JP2000077909A - Rectangular waveguide resonator type band pass filter - Google Patents
Rectangular waveguide resonator type band pass filterInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、矩形導波管共振器
型帯域通過フィルタに係わり、特に、通過帯域内におい
て群遅延時間偏差特性が良好で、減衰特性の急峻な矩形
導波管共振器型帯域通過フィルタ、および、従来より減
衰量の大きい矩形導波管共振器型帯域通過フィルタに関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a rectangular waveguide resonator type band-pass filter, and more particularly to a rectangular waveguide resonator having a good group delay time deviation characteristic and a steep attenuation characteristic within a pass band. 1. Field of the Invention The present invention relates to a bandpass filter of the type and a rectangular waveguide resonator type bandpass filter having a larger attenuation than the conventional type.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図３３は、矩形導波管におけるＴＥ10モ
ードの電磁界を説明するための断面図であり、同図にお
いて、実線は電界（Ｅ）を、破線は磁界（Ｈ）を表して
いる。矩形導波管１の高さがｂ、横幅がａであるとき、
矩形導波管１の遮断波長（λｃ）は、下記（１）式のよ
うに表される。BACKGROUND ART FIG. 33 is a sectional view for explaining the electromagnetic field of TE 10 mode in the rectangular waveguide, reference numeral solid line the field (E), the dashed line represents the magnetic field (H) ing. When the height of the rectangular waveguide 1 is b and the width is a,
The cutoff wavelength (λc) of the rectangular waveguide 1 is represented by the following equation (1).
【０００３】[0003]
【数１】 λｃ＝２ａ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１） 図３４は、矩形導波管共振器の共振長（Ｌ）を説明する
ための図であり、同図において、１は矩形導波管、１２
は誘導性絞り（結合アイリス）である。図３４に示すよ
うに、管内波長をλｇとする時、矩形導波管共振器１０
の共振長（Ｌ）は、共振周波数、通過帯域幅、通過帯域
の特性等により定まる結合アイリスのサセプタンス等に
より、Ｌ≒λｇ／２（一般的には、０．９５λｇ／２付
近）とされる。Λc = 2a (1) FIG. 34 illustrates the resonance length (L) of a rectangular waveguide resonator. In the figure, 1 is a rectangular waveguide, 12
Is an inductive aperture (coupled iris). As shown in FIG. 34, when the guide wavelength is λg, the rectangular waveguide resonator 10
Is set to L ≒ λg / 2 (generally, around 0.95λg / 2) by the susceptance of the coupling iris determined by the resonance frequency, the pass band width, the characteristics of the pass band, and the like. .
【０００４】ここで、λを矩形導波管共振器１０の中心
周波数波長とするとき、矩形導波管１の管内波長（λ
ｇ）は、下記（２）式のように表される。Here, when λ is the center frequency wavelength of the rectangular waveguide resonator 10, the guide wavelength of the rectangular waveguide 1 (λ
g) is represented by the following equation (2).
【０００５】[0005]
【数２】 λｇ＝λ／（１−（λ／λｃ）2 ）1/2 ・・・・・・・・ （２） また、矩形導波管共振器１０の無負荷Ｑ（Ｑu ）は、下
記（３）式のように表される。Λg = λ / (1− (λ / λc) 2 ) 1/2 (2) Further, the no-load Q (Q u ) of the rectangular waveguide resonator 10 is expressed by the following equation (3).
【０００６】[0006]
【数３】 Ｑu ≒４７７×ｂ×ｆ1/2 ／（１＋（２ｂ／ａ）×（ｆｃ／ｆ）2 ） ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３） ここで、ｆは矩形導波管共振器１０の中心周波数、ｆｃ
は矩形導波管１の遮断周波数である。この矩形導波管共
振器１０は、円形導波管共振器に次いで無負荷Ｑが高い
ことが知られている。この理由により、矩形導波管共振
器１０を用いて帯域通過フィルタを製作すると、低損失
で、電気的特性に優れた帯域通過フィルタを得ることが
できる。この場合に、矩形導波管共振器１０に使用され
る矩形導波管１の高さ（ｂ）と、横幅が下記（４）式の
ように選択するのが一般的である。[Expression 3] Q u ≒ 477 × b × f 1/2 / (1+ (2b / a) × (fc / f) 2 (3) where f is the center frequency of the rectangular waveguide resonator 10, fc
Is the cutoff frequency of the rectangular waveguide 1. It is known that the rectangular waveguide resonator 10 has the second highest unloaded Q after the circular waveguide resonator. For this reason, when a bandpass filter is manufactured using the rectangular waveguide resonator 10, a bandpass filter having low loss and excellent electrical characteristics can be obtained. In this case, the height (b) and the width of the rectangular waveguide 1 used for the rectangular waveguide resonator 10 are generally selected as in the following equation (4).
【０００７】[0007]
【数４】 ｂ≒λ／４ ａ≒３×λ／２ ・・・・・・・・・・・・・・・・ （４） 図３５は、従来の矩形導波管共振器を使用した矩形導波
管型帯域通過フィルタ（以下、単にＢＰＦと称する。）
の概略構成を示す図である。同図において、１は矩形導
波管、１０ａ〜１０ｈは矩形導波管共振器、１２ａ〜１
２ｉは誘導性絞り、１３ａ，１３ｂは容量性絞りであ
る。この図３５に示すＢＰＦは、入力側と出力側との間
に８個の矩形導波管共振器（１０ａ〜１０ｈ）をジグザ
グ状に縦続接続し、各矩形導波管共振器の間、および、
入力側と矩形導波管共振器１０ａ、並びに、矩形導波管
共振器１０ｈと出力側との間を、誘導性絞り（１２ａ〜
１２ｉ）による磁気結合回路により主結合するととも
に、矩形導波管共振器１０ａと矩形導波管共振器１０ｄ
との間、および矩形導波管共振器１０ｅと矩形導波管共
振器１０ｈとの間を、容量性絞り（１３ａ，１３ｂ）に
よる容量結合回路で副結合したものである。## EQU4 ## b ≒ λ / 4 a ≒ 3 × λ / 2 (4) FIG. 35 shows a conventional rectangular waveguide resonator. Rectangular waveguide band-pass filter (hereinafter simply referred to as BPF)
It is a figure which shows schematic structure of. In the figure, 1 is a rectangular waveguide, 10a to 10h are rectangular waveguide resonators, 12a to 1
2i is an inductive stop, and 13a and 13b are capacitive stops. In the BPF shown in FIG. 35, eight rectangular waveguide resonators (10a to 10h) are cascade-connected in a zigzag manner between the input side and the output side, and between each rectangular waveguide resonator, and ,
Inductive diaphragms (12a to 12a) are connected between the input side and the rectangular waveguide resonator 10a, and between the rectangular waveguide resonator 10h and the output side.
The main coupling is performed by the magnetic coupling circuit according to 12i), and the rectangular waveguide resonator 10a and the rectangular waveguide resonator 10d
And between the rectangular waveguide resonator 10e and the rectangular waveguide resonator 10h are sub-coupled by a capacitive coupling circuit including capacitive diaphragms (13a, 13b).
【０００８】図３６は、図３５に示す従来のＢＰＦの等
価回路を示す回路図である。同図において、ＲＳ１は、
矩形導波管共振器１０ａの共振回路であり、同様に、Ｒ
Ｓ２は、矩形導波管共振器１０ｂの共振回路、ＲＳ３
は、矩形導波管共振器１０ｃの共振回路、ＲＳ４は、矩
形導波管共振器１０ｄの共振回路、ＲＳ５は、矩形導波
管共振器１０ｅの共振回路、ＲＳ６は、矩形導波管共振
器１０ｆの共振回路、ＲＳ７は、矩形導波管共振器１０
ｇの共振回路、ＲＳ８は、矩形導波管共振器１０ｈの共
振回路である。磁気結合回路（Ｍ01，Ｍ12，Ｍ23，
Ｍ34，Ｍ45，Ｍ56，Ｍ67，Ｍ78，Ｍ89）は、誘導性絞り
（１２ａ〜１２ｉ）による磁気結合回路である。磁気結
合回路（Ｍ01）は、入力側と矩形導波管共振器１０ａと
を磁気結合し、磁気結合回路（Ｍ89）回路は、矩形導波
管共振器１０ｈと出力側とを磁気結合し、磁気結合回路
（Ｍ12，Ｍ23，Ｍ34，Ｍ45，Ｍ56，Ｍ67，Ｍ78）は、各
共振器（ＲＳ１〜ＲＳ８）間を磁気結合する。Ｃ14，Ｃ
58は、容量性絞り（１３ａ，１３ｂ）による容量結合回
路であり、容量結合回路（Ｃ14）は、共振回路（ＲＳ
１）と共振回路（ＲＳ４）とを容量結合し、容量結合回
路（Ｃ58）は、共振回路（ＲＳ５）と共振回路（ＲＳ
８）とを容量結合する。この磁気結合回路（Ｍ12，
Ｍ23，Ｍ34，Ｍ45，Ｍ56，Ｍ67，Ｍ78）による結合量
は、誘導性絞り（１２ａ〜１２ｉ）の間隔で、容量結合
回路（Ｃ14，Ｃ58）による結合量は、容量性絞り（１２
ａ〜１２ｅ）の間隔で調整することができる。FIG. 36 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the conventional BPF shown in FIG. In the figure, RS1 is:
This is a resonance circuit of the rectangular waveguide resonator 10a.
S2 is a resonance circuit of the rectangular waveguide resonator 10b, RS3
Is a resonance circuit of the rectangular waveguide resonator 10c, RS4 is a resonance circuit of the rectangular waveguide resonator 10d, RS5 is a resonance circuit of the rectangular waveguide resonator 10e, and RS6 is a rectangular waveguide resonator. The resonance circuit 10f, RS7 is a rectangular waveguide resonator 10
The resonance circuit of g, RS8, is a resonance circuit of the rectangular waveguide resonator 10h. Magnetic coupling circuits (M 01 , M 12 , M 23 ,
M 34, M 45, M 56 , M 67, M 78, M 89) is a magnetic coupling circuit by inductive iris (12a-12i). The magnetic coupling circuit (M 01 ) magnetically couples the input side and the rectangular waveguide resonator 10a, and the magnetic coupling circuit (M 89 ) circuit magnetically couples the rectangular waveguide resonator 10h and the output side. the magnetic coupling circuit (M 12, M 23, M 34, M 45, M 56, M 67, M 78) , each resonator between (RS1~RS8) magnetically coupled. C 14, C
Reference numeral 58 denotes a capacitive coupling circuit formed by the capacitive diaphragms (13a, 13b), and the capacitive coupling circuit (C 14 ) includes a resonance circuit (RS
1) and the resonance circuit (RS4) are capacitively coupled, and the capacitance coupling circuit (C 58 ) is composed of the resonance circuit (RS5) and the resonance circuit (RS4).
And 8) are capacitively coupled. This magnetic coupling circuit (M 12 ,
M 23 , M 34 , M 45 , M 56 , M 67 , M 78 ) are coupled at intervals of the inductive apertures (12 a to 12 i), and the coupling amounts of the capacitive coupling circuits (C 14 , C 58 ) are: Capacitive aperture (12
It can be adjusted at intervals of a to 12e).
【０００９】今、各共振器（ＲＳ１〜ＲＳ８）が、所定
の周波数に同調されているものとして、この従来のＢＰ
Ｆの動作を簡単に説明する。図３５、図３６に示す従来
のＢＰＦにおいて、共振回路（ＲＳ１）→磁気結合回路
（Ｍ12）→共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ23）
→共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回
路（ＲＳ４）からなる経路で共振回路（ＲＳ４）に生じ
る電磁界と、共振回路（ＲＳ１）→容量結合回路
（Ｃ14）→共振回路（ＲＳ４）からなる経路で共振回路
（ＲＳ４）に生じる電磁界とを逆位相とすることができ
る。そのため、その通過帯域（減衰域）外で、両電磁界
の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減
衰極（減衰ポール）が発生する。同様に、共振回路（Ｒ
Ｓ５）→磁気結合回路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）→
磁気結合回路（Ｍ67）→共振回路（ＲＳ７）→磁気結合
回路（Ｍ78）→共振回路（ＲＳ８）からなる経路で共振
回路（ＲＳ８）に生じる電磁界と、共振回路（ＲＳ５）
→容量結合回路（Ｃ58）→共振回路（ＲＳ８）からなる
経路で共振回路（ＲＳ８）に生じる電磁界とを逆位相と
することができるため、その通過帯域外で、両電磁界の
振幅が、互いに等しくなる一対の周波数において、減衰
極が発生する。このように、従来のＢＰＦは、磁気結合
回路（Ｍ12，Ｍ23，Ｍ34，Ｍ45，Ｍ56，Ｍ67，Ｍ78）
と、容量結合回路（Ｃ14，Ｃ58）の値を調整することに
より、２対有極チェビシュフ形の帯域通過フィルタとな
る。Now, assuming that each resonator (RS1 to RS8) is tuned to a predetermined frequency, this conventional BP
The operation of F will be briefly described. Figure 35, in the conventional BPF shown in FIG. 36, the resonant circuit (RS1) → the magnetic coupling circuit (M 12) → resonant circuit (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 23)
→ resonant circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → the electromagnetic field generated in the resonant circuit in the route from the resonance circuit (RS4) (RS4), the resonant circuit (RS1) → capacitive coupling circuit (C 14) → resonance The phase of the electromagnetic field generated in the resonance circuit (RS4) in the path including the circuit (RS4) can be in opposite phase. Therefore, outside the pass band (attenuation band), an attenuation pole (attenuation pole) is generated at a pair of frequencies at which the amplitudes of both electromagnetic fields are equal to each other. Similarly, the resonance circuit (R
S5) → the magnetic coupling circuit (M 56) → resonant circuit (RS6) →
Magnetic coupling circuit (M 67) → resonant circuit (RS7) → the magnetic coupling circuit (M 78) → the electromagnetic field generated in the resonant circuit in the route from the resonance circuit (RS8) (RS8), the resonant circuit (RS5)
→ Capacitive coupling circuit (C 58 ) → Electromagnetic field generated in resonance circuit (RS8) can be made in the opposite phase on the path consisting of resonance circuit (RS8), so that the amplitude of both electromagnetic fields is outside the pass band. An attenuation pole is generated at a pair of frequencies equal to each other. Thus, conventional BPF, the magnetic coupling circuit (M 12, M 23, M 34, M 45, M 56, M 67, M 78)
And the values of the capacitive coupling circuits (C 14 , C 58 ) are adjusted to provide a two-pole polarized Chebyshev type band-pass filter.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】図３５、図３６に示す
従来のＢＰＦにおいて、減衰極を３対設けることにより
減衰量を大きくすることができるが、従来のＢＰＦにお
いては、その構造上、３対有極チェビシュフ形の帯域通
過フィルタを構成することができないという問題点があ
った。一方、これから開始されるデジタルテレビの信号
は、セグメント数（１３セグメント）が多く、また、セ
グメント間隔が狭い（４３２ＫＨｚ）ために目的信号波
の近傍にＩＭ波が多数発生する。また、変調方式によ
り、使用する帯域通過フィルタには、通過帯域内の振幅
偏差、群遅延時間偏差が少なくて、減衰特性の急峻な周
波数特性の帯域通過フィルタが要求される。しかしなが
ら、前記図３５、図３６に示す従来のＢＰＦは２対有極
チェビシュフ形の帯域通過フィルタであり、アナログテ
レビの信号等の減衰特性を重視した帯域通過フィルタに
は適しているが、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏
差が大きく、前記したような周波数特性が要求されるデ
ジタルテレビの信号用の帯域通過フィルタには適してい
ないという問題点があった。即ち、前記図３５、図３６
に示す従来のＢＰＦは、図３７に示すように、減衰極が
二対に限定され、さらに、図３８に示すように、通過帯
域内の振幅偏差が大きく、同時に、図３９に示すよう
に、通過帯域内の群遅延時間（τ）の群遅延時間偏差が
大きいという欠点があった。本発明は、前記従来技術の
問題点を解決するためになされたものであり、本発明の
目的は、通過帯域内の振幅偏差、および群遅延時間偏差
を少なくすることが可能な矩形導波管共振器型帯域通過
フィルタを提供することにある。本発明の前記ならびに
その他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付
図面によって明らかにする。In the conventional BPF shown in FIGS. 35 and 36, the amount of attenuation can be increased by providing three pairs of attenuation poles. There is a problem in that a band-pass filter of a polarized Chebyshev type cannot be formed. On the other hand, a digital television signal to be started has a large number of segments (13 segments) and a small segment interval (432 KHz), so that many IM waves are generated near the target signal wave. Further, depending on the modulation method, a band-pass filter to be used is required to have a small amplitude deviation and a group delay time deviation in the pass band and a frequency characteristic having a steep attenuation characteristic. However, the conventional BPF shown in FIGS. 35 and 36 is a two-pole polar Chebyshev type band-pass filter, which is suitable for a band-pass filter that emphasizes attenuation characteristics of analog television signals and the like. In this case, there is a problem that the amplitude deviation and the group delay time deviation are large, so that they are not suitable for bandpass filters for digital television signals requiring the above-mentioned frequency characteristics. That is, FIG.
37, the attenuation pole is limited to two pairs as shown in FIG. 37. Further, as shown in FIG. 38, the amplitude deviation in the pass band is large, and at the same time, as shown in FIG. There is a disadvantage that the group delay time (τ) within the passband has a large group delay time deviation. The present invention has been made in order to solve the problems of the prior art, and an object of the present invention is to provide a rectangular waveguide capable of reducing an amplitude deviation in a pass band and a group delay time deviation. An object of the present invention is to provide a resonator type band-pass filter. The above and other objects and novel features of the present invention will become apparent from the description of the present specification and the accompanying drawings.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。SUMMARY OF THE INVENTION Among the inventions disclosed in the present application, the outline of a representative one will be briefly described.
It is as follows.
【００１２】即ち、本発明は、１番目から（Ｎ／２；Ｎ
≧６）番目までの矩形導波管共振器と、（Ｎ／２＋１）
番目からＮ番目までの矩形導波管共振器とを、前記矩形
導波管内の磁界方向に重ね合わせてコの字状に配置し、
前記１番目からＮ番目までの矩形導波管共振器間を磁気
結合回路で主結合してなる矩形導波管共振器型帯域通過
フィルタであって、（Ｎ／２−１）番目の矩形導波管共
振器と（Ｎ／２＋２）番目の矩形導波管共振器との間を
容量性結合素子あるいはＳ字状のループ素子により副結
合し、（Ｎ／２−２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／
２＋３）番目の矩形導波管共振器との間を容量性結合素
子あるいはＳ字状のループ素子により副結合したことを
特徴とする。That is, according to the present invention, from the first (N / 2; N
≧ 6) th rectangular waveguide resonator, and (N / 2 + 1)
And the Nth to Nth rectangular waveguide resonators are superposed in the direction of the magnetic field in the rectangular waveguide and arranged in a U-shape,
A rectangular waveguide resonator type band-pass filter in which the first to N-th rectangular waveguide resonators are mainly coupled by a magnetic coupling circuit, wherein an (N / 2-1) th rectangular waveguide resonator is provided. The waveguide resonator and the (N / 2 + 2) th rectangular waveguide resonator are sub-coupled by a capacitive coupling element or an S-shaped loop element to form an (N / 2−2) th rectangular waveguide. Tube resonator and (N /
The second and third rectangular waveguide resonators are sub-coupled by a capacitive coupling element or an S-shaped loop element.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
【００１４】なお、実施の形態を説明するための全図に
おいて、同一機能を有するものは同一符号を付け、その
繰り返しの説明は省略する。In all the drawings for describing the embodiments, those having the same functions are denoted by the same reference numerals, and their repeated description will be omitted.
【００１５】［実施の形態１］図１は、本発明の実施の
形態１の群遅延時間補償型の矩形導波管共振器型帯域通
過フィルタの正面を示す正面図である。また、図２は、
図１に示すＡ−Ａ’切断線で切断した断面を示す要部断
面図、図３は、図１に示すＢ−Ｂ’切断線で切断した断
面を示す要部断面図である。図１、図２、図３におい
て、１は矩形導波管、３は入力（または出力）端子、４
は出力（または入力）端子、５ａ〜５ｄは周波数調整ネ
ジ、８は入力（または出力）結合ループ、９は出力（ま
たは入力）結合ループ、１０ａ〜１０ｈは矩形導波管共
振器、１２ａ〜１２ｇは誘導性絞り、２１ａ，２１ｂは
矩形導波管１に形成された容量性結合窓、２２ａは矩形
導波管１に形成された誘導性結合窓である。本実施の形
態の群遅延時間補償型の矩形導波管共振器型帯域通過フ
ィルタ（以下、単にＢＰＦと称する。）は、１番目から
４番目までの矩形導波管共振器（１０ａ〜１０ｄ）と、
５番目から８番目までの矩形導波管共振器（１０ｅ〜１
０ｈ）とを、矩形導波管１内の磁界方向に重ね合わせて
コの字状に配置する。また、１番目ないし８番目の矩形
導波管共振器（１０ａ〜１０ｄ）を縦続接続し、各矩形
導波管共振器（１０ａ〜１０ｈ）間を、誘導性絞り（１
２ａ〜１２ｇ）による磁気結合回路で主結合する。ま
た、３番目の矩形導波管共振器（１０ｃ）と６番目の矩
形導波管共振器（１０ｆ）との間を容量性結合窓（２１
ａ）による容量結合回路で副結合し、２番目の矩形導波
管共振器（１０ｂ）と７番目の矩形導波管共振器（１０
ｇ）との間を容量性結合窓（２１ｂ）による容量結合回
路で副結合する。さらに、１番目の矩形導波管共振器
（１０ａ）と８番目の矩形導波管共振器（１０ｈ）との
間を、誘導性結合窓（２２ａ）による磁気結合回路で副
結合する。なお、誘導性絞り、誘導性結合窓、および後
述するＵ字状のループ素子は、本発明の誘導性結合素子
を構成し、容量性結合窓、並びに後述する容量結合板お
よび結合プローブは、本発明の容量性結合素子を構成す
る。[First Embodiment] FIG. 1 is a front view showing the front of a group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band pass filter according to a first embodiment of the present invention. Also, FIG.
FIG. 3 is a main part cross-sectional view showing a cross section cut along the AA 'cutting line shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a main part cross sectional view showing a cross section cut along the BB' cutting line shown in FIG. 1, 2 and 3, 1 is a rectangular waveguide, 3 is an input (or output) terminal,
Is an output (or input) terminal, 5a to 5d are frequency adjustment screws, 8 is an input (or output) coupling loop, 9 is an output (or input) coupling loop, 10a to 10h are rectangular waveguide resonators, 12a to 12g. Is an inductive stop, 21a and 21b are capacitive coupling windows formed in the rectangular waveguide 1, and 22a is an inductive coupling window formed in the rectangular waveguide 1. The group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band-pass filter (hereinafter, simply referred to as BPF) of the present embodiment has first to fourth rectangular waveguide resonators (10a to 10d). When,
Fifth to eighth rectangular waveguide resonators (10e to 1e)
0h) are superposed in the direction of the magnetic field in the rectangular waveguide 1 and arranged in a U-shape. The first to eighth rectangular waveguide resonators (10a to 10d) are connected in cascade, and an inductive aperture (1) is connected between the rectangular waveguide resonators (10a to 10h).
2a to 12g). In addition, a capacitive coupling window (21) is provided between the third rectangular waveguide resonator (10c) and the sixth rectangular waveguide resonator (10f).
a), a second rectangular waveguide resonator (10b) and a seventh rectangular waveguide resonator (10
g) is sub-coupled with a capacitive coupling circuit using a capacitive coupling window (21b). Further, the first rectangular waveguide resonator (10a) and the eighth rectangular waveguide resonator (10h) are sub-coupled by a magnetic coupling circuit using an inductive coupling window (22a). The inductive diaphragm, the inductive coupling window, and the U-shaped loop element described below constitute the inductive coupling element of the present invention, and the capacitive coupling window, and the capacitive coupling plate and the coupling probe described later are A capacitive coupling element according to the present invention is configured.
【００１６】図４は、本実施の形態の群遅延時間補償型
のＢＰＦの等価回路を示す回路図であり、図５は、図４
に示す等価回路の変換等価回路図である。図４、図５に
おいて、磁気結合回路（Ｍ18）は、誘導性結合窓（２２
ａ）による磁気結合回路、容量結合回路（Ｃ36）は、容
量性結合窓（２１ａ）による容量結合回路、容量結合回
路（Ｃ27）は、容量性結合窓（２１ｂ）による容量結合
回路であり、それ以外の符号は、前記図３６と同じであ
る。図３５、図３６に示す従来のＢＰＦと同様、本実施
の形態のＢＰＦにおいても、共振回路（ＲＳ３）→磁気
結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→磁気結合回路
（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合回路（Ｍ56）
→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で共振回路（ＲＳ
６）に生じる電磁界と、共振回路（ＲＳ３）→容量結合
回路（Ｃ36）→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で共振
回路（ＲＳ６）に生じる電磁界とを逆位相とすることが
できる。したがって、本実施の形態のＢＰＦでは、その
通過帯域外で、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一
対の周波数において、減衰極（減衰ポール）が発生す
る。FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, and FIG.
3 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG. 4 and 5, the magnetic coupling circuit (M 18 ) has an inductive coupling window (22).
The magnetic coupling circuit and the capacitive coupling circuit (C 36 ) according to a) are capacitive coupling circuits with a capacitive coupling window (21a), and the capacitive coupling circuit (C 27 ) is a capacitive coupling circuit with a capacitive coupling window (21b). The other reference numerals are the same as those in FIG. Figure 35, similar to the conventional BPF shown in FIG. 36, in the BPF of this embodiment, the resonant circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) → the magnetic coupling circuit (M 45) → resonant circuit (RS5) → the magnetic coupling circuit (M 56)
→ Resonant circuit (RS6)
An electromagnetic field occurring in 6), may be a resonant circuit (RS3) → capacitive coupling circuit (C 36) → electromagnetic field and the opposite phase generated in the resonant circuit (RS6) in the route from the resonance circuit (RS6). Therefore, in the BPF of the present embodiment, an attenuation pole (attenuation pole) is generated outside the pass band at a pair of frequencies where the amplitudes of both electromagnetic fields are equal to each other.
【００１７】また、本実施の形態のＢＰＦにおいては、
共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ23）→共振回路
（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ
４）→磁気結合回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁
気結合回路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）→磁気結合回
路（Ｍ67）→共振回路（ＲＳ７）からなる経路で共振回
路（ＲＳ７）に誘起される電圧の位相は、共振回路（Ｒ
Ｓ３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→
磁気結合回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合
回路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で共振
回路（ＲＳ６）に誘起される電圧の位相と１８０°異な
っている。そのため、共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回
路（Ｍ23）→共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路
（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→磁気結合回路（Ｍ45）
→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合回路（Ｍ56）→共振回
路（ＲＳ６）→磁気結合回路（Ｍ67）→共振回路（ＲＳ
７）からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に生じる電磁界
と、共振回路（ＲＳ２）→容量結合回路（Ｃ27）→共振
回路（ＲＳ７）からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に生
じる電磁界とは、互いに同位相となり、そのため、両電
磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周波数におい
て、減衰極が発生しない。また、共振回路（ＲＳ１）→
磁気結合回路（Ｍ12）→共振回路（ＲＳ２）→容量結合
回路（Ｃ27）→共振回路（ＲＳ７）→磁気結合回路（Ｍ
78）→共振回路（ＲＳ８）からなる経路で共振回路（Ｒ
Ｓ８）に生じる電磁界と、共振回路（ＲＳ１）→磁気結
合回路（Ｍ18）→共振回路（ＲＳ８）からなる経路で共
振回路（ＲＳ８）に生じる電磁界とは、互いに逆相とな
るため、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる一対の周
波数において、減衰極が発生する。Further, in the BPF of the present embodiment,
Resonant circuit (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 23) → resonant circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS
4) → Resonance circuit with a path consisting of → magnetic coupling circuit (M 45 ) → resonance circuit (RS5) → magnetic coupling circuit (M 56 ) → resonance circuit (RS6) → magnetic coupling circuit (M 67 ) → resonance circuit (RS7) The phase of the voltage induced in (RS7) is the resonance circuit (R
S3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) →
Magnetic coupling circuit (M 45) → resonant circuit (RS5) → the magnetic coupling circuit (M 56) → differs phase and 180 ° of the voltage induced in the resonant circuit (RS6) in the route from the resonance circuit (RS6). Therefore, resonant circuits (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 23) → resonant circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) → the magnetic coupling circuit (M 45)
→ resonant circuit (RS5) → the magnetic coupling circuit (M 56) → resonant circuit (RS6) → the magnetic coupling circuit (M 67) → resonant circuit (RS
7) and an electromagnetic field generated in the resonance circuit (RS7) through a path including the resonance circuit (RS2) → the capacitive coupling circuit (C 27 ) → the resonance circuit (RS7). Are in phase with each other, so that no attenuation pole occurs at a pair of frequencies where the amplitudes of both electromagnetic fields are equal to each other. Also, the resonance circuit (RS1) →
Magnetic coupling circuit (M 12 ) → resonance circuit (RS2) → capacitive coupling circuit (C 27 ) → resonance circuit (RS7) → magnetic coupling circuit (M
78 ) → Resonant circuit (R8)
An electromagnetic field occurring in S8), the resonant circuit (RS1) → the magnetic coupling circuit (M 18) → The electromagnetic field generated in the resonant circuit in the route from the resonance circuit (RS8) (RS8), since opposite phases, An attenuation pole occurs at a pair of frequencies at which the amplitudes of the two electromagnetic fields are equal to each other.
【００１８】一方、通過域においては、共振回路（ＲＳ
２）→磁気結合回路（Ｍ23）→共振回路（ＲＳ３）→磁
気結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→磁気結合回
路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合回路
（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）→磁気結合回路（Ｍ67）
→共振回路（ＲＳ７）からなる経路で共振回路（ＲＳ
７）に生じる電磁界と、共振回路（ＲＳ２）→容量結合
回路（Ｃ27）→共振回路（ＲＳ７）からなる経路で共振
回路（ＲＳ７）に生じる電磁界とは、中心周波数の近辺
においては、互いに打ち消し合い、通過域のバンドエッ
ジ付近では互いに加わり合う傾向を示し、通過域内の振
幅特性の偏差が小さくなる。また、同様に、通過帯域内
の群遅延時間（τ）の群遅延時間の偏差も小さくなる。
即ち、本実施の形態のＢＰＦは、図６に示すように、そ
の減衰（振幅）特性において、減衰極は二対に限定され
るが、図７に示すように、通過帯域内の振幅偏差を小さ
く、同時に、図８に示すように、通過帯域内の群遅延時
間偏差を小さくすることが可能となる。On the other hand, in the pass band, the resonance circuit (RS
2) → Magnetic coupling circuit (M 23 ) → Resonant circuit (RS 3) → Magnetic coupling circuit (M 34 ) → Resonant circuit (RS 4) → Magnetic coupling circuit (M 45 ) → Resonant circuit (RS 5) → Magnetic coupling circuit (M 56 ) → Resonance circuit (RS6) → Magnetic coupling circuit ( M67 )
→ The resonance circuit (RS7)
The electromagnetic field generated in 7) and the electromagnetic field generated in the resonance circuit (RS7) in the path of the resonance circuit (RS2) → the capacitive coupling circuit (C 27 ) → the resonance circuit (RS7) are around the center frequency, They cancel each other out and tend to be added to each other near the band edge of the pass band, and the deviation of the amplitude characteristic in the pass band becomes small. Similarly, the deviation of the group delay time (τ) within the pass band also decreases.
That is, in the BPF of the present embodiment, as shown in FIG. 6, the attenuation (amplitude) characteristics are limited to two pairs of attenuation poles, but as shown in FIG. Small, and at the same time, it is possible to reduce the group delay time deviation in the pass band as shown in FIG.
【００１９】この場合に、群遅延時間の補償量は容量結
合回路（Ｃ27）の値により調整可能であり、容量結合回
路（Ｃ27）による群遅延時間の補償量が最適の大きさよ
り小さいと、補償量が少なくなべ底形に近い群遅延時間
特性となる。この状態の群遅延時間特性を図９に示す。
容量結合回路（Ｃ27）による群遅延時間の補償量が最適
の大きさのときには、群遅延時間特性の平坦部が一番広
くなる。この状態の群遅延時間特性を図１０に示す。容
量結合回路（Ｃ27）による群遅延時間の補償量が最適の
大きさより大きいと、補償量が過補償となる。図８に示
すグラフが、この状態の群遅延時間特性を示している。
群遅延時間補償型のＢＰＦの通過帯域内において、ある
程度の許容リップル的な群遅延時間特性を許容すること
が可能であれば、過補償形のＢＰＦが最も群遅延時間特
性は広くなる。このように、本実施の形態の群遅延時間
補償型のＢＰＦによれば、通過帯域内の振幅偏差を小さ
く、通過帯域内の群遅延時間偏差を小さくすることが可
能となる。[0019] In this case, the compensation amount of the group delay time can be adjusted by the value of the capacitive coupling circuit (C 27), the compensation amount of the group delay time due to the capacitive coupling circuit (C 27) is smaller than the size of the optimal In addition, the group delay time characteristic is similar to a pan-bottom type with a small amount of compensation. FIG. 9 shows the group delay time characteristics in this state.
When the compensation amount of the group delay time by the capacitive coupling circuit (C 27 ) is the optimum amount, the flat part of the group delay time characteristic becomes the widest. FIG. 10 shows the group delay time characteristics in this state. If the amount of compensation for the group delay time by the capacitive coupling circuit (C 27 ) is larger than the optimal amount, the amount of compensation will be overcompensated. The graph shown in FIG. 8 shows the group delay time characteristics in this state.
If a certain allowable ripple-like group delay time characteristic can be allowed in the pass band of the group delay time compensation type BPF, the group delay time characteristic of the overcompensation type BPF becomes the widest. Thus, according to the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, it is possible to reduce the amplitude deviation in the pass band and the group delay time deviation in the pass band.
【００２０】本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦ
において、誘導性結合窓（２２ａ）を設けず、容量性結
合窓（２１ａ，２１ｂ）からなる副結合回路（Ｃ27，Ｃ
36）のみを設けた場合には、通過帯域外の減衰量が小さ
くなる。しかしながら、誘導性結合窓（２２ａ）を設け
ることにより、通過帯域外で一対の減衰極を発生させる
ことができ、通過帯域外の減衰特性を改善することがで
きる。このように、誘導性結合窓（２２ａ）は、通過帯
域外の減衰特性を改善するために設けたものであり、し
たがって、本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦに
おいて、通過帯域外の減衰量が、仕様条件を満足する場
合であれば、誘導性結合窓（２２ａ）を設けず、容量性
結合窓（２１ａ，２１ｂ）からなる副結合回路（Ｃ27，
Ｃ36）のみを設けるようにしてもよい。The group delay time compensation type BPF of this embodiment
, The inductive coupling window (22a) is not provided, and the sub-coupling circuits (C 27 , C 27 ) comprising the capacitive coupling windows (21a, 21b)
36 ), the attenuation outside the pass band is small. However, by providing the inductive coupling window (22a), a pair of attenuation poles can be generated outside the pass band, and the attenuation characteristics outside the pass band can be improved. As described above, the inductive coupling window (22a) is provided to improve the attenuation characteristic outside the pass band. Therefore, in the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, the inductive coupling window (22a) outside the pass band is provided. If the amount of attenuation satisfies the specification condition, the inductive coupling window (22a) is not provided, and the sub-coupling circuit (C 27 ,
Only C36 ) may be provided.
【００２１】この状態のときの減衰特性を図１１に示
す。この図１１のグラフから理解できるように、本実施
の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦにおいて、誘導性結
合窓（２２ａ）を設けず、容量性結合窓（２１ａ，２１
ｂ）からなる副結合回路（Ｃ27，Ｃ36）のみを設けた場
合には、本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦにお
いて、誘導性結合窓（２２ａ）Ｕ字型のループ素子（６
ｂ）、および容量性結合窓（２１ａ，２１ｂ）からなる
副結合回路（Ｃ27，Ｃ36）を設けた場合に比して、通過
帯域外での減衰量が１０ｄＢ程小さくなる。FIG. 11 shows the attenuation characteristics in this state. As can be understood from the graph of FIG. 11, in the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, the inductive coupling window (22a) is not provided, and the capacitive coupling windows (21a, 21a) are not provided.
In the case where only the sub-coupling circuit (C 27 , C 36 ) consisting of b) is provided, the inductive coupling window (22a) U-shaped loop element ( 6
b), and the attenuation outside the pass band is reduced by about 10 dB as compared with the case where a sub-coupling circuit (C 27 , C 36 ) including the capacitive coupling windows (21a, 21b) is provided.
【００２２】このように、本実施の形態の群遅延時間補
償型のＢＰＦにおいては、減衰極は二対以下に限定され
るが、通過域における振幅特性および群遅延時間特性の
偏差は共に改善することができる。なお、本実施の形態
の群遅延時間補償型のＢＰＦにおいて、入力（または出
力）結合ループ８、出力（または入力）結合ループに代
えて、入出力結合プローブを使用するようにしてもよ
い。さらに、本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦ
において、矩形導波管共振器の数（Ｎ）は６（Ｎ≧６）
以上であればよい。As described above, in the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, the number of attenuation poles is limited to two or less, but the deviation of the amplitude characteristic and the group delay time characteristic in the pass band are both improved. be able to. In the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, an input / output coupling probe may be used instead of the input (or output) coupling loop 8 and the output (or input) coupling loop. Furthermore, the group delay time compensation type BPF of the present embodiment
, The number (N) of the rectangular waveguide resonators is 6 (N ≧ 6).
All that is required is the above.
【００２３】［実施の形態２］図１２、図１３、図１４
は、本発明の実施の形態２の群遅延時間補償型のＢＰＦ
の概略構成を示す断面図である。なお、図１２は、前記
図２と同一箇所の要部断面図、図１３は、前記図３と同
一箇所の要部断面図あり、図１４（ａ）は、図１２に示
すＣ−Ｃ’切断線で切断した断面を示す要部断面図、図
１４（ｂ）は、図１２に示すＤ−Ｄ’切断線で切断した
断面を示す要部断面図、図１４（ｃ）は、図１２に示す
Ｅ−Ｅ’切断線で切断した断面を示す要部断面図であ
る。本実施の形態の群遅延時間補償型のＢＰＦは、矩形
導波管共振器（１０ｃ）と矩形導波管共振器（１０ｆ）
との間、および矩形導波管共振器（１０ｂ）と矩形導波
管共振器（１０ｇ）との間の副結合回路として、容量性
結合窓（２１ａ，２１ｂ）に代えて、容量結合板（７
ａ，７ｂ）を使用し、また、矩形導波管共振器（１０
ａ）と矩形導波管共振器（１０ｈ）との間の副結合回路
として、誘導性結合窓（２２ａ）に代えて、Ｕ字状のル
ープ素子（６ａ）を使用した点で、前記実施の形態１の
群遅延時間補償型のＢＰＦと相違する。本実施の形態の
群遅延時間補償型のＢＰＦにおいても、通過帯域内の振
幅偏差を小さく、通過帯域内の群遅延時間偏差を小さく
することが可能となる。なお、本実施の形態の群遅延時
間補償型のＢＰＦにおいて、容量結合板（７ａ，７ｂ）
に代えて、結合プローブを使用するようにしてもよい。[Embodiment 2] FIGS. 12, 13 and 14
Is a group delay time compensation type BPF according to the second embodiment of the present invention.
It is sectional drawing which shows schematic structure of. 12 is a cross-sectional view of a main part of the same part as that of FIG. 2, FIG. 13 is a cross-sectional view of a main part of the same part of FIG. 3, and FIG. FIG. 14B is a cross-sectional view of a main part showing a cross section cut along a DD ′ cutting line shown in FIG. 12, and FIG. FIG. 4 is a cross-sectional view of a principal part showing a cross section cut along a line EE ′ shown in FIG. The group delay time compensation type BPF of the present embodiment includes a rectangular waveguide resonator (10c) and a rectangular waveguide resonator (10f).
And a sub-coupling circuit between the rectangular waveguide resonator (10b) and the rectangular waveguide resonator (10g), instead of the capacitive coupling windows (21a, 21b), a capacitive coupling plate ( 7
a, 7b) and a rectangular waveguide resonator (10
As a sub-coupling circuit between a) and the rectangular waveguide resonator (10h), a U-shaped loop element (6a) is used instead of the inductive coupling window (22a). This is different from the group delay time compensation type BPF of the first embodiment. Also in the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, it is possible to reduce the amplitude deviation in the pass band and the group delay time deviation in the pass band. In the group delay time compensation type BPF of the present embodiment, the capacitive coupling plates (7a, 7b)
Alternatively, a binding probe may be used.
【００２４】［実施の形態３］図１５、図１６、図１７
は、本発明の実施の形態３の群遅延時間補償型のＢＰＦ
の概略構成を示す断面図である。なお、図１５は、前記
図２と同一箇所の要部断面図、図１６は、前記図３と同
一箇所の要部断面図、図１７は、前記図１４と同一箇所
の要部断面図である。本実施の形態の群遅延時間補償型
のＢＰＦは、矩形導波管共振器（１０ｃ）と矩形導波管
共振器（１０ｆ）との間、および矩形導波管共振器（１
０ｂ）と矩形導波管共振器（１０ｇ）との間の副結合回
路として、容量性結合窓（２１ａ，２１ｂ）に代えて、
Ｓ字状のループ素子（１６ａ，１６ｂ）を使用し、ま
た、矩形導波管共振器（１０ａ）と矩形導波管共振器
（１０ｈ）との間の副結合回路として、誘導性結合窓
（２２ａ）に代えて、Ｕ字状のループ素子（６ａ）を使
用した点で、前記実施の形態１の群遅延時間補償型のＢ
ＰＦと相違する。図１８は、本実施の形態の群遅延時間
補償型のＢＰＦの等価回路を示す回路図であり、図１９
は、図１８に示す等価回路の変換等価回路図である。図
１８、図１９において、磁気結合回路（Ｍ36）は、第１
のＳ字状のループ素子（１６ａ）による磁気結合回路、
磁気結合回路（Ｍ27）は、第２のＳ字状のループ素子
（１６ｂ）による磁気結合回路、磁気結合回路（Ｍ18）
は、Ｕ字状のループ素子（６ａ）による磁気結合回路路
であり、それ以外の符号は、前記図４、図５と同じであ
る。共振回路（ＲＳ３）と共振回路（ＲＳ６）とがＳ字
状のループ素子（１６ａ）で副結合されている場合に、
共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ36）→共振回路
（ＲＳ６）からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に誘起さ
れる電圧の位相は、共振回路（ＲＳ３）と共振回路（Ｒ
Ｓ６）とが、例えば、図１２に示す容量結合板（７ａ）
で副結合されている場合に、共振回路（ＲＳ３）→容量
結合回路（Ｃ 36）→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で
共振回路（ＲＳ６）に誘起される電圧の位相と同一とな
る。即ち、副結合回路として使用されるＳ字状のループ
素子は、副結合回路として使用される容量性結合素子と
等価になる。したがって、本実施の形態の群遅延時間補
償型のＢＰＦにおいても、通過帯域内の振幅偏差を小さ
く、通過帯域内の群遅延時間偏差を小さくすることが可
能となる。なお、本発明では、このＳ字状のループ素子
（１６ａ，１６ｂ）とは、図１７に示すように、矩形導
波管１の上下（あるいは左右）異なる位置で、ループ素
子の両端が矩形導波管１に電気的、機械的に接続される
構造のループ素子を意味する。一般に、矩形導波管共振
器型帯域通過フィルタは大電力を印加することができる
ので、前記実施の形態１、実施の形態２および本実施の
形態の矩形導波管共振器型帯域通過フィルタは、デジタ
ルテレビにおける出力フィルタ、あるいは電力合成器
（アンテナ共用器）の反射素子として最適である。[Third Embodiment] FIGS. 15, 16, and 17
Is a group delay time compensation type BPF according to the third embodiment of the present invention.
It is sectional drawing which shows schematic structure of. In addition, FIG.
FIG. 16 is a cross-sectional view of the same portion as FIG.
FIG. 17 is a cross-sectional view of a main part of one location, and FIG.
It is principal part sectional drawing of. Group delay time compensation type of this embodiment
BPF consists of a rectangular waveguide resonator (10c) and a rectangular waveguide
Between the resonator (10f) and the rectangular waveguide resonator (1f).
0b) and the sub-coupling circuit between the rectangular waveguide resonator (10g)
As a path, instead of the capacitive coupling windows (21a, 21b),
Use S-shaped loop elements (16a, 16b)
A rectangular waveguide resonator (10a) and a rectangular waveguide resonator
(10h) as an inductive coupling window
Use a U-shaped loop element (6a) instead of (22a).
In that the group delay time compensation type B of the first embodiment is used.
Different from PF. FIG. 18 shows the group delay time of this embodiment.
FIG. 19 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a compensation-type BPF.
19 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG. Figure
18, FIG. 19, the magnetic coupling circuit (M36) Is the first
A magnetic coupling circuit using an S-shaped loop element (16a),
Magnetic coupling circuit (M27) Is the second S-shaped loop element
(16b), the magnetic coupling circuit (M18)
Is a magnetic coupling circuit formed by a U-shaped loop element (6a).
The other reference numerals are the same as those in FIGS.
You. The resonance circuit (RS3) and the resonance circuit (RS6) are S-shaped
When sub-coupled by the loop element (16a)
Resonant circuit (RS3) → magnetic coupling circuit (M36) → Resonant circuit
(RS6) induced in the resonance circuit (RS7)
The phases of the applied voltages are the resonance circuit (RS3) and the resonance circuit (R
S6) is, for example, a capacitive coupling plate (7a) shown in FIG.
When the sub-coupling is made, the resonance circuit (RS3) → capacitance
Coupling circuit (C 36) → A path consisting of a resonance circuit (RS6)
The phase of the voltage induced in the resonance circuit (RS6) becomes the same.
You. That is, an S-shaped loop used as a sub-coupling circuit
The element is a capacitive coupling element used as a sub-coupling circuit.
Become equivalent. Therefore, the group delay time compensation of the present embodiment is
Even in the compensation type BPF, the amplitude deviation in the pass band is small.
Group delay time deviation in the passband can be reduced.
It works. In the present invention, this S-shaped loop element
(16a, 16b) means a rectangular conductor as shown in FIG.
At different positions above and below (or left and right) of the tube 1,
Both ends of the element are electrically and mechanically connected to the rectangular waveguide 1
It means a loop element having a structure. In general, rectangular waveguide resonance
-Type bandpass filter can apply large power
Therefore, the first embodiment, the second embodiment and the present embodiment
The rectangular waveguide resonator type bandpass filter of the form
Output filter or power combiner in TV
It is most suitable as a reflection element for (antenna duplexer).
【００２５】［実施の形態４］図２０、図２１は、本発
明の実施の形態４のＢＰＦの概略構成を示す断面図であ
る。なお、図２０は、前記図２と同一箇所の要部断面
図、図２１は、前記図３と同一箇所の要部断面図ある。
本実施の形態のＢＰＦは、矩形導波管共振器（１０ｂ）
と矩形導波管共振器（１０ｇ）との間の副結合回路とし
て、容量性結合窓（２１ｂ）に代えて誘導性結合窓（２
２ｂ）を使用するとともに、矩形導波管共振器（１０
ａ）と矩形導波管共振器（１０ｈ）との間の副結合回路
として、誘導性結合窓（２２ａ）に代えて容量性結合窓
（２１ｃ）を使用した点で、前記実施の形態１の群遅延
時間補償型のＢＰＦと相違する。[Fourth Embodiment] FIGS. 20 and 21 are sectional views showing a schematic structure of a BPF according to a fourth embodiment of the present invention. FIG. 20 is a cross-sectional view of a main part at the same place as in FIG. 2, and FIG. 21 is a cross-sectional view of a main part at the same place as in FIG.
The BPF of the present embodiment has a rectangular waveguide resonator (10b).
A sub-coupling circuit between the inductive coupling window (2g) and the rectangular waveguide resonator (10g) instead of the capacitive coupling window (21b)
2b) and a rectangular waveguide resonator (10
The first embodiment differs from the first embodiment in that a capacitive coupling window (21c) is used instead of the inductive coupling window (22a) as a sub-coupling circuit between a) and the rectangular waveguide resonator (10h). This is different from the group delay time compensation type BPF.
【００２６】図２２は、本実施の形態のＢＰＦの等価回
路を示す回路図であり、図２３は、図２２に示す等価回
路の変換等価回路図である。図２２、図２３において、
磁気結合回路（Ｍ27）は、誘導性結合窓（２２ｂ）によ
る磁気結合回路、容量結合回路（Ｃ18）は、容量性結合
窓（２１ｃ）による容量結合回路であり、それ以外の符
号は、前記図４、図５と同じである。前記実施の形態１
の群遅延時間補償型のＢＰＦと同様、本実施の形態のＢ
ＰＦにおいても、共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路
（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→磁気結合回路（Ｍ45）
→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合回路（Ｍ56）→共振回
路（ＲＳ６）からなる経路で共振回路（ＲＳ６）に生じ
る電磁界と、共振回路（ＲＳ３）→容量結合回路
（Ｃ36）→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で共振回路
（ＲＳ６）に生じる電磁界とを逆位相とすることができ
る。そのため、その通過帯域外で、両電磁界の振幅が、
互いに等しくなる一対の周波数において、減衰極（減衰
ポール）が発生する。また、本実施の形態のＢＰＦにお
いては、共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ23）→
共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路
（ＲＳ４）→磁気結合回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ
５）→磁気結合回路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）→磁
気結合回路（Ｍ67）→共振回路（ＲＳ７）からなる経路
で共振回路（ＲＳ７）に誘起される電圧の位相は、共振
回路（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路（Ｒ
Ｓ４）→磁気結合回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→
磁気結合回路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）からなる経
路で共振回路（ＲＳ６）に誘起される電圧の位相と１８
０°異なっている。しかしながら、共振回路（ＲＳ２）
と共振回路（ＲＳ７）とが磁気結合回路（Ｍ27）で副結
合されている場合に、共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回
路（Ｍ27）→共振回路（ＲＳ７）からなる経路で共振回
路（ＲＳ７）に誘起される電圧の位相は、共振回路（Ｒ
Ｓ２）と共振器（ＲＳ７）とが容量結合回路（Ｃ27）で
副結合されている場合に、共振回路（ＲＳ２）→容量結
合回路（Ｃ27）→共振回路（ＲＳ７）からなる経路で共
振回路（ＲＳ７）に誘起される電圧の位相と１８０°異
なっている。そのため、共振回路（ＲＳ２）→磁気結合
回路（Ｍ23）→共振回路（ＲＳ３）→磁気結合回路（Ｍ
34）→共振回路（ＲＳ４）→磁気結合回路（Ｍ45）→共
振回路（ＲＳ５）→磁気結合回路（Ｍ56）→共振回路
（ＲＳ６）→磁気結合回路（Ｍ67）→共振回路（ＲＳ
７）からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に生じる電磁界
と、共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ27）→共振
回路（ＲＳ７からなる経路で共振回路（ＲＳ７）に生じ
る電磁界とを逆位相とすることができる。したがって、
その通過帯域外で、両電磁界の振幅が、互いに等しくな
る一対の周波数において、減衰極（減衰ポール）が発生
する。FIG. 22 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the BPF of the present embodiment, and FIG. 23 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG. 22 and 23,
The magnetic coupling circuit (M 27 ) is a magnetic coupling circuit with an inductive coupling window (22b), the capacitive coupling circuit (C 18 ) is a capacitive coupling circuit with a capacitive coupling window (21c), and other symbols are: This is the same as FIG. 4 and FIG. Embodiment 1
As in the group delay time compensation type BPF of FIG.
Also in PF, the resonant circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) → the magnetic coupling circuit (M 45)
→ Resonance circuit (RS5) → Magnetic coupling circuit (M 56 ) → Electromagnetic field generated in resonance circuit (RS6) through a path composed of resonance circuit (RS6) and resonance circuit (RS3) → Capacitive coupling circuit (C 36 ) → Resonance The electromagnetic field generated in the resonance circuit (RS6) in the path including the circuit (RS6) can be in an opposite phase. Therefore, outside the pass band, the amplitude of both electromagnetic fields is
At a pair of frequencies equal to each other, an attenuation pole (attenuation pole) occurs. Further, in the BPF of the present embodiment, the resonance circuit (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 23 ) →
Resonant circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) → the magnetic coupling circuit (M 45) → resonant circuit (RS
5) → the magnetic coupling circuit (M 56) → resonant circuit (RS6) → the magnetic coupling circuit (M 67) → voltage of the phase induced in the resonant circuit (RS7) in the route from the resonance circuit (RS7) is resonant circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (R
S4) → Magnetic coupling circuit (M 45 ) → Resonant circuit (RS5) →
Magnetic coupling circuit (M 56) → the voltage induced in the resonant circuit (RS6) in the route from the resonance circuit (RS6) phase and 18
0 ° different. However, the resonance circuit (RS2)
And the resonance circuit (RS7) are sub-coupled by the magnetic coupling circuit (M 27 ), the resonance circuit (RS 2) → the magnetic coupling circuit (M 27 ) → the resonance circuit (RS 7) RS7), the phase of the voltage induced in the resonance circuit (R
If S2) and the resonator (RS7) and are subcombination capacitive coupling circuit (C 27), resonant at a route from the resonance circuit (RS2) → capacitive coupling circuit (C 27) → resonant circuit (RS7) The phase of the voltage induced in the circuit (RS7) is different by 180 °. Therefore, the resonance circuit (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 23 ) → the resonance circuit (RS3) → the magnetic coupling circuit (M
34) → resonant circuit (RS4) → the magnetic coupling circuit (M 45) → resonant circuit (RS5) → the magnetic coupling circuit (M 56) → resonant circuit (RS6) → the magnetic coupling circuit (M 67) → resonant circuit (RS
7) and an electromagnetic field generated in the resonance circuit (RS7) through the resonance circuit (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 27 ) → the resonance circuit (RS7) through the path consisting of the RS7. Can be out of phase, so
Outside the pass band, an attenuation pole (attenuation pole) is generated at a pair of frequencies at which the amplitudes of the two electromagnetic fields are equal to each other.
【００２７】また、本実施の形態のＢＰＦにおいて、共
振回路（ＲＳ１）→磁気結合回路（Ｍ12）→共振回路
（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ23）→共振回路（ＲＳ
３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→磁
気結合回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合回
路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）→磁気結合回路
（Ｍ67）→共振回路（ＲＳ７）→磁気結合回路（Ｍ78）
→共振回路（ＲＳ８）からなる経路で共振回路（ＲＳ
８）に誘起される電圧の位相は、共振回路（ＲＳ３）→
磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→磁気結合
回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合回路（Ｍ
56）→共振回路（ＲＳ６）からなる経路で共振回路（Ｒ
Ｓ６）に誘起される電圧の位相と同じになる。そのた
め、共振回路（ＲＳ１）→磁気結合回路（Ｍ12）→共振
回路（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ23）→共振回路（Ｒ
Ｓ３）→磁気結合回路（Ｍ34）→共振回路（ＲＳ４）→
磁気結合回路（Ｍ45）→共振回路（ＲＳ５）→磁気結合
回路（Ｍ56）→共振回路（ＲＳ６）→磁気結合回路（Ｍ
67）→共振回路（ＲＳ７）→磁気結合回路（Ｍ78）→共
振回路（ＲＳ８）からなる経路で共振回路（ＲＳ８）に
生じる電磁界と、共振回路（ＲＳ１）→容量結合回路
（Ｃ18）→共振回路（ＲＳ８）からなる経路で共振回路
（ＲＳ８）に生じる電磁界とを逆位相とすることができ
る。したがって、本実施の形態のＢＰＦでは、その通過
帯域外で、両電磁界の振幅が、互いに等しくなる三対の
周波数において、減衰極（減衰ポール）が発生する。In the BPF of the present embodiment, the resonance circuit (RS1) → the magnetic coupling circuit (M 12 ) → the resonance circuit (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 23 ) → the resonance circuit (RS
3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) → the magnetic coupling circuit (M 45) → resonant circuit (RS5) → the magnetic coupling circuit (M 56) → resonant circuit (RS6) → the magnetic coupling circuit (M 67 ) → Resonance circuit (RS7) → Magnetic coupling circuit ( M78 )
→ A resonance circuit (RS8)
8) The phase of the voltage induced in the resonance circuit (RS3) →
Magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) → the magnetic coupling circuit (M 45) → resonant circuit (RS5) → the magnetic coupling circuit (M
56 ) → Resonant circuit (R6)
The phase of the voltage induced in S6) becomes the same. Therefore, the resonance circuit (RS1) → the magnetic coupling circuit (M 12 ) → the resonance circuit (RS2) → the magnetic coupling circuit (M 23 ) → the resonance circuit (R
S3) → the magnetic coupling circuit (M 34) → resonant circuit (RS4) →
Magnetic coupling circuit (M 45) → resonant circuit (RS5) → the magnetic coupling circuit (M 56) → resonant circuit (RS6) → the magnetic coupling circuit (M
67 ) → Resonance circuit (RS7) → Magnetic coupling circuit (M 78 ) → Electromagnetic field generated in resonance circuit (RS8) through a path consisting of resonance circuit (RS8) and resonance circuit (RS1) → Capacitive coupling circuit (C 18 ) → The electromagnetic field generated in the resonance circuit (RS8) on the path formed by the resonance circuit (RS8) can be in opposite phase. Therefore, in the BPF of the present embodiment, an attenuation pole (attenuation pole) is generated outside the pass band at three pairs of frequencies at which the amplitudes of the two electromagnetic fields are equal to each other.
【００２８】そのため、図２４に示すように、本実施の
形態のＢＰＦでは、三対の減衰極を生じせしめることが
でき、これにより、本実施の形態のＢＰＦにおいては、
前記実施の形態１のＢＰＦに比して、約１０ｄＢ程減衰
量を大きくすることができる。但し、本実施の形態のＢ
ＰＦは、通過帯域内の振幅偏差が大きく、同時に、通過
帯域内の群遅延時間偏差が大きくなる。このように、本
実施の形態のＢＰＦにおいては、従来のＢＰＦに比し
て、その減衰量を大きくすることができる。Therefore, as shown in FIG. 24, in the BPF of the present embodiment, three pairs of attenuation poles can be generated. As a result, in the BPF of the present embodiment,
The amount of attenuation can be increased by about 10 dB as compared with the BPF of the first embodiment. However, B in the present embodiment
The PF has a large amplitude deviation in the pass band and, at the same time, a large group delay time deviation in the pass band. As described above, in the BPF of the present embodiment, the amount of attenuation can be increased as compared with the conventional BPF.
【００２９】［実施の形態５］図２５、図２６、図２７
は、本発明の実施の形態５のＢＰＦの概略構成を示す要
部断面図である。なお、図２５は、前記図２と同一箇所
の要部断面図、図２６は、前記図３と同一箇所の要部断
面図、図２７は、前記図１４と同一箇所の要部断面図で
ある。本実施の形態のＢＰＦは、矩形導波管共振器（１
０ｃ）と矩形導波管共振器（１０ｆ）との間、および矩
形導波管共振器（１０ａ）と矩形導波管共振器（１０
ｈ）との間の副結合回路として、容量性結合窓（２１
ａ，２１ｃ）に代えて、容量結合板（７ａ，７ｃ）を使
用し、また、矩形導波管共振器（１０ｂ）と矩形導波管
共振器（１０ｇ）との間の副結合回路として、誘導性結
合窓（２２ｂ）に代えて、Ｕ字状のループ素子（６ｂ）
を使用した点で、前記実施の形態４のＢＰＦと相違す
る。本実施の形態のＢＰＦにおいては、従来のＢＰＦに
比して、その減衰量を大きくすることができる。[Fifth Embodiment] FIGS. 25, 26 and 27
FIG. 14 is a cross-sectional view of a main part showing a schematic configuration of a BPF according to a fifth embodiment of the present invention. 25 is a cross-sectional view of a main part at the same place as FIG. 2, FIG. 26 is a cross-sectional view of a main part at the same place as FIG. 3, and FIG. is there. The BPF of the present embodiment has a rectangular waveguide resonator (1
0c) and the rectangular waveguide resonator (10f), and between the rectangular waveguide resonator (10a) and the rectangular waveguide resonator (10f).
h) as a sub-coupling circuit, a capacitive coupling window (21)
a, 21c) instead of the capacitive coupling plates (7a, 7c), and as a sub-coupling circuit between the rectangular waveguide resonator (10b) and the rectangular waveguide resonator (10g), A U-shaped loop element (6b) instead of the inductive coupling window (22b)
Is different from the BPF of the fourth embodiment. In the BPF of the present embodiment, the attenuation can be increased as compared with the conventional BPF.
【００３０】［実施の形態６］図２８、図２９、図３０
は、本発明の実施の形態６のＢＰＦの概略構成を示す要
部断面図である。なお、図２８は、前記図２と同一箇所
の要部断面図、図２９は、前記図３と同一箇所の要部断
面図、図３０は、前記図１４と同一箇所の要部断面図で
ある。本実施の形態のＢＰＦは、矩形導波管共振器（１
０ｃ）と矩形導波管共振器（１０ｆ）との間、および矩
形導波管共振器（１０ａ）と矩形導波管共振器（１０
ｈ）との間の副結合回路として、容量性結合窓（２１
ａ，２１ｃ）に代えて、Ｓ字状のループ素子（１６ａ，
１６ｃ）を使用し、また、矩形導波管共振器（１０ｂ）
と矩形導波管共振器（１０ｇ）との間の副結合回路とし
て、誘導性結合窓（２２ｂ）に代えて、Ｕ字状のループ
素子（６ｂ）を使用した点で、前記実施の形態４のＢＰ
Ｆと相違する。[Sixth Embodiment] FIGS. 28, 29 and 30
FIG. 14 is a cross-sectional view of a principal part showing a schematic configuration of a BPF according to a sixth embodiment of the present invention. FIG. 28 is a cross-sectional view of a main part at the same place as FIG. 2, FIG. 29 is a cross-sectional view of a main part at the same place as FIG. 3, and FIG. is there. The BPF of the present embodiment has a rectangular waveguide resonator (1
0c) and the rectangular waveguide resonator (10f), and between the rectangular waveguide resonator (10a) and the rectangular waveguide resonator (10f).
h) as a sub-coupling circuit, a capacitive coupling window (21)
a, 21c) instead of an S-shaped loop element (16a,
16c) and a rectangular waveguide resonator (10b)
Embodiment 4 in that a U-shaped loop element (6b) is used instead of the inductive coupling window (22b) as a sub-coupling circuit between the rectangular waveguide resonator (10g) and the rectangular waveguide resonator (10g). BP
F is different.
【００３１】図３１は、本実施の形態のＢＰＦの等価回
路を示す回路図であり、図３２は、図３１に示す等価回
路の変換等価回路図である。図３１、図３２において、
磁気結合回路（Ｍ36）は、第１のＳ字状のループ素子
（１６ａ）による磁気結合回路、磁気結合回路（Ｍ18）
は、第２のＳ字状のループ素子（１６ｃ）による磁気結
合回路であり、それ以外の符号は、前記図２２、図２３
と同じである。副結合回路として使用されるＳ字状のル
ープ素子は、副結合回路として使用される容量性結合素
子と等価になることは前記した通りである。したがっ
て、実施の形態のＢＰＦにおいても、従来のＢＰＦに比
して、その減衰量を大きくすることができる。なお、前
記各実施の形態のＢＰＦにおいて、誘導性絞り（１２ａ
〜１２ｃ）に代えて、隔壁に形成された誘導性結合窓を
使用しても良い。さらに、矩形導波管１に結合調整ネジ
を設け、結合調整ネジの挿入長を適宜変化させることに
より、誘導性絞り（１２ａ〜１２ｃ）の磁気的結合係数
を所要の値に調整することも可能である。FIG. 31 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the BPF of this embodiment, and FIG. 32 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG. 31 and 32,
The magnetic coupling circuit (M 36 ) includes a magnetic coupling circuit including the first S-shaped loop element (16 a) and a magnetic coupling circuit (M 18 ).
Is a magnetic coupling circuit formed by a second S-shaped loop element (16c).
Is the same as As described above, the S-shaped loop element used as the sub-coupling circuit is equivalent to the capacitive coupling element used as the sub-coupling circuit. Therefore, also in the BPF of the embodiment, the attenuation can be increased as compared with the conventional BPF. In the BPF of each of the above embodiments, the inductive aperture (12a
12c), an inductive coupling window formed in the partition may be used. Furthermore, by providing a coupling adjusting screw on the rectangular waveguide 1 and appropriately changing the insertion length of the coupling adjusting screw, the magnetic coupling coefficient of the inductive diaphragm (12a to 12c) can be adjusted to a required value. It is.
【００３２】以上、本発明者によってなされた発明を、
前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明
は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要
旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは
勿論である。As described above, the invention made by the present inventor is:
Although a specific description has been given based on the above-described embodiment, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and it is needless to say that various modifications can be made without departing from the gist of the invention.
【００３３】[0033]
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。The effects obtained by typical ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
【００３４】（１）本発明によれば、矩形導波管共振器
型帯域通過フィルタにおいて、通過帯域内の振幅偏差、
および群遅延時間偏差を少なくすることが可能となる。 （２）本発明によれば、矩形導波管共振器型帯域通過フ
ィルタにおいて、通過帯域内の振幅偏差、および群遅延
時間偏差を少なくするとともに、その減衰量を大きくす
ることが可能となる。(1) According to the present invention, in a rectangular waveguide resonator type band-pass filter, an amplitude deviation in a pass band,
In addition, it is possible to reduce the group delay time deviation. (2) According to the present invention, in the rectangular waveguide resonator type band pass filter, it is possible to reduce the amplitude deviation and the group delay time deviation in the pass band and increase the attenuation.
【図１】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の矩
形導波管共振器型帯域通過フィルタの正面を示す正面図
である。FIG. 1 is a front view showing the front of a group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１に示すＡ−Ａ’切断線で切断した断面を示
す要部断面図である。FIG. 2 is a cross-sectional view of an essential part showing a cross section cut along a line AA ′ shown in FIG. 1;
【図３】図１に示すＢ−Ｂ’切断線で切断した断面を示
す要部断面図である。FIG. 3 is a main part cross-sectional view showing a cross section cut along a BB ′ cutting line shown in FIG. 1;
【図４】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の矩
形導波管共振器型帯域通過フィルタの等価回路を示す回
路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band pass filter according to the first embodiment of the present invention.
【図５】図４に示す等価回路の変換等価回路図である。FIG. 5 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG. 4;
【図６】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の矩
形導波管共振器型帯域通過フィルタ帯域通過フィルタの
減衰特性を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing attenuation characteristics of the group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band pass filter according to the first embodiment of the present invention.
【図７】図６に示すグラフを拡大して示すグラフであ
る。FIG. 7 is an enlarged graph showing the graph shown in FIG. 6;
【図８】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の矩
形導波管共振器型帯域通過フィルタの群遅延時間特性を
示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing a group delay time characteristic of the group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band pass filter according to the first embodiment of the present invention.
【図９】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の矩
形導波管共振器型帯域通過フィルタにおいて、群遅延時
間の補償量が最適の大きさより小さいときの群遅延時間
特性を示すグラフである。FIG. 9 shows a group delay time characteristic when the amount of group delay time compensation is smaller than an optimal amount in the group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band pass filter according to the first embodiment of the present invention. It is a graph.
【図１０】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタにおいて、群遅延
時間の補償量が最適の大きさのときの群遅延時間特性を
示すグラフである。FIG. 10 shows the group delay time characteristics when the amount of group delay time compensation is optimal in the group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band pass filter according to the first embodiment of the present invention. It is a graph.
【図１１】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタにおいて、誘導性
結合窓を設けない場合の減衰司特性を示すグラフであ
る。FIG. 11 is a graph showing attenuation characteristics when a group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to the first embodiment of the present invention is not provided with an inductive coupling window.
【図１２】本発明の実施の形態２の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの概略構成を示す
要部断面図である。FIG. 12 is a sectional view of a main part showing a schematic configuration of a group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a second embodiment of the present invention.
【図１３】本発明の実施の形態２の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの概略構成を示す
要部断面図である。FIG. 13 is a sectional view of a main part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter of a group delay time compensation type according to a second embodiment of the present invention.
【図１４】本発明の実施の形態２の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの概略構成を示す
要部断面図である。FIG. 14 is a sectional view of a main part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter of a group delay time compensation type according to a second embodiment of the present invention.
【図１５】本発明の実施の形態３の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの概略構成を示す
要部断面図である。FIG. 15 is a sectional view of a main part showing a schematic configuration of a group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band pass filter according to a third embodiment of the present invention.
【図１６】本発明の実施の形態３の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの概略構成を示す
要部断面図である。FIG. 16 is a cross-sectional view of a main part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter of a group delay time compensation type according to a third embodiment of the present invention.
【図１７】本発明の実施の形態３の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの概略構成を示す
要部断面図である。FIG. 17 is a sectional view of a main part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter of a group delay time compensation type according to a third embodiment of the present invention.
【図１８】本発明の実施の形態３の群遅延時間補償型の
矩形導波管共振器型帯域通過フィルタの等価回路を示す
回路図である。FIG. 18 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a group delay time compensation type rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a third embodiment of the present invention.
【図１９】図１８に示す等価回路の変換等価回路図であ
る。19 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG.
【図２０】本発明の実施の形態４の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 20 is a cross-sectional view of a principal part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a fourth embodiment of the present invention.
【図２１】本発明の実施の形態４の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 21 is a sectional view of a principal part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a fourth embodiment of the present invention.
【図２２】本発明の実施の形態４の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの等価回路を示す回路図である。FIG. 22 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a fourth embodiment of the present invention.
【図２３】図２２に示す等価回路の変換等価回路図であ
る。FIG. 23 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG. 22;
【図２４】本発明の実施の形態４の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタ帯域通過フィルタの減衰特性を示すグ
ラフである。FIG. 24 is a graph showing attenuation characteristics of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to the fourth embodiment of the present invention.
【図２５】本発明の実施の形態５の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 25 is a sectional view of a principal part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a fifth embodiment of the present invention.
【図２６】本発明の実施の形態５の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 26 is a sectional view of a principal part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a fifth embodiment of the present invention.
【図２７】本発明の実施の形態５の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 27 is a fragmentary cross-sectional view showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a fifth embodiment of the present invention.
【図２８】本発明の実施の形態６の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 28 is a cross-sectional view of a principal part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a sixth embodiment of the present invention.
【図２９】本発明の実施の形態６の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 29 is a fragmentary cross-sectional view showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type bandpass filter according to Embodiment 6 of the present invention.
【図３０】本発明の実施の形態６の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。FIG. 30 is a cross-sectional view of a principal part showing a schematic configuration of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to a sixth embodiment of the present invention.
【図３１】本発明の実施の形態６の矩形導波管共振器型
帯域通過フィルタの等価回路を示す回路図である。FIG. 31 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a rectangular waveguide resonator type band-pass filter according to Embodiment 6 of the present invention.
【図３２】図３１に示す等価回路の変換等価回路図であ
る。32 is a conversion equivalent circuit diagram of the equivalent circuit shown in FIG. 31.
【図３３】矩形導波管におけるＴＥ10モードの電磁界を
説明するための断面図である。33 is a cross-sectional view for explaining the electromagnetic field of TE 10 mode in the rectangular waveguide.
【図３４】矩形導波管共振器の共振長を説明するための
図である。FIG. 34 is a diagram for explaining a resonance length of a rectangular waveguide resonator.
【図３５】従来の矩形導波管共振器を使用した矩形導波
管型帯域通過フィルタの概略構成を示す図である。FIG. 35 is a diagram showing a schematic configuration of a rectangular waveguide band-pass filter using a conventional rectangular waveguide resonator.
【図３６】図３５に示す従来の矩形導波管共振器型帯域
通過フィルタの等価回路を示す回路図である。36 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the conventional rectangular waveguide resonator type band-pass filter shown in FIG.
【図３７】図３５に示す従来の矩形導波管共振器型帯域
通過フィルタの減衰特性を示すグラフである。FIG. 37 is a graph showing attenuation characteristics of the conventional rectangular waveguide resonator type band-pass filter shown in FIG.
【図３８】図３７に示すグラフを拡大して示すグラフで
ある。FIG. 38 is a graph showing the graph shown in FIG. 37 in an enlarged manner.
【図３９】図３５に示す従来の矩形導波管共振器型帯域
通過フィルタの群遅延時間特性を示すグラフである。39 is a graph showing group delay time characteristics of the conventional rectangular waveguide resonator type band pass filter shown in FIG. 35.
１…矩形導波管、３…入力（または出力）端子、４…出
力（または入力）端子、５ａ〜５ｈ…周波数調整ネジ、
６ａ，６ｂ…Ｕ字状のループ素子、７ａ，７ｂ、７ｃ…
容量結合板、８…入力（または出力）結合ループ、９…
出力（または入力）結合ループ、１０，１０ａ〜１０ｈ
…矩形導波管共振器、１２，１２ａ〜１２ｉ…誘導性絞
り、１３ａ，１３ｂ…容量性絞り、１６ａ，１６ｂ，１
６ｃ…Ｓ字状のループ素子、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ…
容量性結合窓、２２ａ，２２ｂ…誘導性結合窓。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Rectangular waveguide, 3 ... Input (or output) terminal, 4 ... Output (or input) terminal, 5a-5h ... Frequency adjustment screw,
6a, 6b ... U-shaped loop element, 7a, 7b, 7c ...
Capacitive coupling plate, 8 ... input (or output) coupling loop, 9 ...
Output (or input) coupling loop, 10, 10a to 10h
... Rectangular waveguide resonators, 12, 12a-12i ... Inductive stop, 13a, 13b ... Capacitive stop, 16a, 16b, 1
6c: S-shaped loop element, 21a, 21b, 21c ...
Capacitive coupling windows, 22a, 22b ... inductive coupling windows.
─────────────────────────────────────────────────────
────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成１１年１０月２２日（１９９９．１０．
２２）[Submission date] October 22, 1999 (1999.10.
22)
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】特許請求の範囲[Correction target item name] Claims
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【特許請求の範囲】[Claims]
【手続補正２】[Procedure amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１２[Correction target item name] 0012
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００１２】即ち、本発明は、１番目から４番目までの
矩形導波管共振器と、５番目から８番目までの矩形導波
管共振器とを、前記矩形導波管内の磁界方向に重ね合わ
せてコの字状に配置し、前記１番目から８番目までの矩
形導波管共振器間を磁気結合回路で主結合してなる矩形
導波管共振器型帯域通過フィルタであって、３番目の矩
形導波管共振器と６番目の矩形導波管共振器との間を容
量性結合素子あるいはＳ字状のループ素子により副結合
し、２番目の矩形導波管共振器と７番目の矩形導波管共
振器との間を容量性結合素子あるいはＳ字状のループ素
子により副結合し、１番目の矩形導波管共振器と８番目
の矩形導波管共振器との間を誘導性結合素子により副結
合したことを特徴とする。That is, the present invention superimposes the first to fourth rectangular waveguide resonators and the fifth to eighth rectangular waveguide resonators in the direction of the magnetic field in the rectangular waveguide. the combined arranged in a U-shape, wherein a primary bonded rectangular waveguide resonator bandpass filter comprising a magnetic coupling circuit between the rectangular waveguide resonator from first to 8th, 3 th between the rectangular waveguide resonator and sixth rectangular waveguide resonators subcombination by capacitive coupling element or S-shaped loop element, the second rectangular waveguide resonator and seventh And the S-shaped loop element are sub-coupled between the first rectangular waveguide resonator and the eighth rectangular waveguide resonator.
With an inductive coupling element
It is characterized by being combined .
Claims (4)
ている１番目から（Ｎ／２；Ｎ≧６）番目までの矩形導
波管共振器と、 各共振器間が磁気結合回路で主結合されている（Ｎ／２
＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器であっ
て、１番目から（Ｎ／２）番目までの矩形導波管共振器
と、前記矩形導波管内の磁界方向に重ね合わされた（Ｎ
／２＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器と、 （Ｎ／２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋１）番
目との間を主結合する誘導性結合素子と、 （Ｎ／２−１）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
２）番目の矩形導波管共振器との間を副結合する第１の
容量性結合素子と、 （Ｎ／２−２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
３）番目の矩形導波管共振器との間を副結合する第２の
容量性結合素子とを有することを特徴とする矩形導波管
共振器型帯域通過フィルタ。1. A first to (N / 2; N ≧ 6) -th rectangular waveguide resonator in which each resonator is mainly coupled by a magnetic coupling circuit, and a magnetic coupling circuit between each resonator. (N / 2
(+1) -th to N-th rectangular waveguide resonators, which are superimposed on the first to (N / 2) -th rectangular waveguide resonators in the magnetic field direction in the rectangular waveguide ( N
A (/ 2 + 1) th to Nth rectangular waveguide resonator; an inductive coupling element for main coupling between the (N / 2) th rectangular waveguide resonator and the (N / 2 + 1) th; (N / 2-1) th rectangular waveguide resonator and (N / 2 +
(2) a first capacitive coupling element for sub-coupling with the (n) -th rectangular waveguide resonator; (N / 2-2) -th rectangular waveguide resonator and (N / 2 +
And 3) a second capacitive coupling element for sub-coupling with the second rectangular waveguide resonator.
ている１番目から（Ｎ／２；Ｎ≧６）番目までの矩形導
波管共振器と、 各共振器間が磁気結合回路で主結合されている（Ｎ／２
＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器であっ
て、１番目から（Ｎ／２）番目までの矩形導波管共振器
と、前記矩形導波管内の磁界方向に重ね合わされた（Ｎ
／２＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器と、 （Ｎ／２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋１）番
目との間を主結合する誘導性結合素子と、 （Ｎ／２−１）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
２）番目の矩形導波管共振器との間を副結合する容量性
結合素子と、 （Ｎ／２−２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
３）番目の矩形導波管共振器との間を副結合するＳ字状
のループ素子とを有することを特徴とする矩形導波管共
振器型帯域通過フィルタ。2. The first to (N / 2; N ≧ 6) -th rectangular waveguide resonators in which each resonator is mainly coupled by a magnetic coupling circuit; and a magnetic coupling circuit between each resonator. (N / 2
(+1) -th to N-th rectangular waveguide resonators, which are superimposed on the first to (N / 2) -th rectangular waveguide resonators in the magnetic field direction in the rectangular waveguide ( N
A (/ 2 + 1) th to Nth rectangular waveguide resonator; an inductive coupling element for main coupling between the (N / 2) th rectangular waveguide resonator and the (N / 2 + 1) th; (N / 2-1) th rectangular waveguide resonator and (N / 2 +
2) a capacitive coupling element for sub-coupling with the rectangular waveguide resonator; (N / 2−2) th rectangular waveguide resonator; and (N / 2 +)
And 3) an S-shaped loop element for sub-coupling between the third rectangular waveguide resonator and a rectangular waveguide resonator type band-pass filter.
ている１番目から（Ｎ／２；Ｎ≧６）番目までの矩形導
波管共振器と、 各共振器間が磁気結合回路で主結合されている（Ｎ／２
＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器であっ
て、１番目から（Ｎ／２）番目までの矩形導波管共振器
と、前記矩形導波管内の磁界方向に重ね合わされた（Ｎ
／２＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器と、 （Ｎ／２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋１）番
目との間を主結合する誘導性結合素子と、 （Ｎ／２−１）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
２）番目の矩形導波管共振器との間を副結合するＳ字状
のループ素子と、 （Ｎ／２−２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
３）番目の矩形導波管共振器との間を副結合する容量性
結合素子とを有することを特徴とする矩形導波管共振器
型帯域通過フィルタ。3. A first to (N / 2; N ≧ 6) -th rectangular waveguide resonator in which each resonator is mainly coupled by a magnetic coupling circuit; and a magnetic coupling circuit between each resonator. (N / 2
(+1) -th to N-th rectangular waveguide resonators, which are superimposed on the first to (N / 2) -th rectangular waveguide resonators in the magnetic field direction in the rectangular waveguide ( N
A (/ 2 + 1) th to Nth rectangular waveguide resonator; an inductive coupling element for main coupling between the (N / 2) th rectangular waveguide resonator and the (N / 2 + 1) th; (N / 2-1) th rectangular waveguide resonator and (N / 2 +
2) an S-shaped loop element for sub-coupling with the rectangular waveguide resonator, (N / 2−2) th rectangular waveguide resonator and (N / 2 +
3) a rectangular waveguide resonator type band-pass filter, comprising: a capacitive coupling element for sub-coupling with a rectangular waveguide resonator.
ている１番目から（Ｎ／２；Ｎ≧６）番目までの矩形導
波管共振器と、 各共振器間が磁気結合回路で主結合されている（Ｎ／２
＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器であっ
て、１番目から（Ｎ／２）番目までの矩形導波管共振器
と、前記矩形導波管内の磁界方向に重ね合わされた（Ｎ
／２＋１）番目からＮ番目までの矩形導波管共振器と、 （Ｎ／２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋１）番
目との間を主結合する誘導性結合素子と、 （Ｎ／２−１）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
２）番目の矩形導波管共振器との間を副結合する第１の
Ｓ字状のループ素子と、 （Ｎ／２−２）番目の矩形導波管共振器と（Ｎ／２＋
３）番目の矩形導波管共振器との間を副結合する第２の
Ｓ字状のループ素子とを有することを特徴とする矩形導
波管共振器型帯域通過フィルタ。4. A first to (N / 2; N ≧ 6) -th rectangular waveguide resonator in which each resonator is mainly coupled by a magnetic coupling circuit; and a magnetic coupling circuit between each resonator. (N / 2
(+1) -th to N-th rectangular waveguide resonators, which are superimposed on the first to (N / 2) -th rectangular waveguide resonators in the magnetic field direction in the rectangular waveguide ( N
A (/ 2 + 1) th to Nth rectangular waveguide resonator; an inductive coupling element for main coupling between the (N / 2) th rectangular waveguide resonator and the (N / 2 + 1) th; (N / 2-1) th rectangular waveguide resonator and (N / 2 +
(2) a first S-shaped loop element for sub-coupling between the (n) -th rectangular waveguide resonator, (N / 2-2) -th rectangular waveguide resonator, and (N / 2 +
And 3) a second S-shaped loop element for sub-coupling between the third rectangular waveguide resonator and a rectangular waveguide resonator type band-pass filter.
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| JP10249548A JP3088991B2 (en) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | Rectangular waveguide resonator type bandpass filter |
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| JP10249548A Expired - Lifetime JP3088991B2 (en) | 1998-09-03 | 1998-09-03 | Rectangular waveguide resonator type bandpass filter |
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| JP (1) | JP3088991B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106463808A (en) * | 2014-03-26 | 2017-02-22 | 上海贝尔股份有限公司 | Adjustable phase-inverting coupling loop |
| WO2021035805A1 (en) * | 2019-08-27 | 2021-03-04 | 京信通信技术(广州)有限公司 | Filter and filter loop structure thereof |
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1998
- 1998-09-03 JP JP10249548A patent/JP3088991B2/en not_active Expired - Lifetime
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| JP2017515347A (en) * | 2014-03-26 | 2017-06-08 | アルカテル−ルーセント シャンハイ ベル カンパニー リミテッド | Adjustable phase reversal coupling loop |
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