ITTO20090662A1 - Metodo per la trasmissione e ricezione di segnali modulati in multiplex a divisione di frequenza. - Google Patents

Description

"METODO PER LA TRASMISSIONE E RICEZIONE DI SEGNALI MODULATI IN MULTIPLEX A DIVISIONE DI FREQUENZA"

DESCRIZIONE

L’invenzione riguarda un metodo per la trasmissione e la ricezione di segnali numerici trasmessi con modulazione in multiplex a divisione di frequenza, ovvero multi-portante, noto come FDM (Frequency Division Multiplex).

L’invenzione trova poi applicazione preferita e vantaggiosa alla ricezione di segnali modulati con modulazione OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) e COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex). Un’esposizione della modulazione OFDM si trova per esempio in S.B. Weinstein, P.M. Ebert, Data Transmission by Frequency-Division Multiplexing using the Discrete Fourier Transform, IEEE Transactions on Communications, COM-19(5), pp. 628-634, Ottobre 1971.

L’invenzione è destinata ad essere applicata soprattutto, benché non esclusivamente, alla ricezione di segnali audio e video numerici, e in particolare a quelli trasmessi secondo lo standard europeo di seconda generazione per la diffusione di segnali televisivi terrestri, attualmente in via di definizione (in seguito indicato per semplicità con la sigla DVB-T2, Digital Video Broadcasting - Terrestrial).

L’invenzione è tuttavia applicabile ad altri sistemi di comunicazione, quali il sistema DVB-H, il sistema WIMAX, il sistema LTE (Long Term Evolution) ed il sistema Ultra Wide Band, che utilizzano modulazioni in multiplex a divisione di frequenza.

Come noto, la modulazione OFDM è una tecnica di modulazione che prevede di dividere la banda disponibile in un numero N di sottoportanti a banda stretta; tipicamente N è un numero molto elevato dell’ordine delle centinaia o migliaia.

I bit da trasmettere vengono codificati in simboli Dkche tipicamente corrispondono ai punti di una costellazione QAM e che pertanto possono essere matematicamente rappresentati come vettori complessi nel piano I , Q (dove I e Q sono le componenti in fase e quadratura di una sotto-portante) che li contiene.

L’insieme degli N simboli Dktrasmessi sulle N sottoportanti costituisce un simbolo OFDM, la cui modulazione viene ottenuta mediante una trasformata discreta inversa di Fourier (IDFT).

Ogni sotto-portante verrà quindi modulata in fase ed ampiezza per effetto della moltiplicazione per il vettore complesso D.

Matematicamente, il simbolo OFDM dopo la modulazione risulta essere una serie discreta di Fourier costituita da N componenti:

Il vettore ricevuto y dipende dalla risposta impulsiva del canale e dal rumore che ad esso si aggiunge, matematicamente le N componenti di y possono essere espresse come segue:

dove con Hksi è indicata la risposta impulsiva del canale per la k-esima sotto-portante, e con wnsi è indicata la componente di rumore gaussiano bianco avente media zero e varianza σ<2>

w.

Nel caso in cui il segnale venisse trasmesso lungo un percorso privo di ostacoli, ciò permetterebbe, lato ricevitore, di ricostruire il segnale originario mediante trasformata discreta di Fourier e successiva equalizzazione.

Poiché nei sistemi reali che prevedono la trasmissione via etere il segnale trasmesso incontra degli ostacoli (come case, montagne, ecc…) il ricevitore riceve uno stesso simbolo attraverso percorsi multipli e pertanto in tempi diversi.

Ciò può causare interferenza intersimbolica (ISI), ossia il ricevitore riceve ad un medesimo istante due simboli diversi lungo due percorsi diversi.

Per evitare questo problema, ad ogni gruppo di N simboli Dktrasformati viene fatto precedere un prefisso ciclico ovvero una ripetizione di una parte (gli ultimi L campioni) del gruppo trasformato.

Il segnale così composto viene trasmesso sul canale e presenta uno spettro campionato per via della periodicità introdotta nel tempo dal prefisso ciclico. Al ricevitore, la demodulazione avviene eliminando gli L campioni iniziali di ciascun blocco e facendo sul rimanente segnale una trasformata discreta di Fourier (DFT) di dimensione N.

Se il canale su cui è stato trasmesso il segnale è tempo-invariante, ed ha una durata (in periodi di simbolo) inferiore a L, ciascun campione all'uscita della DFT è il prodotto del simbolo trasmesso sulla corrispondente sotto-portante con la DFT della risposta impulsiva del canale campionata con frequenza inversa al periodo di simbolo.

Pertanto, la decodifica o rilevazione dei simboli può avvenire indipendentemente per ciascuna sotto-portante grazie ad un equalizzatore che moltiplica i campioni in uscita alla DFT di dimensione N, per una funzione di trasferimento inversa rispetto alla risposta impulsiva del canale per relativa sotto-portante.

Tuttavia, quando il canale è tempo-variante, tipicamente a causa dell'effetto Doppler, il campione all'uscita della DFT è una combinazione lineare a coefficienti complessi degli N+L simboli Dkmodulati nello stesso segnale trasmesso.

Questo fenomeno prende il nome di interferenza intercanale (ICI).

Dopo la sincronizzazione e la rimozione del prefisso ciclico, le N componenti del segnale ricevuto possono essere espresse come:

dove con sTxsi è indicato il segnale trasmesso costituito da un blocco di N+L campioni contente il simbolo OFDM ed il prefisso ciclico, con Ncsi è indicato il numero di tappi del filtro che modellizza il canale, ossia il numero di riflessioni che si hanno nel percorso tra trasmettitore e ricevitore, e quindi il numero di volte che un medesimo simbolo viene ricevuto pur con ritardi differenti.

La convoluzione tra hl(n) ed sTx,n-ltiene conto dell’effetto Doppler, ossia dell’effetto della traslazione in frequenza delle diverse componenti del segnale sTX.

Dalla (3), appare quindi evidente che in questo caso effettuare la decodifica o rilevazione dei simboli separatamente per ciascuna sotto-portante è una soluzione non ottimale per via del contributo che deriva dalla traslazione in frequenza delle diverse portanti.

In particolare, per alte frequenze Doppler (rispetto all'inverso della durata dell'intero blocco OFDM), le prestazioni di un ricevitore che opera per sottoportante degenerano notevolmente, soprattutto per via del fatto che per l’equalizzazione si utilizza il canale come il canale medio sul periodo di simbolo, mentre in caso di canale tempo-variante il canale può avere una risposta molto diversa sulle diverse porzioni del segnale.

Per far fronte al fenomeno dell’interferenza intercanale (ICI) sono state proposte varie soluzioni.

Una prima soluzione nota prevede di descrivere la relazione ingresso-uscita del sistema OFDM come un sistema lineare dove il blocco dei simboli trasmessi viene moltiplicato per una matrice piena dipendente dal canale. In ricezione, i simboli trasmessi vengono ricavati moltiplicando il segnale ricevuto per l’inverso della matrice del canale.

Questa soluzione ha lo svantaggio di essere troppo complessa per una sua realizzazione pratica, specialmente quando il numero di sotto-portanti N è molto grande (come nel caso degli standard di televisione digitale, DVB). Altre soluzioni prevedono invece di demodulare il segnale ricevuto tramite una FFT e di agire sull’equalizzatore, posto in uscita alla FFT, per compensare o eliminare l’ICI.

In W. G. Jeon, K. H. Chang, and Y. S. Cho, “A equalization technique for orthogonal frequency-division multiplexing systems in time-variant multipath channel” (IEEE Trans. Commun., vol. 47, no. 1, pp. 27–32, Jan.

1999), viene proposto di utilizzare in ricezione un equalizzatore lineare con complessità modesta, che ignora le componenti a bassa potenza dell'ICI; questa soluzione ha lo svantaggio di esaltare la potenza del rumore, pertanto non garantisce prestazioni soddisfacenti, in particolare per grandi dispersioni Doppler.

Per migliorare la soluzione proposta da Jeon e Chang, in Y. Mostofi and D. C. Cox, “ICI mitigation for pilot-aided OFDM mobile systems” (IEEE Trans. Commun., vol. 4, no. 2, pp. 765–774, Mar. 2005) vengono proposti due metodi per ridurre l'ICI che utilizzano un modello lineare per approssimare le variazioni nel tempo del canale. Nel primo metodo l’informazione sulle variazioni nel tempo del canale sono estratte dal prefisso ciclico, mentre nel secondo metodo tali informazioni sono stimate utilizzando il simbolo successivo.

Per quanto efficaci, questi metodi richiedono una notevole complessità computazionale dovuta alla necessità di invertire anche più volte delle matrici NxN per risalire dal segnale in uscita alla FFT al segnale trasmesso. Inoltre questi metodi non sono efficienti per alte frequenze Doppler per via dell’approssimazione lineare fatta sul canale.

In W. S. Hou and B. S. Chen, “ICI cancellation for OFDM communication systems in time-varying multipath fading channels” (IEEE Trans. Wireless Comm., vol. 4, no. 5, pp. 2100–2110, Sep. 2005) viene proposto un equalizzatore a due passi che ottiene un’equalizzazione ad errore quadratico minimo (MMSE) con cancellazione parallela di interferenza (PIC).

L’equalizzatore si basa sull’assunzione che la risposta impulsiva di canale vari linearmente durante un periodo di simbolo, ma non risulta molto efficace per alti valori di rapporto segnale-rumore, in corrispondenza dei quali si rileva un fondo di rumore.

Uno schema simile, basato sull'espansione in serie di Taylor della risposta impulsiva del canale, è stato proposto in S. Tomasin, A. Gorokhov, H. Yang, and J.-P. Linnartz, “Iterative interference cancellation and channel estimation for mobile OFDM” (IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 4, no. 1, pp. 238– 245, Jan. 2005).

In S.-M. Tseng, “An iterative ICI cancellation and decoding scheme for coded OFDM systems in mobile channels” (IEICE Trans. Fundamentals, vol. E88-A, no. 11, pp. 3085–3091, Nov. 2005) si propone un rilevatore iterativo con una struttura PIC dove si assume che l'ICI possa essere modellata come l'interferenza dei sistemi code division multiple access (CDMA).

Anche questa soluzione, presentando un metodo iterativo in cancellazionedecodifica-codifica richiede una grande memoria. Inoltre, anche il tempo di calcolo è lungo per simboli OFDM lunghi.

In generale, tutte queste soluzioni note presentano un’elevata complessità computazionale, e pertanto non si prestano all’uso in sistemi di comunicazione che utilizzano un elevato numero di portanti, come ad esempio nel DVB-T2 in cui si usano 32768 (32k) portanti.

In aggiunta, per quanto efficienti, questi sistemi di cancellazione dell’ICI non funzionano bene per alte frequenze Doppler, quindi non si prestano ad essere utilizzati in ricevitori che possono muoversi ad alta velocità, come televisori portatili da utilizzare in automobile.

Scopo principale della presente invenzione è quello di indicare un metodo di comunicazione in multiplex a divisione di frequenza che premetta di ricevere segnali numerici in multiplex a divisione di frequenza che siano soggetti ad interferenza intercanale (ICI), in particolare a quella dovuta all’effetto Doppler.

In particolare è scopo della presente invenzione quello di indicare un metodo di comunicazione in multiplex a divisione di frequenza che permetta di contenere gli effetti dell’interferenza intercanale anche per alte frequenze Doppler, e conseguentemente di presentare un ricevitore che permetta di ricevere correttamente un segnale in multiplazione di frequenza anche se si muove ad alte velocità, in particolare a velocità superiori ai 60km/h.

Ulteriore scopo della presente invenzione è quello di presentare una soluzione a bassa complessità computazionale che permetta di compensare l’ICI.

Questi ed altri scopi dell’invenzione vengono ottenuti mediante un metodo di trasmissione ed uno di ricezione di segnali in multiplex a divisione di frequenza aventi le caratteristiche delle rivendicazioni allegate, le quali formano parte integrante della presente descrizione.

L’idea generale della presente invenzione consiste nel trasmettere un segnale periodico sovrapposto ad un segnale modulato in multiplex a divisione di frequenza e con periodo inferiore al periodo di simbolo.

Il segnale così aggiunto trasporta quindi un’informazione correlata ad un determinato sottoblocco del segnale modulato in multiplex a divisione di frequenza.

A livello di ricevitore, il segnale ricevuto e ripulito del prefisso ciclico viene suddiviso in sottoblocchi di durata pari alla durata del segnale periodico aggiunto, in questo modo a livelo di ricevitore è possibile utilizzare l’informazione trasportata dal segnale periodico per stimare la risposta impulsiva del canale per ogni sottoblocco del segnale ricevuto.

La risposta impulsiva del canale per i sottoblocchi può essere stimata correlando il segnale periodico, noto al ricevitore, con il segnale ricevuto e ripulito del prefisso ciclico.

La risposta impulsiva del canale per i sottoblocchi viene preferibilmente utilizzata in fase di ricezione per eseguire una fase di pre-equalizzazione sui singoli sottoblocchi e/o per eseguire l’equalizzazione del canale sull’intero segnale al fine di estrarre i campioni del simbolo trasmesso in multiplex a divisione di frequenza.

Stimando la risposta del canale come la media delle risposte impulsive del canale per i singoli sottoblocchi del segnale, si ottiene una stima più precisa rispetto a quella ottenuta con tecniche convenzionali che stimano il canale partendo dall’intero segnale ricevuto, e pertanto una migliore equalizzazione in fase di demodulazione.

Avendo a disposizione le risposte impulsive del canale per i singoli sottoblocchi del segnale, è possibile eseguire una fase di pre-equalizzazione dei singoli sottoblocchi che permetta di cancellare o ridurre l’ICI prima dell’equalizzazione che permette di ricavare i simboli della costellazione QAM trasmessi.

L’equalizzazione sui sottoblocchi ha lo scopo di riportare il sottoblocco ad approssimare il più possibile il sottoblocco che si sarebbe ricevuto in caso di canale tempo invariante ed assenza di ICI.

Questa tecnica permette una buona riduzione dell’ICI con un basso costo computazionale.

Poiché ciascun sottoblocco ha una durata inferiore rispetto al segnale originale, le variazioni di canale all'interno del sottoblocco sono meno pronunciate che non quelle sull'intero segnale.

La pre-equalizzazione, realizzata mediante una stima della risposta impulsiva del canale per il sottoblocco, risulta quindi più accurata e consente una cancellazione dell’ICI a livello di sottoblocco che risulta computazionalmente conveniente rispetto ai sistemi noti.

La pre-equalizzazione può essere preferibilmente effettuata mediante operazioni lineari o non-lineari su uno o più sottoblocchi trasformati mediante trasformata discreta di Fourier, tuttavia nella soluzione preferita essa viene eseguita su ciascun sottoblocco trasformato.

Ulteriori scopi e vantaggi della presente invenzione risulteranno maggiormente chiari dalla descrizione che segue di alcuni esempi di realizzazione preferiti e vantaggiosi, descritti a puro titolo esemplificativo e non limitativo, con riferimento ai disegni allegati, in cui:

- la Figura 1 mostra uno schema a blocchi di un sistema di comunicazione OFDM secondo l’arte nota;

- la Figura 2 mostra un primo schema noto per la realizzazione di una trasformata di Fourier mediante FFT ;

- la Figura 3 mostra un secondo schema noto per la realizzazione di una trasformata di Fourier mediante FFT ;

- la Figura 4 mostra uno schema a blocchi di un sistema di comunicazione OFDM secondo la presente invenzione;

- la Figura 5 mostra uno schema per la realizzazione di un blocco dello schema di figura 4;

- la Figura 6 mostra uno schema a blocchi di un sistema di comunicazione OFDM secondo una seconda forma di realizzazione della presente invenzione;

- la Figura 7 mostra uno schema per la realizzazione di un blocco dello schema di figura 6;

- la Figura 8 mostra uno schema a blocchi di un sistema di comunicazione OFDM secondo una terza forma di realizzazione della presente invenzione;

- la Figura 9 mostra un periodo di una sequenza pseudo-rumore che viene sovrapposto ad un segnale modulato in multiplex di frequenza secondo una forma di realizzazione della presente invenzione.

- la Figura 10 mette a confronto il rapporto segnale rumore più interferenza calcolato per un ricevitore tradizionale, con quello calcolato per un ricevitore secondo la presente invenzione;

- la Figura 11 mette a confronto il BER (bit error rate) di un ricevitore tradizionale, con quello di un ricevitore secondo la presente invenzione;

- la Figura 12 mette a confronto il rapporto segnale rumore più interferenza calcolato per un ricevitore con stima di canale mediante uso di sequenze pseudo-rumore, con quello calcolato per un ricevitore con pre-equalizzazione per sottoblocchi e stima di canale mediante uso di sequenze pseudo-rumore. Nella descrizione che segue, il sistema di comunicazione in multiplex a divisione di frequenza, così come alcuni suoi componenti, sono descritti con riferimento a degli schemi a blocchi, in cui ad ogni blocco vengono associate determinate funzioni ed elaborazioni numeriche.

Dal punto di vista circuitale, è chiaro che tali blocchi possono essere in qualsiasi altro modo accorpati e distribuiti; le funzioni di un singolo apparato, quale il trasmettitore o il ricevitore, che vengono qui descritte con riferimento a determinati blocchi o moduli, possono essere tutte eseguite su un unico circuito logico, come una FPGA.

In quest’ottica i segnali che vengono qui descritti come intermedi tra un modulo e l’altro, possono in realtà essere risultati intermedi di elaborazioni eseguite da un unico circuito logico, come un processore.

Nella descrizione che segue l’invenzione viene descritta con riferimento ad un sistema di comunicazione OFDM; ossia un sistema in cui un trasmettitore trasmette ad un ricevitore un segnale modulato con modulazione OFDM. L’invenzione si applica tuttavia ad altri sistemi per la trasmissione in multiplex a divisione di frequenza, quali i sistemi COFDM, dato che non incide sulla parte di modulazione del segnale che si vuole trasmettere.

Il sistema di comunicazione OFDM tradizionale

Con riferimento alla figura 1 viene mostrato uno schema di un sistema di comunicazione OFDM tradizionale.

I bit da trasmettere vengono elaborati da un trasmettitore 1 che li trasmette in multiplex a divisione di frequenza attraverso un canale 3 (etere, cavo o altro) al quale è collegato il ricevitore 2 che provvede a decodificarli e trasmetterli in uscita.

Il trasmettitore 1 comprende un encoder 10 che riceve i bit in ingresso, li codifica e li mappa su una costellazione QAM.

Un convertitore serie parallelo 11 esegue la conversione serie parallelo del flusso di dati in uscita dall’encoder 10 e genera N simboli Dk(D0, ...,DN-1) da trasmettere sulle N sotto-portanti utilizzate dal sistema.

Questi ultimi vengono trasformati mediante un modulo 12 che esegue una trasformata discreta inversa di Fourier (IDFT) di ordine N; tale modulo può ad esempio utilizzare un algoritmo di Inverse Fast Fourier Transform (IFFT). Quest’operazione può essere vista come un’operazione matriciale che, eseguita su ogni blocco p di dimensione N (D(p)) , genera il vettore

Successivamente, gli N campioni dkin uscita dal modulo 12 vengono convertiti in un flusso seriale dal convertitore parallelo/seriale 13, e ad essi viene aggiunto un prefisso ciclico (CP) comprendente i primi L campioni dktrasformati, così da introdurre un’intervallo di guardia (GI) tra due simboli OFDM successivi e ridurre l’interferenza intersimbolica.

Il prefisso ciclico (CP) viene aggiunto dal modulo 14 prima di un’eventuale conversione in formato analogico (mediante un convertitore analogico/digitale non mostrato in figura) che precede la trasmissione sul canale.

Il segnale trasmesso attraversa un canale 3, che introduce rumore ed interferenza, ed arriva al ricevitore 2, il quale riceve così un segnale y.

Dopo la sincronizzazione, mediante il modulo 21 il ricevitore elimina il prefisso ciclico dal segnale ricevuto, così da ottenere un segnale r contenente N campioni.

Il convertitore seriale parallelo 22 riceve in ingresso quest’ultimo segnale e fornisce in uscita N campioni r0,…,rN-1.

In un sistema di comunicazione OFDM tradizionale, come quello di figura 1, i campioni r<(0)>…r<(N-1)>vengono convertiti mediante una trasformata discreta di Fourier di ordine N (modulo 23) che genera i campioni R0, ..., RN-1che verranno opportunamente equalizzati dall’equalizzatore 24 al fine di risalire (idealmente) ai campioni D0-DN-1.

Il convertitore parallelo/serie 25 provvede poi a riunificare in un unico segnale i campioni D0-DN-1in modo tale da permetterne la decodifica mediante il decodificatore 26.

Come noto, la trasformata discreta di Fourier può essere ottenuta mediante diverse soluzioni circuitali, in particolare del tipo che realizzano la Fast Fourier Transform (FFT).

In figura 2 viene mostrata una prima soluzione efficiente per realizzare la FFT; tale soluzione prevede di scomporre il segnale ricevuto rnin S sottoblocchi (S<N) r<(0)>… r<(S-1)>di N/S campioni, dove il sotto-blocco r<(s)>(s=0, 1, …, S-

1), contiene i campioni con indice

La scomposizione può ad esempio essere ottenuta dal convertitore

serie/parallelo 22 prevedendo che questo scomponga il segnale in ingresso in

S segnali e non in N come previsto in figura 1.

I sotto-blocchi r<(0)>…r<(S-1)>sono combinati opportunamente con twiddle factors

e poi, nei blocchi W0, W1,… WS-1 l’elemento n del sotto-

blocco s viene moltiplicato per e<−j2pisn / N>.

In Fig. 2 vengono riportati solo alcuni dei rami della struttura, che tuttavia

comprende S rami per ciascuno degli S sotto-blocchi r<(0)>,...,r<(S-1)>.

Dopo la moltiplicazione per i fattori e<− j2pisn / N>nei blocchi W0,...,WS-1, i

vettori ottenuti vengono elaborati con S DFT di dimensione M=N/S indicate

in figura 2 con il numero di riferimento 200.

Ciascuna di queste DFT di dimensione M può a sua volta essere realizzata

mediante un blocco FFT di dimensione M che è analogo a quanto sopra

descritto.

In uscita alla FFT si hanno allora i segnali,

dove FMè la matrice DFT di ordine M=N/S, W(u ) è una matrice diagonale con elemento n-esimo e<− j2pisn / N>.

In uscita dallo schema di Fig. 2 si ottiene il vettore delle componenti polifase della FFT di dimensione N, ovvero l’uscita nS+u della FFT di dimensione N è R (u )

nS+u= Rn.

Una soluzione alternativa a quella di figura 2 è riporta in Fig.3.

In questo caso, i blocchi r<(0)>,...,r<(S-1)>vengono prima trasformati in rispettivi moduli 300 mediante una DFT (preferibilmente una FFT) di dimensione N/S, e successivamente moltiplicati per i twiddle factors ed opportunamente combinati nei moduli sommatori 301.

Le combinazioni così risultanti vengono trasformate in rispettivi moduli 302 mediante IDFT per ottenere dei segnali nel dominio della frequenza che vengono moltiplicati per i coefficienti e<− j2pisn / N>nei blocchi W0…WS-1.

Successivamente, i segnali così ottenuti vengono nuovamente trasformati nei moduli 303 mediante delle DFT di dimensione N/S.

In uscita ai moduli 303 si ha quindi il risultato complessivo della FFT di dimensione N, ossia i segnali R<(0)>,...,R<(S-1)>esprimibili come

dove FMe F− 1 rappresentano rispettivamente le matrici DFT e IDFT di dimensione M, W<(u )>è una matrice diagonale con elemento n-esimo e<− j2pisn / N>e Q<(s)>è la trasformata discreta di Fourier del sottoblocco r<(s)>.

Sistema di comunicazione con pre-equalizzazione – 1° esempio

In figura 4 viene mostrato uno schema a blocchi di un sistema di comunicazione secondo la presente invenzione.

In questa figura blocchi identici o funzionalmente identici a quelli di figura 1 sono indicati con il medesimo numero di riferimento.

Il sistema di figura 4 differisce da quello noto di figura 1 in quanto il modulo 23 del ricevitore 2 che esegue la FFT viene sostituito da un modulo 230 che integra operazioni di FFT e di pre-equalizzazione per sottoblocco (PSE).

L’uscita del modulo 230 non è quindi la trasformata discreta di Fourier del segnale r in ingresso, ma un segnale che approssima la trasformata discreta di Fourier del segnale che si avrebbe in ingresso al medesimo blocco in caso di canale tempo invariante.

Per fare questo, all’interno di un tradizionale processo di FFT (eseguito secondo uno dei metodi sopra descritti con riferimento alle figure 2 e 3 o in altro modo), si eseguono dei processi di pre-equalizzazione sui sotto-blocchi r<(s)>.

In altre parole, i segnali interni al processo di FFT vengono opportunamente modificati per ridurre l’ICI prima dell’equalizzazione tradizionale che rivela i campioni Dkda decodificare.

Come noto, il calcolo di una DFT di dimensione I può essere eseguito con un costo computazionale inferiore utilizzando un algoritmo di FFT che consiste nel fattorizzare I e nell’eseguire, anche ricorsivamente, delle trasformate discrete di Fourier di ordine inferiore per poi ricombinare i risultati delle varie DFT di ordine inferiore.

In alcuni casi, come mostrato sopra con riferimento alle figure 2 e 3, i processi di FFT possono prevedere anche l’esecuzione di IDFT di ordine inferiore a I. Con segnali interni al processo di calcolo della FFT di ordine I, si intendono quindi i risultati delle DFT o delle IDFT di ordine inferiore a I, o le combinazioni di questi risultati.

Chiaramente il processo di calcolo della FFT può essere realizzato in modo puramente software e quindi i segnali interni sono il risultato di elaborazioni matematiche eseguite da un processore.

Il compito dei processi di pre-equalizzazione è quindi di prendere uno di questi segnali interni al processo di FFT del segnale rn<(s)>e di riportare il segnale considerato ad un valore approssimante quello che il medesimo segnale avrebbe avuto in assenza di ICI.

Preferibilmente, la pre-equalizzazione viene effettuata su dei segnali nel dominio della frequenza, ossia sulle uscite delle DFT di dimensione inferiore al numero di portanti N o sui segnali che sono la combinazione lineare di queste uscite.

In figura 5 viene mostrato un primo esempio di realizzazione del blocco 230 di figura 4.

Il segnale ricevuto viene prima ripulito del prefisso ciclico e successivamente scomposto in S blocchi r<(0)>…r<(S-1)>come spiegato sopra con riferimento alla figura 3.

I segnali r<(0)>…r<(S-1)>sono quindi posti in ingresso al blocco 230 dove subiscono una prima DFT di dimensione M=N/S; tale operazione viene eseguita in rispettivi blocchi 500.

Queste trasformate generano i segnali Q<(0)>, Q<(1)>,...,Q<(S-1)>.

Ipotizzando che il canale sia tempo-invariante all’interno di ogni sotto-blocco r<(s)>, allora la risposta all’impulso del canale su ogni sotto-blocco s è hl(sM n) = h<( s )>

l(5) dove s = 0, 1,...,S-1, n = 0,1,…,M-1.

In quest’ipotesi, i campioni di ogni sotto-blocco r<(s)>possono essere espressi come

e le relative trasformate in uscita dai moduli 500 possono essere approssimate con l’espressione:

Dove H<(s )>è la matrice diagonale di dimensione M avente per elementi le DFT delle risposte impulsive del canale h<(s )>, e B(s ) è la DFT del vettore

ossia della porzione del segnale trasmesso il cui contenuto informativo si deve ritrovare nel blocco r<(s)>.

La (7) è un’approssimazione legata al fatto che non essendoci prefisso ciclico nel segnale r (e quindi periodicità nel tempo), la trasformata della convoluzione presente nella (7) non sarebbe esattamente un prodotto delle trasformate, tuttavia questa approssimazione appare buona per canali non dispersi o a moderata dispersione.

Anziché ricombinare linearmente i segnali in uscita dalle DFT di dimensione M con dei pesi dati dai twiddle factors come nell’esempio di figura 3, i segnali Q<(0)>, Q<(1)>,...,Q<(S-1)>in uscita dalle DFT di dimensione M vengono preequalizzati moltiplicandoli per dei coefficienti di pre-equalizzazione nei blocchi (P0), (P1) … (PS-1).

In particolare, l’n-esima uscita Q<(s )>della DFT del sotto-blocco s viene moltiplicata per il coefficiente complesso α<(s )>che viene progettato in funzione dell’andamento del canale, come descritto nel seguito.

Dopo la pre-equalizzazione, i segnali ottenuti Y<(s )>possono essere espressi come le n componenti del vettore

dove A<(s )>è una matrice diagonale di dimensione MxM con elementi non nulli pari a α<(s )>, n = 0, 1…M-1.

Successivamente, i segnali Y<(s )>vengono moltiplicati per i twiddle-factors e combinati nei moduli combinatori 501.

Infine, viene applicata la cascata di una IDFT (moduli 502), della moltiplicazione per i coefficienti e<− j2pisn / N>nei blocchi W0…WS-1, e di una DFT (blocchi 503) come sopra descritto con riferimento alla figura 3.

In uscita dal modulo 230, si hanno allora blocchi di dimensione N calcolati come:

S

dove U<(u)>è la matrice diagonale MxM con elementi e<− j2pisn / N>.

L’obiettivo della pre-equalizzazione è la riduzione dell’ICI prima della successiva equalizzazione eseguita nel blocco 24.

Per far ciò, il segnale dopo la pre-equalizzazione dovrebbe essere molto vicino a quello all’ingresso della combinazione con i twiddle factors in Fig. 3 in presenza di canale tempo-invariante.

Questo vuol dire che la pre-equalizzazione dovrebbe essere realizzata in modo tale da ottenere i segnali

dove[x]<(s )>è il vettore di dimensioni s che si avrebbe in ingresso al modulo 230 in caso di canale tempo invariante, D è il vettore che contiene i campioni associati ai dati da trasmettere in fase di codifica del segnale da trasmettere, e H è una matrice diagonale.

E’ chiaro che per ottenere la miglior equalizzazione possibile, si dovrebbero scegliere i coefficienti di pre-equalizzazione α<(s )>in modo tale da avere H = I (matrice identità).

Tuttavia questa soluzione ha potenzialmente l’effetto di aumentare il rumore perché generalmente i campioni verranno ricevuti con ampiezze diverse, alcune anche molto basse, quindi un’equalizzazione che miri ad avere una risposta impulsiva con tappi tutti di valore 1 (matrice identità), comporta il moltiplicare alcune componenti in frequenza per valori molto grandi, e quindi corrispondentemente far aumentare le componenti di rumore su queste frequenze.

In una soluzione preferita e vantaggiosa, si sceglie H come la DFT di dimensione N della media delle risposte impulsive di canale per i sottoblocchi; H è quindi una matrice diagonale i cui elementi sono:

in pratica, le singole componenti della risposta impulsiva di canale all’interno di un sottoblocco, sono considerate di valore pari al loro valor medio nel sottoblocco considerato.

Con questa scelta, il pre-equalizzatore considera le variazioni di canale sui singoli sotto blocchi, mentre l’equalizzazione del canale medio viene lasciata ad un istante di tempo successivo alla demodulazione OFDM.

I coefficienti di pre-equalizzazione dipendono quindi dalla risposta impulsiva media per il sottoblocco e vengono quindi scelti come i coefficienti che permettono di minimizzare l’errore quadratico medio (MSE) tra Q<(s )>e (s )

Q , ossia come i coefficienti che individuano il punto di minimo assoluto della funzione

quindi

α<opt>=arg min J (α ) (14) Poiché i coefficienti di pre-equalizzazione agiscono separatamente su ogni sottoblocco e su ogni sottoportante n, è possibile suddividere la (14) in N separate ottimizzazioni considerando di ottimizzare N funzioni

ora, sviluppando J<(s )>

n, si ha:

J<(>s<)>

n=E �Q<(>s<)>2<�>α( s ) 2

−2ℜ� s)*

E<�>Q( s) (

Q α( s) � ( s ) 2<�>

<+>E Q n(16)<�>n� �n � n<�>�

� � �n<�>n ���

�� �

� �

dove conℜ {ξ } si indica la parte reale di ξ.

Assumendo che i simboli dei dati siano incorrelati, con media zero, varianza σ 2

ded indipendenti rispetto ai campioni del rumore, si ha

dove la potenza del rumore è la medesima del dominio del tempo in quanto tutte le trasformate hanno guadagno uno.

Sostituendo le espressioni (17) e (18) nella (16), si ottengono i coefficienti

Dividendo numeratore e denominatore della (19) per la potenza del rumore, si ottiene un’espressione che dipende dal rapporto segnale rumore, il quale può essere stimato con tecniche convenzionali di per sé note.

La stima della risposta impulsiva del canale per i singoli sotto blocchi ( H<(s )>) viene invece stimata mediante le tecniche qui di seguito descritte.

Infine, rispetto all’equazione (19), si osserva che nel caso di canale tempoinvariante, H<(>s<)>= Hne quindi α<(s)>= 1 ; in caso di assenza di ICI, la preequalizzazione non ha quindi effetto e permette una decodifica regolare del segnale ricevuto, come in un ricevitore OFDM tradizionale.

Sistema di comunicazione con pre-equalizzazione – varianti Nonostante la presente descrizione sia stata fatta con riferimento all’esempio di realizzazione preferito di figura 4 e 5, è chiaro ora che il tecnico esperto del settore potrebbe utilizzare altri metodi di pre-equalizzazione che permettano di riportare il segnale ricevuto in condizioni il più possibile simili a quelle che lo stesso avrebbe avuto in condizioni di canale tempo invariante.

Ad esempio, la pre-equalizzazione può essere realizzata in un blocco separato rispetto ad un blocco che esegue una FFT di ordine N come nei sistemi tradizionali.

Un sistema di questo tipo è mostrato in figura 6 dove al ricevitore tradizionale di figura 1 viene aggiunto un blocco di pre-equalizzazione 27 che riceve in ingresso i sottoblocchi r<(0)>,...,r<(S-1)>e genera i segnali z<(0)>,...,z<(S-1)>che vengono inviati ad un circuito di FFT di tipo tradizionale.

Questa soluzione permette quindi di utilizzare componenti standard per l’esecuzione della FFT di ordine N.

Come detto sopra per il modulo 230, anche il modulo 27 può essere realizzato secondo diverse soluzioni circuitali più o meno complesse.

Tale blocco ha comunque sempre il medesimo obiettivo, ossia quello di ridurre l’interferenza intercanale prima dell’equalizzazione che permette di ricavare i simboli della costellazione QAM (Dk) associati ai gruppi di bit trasmessi.

Così come per l’esempio di figura 4 e 5, la pre-equalizzazione viene effettuata su sotto-blocchi del segnale ricevuto e tiene conto della risposta impulsiva del canale per il sottoblocco.

Un esempio di realizzazione del blocco 27 è mostrato in figura 7.

In questo esempio, i blocchi r<(0)>,...,r<(S-1)>vengono trasformati nel dominio della frequenza grazie a delle DFT (ad esempio eseguite mediante FFT) di dimensione M=N/S (blocchi 700), e successivamente moltiplicati per dei coefficienti di pre-equalizzazione nei blocchi P<(0)>,...,P<(S-1)>.

I segnali Y<(0)>,...,Y<(S-1)>così ottenuti mediante pre-equalizzazione, sono poi riportati nel dominio del tempo mediante rispettive IDFT di dimensione M (blocchi 701) che generano i segnali z<(0)>,...,z<(S-1)>che verranno poi inviati al blocco 23 che esegue una FFT di dimensione N.

E’ chiaro poi che, nonostante gli esempi di realizzazione sopra descritti abbiano mostrato una pre-equalizzazione che passa per la moltiplicazione di un singolo segnale per un coefficiente calcolato sulla base di una stima di canale, altri metodi possono essere utilizzati per la progettazione dei coefficienti di pre-equalizzazione.

Ad esempio, la pre-equalizzazione può essere realizzata come una combinazione lineare dei segnali all’uscita della FFT di alcuni o tutti i sottoblocchi r<(0)>,...,r<(S-1)>ricevuti.

Stima di canale – metodo con segnale Pseudo-Noise (PN) in trasmissione Come detto sopra, la pre-equalizzazione viene fatta su sottoblocchi del simbolo OFDM ricevuto e dipende dalle risposte impulsive del canale per i diversi sottoblocchi.

Queste ultime possono essere stimate in diversi modi; il metodo qui proposto per la stima della risposta impulsiva del canale per ogni sotto blocco, prevede una modifica del sistema a livello di trasmissione che consiste nel sovrapporre al segnale OFDM trasmesso un segnale di training.

In dettaglio, si sovrappone ai campioni modulati (dopo la IDFT e l’aggiunta del prefisso ciclico) una sequenza pseudo-rumore pldi N+L campioni e periodica con periodo Np inferiore al periodo di simbolo e preferibilmente inferiore alla durata dei sottoblocchi r<(s)>, ossia Np<M.

In figura 8 viene mostrato uno schema del sistema di comunicazione in multiplex a divisione di frequenza in cui il blocco 800 inserisce la sequenza pseudo-rumore (PN) a valle del segnale sTX. La sequenza è trasmessa ripetutamente fino a fornire N campioni.

Il segnale trasmesso sul canale risulta quindi

dove β è il rapporto tra la potenza della sequenza pseudo-rumore e la potenza del segnale OFDM (inteso come simbolo OFDM più prefisso ciclico), quest’ultima indicata con σ<2>d.

Preferibilmente, la periodicità della sequenza pseudo-rumore (PN) è data dal ripetersi di una sequenza di simboli pseudo-rumore (p<(j)>) consecutivi, ognuno dei quali comprende i medesimi campioni ed è ottenuto dal precedente mediante uno shift di campioni.

Dal punto di vista pratico, la sequenza pseudo-rumore viene ottenuta con uno shift register di dimensione opportuna e generando il numero di campioni necessario, ossia N+L.

In figura 9 viene mostrato un periodo della sequenza pseudo-rumore pl; in questo esempio quattro simboli pseudo-rumore p<(0)>…p<(3)>si ripetono per ogni periodo della sequenza pl.

In figura 9 con il numero di riferimento 90 sono indicati gli ultimi campioni del simbolo pseudo-rumore p<(0)>, con il numero di riferimento 91 sono indicati gli ultimi campioni del simbolo pseudo-rumore p<(1)>, con il numero di riferimento 92 sono indicati gli ultimi campioni del simbolo pseudo-rumore p<(2)>, con il numero di riferimento 93 sono indicati gli ultimi campioni del simbolo pseudo-rumore p<(3)>.

Al ricevitore, dopo la sincronizzazione e la rimozione del prefisso ciclico, la risposta del canale per il sottoblocco viene preferibilmente stimata correlando i campioni ricevuti con le sequenze pseudo-rumore note al ricevitore; si ottiene pertanto la stima

con l=0,1,…,L ed s= 0,1,…S-1.

Una volta che il canale è stato stimato, la sequenza pseudo-rumore può essere rimossa dal segnale ricevuto al fine di ridurre l’interferenza sul rilevamento dei dati, pertanto la demodulazione e l’equalizzazione sono applicati al segnale

Dalle equazioni (21) e (22) si osserva che la stima di canale è tanto migliore quanto maggiore è la potenza della sequenza pseudo-rumore, tuttavia aumentando troppo tale potenza, a parità di potenza OFDM transmessa, si peggiora il rapporto segnale rumore, pertanto è opportuno trovare un compromesso.

Preferibilmente, il rapporto tra potenza della sequenza pseudo-rumore e potenza del segnale OFDM è compreso tra 0,05 e 0,5 , e più preferibilmente tra 0,09 e 0,3.

In una forma di realizzazione preferita, che appare molto vantaggiosa per canali sparsi (ossia che presentano tanti tappi di valore zero), la stima del canale può essere ulteriormente migliorata considerando

dove θ è una soglia definita in modo tale che la probabilità di confondere un campione di rumore con un tappo del canale sia inferiore ad una certa soglia. La stima di canale secondo l’equazione (23), si applica molto bene alle reti a singola frequenza (SFN), in cui una pluralità di trasmettitori trasmettono in modo sincrono il medesimo segnale sulla medesima frequenza.

A causa della distanza relativa tra i trasmettitori, il ricevitore riceve il medesimo segnale attraverso più percorsi e quindi con diversi ritardi, pertanto il canale visto dal demodulatore è la sovrapposizione di più canali ognuno provvisto di pochi tappi ma con un ritardo mutuo significativo.

Si deve ora osservare che nella stima della risposta impulsiva del canale, il segnale OFDM trasmesso si comporta come un’interferenza rispetto al segnale costituito dalle sequenze pseudo-rumore.

Nell’ipotesi che questa interferenza più il rumore del canale siano complessivamente modellizzabili come un rumore gaussiano bianco a media zero, il valore assoluto di ogni campione risulta essere una variabile casuale di Rayleigh e la probabilità media di un falso allarme (ossia di confondere del rumore con un campione o tappo della risposta impulsiva del canale) è

)<2>

dove σ(s

wstè la potenza dell’interferenza più il rumore.

Conseguentemente, data una probabilità di falso allarme PFA, la soglia per distinguere un tappo della risposta impulsiva di canale, dal rumore, è data da

poiché la potenza dell’interferenza più il rumore non è nota a priori, è possibile stimarla utilizzando le proprietà delle sequenze pseudo-rumore ed osservando che il canale ha al più L+1 tappi. Pertanto, se si applica la (21) sugli ultimi Np-L-1 tappi di ogni sotto-blocco, si ottiene una stima del rumore.

In particolare, si ha che i campioni del rumore più interferenza sono

con l=L+1,L+2,…N-1, s=0,1,…,S-1

La potenza dell’interferenza più rumore può essere stimata come

Applicando la (26) e la (27) nella (25), si ottiene così la soglia oltre la quale si può considerare nulla la risposta impulsiva del canale per un dato sottoblocco.

Stima di canale – metodo con inserimento sequenze di training in trasmissione

In alternativa alla sovrapposizione delle sequenze pseudo-rumore al segnale OFDM, per permettere la stima di canale è possibile inserire dei segnali di training tra un segnale OFDM ed il successivo.

Poiché i segnali di training sono noti al ricevitore, questi vengono utilizzati per stimare la risposta impulsiva di canale per i sottoblocchi sostanzialmente come spiegato sopra nel caso di sequenze pseudo rumore sovrapposte al segnale OFDM.

Le stime di canale per sottoblocco così calcolate, vengono mantenute valide per i simboli successivi fino alla nuova stima effettuata con il successivo segnale di training.

Alternativamente, grazie ai segnali di training è possibile fare una stima della risposta impulsiva del canale complessivo (su tutte le N portanti) ed interpolare due di queste stime successive per ottenere delle stime su ciascun sottoblocco r<(s)>del simbolo OFDM.

Stima della risposta impulsiva del canale mediante sequenze pseudo-rumore In una forma di realizzazione preferita, il ricevitore OFDM di figura 8 utilizza le sequenze pseudo-rumore per stimare la risposta impulsiva del canale per tutto il periodo di simbolo.

Questo viene fatto stimando che la risposta impulsiva del canale per il periodo di simbolo sia pari alla media delle risposte impulsive stimate, mediante le sequenze pseudo rumore, per i sottoblocchi del segnale ricevuto. Matematicamente, l’espressione della risposta impulsiva di canale “medio” per tutto il periodo di simbolo è data dall’equazione (11).

In questa forma di realizazione, la stima della risposta impulsiva del canale “medio” sul periodo di simbolo, così stimata, viene utilizzata dal ricevitore di figura 8 per l’equalizzazione che viene eseguita nel modulo 24.

Prestazioni del ricevitore di fig. 4 e 5

I vantaggi della presente soluzione appaiono evidenti dai risultati qui di seguito riportati.

Si è considerato uno scenario DVB-T2 (definito da DVB BlueBook A122 Rev.1 (01/09), Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system) con N = 32768 sottoportanti, S =4 e un intervallo di guardia di 2048 campioni.

Nelle simulazioni si è considerato un demapping genie, come definito dalle Implementation guidelines (DVB BlueBook A133(02/09) Implementation guidelines for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2) (draft TR 102 831 V1.1.1)), con codici LDPC a 16K, e una costellazione 16-QAM senza rotazione.

Il canale considerato è un canale a due coefficienti, con eguale potenza, in cui il primo coefficiente è costante, mentre il secondo ha fading di Rayleigh con spettro Doppler di Jakes dipendente dalla velocità relativa tra trasmettitore e ricevitore.

Il rapporto segnale trasmesso-rumore medio considerato è di 20dB e le prestazioni sono valutate in termini di rapporto segnale rumore+interferenza (SNIR) all’ingresso del rilevatore, definito come

nell’ipotesi di stima di canale ideale, si è considerato uno scenario SFN in cui il canale è dato dalla somma di due canali tipicamente urbani (TU6) con effetto Doppler secondo il modello di Jakes.

In figura 10 viene mostrato l’andamento del SNIR in funzione della velocità di ricezione, ottenuto quando i due canali TU6 sono spaziati di circa l’80% della durata dell’intervallo di guardia, vale a dire 1640 campioni.

Questa figura mostra molto chiaramente come l’uso della pre-equalizzazione (PSE) secondo la presente invenzione è in grado di migliorare molto il SNIR, fino al punto che le prestazioni misurate per un ricevitore 32k con PSE si avvicinano molto a quelle di un ricevitore 8k tradizionale.

Al fine di apprezzare meglio le prestazioni del ricevitore con preequalizzazione, in figura 11 viene mostrato il BER (Bit Error Rate) quando il canale comprende due tappi, il primo posto a<h>o<(n) =1/ 2>ed il secondo che fluttua alla Rayleigh con potenza media di 1/2, spaziati tra loro per una distanza pari al 60% dell’intervallo di guardia, vale a dire 1229 campioni, ed affetti da Doppler secondo il modello di Jakes.

In figura 11 si osserva che a parità di BER si ha un miglioramento notevole della velocità massima cui può muoversi il ricevitore.

Infine, in tabella 1 viene mostrata la velocità massima cui può muoversi il ricevitore garantendo un BER pari a 10<-4>(che è quanto richiesto all’uscita del decoder LDPC) in funzione del ritardo del secondo canale.

Tabella 1. Massima velocità che consente probabilità di errore sul bit inferiore a 10<-4>

In questa tabella vengono confrontate le prestazioni dello schema proposto con quelle di un ricevitore OFDM tradizionale (privo di sistemi di cancellazione dell’ICI), e si nota che il guadagno dello schema proposto va dal 50% al 150% a seconda della posizione del secondo coefficiente del canale.

Prestazioni del ricevitore di fig. 8

In figura 12 sono proposte delle simulazioni nel caso in cui il canale sia stimato mediante delle sequenze pseudo-rumore sovrapposte al segnale OFDM.

In questo caso si è considerata una probabilità di falso allarme PFA=10<− 4>e si sono considerati due differenti rapporti tra la potenza della sequenza pseudo-rumore e la potenza del segnale OFDM (β=0,1 e β=0,2). Si sceglie Np=M-1= 8191 e per il confronto in figura 12 si sono considerati un segnale OFDM con pre-equalizzazione (PSE) e sequenze pseudo rumore sovrapposte per le stima di canale per sottoblocco, ed uno convenzionale con sequenze pseudo-rumore (PN) sovrapposte per la stima del canale medio.

Anche nel caso di fig. 12 si sono considerati due canali separati dell’80% dell’intervallo di guardia.

I risultati mostrano come, in tutti i casi, il metodo proposto di preequalizzazione migliori le prestazioni di un sistema tradizionale e che, per alte velocità relative tra ricevitore e trasmettitore, il sistema con PSE e PN approssima i risultati della simulazione con stima ideale della risposta impulsiva di canale.

Si osserva inoltre che, per basse velocità, il sistema convenzionale senza preequalizzazione è più performante rispetto a quello qui illustrato.

Per questo motivo, vantaggiosamente, il ricevitore viene provvisto di mezzi per rilevare la sua velocità di movimento ed attiva la pre-equalizzazione solamente nel momento in cui la velocità supera una soglia prestabilita, preferibilmente compresa tra 1 e 55 km/h e più preferibilmente tra 30 e 50 km/h.

Claims (12)

1. RIVENDICAZIONI 1. Metodo per trasmettere segnali modulati in multiplex a divisione di frequenza, in cui si genera un segnale (sTx) modulato in multiplex a divisione di frequenza comprendente un simbolo (D) ed un prefisso (CP), caratterizzato dal fatto di trasmettere un segnale periodico (pl) sovrapposto a detto segnale modulato in multiplex a divisione di frequenza, detto segnale periodico (pl) avendo periodo inferiore al periodo di simbolo.
2. 2. Metodo secondo la rivendicazione 1, in cui detto prefisso comprende N campioni ed in cui detto prefisso è un prefisso ciclico comprendente una porzione (L) di detti N campioni.
3. 3. Metodo secondo la rivendicazione 1 o 2, in cui detto segnale periodico (pl) comprende una sequenza di simboli pseudo-rumore (p<(j)>) consecutivi, ognuno di detti simboli pseudo-rumore (p<(j)>) comprendendo i medesimi campioni ed essendo ottenuto dal simbolo pseudo-rumore che precede mediante uno shift di campioni.
4. 4. Metodo per la ricezione di un segnale in multiplex a divisione di frequenza trasmesso su un canale secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 o 2 o 3, in cui - si rimuove il prefisso dal segnale ricevuto, - si scompone il rimanente segnale in una pluralità di sottoblocchi di durata pari al periodo di detto segnale aggiuntivo (pl), - si stima una risposta impulsiva del canale per almeno un sottoblocco, e preferibilmente per tutti i sottoblocchi, di detta pluralità di sottoblocchi, la stima dela risposta impulsiva del canale per almeno un sottoblocco essendo ottenuta correlando il segnale ricevuto con un secondo segnale periodico identico a detto segnale periodico.
5. 5. Metodo scondo la rivendicazione 4, in cui detta risposta impulsiva è stimata correlando detto segnale aggiuntivo (pl) al segnale ricevuto e privato del prefisso.
6. 6. Metodo secondo la rivendicazione 4 o 5, in cui si stima la risposta impulsiva del canale per tutti i sottoblocchi in cui è diviso il segnale ricevuto e ripulito del prefisso, ed in cui si esegue una fase di equalizzazione che dipende dalla stima della risposta impulsiva del canale su tutto il periodo di simbolo, detta stima della risposta impulsiva del canale su tutto il periodo di simbolo essendo stimata come la media delle risposte impulsive per i sottoblocchi.
7. 7. Metodo secondo la rivendicazione 4 o 5 o 6, in cui si esegue una fase di pre-equalizzazione di detto almeno un sottoblocco, detta fase di preequalizzazione prevedendo di moltiplicare detto almeno un sottoblocco per un coefficiente (α<(s )>) dipendente dalla stima della risposta impulsiva di canale (h<(s )>) per detto sottoblocco (r<(s)>).
8. 8. Metodo secondo la rivendicazione 7, in cui per il calcolo dei coefficienti di pre-equalizzazione, si considera nulla la risposta impulsiva del canale sul sottoblocco se la stima di detta risposta impulsiva del canale per detto almeno un sottoblocco ha un valore inferiore ad una soglia.
9. 9. Metodo secondo la rivendicazione 7 o 8, in cui detta fase di preequalizzazione viene eseguita solamente se la velocità relativa tra ricevitore e trasmettitore è superiore ad una soglia prestabilita, preferibilmente compresa tra 1 e 55 km/h e più preferibilmente tra 30 e 50 km/h.
10. 10. Sistema di comunicazione in cui un ricevitore trasmette un segnale modulato in multiplex a divisione di frequenza secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1 o 2 o 3, ed in cui un ricevitore riceve detto segnale secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 4 a 9.
11. 11. Ricevitore di segnali in multiplex a divisione di frequenza, caratterizzato dal fatto di eseguire il metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 3 a 8.
12. 12. Trasmettitore di segnali in multiplex a divisione di frequenza, caratterizzato dal fatto di eseguire il metodo secondo la rivendicazione 1 o 2.