full duplex communication on the line pair side. The capacitor can be configured to engage. The interface circuit also includes a hybrid circuit and includes first and second capacitor isolation circuits that are opposite to each other. The first capacitor separation circuit is disposed between the transmission channel and the hybrid, and the second capacitor separation circuit is connected between the reception channel and the hybrid. More specifically, the transmission capacitor isolation circuit has an input located on the user equipment side of the isolation barrier and an output located on the line side of the barrier, and has at its output an analog corresponding to the analog signal at that input. Generate a signal. The receiving capacitor isolation circuit has an input located on the line side of the barrier and an output on the user side of the barrier, and generates at its output an analog signal corresponding to the analog signal at the input. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a functional block diagram of a telephone interface illustrating the interconnection of the present invention between a user equipment and a telephone network. FIG. 2 is a functional block diagram of one embodiment of the telephone interface of the present invention featuring independent transmitting and receiving circuits. FIG. 3 is a functional block diagram of one embodiment of the telephone interface of the present invention, which features a combination of full-duplex transmission and reception circuits. FIG. 4 is a detailed circuit diagram of a transmission circuit on the user side of the telephone interface according to the present invention. FIG. 5 is a detailed circuit diagram of a receiving circuit and a ring signal interpreter circuit on the user side of the telephone interface according to the present invention. FIG. 6 is a detailed circuit diagram of the switching clock generator, the phase control circuit, and the off-hook control circuit on the user side of the above-mentioned telephone interface. FIG. 7 is a detailed circuit diagram of the transmission circuit on the line interface of the telephone interface of the present invention. FIG. 8 is a detailed circuit diagram of the receiving circuit on the line interface of the telephone interface of the present invention. FIG. 9 is a detailed circuit diagram of a line interface and a voltage generation circuit on the line side of the interface of the present invention. FIG. 10 is a detailed circuit diagram of the switching clock circuit on the line side of the interface of the present invention. FIG. 11 is a detailed circuit diagram of the ring interface circuit on the line side of the interface of the present invention. FIG. 12 is a detailed circuit diagram of a ring detection circuit and a line coupler circuit on the line side of the interface of the present invention. FIG. 13 is a detailed circuit diagram of the reference voltage generator circuit on the user side of the interface of the present invention. 14a and 14b are simplified circuit diagrams illustrating the operation of the differential capacitor charging circuit and the detection circuit of the present invention. FIG. 15 is a simplified circuit diagram showing the common mode noise characteristics of the differential capacitor charging circuit and the detection circuit of the present invention. 16a and 16b are graphs of the common mode noise signal of the circuit shown in FIG. DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention provides a telephone isolation circuit 22, shown in FIG. This is used to connect the user device 21 to the telephone line circuit 23 symbolized as an RJ-11 connector. This telephone separation circuit 22 is called a direct access configuration (or data access configuration), i.e., a DAA, and eliminates the need for a coupling transformer, an optical isolator element, and a high-value resistor while maintaining the user equipment 21 and the line circuit. 23 to provide optimal communication paths and separation. Referring to FIG. 2, the DAA 22 of the present invention generally includes a transmit coupler 26 for receiving communication signals from user equipment, a receive coupler 27 for distributing communication signals to user equipment, a ring detector 28, an oscillator / clock. Driver 29, as well as the user side with off-hook driver 30. An outstanding feature of this DAA 22 is that the user equipment is electrically isolated from the line circuit using capacitive coupling. Therefore, the transmission capacitive separation circuit 31 connects the transmission coupling device 26 to the transmission line coupling device 32, and the reception capacitive separation device 33 connects the reception coupling device 27 to the reception line coupling device 34. Similarly, clock capacitive separator 36 connects oscillator / clock driver 29 to oscillator / detector 37 and off-hook capacitive separator connects off-hook driver 30 to off-hook detector 39. Isolators 31, 33, 36, and 38 transmit their respective signals through this user line interface to allow for standard telephone processing while providing a high level of electrical isolation between the user equipment and the telephone line. Is provided. The transmission line coupling device 32 and the reception line coupling device 34 are connected to a hybrid circuit 41, while this is connected to a telephone line via a line interface circuit 42 and a relay / detector circuit 43. The oscillator / detector 37 is connected to the receiving line coupling device and the transmitting circuit 32. Off-hook detector 39 is connected directly to line switch / detector circuit 43. The ring indicator / oscillator / driver 44 is connected between the receiving capacitive separating device 33 and the line switch / detection circuit 43. Generally speaking, these devices and circuits 32, 34, 37, 39, and 41-44 are considered to be on the telephone line side of DAA 22. This circuit configuration may be simplified as shown in FIG. In FIG. 3, components similar to those described above are designated by the same reference numeral followed by a dash ('). In the embodiment of FIG. 3, the clock driver circuit and the off-hook driver device are connected via the same clock capacitive demultiplexer 36 ', and the transmit and receive functions are performed in a single unit using time division multiplexing techniques. It is performed by the capacitive separating device 31 '. Due to this simplification, the components 30, 33, 38, 39 can be eliminated, which saves parts and labor costs. Referring to FIG. 4, the transmission coupling device 26 includes an input buffer circuit 51. The TXA + and TXA- signals are differentially received by the buffer 51 from the user equipment, and the buffer 51 converts this incoming signal into a single-ended signal for use by the differential conversion signal driver 52. (The TXA- signal may be grounded for single-ended input devices without affecting the operation of the circuitry described herein.) The differential signal from driver 52 is transmitted to transmit switch network 53. Supply, which charges the capacitors 54 and 56 of the transmit capacitive isolation device 31. This is described below. On the line side of the separation interface, the transmission line coupling device 32 includes a transmission signal regeneration switch network 57 as shown in FIG. The network 57 is formed by a quad switch circuit configured in the same manner as the capacitor input network 53 on the user side, and is synchronized therewith by a common clock signal. The two networks 53 and 57 work cooperatively to switch information signals across the interface barrier in an iterative process. The following description pertains not only to networks 53 and 57, but also to all of the differential network circuits described herein that transmit signals across the isolation barrier. Referring to FIG. 14, the two differential switching networks can have two different configurations depending on whether the clock signal is high or low. When the clock signal is high, as shown in FIG. 14a, the positive differential signal V + is directed to the capacitor Ca, which charges Ca and directs the signal to the operational amplifier A, thereby producing the signal Va. Similarly, differential signal V- passes through capacitor Cb to operational amplifier B, producing signal Vb. When the clock signal shifts low, the quad switch flips on both sides of these capacitors, resulting in the circuit configuration of FIG. 14b. Signal V + charges capacitor Cb, and signal V- charges capacitor Ca. The signal from Cb goes to the operational amplifier A, and the signal from the capacitor Ca goes to the operational amplifier B. Thus, although the charges on the capacitors Ca and Cb are inverted, the signal V + is led to the operational amplifier A and the signal V− is led to the operational amplifier B, so that Va continues to be a function of V +, and Vb remains V−. Function. This process repeats in synchronization with the clock signal and transmits the signal across the isolation barrier. By using this technique of switching the polarity of the capacitors in reverse, the telephone voice band signal frequency can pass through small value capacitors and still transfer 80% of the signal value at Va and Vb. . This signaling technique significantly reduces common mode noise. FIG. 15 shows an equivalent circuit for the common mode noise Vn. Assuming that the capacitor ratio Ca / Cb is smaller than the resistance ratio of the voltage divider, Va = + 1 / 2Vn and Vb = -1 / 2Vn in the high clock state, and Va = -1 / 2Vn in the low clock state. And Vb = + ＶVn. FIG. 16B shows a corresponding signal output when a Vn signal input as shown in FIG. 16A is given. The signaling technique described above shifts the common mode noise from the voice band to the clock frequency and removes it by a low-pass filter with an upper corner cutoff of 10 KHz to 15 KHz. Turning to FIG. 7, two operational amplifiers 58 and 59 function as buffers 61 to recover the differential signals and restore them to proper levels. These buffered differential signals are provided to an operational amplifier conversion circuit 62, which restores the differential signals to single-ended signals. The values of resistors 63 and 63A may be selectively varied to vary the gain of this transmission path according to the requirements of the various modem integrated circuits. The single-ended signal is supplied through an anti-alias low-pass filter 64, which has an upper corner frequency of 15 KHz and is not only a common mode noise, but also a residual effect generated by the switching network 57. Also removes noise. The resulting output is a TXAL signal, a smooth, filtered, and gain controlled analog signal equivalent to an information signal generated by the user. Referring to FIG. 9, this TXAL signal is connected to drive a low distortion transmit signal current driver 71 and is further provided to the hybrid circuit 41 or 41 'of FIGS. The hybrid circuit is operatively connected as a receive path amplifier 73 to generate a voltage equal to the sum of the line-side outgoing and incoming currents, and a selected percentage of the outgoing signal. And a return signal cancel circuit 72 for removing the portion. In voice communications, a small amount of the outgoing signal is allowed to pass through the receiving channel, creating a sidetone effect. Thus, the speaker hears a small portion of his own voice, giving the connection a sense of presence. In applications such as modems, circuit 72 provides near complete rejection of the outgoing signal to the user equipment. The degree of sidetone removal depends on the accuracy of the impedance matching between the telephone line and the resistor 74. A resistor 74 and a capacitor 79 are connected in series between L + and L- (common), and the output VL is connected to an ultra-stable power supply reference 81. Resistor 74 produces a voltage proportional to the current flowing into the line, and capacitor 79 bypasses the AC signal on the line. The circuit 76 includes a positive voltage regulator that generates a voltage V 1 (+ 3V), which also provides a stable drive voltage to a current reference generator 77 that generates a current I 1 . Stable current I 1 is supplied to a DC resistance control circuit 78, and DC resistance control circuit 78, in accordance with regulations have been enacted in the EIA / TIA and Bell specifications, sets the DC resistance slope to DAA. Circuit 75 generates a constant -3VDC from V 1 input to power many of the line side of the operational amplifier described herein. This unique control circuit provides AC termination, draws current for line-side equipment without causing interference with the proper DC termination, provides a low distortion transmit signal generation mechanism, and draws current from the line. Convert to dual voltage source. Circuit 72 also generates a receive line signal RCVL, which is provided via differential signal processor 100 (FIG. 8) to convert the single-ended RCVL signal to a complementary differential signal. These differential signals feed clocked switch 90, which is driven by complementary clock signals CKL and CKL # to provide differential charging of the isolation capacitors of circuit 33. The operation of this network has been described in the foregoing description with reference to FIG. Referring to FIG. 12, the line interface 42 and the line switch / detector circuit 43 (FIG. 3) comprise a pair of mutually parallel transistors that open and close the current path from the telephone line to the L + output, a solid state off-hook line. And a switch 82. The off-hook switch driver 84 is controlled by an off-hook clock receiver / charge pump circuit 85, which is connected to the line side of the off-hook isolation capacitor in the device 36 of FIG. Secondary transistor 83, when used in conjunction with off-hook switch driver 84, allows only the leakage current flow until sufficient energy is obtained across capacitor 85A to forward bias the Darlington pair of off-hook switch driver 84. Guarantee. A bridge rectifier 86 is connected between the TIP connection and the off-hook line switch, which is formed by a Schottky diode or the like, and adjusts the positive and negative polarities from the TIP signal. Referring now to FIG. 6, when the user device commands the DAA to go off-hook by pulling the OFFKH line low, transistor 87 becomes forward biased and conductive. The square wave generator 88 operates continuously to generate a constant frequency (for example, 600 KHz), which is supplied to a divide-by-two counter 89 to obtain a 50% duty signal. The activation of the transistor 87 enables the counter 89 to operate, and passes a square wave (300 KHz) to the differential off-hook clock driver 91. Clock driver 91 provides signals OHCAP and OH @ CAP to the user side of the capacitors in circuit 38 (FIG. 2). Returning to FIG. 12, a bridge rectifier 92 connects to a ring signal AC coupling capacitor 93 to generate a DC level higher than the threshold of a zener diode 94. If the ring signal from the telephone line reaches a peak higher than about 30 volts peak, they will raise the DC level across resistor-zener parallel network 96. This voltage reaches some level of about 5.1 volts or less and constitutes the RIG signal used to power the switching network 97 and ring oscillator of FIG. Switching network 97 passes the ring oscillator signal to the line side of the receive isolation capacitor of device 33 (FIG. 2). A ring oscillator 98 (FIG. 11) is set to operate at about 300 KHz and supplies a differential driver circuit 99. The lockout circuit 101 prevents generation of ring signal information unless the DAA is in the on-hook state. When the DAA is off-hook, the transistor in circuit 101 is turned on, preventing the RIG signal from activating the switch in circuit 97. On the user side of the device 33, a differential switched network 102 (FIG. 5) receives the signals from the isolation capacitors of the device 33 and synchronizes them with the aforementioned clock signal. The received signal is reproduced in a differential analog form and supplied to the input signal buffer 103. The buffered signal is supplied to the conversion circuit 104 to convert the differential analog signal into a single-ended signal. The output of the operational amplifier in circuit 104 sets the gain on the receiving side. The value of resistor 105 can be adjusted to suit different modem chips. The signal output of the differential-to-single-ended converter 104 provides inputs for two different applications. One is the receiver portion that is active when the DAA is off-hook. The signal from the converter 104 is supplied to an anti-alias low-pass filter circuit 106. The corner frequency of this filter is about 15 KHz to remove switch noise and high frequency RF noise on the telephone line. The operational amplifier of filter circuit 106 provides a buffer output signal RCV at the user interface point connection. The RCV signal constitutes the analog receive signal for all user equipment connected to this interface. The output of the circuit 104 is also supplied to a ring instruction circuit 108 through a switch 107. The received analog signal represents a ringing signal. If the DAA is in the on-hook state and there is no OFFHK signal, the operational amplifier 109 turns on the switch 107 to supply the received analog signal to the ring instruction circuit 108. This signal is rectified by the diode 110 and used to charge the capacitor 111. The charge on the capacitor is compared by an operational amplifier 112 to a fixed voltage reference, and if the charge exceeds that reference, a ring signal output RI # is generated. The output RI＼ is provided to an output connection point of the user interface. One of the circuits required for the functions of various parts on the user side of the DAA is a reference voltage generator 113 shown in FIG. The circuit 113 operates at the standard Vcc given by the user, and generates a stable output of 2.5 VDC to each operational amplifier on the user side. Returning to FIG. 6, the 300 KHz square wave output of counter 89 also provides differential clock driver circuit 116, which generates signals CK @ CAP and CKCAP used to transfer energy across the isolation capacitor. I do. The output of the counter 89 is also supplied to the phase delay circuit 117. The phase delay circuit 117 is designed so that the delays of the external separation capacitor elements of the circuits 31, 33, 36, and 38 are matched. Phase delay circuit 117 generates a correctly timed clock signal to two-phase clock circuit 118, and two-phase clock circuit 118 provides clock signal pair CK and CK # to all user-side coupling devices. Another circuit required for the various parts of the line side of the DAA is the clock system shown in FIG. The clock signal transmitted through the capacitors of circuit 36 is received by buffer circuit 121 and processed by squaring circuit 122. The output of circuit 122 is clock signals CKL # and CKL, which are used to drive the switching network of FIG. 7 on the telephone line side. Thus, a clock signal originating at the user side is transmitted across the interface to synchronize signal decoding at the line side. The circuits described herein may be formed of discrete components or may be part of an integrated circuit formed using conventional ASIC techniques. The foregoing description of the preferred embodiment of the invention has been presented for purposes of illustration and description. The present invention is not intended to be exhaustive or to limit the invention to the precise forms disclosed herein, but to depart from the spirit and scope of the invention as set forth above. Many modifications and variations are possible based on the teachings. The described embodiments best describe the principles of the invention and its practical applications, so that those skilled in the art can use the invention in various embodiments and modifications to suit the particular purpose contemplated. We chose to be the best available. It is intended that the scope of the invention be defined by the description in the appended claims.
【手続補正書】特許法第１８４条の４第４項
【提出日】１９９６年４月１０日（１９９６．４．１０）
【補正内容】
１．分離回路であって、ユーザ装置を通信回線対に対し前記回線対上での全
二重通信のために接続する一方で、前記分離回路のユーザ側と回線側との間に電
気的分離バリアを提供する、前記の分離回路において、
前記電気的分離バリアを横切って接続した１対のコンデンサであって、各該コ
ンデンサは、前記分離回路の一方側に接続した同様の第１端と、前記分離回路の
他方側に接続した同様の第２端とを有する、前記の１対のコンデンサと、および
前記一方側から前記他方側に前記コンデンサを通じて情報信号を伝達する伝達
手段であって、前記情報信号で前記１対のコンデンサの前記同様の第１端を差動
的に充電する差動的充電手段と、前記１対のコンデンサの前記同様の第２端上の
前記差動電荷を受け取る差動電荷受け取り手段と、前記第２端上の前記差動電荷
を復元情報信号に変換する変換手段と、を含む前記の伝達手段と、
から成る分離回路。
２．請求項１記載の分離回路であって、前記差動的充電手段は、前記情報信
号を受け取りそして該情報信号に対応する相補的な差動信号対を発生する差動変
換回路手段を含むこと、を特徴とする分離回路。
３．請求項２記載の分離回路であって、前記差動的充電手段は、前記相補的
な差動信号対を、前記１対のコンデンサの前記第１端に、増分的かつ交互に切り
換えるスイッチ式送信回路網手段を含むこと、を特徴とする分離回路。
１７．電話回線対とユーザ装置との間の電気的分離バリアを横切って情報信号
を伝達する方法であって、
前記分離バリアを横切って１対のコンデンサを接続するステップと、
前記分離バリアの一方側において、前記情報信号を用いて前記１対のコンデン
サを差動的に充電するステップと、および
前記１対のコンデンサ上の前記の検出した差動電荷を、前記情報信号に対応す
る受信信号に変換するステップと、
から成ることを特徴とする電気的分離バリアを横切って情報信号を伝達する方法
。
１８．請求項１７記載の方法であって、更に、前記情報信号を相補的な差動信
号対に変換して前記コンデンサを充電するステップを含むこと、を特徴とする電
気的分離バリアを横切って情報信号を伝達する方法。
１９．請求項１８記載の方法であって、更に、一定のクロック信号と同期して
、前記１対のコンデンサを増分的かつ逆転可能に繰り返し充電するステップを含
むこと、を特徴とする電気的分離バリアを横切って情報信号を伝達する方法。
２０．分離回路であって、ユーザ装置を通信回線対に対し前記回線対上での全
二重通信のために接続する一方で、前記分離回路のユーザ側と回線側との間に電
気的分離バリアを提供する、前記の分離回路において、
前記電気的分離バリアを横切って接続した１対のコンデンサと、および
前記１対のコンデンサの各々に交互に情報信号を同期して切り換えることによ
り、前記コンデンサを差動的に充電して前記分離バリアを横切って前記情報信号
を伝達するスイッチング手段を含み、これによりコモンモードノイズを除去する
こと、を特徴とする分離回路。[Procedure for Amendment] Article 184-4, Paragraph 4 of the Patent Act
[Submission date] April 10, 1996 (1996.4.10)
[Correction contents]
1. A separating circuit, wherein a user equipment is connected to a communication line pair by a
While connected for duplex communication, power is connected between the user side and line side of the separation circuit.
In the aforementioned separation circuit, which provides a gas separation barrier,
A pair of capacitors connected across the electrical isolation barrier, wherein each
A first terminal connected to one side of the separation circuit and a similar first end connected to one side of the separation circuit.
Said pair of capacitors having a similar second end connected to the other side; and
Transmitting an information signal from the one side to the other side through the capacitor;
Means for differentially driving said similar first ends of said pair of capacitors with said information signal.
Differential charging means for periodically charging, and the like second end of the pair of capacitors
Differential charge receiving means for receiving the differential charge, and the differential charge on the second end
And a converting means for converting the restored information signal into a restored information signal,
A separation circuit consisting of:
2. 2. The separation circuit according to claim 1, wherein said differential charging means includes said information signal.
Signal to generate a complementary differential signal pair corresponding to the information signal.
A separation circuit, comprising a switching circuit means.
3. 3. The separation circuit according to claim 2, wherein said differential charging means comprises said complementary charging means.
A differential signal pair to the first end of the pair of capacitors incrementally and alternately.
A switching circuit including switching means for switching transmission network means.
17． Information signal across the electrical isolation barrier between the telephone line pair and the user equipment
A method of communicating
Connecting a pair of capacitors across the isolation barrier;
On one side of the separation barrier, the information signal is used to generate the pair of capacitors.
Charging the cell differentially; and
The detected differential charge on the pair of capacitors is associated with the information signal.
Converting the received signal into
For transmitting an information signal across an electrical isolation barrier comprising:
.
18. 18. The method of claim 17, further comprising the step of converting said information signal to a complementary differential signal.
And charging the capacitor by converting it into a signal pair.
A method of transmitting information signals across a gas separation barrier.
19. 19. The method of claim 18, further comprising: synchronizing with a constant clock signal.
, Repeatedly charging the pair of capacitors incrementally and reversibly.
Transmitting an information signal across an electrical isolation barrier.
20. A separating circuit, wherein a user equipment is connected to a communication line pair by a
While connected for duplex communication, power is connected between the user side and line side of the separation circuit.
In the aforementioned separation circuit, which provides a gas separation barrier,
A pair of capacitors connected across the electrical isolation barrier; and
By switching the information signal synchronously and alternately with each of the pair of capacitors,
Differentially charging the capacitor to traverse the isolation barrier
And switching means for transmitting common mode noise.
A separating circuit.