JP2000258525A

JP2000258525A - ミリ波レーダ

Info

Publication number: JP2000258525A
Application number: JP11058258A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Kuroki; 太司黒木; Masayuki Sugioka; 真行杉岡; Hiroya Sato; 浩哉佐藤
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-03-05
Filing date: 1999-03-05
Publication date: 2000-09-22
Anticipated expiration: 2019-03-05
Also published as: JP3453080B2

Abstract

(57)【要約】【課題】悪天候下でも安定に動作し、かつ数１００ｍ
程度の遠距離から数１０ｃｍ〜数ｃｍ程度の近距離の検
知を雑音なしで、高精度に行うことができるミリ波レー
ダを提供する。【解決手段】第１のミリ波帯発振器と、該第１のミリ
波帯発振器からの発振信号をパルス変調するパルス変調
器と、前記第１のミリ波帯発振器の発振出力を送信する
送信アンテナと、検知物体からの反射波を受信する受信
アンテナと、該受信アンテナで受信された信号によって
検知物体までの距離を検知する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、短距離から長距離
までの検知を可能にするミリ波レーダに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】乗用車、バス、トラック等車載、その他
に使用されるミリ波レーダの方式として、ＦＭ−ＣＷ、
２周波ＣＷ、パルス、パルスドップラ、スペクトラム拡
散など種々提案され、３００ｍ程度の最大検知距離を目
標とした開発がなされている。一方で後方発進や左折時
における数１０ｃｍ〜数ｃｍ程度の近距離検知の重要性
も指摘されている。

【０００３】例えば、特開平１０−２２８４６号公報
は、図１７に示すように誘電体ストリップ８１に直交す
る方向に誘電体線路を設けるとともに、ＲＦチョーク用
誘電体パターンを設け、上記誘電体線路にガンダイオー
ドを接続し、その誘電体線路と上記ＲＦチョーク用誘電
体パターンとの間にバラクタダイオードを接続してい
る。そしてバイアス端子８２よりガンダイオードにバイ
アス電圧を印加し、端子８３から変調信号をバラクタダ
イオードに印加することにより、バラクタダイオードの
静電容量を変化させてガンダイオードの発振周波数を変
化させている。この特許出願ではＦＭ−ＣＷを使用して
いる。発振出力はサーキュレータ８４、送信用誘電体共
振器８５を介して送信アンテナ８６より送信される。検
知物体で反射した電波は受信アンテナ８７で受信され、
ミクサ８８によりＩＦ信号を端子８９に得る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】電波式レーダとしてＦ
Ｍ−ＣＷ方式が最も多く用いられているが、ＦＭ−ＣＷ
方式は雑音のため数ｍ以下の高精度物体検知は難しく、
また発振器の発振周波数を時間的に変化させているの
で、周波数安定度の点から検知距離精度にも問題が残さ
れている。パルス方式は発振周波数が安定化できるた
め、検知距離精度が良好であるが、数ｃｍオーダーの近
距離検知を行うためにはミリ波を使用し、かつミリ波信
号を数ｎｓオーダーのトリガパルスで変調する必要があ
る。ミリ波を半導体素子を用いて数ｎｓオーダーのパル
ス幅で変調するためには、現在パルスレーダに常用され
ているＰＩＮダイオードを使用することになるが、ＰＩ
Ｎダイオードの少数キャリア寿命時間は数１０ｎｓオー
ダーであり長いため、数ｎｓオーダーの高速パルスを扱
うのは困難である。

【０００５】光波や超音波を利用した近距離レーダもあ
るが、光波は雨水や露、霧などで、また超音波は気温や
風などでそれぞれ誤動作を起こす問題がある。

【０００６】本発明は、上記問題を解決するもので、悪
天候下でも安定に動作し、かつ３００ｍ程度の最大距離
は保持しつつ、かつ従来は困難とされていた数１０ｃｍ
〜数ｃｍ程度の近距離を高精度に検知することが可能な
ミリ波レーダを提供するものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に記載
のミリ波レーダは、第１のミリ波帯発振器と、該第１の
ミリ波帯発振器からの発振信号をパルス変調するパルス
変調器と、前記第１のミリ波帯発振器の発振出力を送信
する送信アンテナと、検知物体からの反射波を受信する
受信アンテナと、該受信アンテナで受信された信号によ
って前記検知物体までの距離を検知することを特徴とす
る。

【０００８】この特徴により、数ｃｍの近距離から数１
００ｍの遠距離までの物体検知を雑音なしで、高精度に
行うことができる。また、本発明は第１のミリ波帯発振
器の発振出力を直接送信する方式であるから、アップコ
ンバートした信号を送信波に用いる場合に比べて、送信
出力を大きくすることができる。即ち、アップコンバー
トした出力を送信波に使用する場合は、アップコンバー
トするときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるの
で、これを補うため送信波の電力増幅器を使用しなけれ
ばならなかった。しかし、本発明はパルス変調器の高速
動作素子が不整合時に発生する高電力の反射波をレーダ
の送信波に利用することで問題を解決し、その上、レー
ダの高性能化、低コストを実現している。

【０００９】本発明の請求項２に記載のミリ波レーダ
は、前記パルス変調器がショットキバリアダイオードの
ような２端子半導体素子、あるいはＦＥＴ（電界効果型
トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジス
タ）のような３端子半導体素子等の高速動作素子により
構成されることを特徴とする。

【００１０】この特徴により、パルス変調器は少数キャ
リア寿命時間が数ｐｓオーダーのように短いショットキ
バリアダイオードのような２端子半導体素子、あるいは
ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子
移動度トランジスタ）のような３端子半導体素子等の高
速動作素子により構成されるから、高速スイッチング動
作が行われ、ミリ波パルスレーダを得ることができる。

【００１１】本発明の請求項３に記載のミリ波レーダ
は、前記受信信号と第２のミリ波帯発振器の発振信号を
ミクサによってミクサし、このミクサの出力から、送信
波パルスと受信波パルスの時間差を計測し、この時間差
から検知物体までの距離を測定することを特徴とする。

【００１２】この特徴により、本発明は最長検知距離が
パルス周期の１／２から、最短検知距離がパルス幅の１
／２までを検知することができる。

【００１３】本発明の請求項４に記載のミリ波レーダ
は、前記第１のミリ波帯発振器、パルス変調器、送信ア
ンテナ、受信アンテナ、第２のミリ波帯発振器、ミクサ
が、ＮＲＤガイドにより接続されることを特徴とする。

【００１４】この特徴により、本発明のミリ波レーダは
低損失でコンパクトに構成することができ、またミリ波
の安定動作が得られる。

【００１５】本発明の請求項５に記載のミリ波レーダ
は、ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の出力をパル
ス変調する周波数変換パルス変調器と、該パルス変調器
で変調されなかった前記ミリ波帯発振器の発振出力を送
信し、検知物体からの反射波を受信する送受信アンテナ
と、受信信号とパルス変調器でパルス変調された信号を
ミクサするミクサとからなることを特徴とする。

【００１６】この特徴により、数ｃｍの近距離から数１
００ｍの遠距離までの物体検知を雑音なしで、高精度に
行うことができる。また、本発明はミリ波帯発振器の発
振出力を直接送信する方式であるから、アップコンバー
トした信号を送信波に用いる場合に比べて、送信出力を
大きくすることができる。即ち、アップコンバートした
出力を送信波に使用する場合は、アップコンバートする
ときに挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、こ
れを補うため送信波の電力増幅器を使用しなければなら
なかった。しかし、本発明はパルス変調器の高速動作素
子が不整合時に発生する高電力の反射波をレーダの送信
波に利用することで問題を解決し、その上、レーダの高
性能化、低コストを実現している。さらに、１つのミリ
波発振器を送信用と受信用に利用することができ、安価
に製造することができる。

【００１７】本発明の請求項６に記載のミリ波レーダ
は、ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器からの発振信
号をパルス変調する変調器と、前記ミリ波帯発振器の発
振信号周波数を通過させ、パルス変調された信号周波数
を通過させない帯域フィルタと、該帯域フィルタを通過
した信号を送受信するアンテナと、前記帯域フィルタを
通過しない信号と受信信号をミクサするミクサとからな
ることを特徴とする。

【００１８】この特徴により、ミリ波帯発振器の発振信
号は周波数変換され、帯域フィルタにより送信信号とミ
クサに送る信号を弁別することができ、１つのミリ波発
振器の出力を送信用と、受信器の局部発振用に利用する
ことができる。

【００１９】本発明の請求項７に記載のミリ波レーダ
は、ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の出力を第１
のサーキュレータに導く第１のＮＲＤガイドと、該第１
のサーキュレータに接続された周波数変換パルス変調器
と、前記第１のサーキュレータと第２のサーキュレータ
を接続する第２のＮＲＤガイドと、第２のサーキュレー
タに接続された第３のＮＲＤガイドと、該第３のＮＲＤ
ガイドに接続された送受信アンテナと、前記第２のサー
キュレータに接続されたミクサとからなることを特徴と
する。

【００２０】この特徴により、１つのミリ波発振器を送
信用と受信用に利用することができ、安価に製造するこ
とができる。また、低損失でコンパクトに構成すること
ができ、ミリ波の安定動作が得られる。

【００２１】本発明の請求項８に記載のミリ波レーダ
は、前記パルス変調器が、入力端ポートと出力端ポート
の間に変調ポートを有し、変調ポートにショットキバリ
アダイオードのような２端子半導体素子、あるいはＦＥ
Ｔ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動
度トランジスタ）のような３端子半導体素子等の高速動
作素子を接続したサーキュレータよりなり、入力端ポー
トにミリ波帯信号を印加し、前記高速動作素子にパルス
を印加することを特徴とする。

【００２２】この特徴により、ミリ波信号のアップコン
バートと、パルス変調が同時に行われる。

【００２３】

【発明の実施の形態】（実施例１）図１に実施例１の回
路図を示す。図１のミリ波レーダは、ミリ波帯発振器
１、パルス変調器２、サーキュレータ３、送信アンテナ
５、受信アンテナ６、ミクサ７、局部発振器８、ＩＦ増
幅器９、可変利得増幅器（ＡＧＣ）１０、検波器１１、
ベースバンド（ＢＢ）増幅器１２よりなる。これらミリ
波帯発振器１、パルス変調器２、サーキュレータ３、送
信アンテナ５、受信アンテナ６、ミクサ７、局部発振器
８は、ＮＲＤガイド（非放射性誘電体線路）を使用して
接続されミリ波回路で構成される。送信アンテナ５と受
信アンテナ６の付近に送信信号の一部をミクサ７に導く
方向性結合器１３が設けられる。

【００２４】ミリ波帯発振器１は、ガンダイオードを用
いて周波数安定化ガン発振器で構成され、６０ＧＨｚ帯
や７７ＧＨｚ帯発振周波数信号を得る。パルス変調器２
は図２、図３に示すようにショットキバリアダイオード
（ＳＢＤ）を用いたＡＳＫ変調器で構成される。図２に
おいて、パルス変調器２はＮＲＤガイドを使用して構成
され、ＮＲＤガイドは上導体板１０１と下導体板１０２
の間に誘電体ストリップを配置して構成され、単一モー
ド動作帯域が得られる。ミリ波帯発振器１の発振出力は
第１のＮＲＤガイド１０３に加えられ、発振出力信号は
サーキュレータ１０４の方向に向かう。サーキュレータ
１０３にはパルス変調器２に向かうＮＲＤガイド１０５
と変調出力信号を出力するＮＲＤガイド１０６が接続さ
れる。ＮＲＤガイド１０５はエアギャップ１０７を介し
てパルス変調器２に接続される。

【００２５】パルス変調器２は図３に示すように、テフ
ロン基板１０８に銅箔をエッチングしてバイアスチョー
ク１０９と低域フィルタ１１０を形成し、このバイアス
チョーク１０９と低域フィルタ１１０の間にショットキ
ダイオード１１１を接続して構成される。ここで一例と
して、テフロン基板１０８は幅が２．２５ｍｍであり、
バイアスチョークは幅が２．０ｍｍで長さが１．０ｍｍ
の太いパターン部分と、幅が０．２ｍｍで長さが１．１
ｍｍの細いパターン部分を３段繰り返して形成される。
低域フィルタ１１０は幅が２．０ｍｍで長さが１．０ｍ
ｍの太い部分と、幅０．２ｍｍで長さが１．１ｍｍの細
い部分とからなる。そしてバイアスチョーク１０９と低
域フィルタ１１０の間には０．４ｍｍの隙間を開けて幅
が１．４ｍｍで長さが１．０ｍｍの２つの電極１１２と
１１３が形成され、この２つの電極１１２と１１３の間
にショットキバリアダイオード１１１が接続される。こ
のパルス変調器２はショットキバリアダイオード１１１
のマウントの裏面にテフロン片１１４を取り付け、ショ
ットキバリアダイオード１１１が壊れないよう保護して
いる。またショットキバリアダイオード１１１のマウン
トの表面側（ミリ波入射側）には高誘電率薄膜１１５を
取り付け、抵抗が小さいショットキバリアダイオードと
インピーダンスの高いＮＲＤガイド１０５との整合をと
っている。高誘電率薄膜の厚さは約λ／４である。さら
に高誘電率薄膜の前後にテフロン片１１６を取り付けＮ
ＲＤガイドとの整合をより高めている。

【００２６】パルス変調器２のバイアスチョーク１０９
は配線１１７により下導体板１０２の穴１１８を経て、
直流負荷抵抗１１９と直流負荷抵抗１２０を介してデジ
タル信号端子１２１に接続される。因に一例として直流
負荷抵抗１１９は１０Ω、直流負荷抵抗１２０は５０Ω
に設定された。また低域フィルタ１１０は配線１２２に
より下導体板１０２の穴１２３を経て、アースに接続さ
れる。

【００２７】したがって、ミリ波帯発振器１が６０ＧＨ
ｚを発振し、パルス変調器２のデジタル信号端子１２１
にパルス幅が５ｎｓ、パルス繰り返し周期１μｓの負極
性トリガパルスをバイアス電圧として印加すると、ショ
ットキバリアダイオード１１１はバイアス電圧が順方向
期間はオン状態になるので検波器として動作し、ミリ波
帯発振器１の発振信号は、ショットキバリアダイオード
に接続した直流負荷抵抗１１９と１２０に吸収される。
ここで直流負荷抵抗１１９と１２０は順・逆バイアス印
加ショットキダイオード１１１とパルス波の整合がとれ
るよう設定している。一方、バイアス電圧が逆方向期間
はショットキダイオード１１１がオフ状態となるので検
波器として動作しないことにより、パルス変調器２に入
射したミリ波帯発振器１の発振周波数信号は不整合とな
り、反射される。以上の動作によりＡＳＫパルス変調が
行われる。

【００２８】また、パルス変調器２はＦＥＴやＨＥＭＴ
など３端子半導体素子等の高速動作素子を用いて図４の
ように構成することができる。このパルス変調器２の回
路図を図４に示すように、サーキュレータ３の入力ポー
ト５１と出力ポート５２の間に変調ポート５３を配置
し、変調ポート５３に３端子半導体素子５４のソース・
ドレイン端子を接続する。ソースとアース間には整合負
荷抵抗５６を接続し、ゲートにＲＦチョーク５７を介し
て端子５８よりバイアス電圧としてパルス信号を印加
し、ドレインに端子６０よりノイズ除去用のチョーク５
９を介してミリ波帯信号を印加して動作させる。したが
って、ゲートに印加されたパルス信号がハイレベルのと
きは３端子半導体素子のドレイン・ソース間が短絡さ
れ、ドレインに入力したミリ波信号は整合負荷抵抗５６
に吸収される。パルス信号がローレベルのときはドレイ
ン・ソース間は開放になるので、ドレインに入力したミ
リ波信号は反射され、その結果サーキュレータ３の出力
ポート５２にパルス被変調信号が得られる。

【００２９】図５は図４に示した回路をマイクロストリ
ップに応用した例を示し、図４と同等部分には添え字ａ
を付して示す。なお、６１は直流阻止用コンデンサ、６
２は整合回路を示す。図５の回路でもアップコンバータ
の動作は図４の回路と同様に行われる。また図６はＮＲ
Ｄガイドに応用した例を示し、図４と同等部分には添え
字ｂを付して示す。

【００３０】上記のように、パルス変調器２で反射され
たミリ波帯信号はサーキュレータ３を通過して、送信ア
ンテナ５から送信されるとともに、その一部は基準波と
して方向性結合器１３によりミクサ７へ導かれる。

【００３１】検知物体で反射した反射波は受信アンテナ
６で受信され、ミクサ７に入力される。ミクサ７には受
信信号と、局部発振器８からの局部発振信号と、方向性
結合器１３によって供給される基準波の一部が入力さ
れ、ミクサ７がダウンコンバータとして動作することに
より中間周波信号を出力する。ここで、局部発振器８は
ミリ波帯発振器１と同様にガンダイオードによって周波
数安定化ガン発振器で構成され、またミクサ７はバラン
ス型ミクサで構成され、ヘテロダイン受信を行ってい
る。中間周波数信号はさらにＩＦ増幅器９、可変利得増
幅器（ＡＧＣ）１０、検波器１１、ベースバンド（Ｂ
Ｂ）増幅器１２を経て、出力端子１５に基準波パルスＰ
１と反射波パルスＰ２を得る。

【００３２】図７に示すように、基準波パルスＰ１と受
信波パルスＰ２の時間差Δｔ（ｓ）を計測することで、
検知物体までの距離Ｒ（ｍ）は（１）式より算出でき
る。

【００３３】Ｒ＝Δｔ・ｃ／２（１）ここで、ｃは光速（ｍ／ｓ）このミリ波レーダの最大検知距離（Ｒｍａｘ）は、パル
ス変調器２に印加されるパルス繰り返し周期（ｔｐ）か
ら（２）式で求められる。

【００３４】Ｒｍａｘ＝ｔｐ・ｃ／２（２）また、最小検知距離（Ｒｍｉｎ）は、パルス変調器２に
印加されるパルス幅（ｔｗ）から（３）式で求められ
る。

【００３５】Ｒｍｉｎ＝ｔｗ・ｃ／２（３）本発明のパルス変調器２はショットキバリアダイオード
のような２端子半導体素子、あるいはＦＥＴ（電界効果
型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度トランジス
タ）のような３端子半導体素子等の高速動作素子を用い
て外部変調方式により動作させＮＲＤガイドＡＳＫ変調
器により構成されるから、少数キャリア寿命時間が数ｐ
ｓオーダーと非常に短いことから高速のスイッチング動
作が行われ、伝送速度４００Ｍｂｐｓに対してまだ十分
余裕のある高速性能を有しているので、数ｃｍの最小検
知距離を得ることができる。

【００３６】また、本発明のミリ波帯発振器１は周波数
安定化ガン発振器により構成され、パルス変調器２はＡ
ＳＫ変調器によって構成されるので、周波数変動が少な
く、計測誤差は図８（横軸は検知距離、縦軸は誤差）に
示すように、検知距離が数ｃｍから数１０ｍにわたり±
２ｃｍ以下であり、高精度に検知物体までの距離を検知
できる。

【００３７】また、本発明はミリ波帯発振器の発振出力
を直接送信する方式であるから、アップコンバートした
信号を基準波に用いる場合に比べて、送信出力を大きく
することができる。即ち、アップコンバートした出力を
送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに
挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補
うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかっ
た。しかし、本発明はパルス変調器を構成する高速動作
素子に印加するバイアス電圧を時間的に制御し、高速動
作素子の不整合時の高電力の反射波をレーダの基準波に
利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能
化、低コストを実現している。（実施例２）本発明の実施例２において、ミリ波レーダ
は、図９に示すように発振器２１と、第１のサーキュレ
ータ２２と、第２のサーキュレータ２３と、周波数変換
パルス変調器２４と、ミクサ（ダウンコンバータ）２５
と、帯域フィルタ２６と、アンテナ２７とからなる。

【００３８】発振器２１はガンダイオードを用いて構成
され、ミリ波帯信号を発振し、この発振信号は第１のサ
ーキュレータ２２を介して周波数変換パルス変調器２４
に供給される。周波数変換パルス変調器２４はショット
キバリアダイオード（ＳＢＤ）によって構成され、ショ
ットキバリアダイオードに図１０（ａ）に示すように無
変調連続波信号ＣＷを中間周波数信号Ｐ_IFとして印加
し、また図１０（ｂ）に示すようにパルス幅ｔｗ、パル
ス繰り返し周期ｔｐの負極性トリガパルスをバイアス電
圧Ｖ_Bとして印加する。ショットキバリアダイオードは
バイアス電圧が順方向期間では周波数変換器として動作
するようにミリ波整合回路が設定されている。したがっ
て、周波数変換パルス変調器２４に第１のサーキュレー
タ２２を介して発振器２１の発振信号が印加される同時
に、中間周波数信号Ｐ_IFと順方向バイアス電圧Ｖ_Bが印
加されると、周波数変換パルス変調器２４では周波数変
換パルス変調器として動作し、ミリ波帯周波数信号は、
その周波数（ｆ_RF）と中間周波数（ｆ_IF）の和及び差の
周波数（ｆ_RF±ｆ_IF）成分に変換される。この周波数成
分信号は第１のサーキュレータ２２及び第２のサーキュ
レータ２３を通過後、帯域フィルタ２６に導かれる。帯
域フィルタ２６の中心周波数は発振器２１のミリ波帯信
号の周波数に設定されているので、和及び差の周波数
（ｆ_RF±ｆ_IF）の信号は帯域フィルタ２６で反射され
る。反射された和及び差の周波数（ｆ_RF±ｆ _IF）成分信
号は第２のサーキュレータ２３を介してミクサ２５の局
部発振信号として加えられる。

【００３９】一方、ショットキバリアダイオードに逆方
向バイアス電圧が印加されると、周波数変換パルス変調
器２４はアップコンバータとして動作しないので、ショ
ットキバリアダイオードに印加されたミリ波帯周波数信
号は不整合のためこの部分で反射され、第１のサーキュ
レータ２２及び第２のサーキュレータ２３を通過後、帯
域フィルタ２６に導かれる。帯域フィルタ２６の中心周
波数は発振器２１のミリ波帯信号の周波数に設定されて
いるから、帯域フィルタ２６に導かれたミリ波帯周波数
信号は帯域フィルタ２６を通過して、アンテナ２７から
図１０（ｃ）に示すようにレーダの送信信号Ｐ_Tとして
発射される。そして検知物体からの反射波は、ショット
キバリアダイオードによって構成されるバランスミクサ
型のダウンコンバータが前記和及び差の周波数信号とヘ
テロダイン検波され、その結果図１０（ｄ）に示す受信
出力Ｐ_Rが得られる。レーダから検知物体までの距離Ｒ
（ｍ）は、送信波を発射した時刻から反射波が到来した
時刻までの差の時間Δｔ（ｓ）、光速をｃ（ｍ／ｓ）と
すると、前記式（１）により表される。またパルスの繰
り返し周期ｔｐからミリ波レーダの最大検知距離Ｒｍａ
ｘは、前記式（２）より求めることができ、パルス幅ｔ
ｗから最小検知距離はＲｍｉｎは、前記式（３）により
求めることができる。

【００４０】また、本発明はミリ波帯発振器の発振出力
を直接送信する方式であるから、アップコンバートした
信号を基準波に用いる場合に比べて、送信出力を大きく
することができる。即ち、アップコンバートした出力を
送信波に使用する場合は、アップコンバートするときに
挿入損失があり、送信出力が小さくなるので、これを補
うため送信波の電力増幅器を使用しなければならなかっ
た。しかし、本発明はパルス変調器を構成する高速動作
素子に印加するバイアス電圧を時間的に制御し、高速動
作素子の不整合時の高電力の反射波をレーダの基準波に
利用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能
化、低コストを実現している。

【００４１】本発明の実施例２のミリ波レーダはＮＲＤ
ガイド（非放射性誘電体線路）を使用して図１１の平面
図、図１２の立体図に示すように構成される。ＮＲＤガ
イドは、３５ＧＨｚ帯、６０ＧＨｚ帯のようなミリ波帯
の伝送線路として使用され、遮断平行平板導波管内に方
形誘電体ストリップを挿入して構成される。ＮＲＤガイ
ドは、図１３に示すように上下に所定間隔をおいて平行
配置されたアルミニウム、銅、真鍮などの良導電体・非
磁性体材料よりなる厚さ４．０ｍｍ程度の上導体板３１
と下導体板３２との間に高さａ、幅ｂの角棒状の誘電体
ストリップ３３を配置して構成される。誘電体ストリッ
プ３３として、ミリ波帯のような高周波で低損失な比誘
電率が３．０以下、例えば２．０４のテフロン、２．１
のポリエチレン、２．５６のポリスチレン等の誘電体が
使用され、信号周波数の自由空間波長をλ₀とすると、
誘電体ストリップ３３の高さａは、ａ＝０．４５λ₀の
近傍、幅ｂは、比誘電率をε_rとすると、

【００４２】

【数１】

【００４３】に設定される。６０ＧＨｚ帯では、誘電体
ストリップとしてテフロンを使用した場合、高さａ＝
２．２５ｍｍ、幅ｂ＝２．５ｍｍに設定され、５５ＧＨ
ｚから６５．５ＧＨｚで単一モード動作帯域を得てい
る。

【００４４】本発明のミリ波レーダは上記ＮＲＤガイド
を伝送線路として使用して構成され、ガンダイオード発
振器２１は図１４（ａ）に図１１及び図１２のガンダイ
オード発振器２１の部分の別方向からの立体図を示し、
また図１４（ｂ）にガンダイオード発振器の部分断面図
を示すように、ガンダイオード４１は円筒状磁器パッケ
ージの中に封入されて、Ｈ形断面形状を有し、λ／４ス
テップ低域フィルタを施した真鍮製の金属片４２の側面
にマウントされ、上導体板３１と下導体板３２の間に横
向きに装荷される。

【００４５】上記金属片４２の一表面上に、図１４
（ｃ）に示すようにエッチングによりλ／４チョークパ
ターンからなるマイクロストリップ低域フィルタ線路４
４が形成された厚み０．１３ｍｍのテフロン基板４３を
貼り付け、マイクロストリップ低域フィルタ線路４４を
介してガンダイオード４１にバイアス電圧を印加して、
ガンダイオード発振器２１から５９ＧＨｚ帯発振信号を
得る。この発振信号は図１４（ｄ）に示すテフロン基板
４５に金属ストリップ４６を形成した金属ストリップ共
振器４７を経てＮＲＤガイド２８ａに導かれる。金属ス
トリップ共振器４７は金属ストリップ４６の幅ｃ、長さ
ｄ、テフロン基板の厚みｅによって発振周波数を決定す
ることができ、一例としてテフロン基板の厚みｅを０．
２６５ｍｍ、金属ストリップの幅ｃを１．４ｍｍとし、
長さｄを１．５ｍｍから２．５ｍｍに変化したとき、５
５ＧＨｚから６３ＧＨｚに可変することができ、６０Ｇ
Ｈｚ帯ＮＲＤガイドの帯域をほぼカバーし、発振出力６
０ｍＷ以上が得られる。ここで、ＮＲＤガイド２８が金
属ストリップ共振器４７に接する先端部に結合部分で生
じる不要モードを抑えるためモードサプレッサ２９を挿
入するのが望ましい。金属ストリップ共振器４６は金属
ストリップの長さを変えて目的の周波数５９ＧＨｚ帯に
調整される。この実施例では５８．３６ＧＨｚ又は５
９．１５ＧＨｚに調整された。

【００４６】前記ＮＲＤガイド２８ａの近くに周波数安
定化のための高Ｑを有するセラミック共振器４８が側結
合するように配置され、セラミック共振器４８は上下導
体板間隔の方向を共振器長として動作することにより周
波数安定化を図る。セラミック共振器４８は高Ｑのセラ
ミックディスク４８ａを真中にして上下をテフロンディ
スク４８ｂ、４８ｃで挟んで構成され、セラミックディ
スク４８ａが上下導体板の中心位置にくるようにして放
射がなくなるようにしてある。セラミックディスク４８
ａは厚さｔを薄くすることで共振器長を短くして共振周
波数を高くでき、厚さを０．４７ｍｍにすると、共振周
波数が５９ＧＨｚになった。

【００４７】このセラミック共振器４８は図１１に示す
ように、ＮＲＤガイド２８ａからの距離ｇを１．３５ｍ
ｍに設定し、定在波比を２とした。また、ＮＲＤガイド
２８のモードサプレサ端面からセラミック共振器４８の
中心までの距離ｚをセラミック共振器４８がロッキング
する位置に設定した。ロッキング位置は、６．０ｍｍと
６．５ｍｍであった。ロッキング時、スペクトラムアナ
ライザの周波数軸（ＳＰＡＮ）を５０ｋＨｚにしても発
振周波数の変動は観測されず、波形もきれいであった。

【００４８】セラミック共振器４８は、セラミックディ
スクの代替としてアルミナ等を使用することができ、ま
たテフロンディスクの代替としてポリエチレン、ポリス
チレン、ボロンナイトライド等を使用することができ
る。形状は円形以外に楕円形、三角形、方形にすること
が可能であるが、円形が最も製作しやすい。更に、セラ
ミック共振器４８はセラミックディスクが上下導体板の
真中になるように上側又は下側の一方をテフロンディス
クで支持する構造とし、他方を空間とする構成でもよ
い。この場合、セラミックディスクは誘電率が無限大に
近いほうがよい。

【００４９】セラミック共振器４８は、前記説明の通り
高Ｑを有する比較的硬い誘電体であるセラミックディス
ク４８ａを真中にして上下をセラミックよりは誘電率が
低く柔らかい誘電体であるテフロンディスク４８ｂ、４
８ｃで挟むようにして、セラミックディスク４８ａが上
下導体板の中心に位置するよう構成される。セラミック
共振器４８は円形に形成され、その周囲をリング状の誘
電率が低い誘電体よりなるテフロンチューブ（図示しな
い）で被覆するのが望ましい。テフロンチューブはセラ
ミック共振器４８の形くずれを防止すると同時に、ＮＲ
Ｄガイド送信機、ＮＲＤガイド受信機内部に結露等によ
る湿度の影響を防止する。セラミック共振器４８の共振
周波数は、その厚さｔを含め上下導体板間隔の方向を共
振器長とする上下導体板の間隔で決定され、この間隔が
電気的に半波長の整数倍になる周波数で共振する。この
セラミック共振器４８はＴＥ(₀₂δ)で共振するので、セ
ラミックディスク４８ａを薄くして共振周波数を高くす
ることができる。セラミック共振器４８の全体の高さを
上下導体板の間隔２．２５ｍｍに調整しながら、セラミ
ックディスク４８ａを薄く、テフロンディスク４８ｂ、
４８ｃを厚くして共振周波数を調整する。セラミックデ
ィスク４８ａの厚さを０．４７ｍｍにして５９ＧＨｚ帯
の共振周波数を得る。

【００５０】ＮＲＤガイド２８ａに入力された発振信号
は、第１のサーキュレータ２２により周波数変換パルス
変調器２４の方向に導かれＮＲＤガイド２８ｂを通して
入力する。周波数変換パルス変調器２４は図１５に示す
ように構成され、実施例１で説明した図２、図３のパル
ス変調器とほぼ同様に構成されるが、バイアスチョーク
に印加される信号に相違点がある。すなわち、図１３に
示すように、ＩＦ印加端子１３０に図１０（ａ）の無変
調連続波が印加され、バイアス端子１３１に図１０
（ｂ）のトリガパルスが印加される。

【００５１】また、この周波数変換パルス変調器は図１
６に示すように、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）や
ＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）のような３端子
半導体素子１４０を用いて構成され、第１のサーキュレ
ータ２２の入力端ポート５１と出力端ポート５２の間に
変調ポート５３が配置され、変調ポート５３に周波数変
換パルス変調器２４が接続される。３端子半導体素子１
４０よりなる周波数変換パルス変調器２４の回路図は図
１６に示すように、第１のサーキュレータ２２の変調端
ポート５３に３端子半導体素子１４０のゲート・ソース
端子を接続する。ゲートにはミリ波帯信号を印加し、ド
レインには端子１４２より図１０（ａ）の無変調連続波
信号を中間周波数信号として印加する。また、ドレイン
には端子１４１より図１０（ｂ）のパルスをバイアス電
圧として印加する。この構成の周波数変換パルス変調器
２４において、入力端ポート５１にミリ波帯発振信号
を、端子１４１にパルスを印加すると、３端子半導体素
子１４０としてＧａＡｓＦＥＴを用いた場合、パルス信
号が”Ｌｏｗ”レベル（−数Ｖ）では３端子半導体素子
１４０はドレイン・ソース間が高抵抗となり、３端子半
導体素子１４０に入力した伝送波は反射を受けて出力端
ポート５２に出力される。一方、パルス信号が”Ｈｉｇ
ｈ”レベル（＋数Ｖ）ではドレイン・ソース間は非線形
領域となり、出力端ポート５２にミリ波帯発振信号と中
間周波数信号の和と差の周波数信号が得られる。以上の
ような動作に基づいて周波数変換パルス変調器が構成さ
れる。

【００５２】上記したように、周波数変換パルス変調器
２４で周波数変換された和信号と差信号は、第２のサー
キュレータ２３及びＮＲＤガイド２８ｃ、２８ｄを通し
て帯域通過フィルタ２６に向かう。帯域通過フィルタ２
６は、中心周波数６０．６２５ＧＨｚ、帯域幅２ＧＨ
ｚ、０．５ｄＢリップルの３段チェビシェフフィルタで
構成され、ミリ波帯発振周波数信号のみを通過させ、送
信アンテナ２７に伝送され、送信アンテナ２７よりミリ
波電波が送信される。周波数変換パルス変調器２４の和
信号及び差信号は帯域フィルタ２６で反射されて第２の
サーキュレータ２３を介してミクサ２５に入力する。

【００５３】検知物体で反射した電波はアンテナで受信
され、第２のサーキュレータ２３、ＮＲＤガイド２８ｅ
を介してミクサ２５に入力する。ミクサ２５は図１２に
示すように、ショットキバリアダイオード６１で検波す
る構造であり、ショットキバリアダイオード６１のマウ
ントの裏面にテフロン片６２を取り付け、ショットキバ
リアダイオード６１が壊れないよう保護している。また
ショットキバリアダイオード６１のマウントの表面（ミ
リ波帯信号入射側）には高誘電率薄膜を取り付け、抵抗
が小さいショットキバリアダイオードとインピーダンス
の高いＮＲＤガイド２８との整合をとっている。高誘電
率薄膜の厚さは約λ／４である。さらに高誘電率薄膜の
後にテフロンチップ６３を取り付けＮＲＤガイドとの整
合をより高めている。

【００５４】ミクサ２５で前記和信号と反射波をミクサ
することによりミリ波帯信号はダウンコンバートされ
て、元のＩＦ信号を端子６４に得る。この後は図示しな
いが、実施例１と同様にＩＦ増幅器９、可変利得増幅器
（ＡＧＣ）１０、検波器１１、ベースバンド（ＢＢ）増
幅器１２を備え、出力端子１５から基準波パルスと受信
波パルスを得る。そして検知物体までの距離が検知され
る。

【００５５】本発明はミリ波発振器の発振出力を直接送
信する方式であるから、アップコンバートした信号を送
信波に用いる場合に比べて、送信出力を大きくすること
ができる。即ち、アップコンバートした出力を送信波に
使用する場合は、アップコンバートするときに挿入損失
があり、送信出力が小さくなるので、これを補うため送
信波の電力増幅器を使用しなければならなかった。しか
し、本発明は周波数変換パルス変調器に印加するバイア
ス電圧を時間的に制御し、周波数変換パルス変調器の不
整合時に発生する高電力の反射波をレーダの送信波に利
用することで問題を解決し、その上、レーダの高性能
化、低コストを実現している。

【００５６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、数ｃｍの
近距離から数１００ｍの遠距離までの物体検知を雑音な
しで、高精度に行うことができる。また、パルス変調器
が少数キャリア寿命時間が数ｐｓオーダーのように短い
ショットキバリアダイオードのような２端子半導体素
子、あるいはＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥ
ＭＴ（高電子移動度トランジスタ）のような３端子半導
体素子等の高速動作素子を用いて構成されるから、高速
スイッチング動作が行われ、ミリ波パルスレーダを得る
ことができる。さらに、本発明のミリ波レーダはコンパ
クトに構成することができ、またミリ波の安定動作が得
られる。また、本発明は最長検知距離がパルス周期の１
／２から、最短検知距離がパルス幅の１／２までを検知
することができる。そして、本発明によれば１つのミリ
波発振器を送信用と受信用に利用することができ、安価
に製造することができる。また、ミリ波信号をアップコ
ンバートし、パルス変調することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１のミリ波レーダのブロックダ
イヤグラムを示す。

【図２】実施例１のミリ波レーダをＮＲＤガイドに応用
した斜視図を示す。

【図３】実施例１に使用される周波数変換パルス変調器
の平面図を示す。

【図４】実施例１に使用されるパルス変調器の回路図を
示す。

【図５】パルス変調器をマイクロストッリプで構成した
図を示す。

【図６】パルス変調器をＮＲＤガイドで構成した図を示
す。

【図７】実施例１の動作を説明する波形図を示す。

【図８】実施例１の計測誤差を説明する図である。

【図９】本発明の実施例２のブロックダイヤグラムを示
す。

【図１０】実施例２の動作を説明する波形図である。

【図１１】実施例２のミリ波レーダをＮＲＤガイドに応
用した平面図を示す。

【図１２】実施例２のミリ波レーダをＮＲＤガイドに応
用した立体図を示す。

【図１３】ＮＲＤガイドを説明する図である。

【図１４】ガンダイオード発振器付近のＮＲＤガイド立
体図を示す。

【図１５】周波数変換パルス変調器付近のＮＲＤガイド
立体図を示す。

【図１６】周波数変換パルス変調器の回路図を示す。

【図１７】従来のミリ波レーダの構成を示す。

【符号の説明】

１ミリ波帯発振器２パルス変調器３サーキュレータ４帯域フィルタ５送信アンテナ６受信アンテナ７ミクサ８局部発振器９ＩＦ増幅器１０ＡＧＣ１１検波器１２ＢＢ増幅器２１発振器２２第１のサーキュレータ２３第２のサーキュレータ２４アップコンバータ２５ミクサ２６帯域フィルタ２７アンテナ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J013 GA02 GA04 5J070 AB01 AB17 AB24 AC02 AD02 AE01 AH40 AK22

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のミリ波帯発振器と、該第１のミリ
波帯発振器からの発振信号をパルス変調するパルス変調
器と、前記第１のミリ波帯発振器の発振出力を送信する
送信アンテナと、検知物体からの反射波を受信する受信
アンテナと、該受信アンテナで受信された信号によって
前記検知物体までの距離を検知することを特徴とするミ
リ波レーダ。
【請求項２】前記パルス変調器はショットキバリアダ
イオードのような２端子半導体素子、あるいはＦＥＴ
（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ（高電子移動度
トランジスタ）のような３端子半導体素子等の高速動作
素子により構成されることを特徴とする請求項１に記載
のミリ波レーダ。
【請求項３】前記受信信号は第２のミリ波帯発振器の
発振信号とミクサによってミクサし、前記ミクサの出力
から送信波パルスと受信波パルスの時間差が計測され、
この時間差から検知物体までの距離を測定することを特
徴とする請求項１に記載のミリ波レーダ。
【請求項４】前記第１のミリ波帯発振器、パルス変調
器、送信アンテナ、受信アンテナ、第２のミリ波帯発振
器、ミクサは、ＮＲＤガイド（非放射性誘電体線路）に
より接続されることを特徴とする請求項１に記載のミリ
波レーダ。
【請求項５】ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の
出力をパルス変調するパルス変調器と、該パルス変調器
で変調されなかった前記ミリ波帯発振器の発振出力を送
信し、検知物体からの反射波を受信する送受信アンテナ
と、受信信号とパルス変調器でパルス変調された信号を
ミクサするミクサとからなることを特徴とするミリ波レ
ーダ。
【請求項６】ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器か
らの発振信号をパルス変調する変調器と、前記ミリ波帯
発振器の発振信号周波数を通過させ、パルス変調された
信号周波数を通過させない帯域フィルタと、該帯域フィ
ルタを通過した信号を送受信するアンテナと、前記フィ
ルタを通過しない信号と受信信号をミクサするミクサと
からなることを特徴とするミリ波レーダ。
【請求項７】ミリ波帯発振器と、該ミリ波帯発振器の
出力を第１のサーキュレータに導く第１のＮＲＤガイド
と、該第１のサーキュレータに接続されたパルス変調器
と、前記第１のサーキュレータと第２のサーキュレータ
を接続する第２のＮＲＤガイドと、第２のサーキュレー
タに接続された第３のＮＲＤガイドと、該第３のＮＲＤ
ガイドに接続された送受信アンテナと、前記第２のサー
キュレータに接続されたミクサとからなることを特徴と
するミリ波レーダ。
【請求項８】前記パルス変調器は、入力端ポートと出
力端ポートの間に変調ポートを有し、変調ポートにショ
ットキバリアダイオードのような２端子半導体素子、あ
るいはＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＨＥＭＴ
（高電子移動度トランジスタ）のような３端子半導体素
子等の高速動作素子を接続したサーキュレータよりな
り、入力端ポートにミリ波信号を印加し、前記高速動作
素子にパルスを印加することを特徴とする請求項５乃至
７のいずれかに記載のミリ波レーダ。