ITRM20090422A1 - Sistema gpr stepped frequency riconfigurabile - Google Patents

Description

Descrizione dell’invenzione avente per titolo:

“SISTEMA GPR STEPPED FREQUENCY RICONFIGURABILEâ€

TESTO DELLA DESCRIZIONE (1,2,3, 4, 5)

l.Stato dell’arte

Il Ground Penetrating Radar (GPR) à ̈ uno strumento basato sull’impiego di onde elettromagnetiche atto a sondare in maniera non invasiva il sottosuolo oppure l’interno di murature o manufatti di estese dimensioni, alla ricerca di sottoservizi, reperti archeologici, mine inesplose o anche semplicemente fratture, stratificazioni,- depositi d’acqua. Le applicazioni sono quindi molteplici e si à ̈ sviluppata negli anni una vasta letteratura scientifica sia sulle possibilità d’uso, che sull’elaborazione dei dati e sull’implementazione di nuovi sistemi GPR ed antenne [1-5].

In tale ambito, il brevetto riguarda l’ambito dei sistemi GPR Stepped Frequency (SF-GPR), che, differentemente dagli usuali sistemi “impulsati†, trasmettono una sequenza di toni sinusoidali invece di un impulso; pertanto l’impulso irradiato viene sintetizzato numericamente come una sovrapposizione dei toni sinusoidali irradiati. I vantaggi dei sistemi Stepped Frequency rispetto ai più classici GPR “impulsati†, sono ampiamente descritti in letteratura [6-8].

L’aspetto innovativo di interesse per la presente proposta di brevetto riguarda la possibilità di “configurare†uno Stepped Frequency GPR attraverso la variazione di alcuni parametri al variare della frequenza di lavoro. In particolare, si mira a migliorare l’adattamento delle antenne del GPR su larghe bande di frequenze di lavoro ed in diverse configurazioni di lavoro, caratterizzate da differenti strutture da investigare e/o distanze delle antenne dalla struttura.

Tali cambiamenti parametrici controllabili e programmabili vengono già effettuati nell’ambito di alcuni sistemi per telecomunicazioni e per spazio libero e prendono il nome di riconfigurazioni [9]. Traslando dunque questo termine dall’ambito delle telecomunicazioni alT' ambito dei sistemi GPR, diremo che la presente domanda propone di brevettare l’idea di un GPR stepped frequency riconfigurabile (RSF-GPR).

Si precisa esplicitamente che la presente domanda di brevetto segue due lavori [10-11] già pubblicati sui sistemi GPR riconfigurabili. Tuttavia, come aspetto inedito, essa propone schemi per la realizzazione circuitale del sistema di adattamento, differentemente da quanto in [10-11] dove la riconfigurazione à ̈ affrontata ad un livello solamente sistemistico.

1. D. J. Daniels, Ground-Penetrating Radar 2nd Edition, The Institution of Electrical Engineers IEE-UK , London, 2004.

2. L. B. Conyers and D. Goodman, Ground Penetrating Radar: An Introduction for Archaeologists, AltaMira Press, U.S., New edition, 1997.

3. A. Annan, “GPR-History, trends and future developments†, Subsurface Sensing Technology and Applications, voi. 3, pp. 253-270, 2002.

4. D. D. Ferris, and N.C. Currie, “A survey of current technologies for throughwall-surveillance (TWS)†, Procà ̈edings of SPIE, voi. 3577, pp. 62-72, 1999.

5. S. Lambot, E. C. Slob, I. van den Bosch, B. Stockbroeckx and M. Vanclooster, “Modeling of Ground-Penetrating Radar for Accurate Characterization of Subsurface Electric Properties†, IEEE Trans, on Geoscience and Remote Sensing, voi. 42, no.l 1, pp. 2555-2568, 2004.

. D. A. Noon, Stepped-Frequency Radar Design and Signal Processing Enhances Ground Penetrating Radar Performance, Ph.D. Thesis, Department of Electrical & Computer Engineering, University of Queensland, Australia, 1996.

. A. Langman, M. R. Inggs, “Pulse versus stepped frequency continuous wave modulation for ground penetrating radar†, Proc. of International Geos. And Rem. Sens. Symp. (IGARSS), vol.3, pp.1533-1535, July 2001.

. S.K. Koppenjan, C.M. Alien, D. Gardner, H.R. Wong, H. Lee, S.J. Lockwood, "Multi-frequency synthetic-aperture imaging with a lightweight ground penetrating radar System" Journal of Applied Geophysics, voi. 43, (2000), pp. 252-258, 1999.

9. Y. F. Wu, C. H. Wu, D. Y. Lai, F. C. Chen, “A Reconfigurable Quadri-Polarization Diversity Aperture-Coupled Patch Antenna†IEEE Trans. On Antennas and Prop. voi. 55, n. 3, pp. 1009-1012, March 2007.

10. R. Persico, G. Prisco, A Reconfigurative Approach for SF-GPR Prospecting, IEEE Trans. On Antennas and Prop., voi. 56, n.8, pp. 2673-2680, August 2008. 11. G. Prisco, R. Persico’ Reconfigurable Stepped Frequency GPR Systems, Proc.

ΧΠ Conference on Ground Penetrating Radar, Birmingham, 14-19 June 2008.

2.Problema tecnico

Come accennato, la riconfigurazione di un sistema GPR stepped frequency ha come obiettivo Γ allargamento della banda di frequenza di lavoro rilassando le sue variazioni in dipendenza della particolare condizione operativa in cui il sistema GPR opera.

Nel presente brevetto, viene proposta una strategia basata sia sul miglioramento dell’ adattamento delle antenne che sull’equalizzazione della potenza generata. H punto essenziale à ̈ che sia l’adattamento che la potenza generata dipendono dalla frequenza di lavoro, per cui si può agire su di esse in modo semplice solo se si ha a disposizione un sistema stepped frequency. Un sistema impulsato non può essere riconfigurato in maniera semplice, perché l’impulso irradiato contiene simultaneamente tutte le frequenze della banda di lavoro, e non una alla volta come consentito dal sistema stepped frequency. La modalità stepped frequency consente quindi di riconfigurare il sistema in quanto permette di agire sul singolo tono oppure sottobande. Questo significa in particolare che non ci si dovrà preoccupare del fatto che il dispositivo applicato alla frequenza “ennesima†abbia un banda intrinseca più piccola della banda desiderata, perché la banda equivalente complessiva sarà ottenuta facendo propagare in maniera guidata il segnale irradiato dall’antenna in trasmissione (nonché quello raccolto dall’antenna in ricezione) lungo cammini diversi (e incontrando dispositivi diversi) in funzione della frequenza. Questa procedura naturalmente incontra una serie di limiti sul piano pratico (nel seguito se ne individuano alcuni), ma tuttavia apre molte possibilità inedite e significative rispetto ai sistemi attualmente in commercio.

3.Soluzioni del problema tecnico

Nella presente domanda si richiede di brevettare una modalità di riconfigurazione nella quale il sistema può essere visto come composto da tre sottosistemi principali quali: il banco dì reti di adattamento; il potenziometro programmabile; il modulatore programmabile.

La sintesi dei tre sottosistemi abbisogna della conoscenza dei parametri di impedenza dell’antenna (TX e RX) nelle particolari condizioni operative. Tali parametri possono essere valutati mediante preliminari misure di calibrazione, effettuabili tramite un usuale Network Analyser. Dette misure di calibrazione forniscono anche una informazione sulla banda di frequenze, per la quale si effettuerà la riconfigurazione, e che nel seguito chiameremo banda riconfigurabile.

Lo schema della strumentazione à ̈ dettagliata, dal punto di vista sistemistico, nella figura 1.

4.Descrizione funzionamento del sistema

Vengono di seguito descritti i tre sottosistemi principali, costituenti la strumentazione quali: il banco di reti di adattamento; il potenziometro programmabile; il modulatore programmabile

4.1. Banco di reti di adattamento

Un banco di reti di adattamento opzionabili verrà impiegato per migliorare Tadattamento delle antenne. L’opzione per una rete di adattamento piuttosto che per un’altra si intende in funzione dalla frequenza. Le scelte possibili sono molteplici. Nella presente domanda di brevetto proponiamo innanzitutto una coppia di reattanze variabili in funzione della frequenza, e due trasformatori di resistenza (senza perdite) per migliorare Tadattamento tra la linea di trasmissione che porta il segnale e la resistenza d’antenna.

Descriviamo separatamente i due dispositivi, ed infine consideriamo una possibile combinazione dei dispositivi.

4.1.1 Reattanze variabili a parametri concentrati

Il dispositivo ha il compito di sintetizzare valori di reattanza tali da compensare la reattanza di ingresso dell’ antenna, ed eventualmente quella del e ricevitore. Precisamente, detta XATla reattanza dell’antenna in trasmissione, XAR la reattanza dell’antenna in ricezione, XQ la reattanza del generatore e XR la reattanza del ricevitore, e trascurando l’accoppiamento diretto fra le antenne e le perdite sulle linee, la reattanza Xi posta in serie all’antenna in trasmissione dovrebbe essere il più possibile prossima ad XI=-XAT-XGJmentre la reattanza X2posta in serie all’antenna in ricezione dovrebbe essere il più possibile prossima a X2=-XAR-XR.

La soluzione proposta si basa quindi su due reattanze da porre una in serie all’antenna in trasmissione ed una in serie all’antenna in ricezione. Le reattanze variabili in funzione della frequenza si possono realizzare in modo discretizzato attraverso uno schema del tipo descritto in fig. 2 che utilizza un passo geometrico nella scelta dei valori di induttanza o di capacità inseriti nel dispositivo.

In questo modo, mediante F apertura e chiusura programmata (in funzione della frequenza) dei vari interruttori si possono idealmente realizzare induttanze da 0 a (l 2 ...2<W>)/. = (2<W+1>- l)l con passo L (ovvero con risoluzione jlirfL in termini di reattanza induttiva, dove / à ̈ la frequenza). Allo stesso modo, per quanto riguarda lo schema con condensatori connessi, si possono idealmente realizzare capacità da

-+—+<1>y<1>Q

<5

C C 2<N>C;2<+>2<+"'>(ÏŠ — 0 ^]<a>^ ^ (<e>P°1<a>parie<c>’à ̈ la possibilità di cortocircuitare tutti i condensatori, il ché corrisponderebbe a una capacità infinita). Il passo minimo di variazione in termini di capacità non à ̈ costante in funzione del livello di capacità implementata, mentre il passo minimo di variazione in termini di reattanza

capacitiva à ̈ dato da<â– >— .

2<N֓>7tfC

La soluzione proposta ha il significativo vantaggio di abbattere il numero di componenti reattivi impiegati, che se venissero usati valori di induttanza e di capacità tutti uguali fra loro comporterebbero ima crescita esponenziale del numero di induttori e condensatori necessari, a parità di range di reattanze sintetizzate. Uno schema come quello di fig. 2 (a parametri concentrati) può funzionare correttamente fino a che le dimensioni dell’intera reattanza variabile non diventano dell’ordine della lunghezza d’onda in gioco, altrimenti sarà necessario concepire un sistema a parametri distribuiti.

Som> possibili schemi alternativi, ad esempio con i condensatori collegabili o scollegabili in parallelo come in fig. 3, o addirittura schemi misti con gli elementi reattivi collegabili e scollegabili in parte in serie ed in parte in parallelo.

Con lo schema di fig. 3, si possono idealmente realizzare capacità da 0 a (l 2 ...2<N>)C = (2<W+1>- l)c con passo C (la risoluzione corrispondente à ̈ jl7cfC in termini di ammettenza, ma non à ̈ costante in termini di impedenza). Il layout ottimale dipende dalla particolare antenna e dalla particolare situazione, per cui in questa sede non effettuiamo valutazioni generali ma ci limitiamo a fornire possibilità circuitali. Una struttura del genere può essere realizzata mediante un circuito stampato su substrato Duroid, con induttanze e capacità realizzate in package SMD, mentre gli interruttori si possono realizzare (con perdite minime) mediante degli switches in arseniuro di gallio in tecnologia MMIC.

La soluzione realizzativi prospettata consente di ottenere un circuito con dimensioni sub-centimetriche, ragion per cui lo schema descritto può pensarsi valido fino a frequenze dell’ordine dì qualche GHz..

4.1.2 Due trasformatori di resistenza

Si tratta di due dispositivi a costanti distribuite da porre in serie alle reattanze descritte al punto 4.1.1. Pertanto questi due dispositivi vanno allocati uno sul circuito dell’antenna in trasmissione e l’altro sul circuito per l’antenna in ricezione. Per l’antenna in trasmissione, lo scopo del trasformatore di resistenza consiste nell’ assicurare l’adattamento dell’impedenza data dalla serie dell’impedenza di carico dell’antenna in trasmissione e della reattanza Xi all’impedenza caratteristica della linea di trasmissione lungo cui si propaga il segnale dal generatore.

Per l’antenna in ricezione, lo scopo del dispositivo à ̈ l’adattamento dell’impedenza di carico costituita dall’impedenza di ingresso dell’antenna in ricezione in serie la reattanza X2all’impedenza caratteristica della linea di trasmissione che permette la propagazione del segnale al ricevitore.

Si assume che il generatore ed il ricevitore siano a loro volta adattati alle rispettive linee di trasmissione, perché le caratteristiche circuitali di questi dispositivi sono di norma molto meno variabili con la frequenza di quanto non lo siano le caratteristiche delle antenne.

Supponendo che le impedenze di carico da adattare siano reali, in quanto le reattanze variabili al punto 4.1.1 hanno approssimativamente cancellato la parte immaginaria delle impedenze d’antenna originarie, varie strategie sono perseguibili

Nella presente domanda viene descritta la soluzione basata su un banco di “trasformatori a lambda quarti†ovvero di tratti di linea opzionabili a seconda della frequenza, di lunghezza pari ad un quarto della lunghezza d’onda relativa alla propagazione guidata sulla linea e di impedenza caratteristica pari alla media geometrica fra la resistenza di carico e la resistenza intrinseca della linea di trasmissione che sta a monte. E’ ben noto che un trasformatore a lambda quarti à ̈ in grado di adattare un carico con parte immaginaria nulla alla relativa linea di trasmissione in corrispondenza ad ima fissata frequenza. Se l’antenna à ̈ alimentata (come spesso succede per le antenne dei GPR) mediante un cavo coassiale, l’opzionabilità del tratto di linea a lambda quarti à ̈ realizzabile mediante uno schema del tipo di fig. 4.

Il dispositivo consiste in un insieme di tratti di cavo coassiale, con tutti i conduttori esterni collegati fra loro. Per quanto riguarda i conduttori interni, le parti superiori sono connesse ad un’unica stella (posta in -colore più scuro in fig. 4B e 4D) e l’anima di ciascun cavo à ̈ collegabile o scollegabile mediante un piccolo giunto telescopico comandato.

Figura 4 mostra imo schema a cinque trasformatori opzionabili, ma in generale lo schema à ̈ estendibile ad un generico numero-N. Il segnale si indirizzerà lungo un unico tratto, cortocircuitando tutti gli altri, in funzione della frequenza. Un maggior numero di trasformatori consente un allargamento della banda riconfigurabile, e consente approssimativamente anche di tener conto di possibili variazioni della resistenza intrinseca dell’antenna in diverse situazioni (ad esempio quando questa ultima à ̈ posta su strutture con differenti caratteristiche elettromagnetiche), al prezzo di rendere il sistema progressivamente più complicato. La cortocircuitazione à ̈ realizzabile mediante contatti telescopici fra i due conduttori di ciascun tratto coassiale, come indicato in fig.

5.

La cortocircuitazione deve essere effettuata sia a monte che a valle di tutti i trasformatori attraverso i quali il segnale non deve propagarsi; questo limita gli effetti reattivi che avrebbero questi tratti di linea se fossero cortocircuitati da un solo lato. Per comodità di realizzazione, i tratti di cavo sono tutti della stessa lunghezza, pari al più lungo dei trasformatori a lambda quarti previsto.

Per effettuare l’adattamento, i vari tratti saranno riempiti in parte (a partire dal basso, ovvero dalla parte che va all’antenna) di un dielettrico opportuno e per la restante parte (superiore) dello stesso dielettrico interno al cavo di alimentazione generale, in modo da considerare un prolungamento di quest’ultimo (a patto che le dimensioni geometriche dei cavi restano invariate). Il “valore opportuno†srdel dielettrico che deve riempire il tratto inferiore à ̈ dato dalla seguente formula:

<r>i )\

=-RARL

(1)

dove RAà ̈ la resistenza dell’antenna alla frequenza considerata, RLà ̈ la resistenza intrinseca del cavo generale di alimentazione, reed η sono rispettivamente il raggio esterno ed il raggio interno di tutti i cavi coassiali in gioco e Ï‚0à ̈ l’impedenza intrinseca dello spazio libero, pari a 377-©hm. L’equazione 1 nasce per confronto dalla impedà ̈nza intrinseca che deve avere il tratto di linea a lambda quarti percorso dal segnale alla frequenza corrente (data da RT= <JRARL) confrontata con la formula che fornisce l’impedenza intrinseca di un cavo coassiale in funzione delle sue caratteristiche

geometriche e del dielettrico che lo ri émpie (data da RT= -^γ=ς0Ini —

w- ’t J

La lunghezza dei tratti di cavo sarà data dal minimo lambda quarti interno al variare della frequenza. Questa lunghezza à ̈ data da

d =<C>ORA<R>L

min / 4 fermin f

16Î ̄Ï€<2>Ï‚0<2>In

\<r>> j min /

(2)

dove c0à ̈ la velocità di propagazione delle onde elettromagnetiche nel vuoto, pari a 300.000 Km al secondo.

Va sottolineato il fatto che, in eq. (2), la dipendenza dalla frequenza compare a numeratore nel fattore RA, oltre che a denominatore con l’esplicito fattore / stesso. Di norma, al diminuire della frequenza la resistenza d’antenna RAtende ad un i certo T punto a diminuire, e questo compensa almeno parzialmente l’aumento di dimensioni che richiederebbe il solo denominatore. In compenso, al diminuire della frequenza sono richiesti in genere dielettrici più densi (caratterizzati da valori di

crescenti). Se il vincolo della costanza delle dimensioni geometriche di tutti i cavi viene rilassata, la permittività dielettrica e le dimensioni richieste sono in parte reciprocamente compensabili giocando anche sul rapporto fra i raggi dei conduttori del r

cavo. In particolare al diminuire del rapporto — verrà richiesto un dielettrico con<r>i

permittività dielettrica più bassa per realizzare l’impedenza intrinseca desiderata, ma in compenso il tronco di linea a lambda quarti dovrà essere più lungo e sarà necessario studiare transizioni della forma dopo il tratto a lambda quarti al fine di adattare quest’ultimo al cavo di alimentazione generale, i cui parametri geometrici sono evidentemente fissati ed uguali a tutte le frequenze considerate. La strategia ottimale, ancora una volta, non può che dipendere dalla particolare antenna che si _yuole riconfigurare. Ad ogni modo, simulazioni eseguite su una bow-tie [11] ci hanno indicato che sono possibili ragionevoli e convenienti compromessi.

4.1.3 Π Dispositivo di Adattamento Complessivo

Lo schema complessivo del banco di reti à ̈ di adattamento riportato in fig. 6. H dispositivo di adattamento riconfigurabile complessivo consiste evidentemente in una reattanza variabile seguite in serie dal banco di trasformatori, e questo per entrambi i circuiti per le antenne in trasmissione e in ricezione. Si suppongono trascurabili gli effetti di accoppiamento fra le antenne, si suppone che nella banda considerata non ci siano variazioni eccessive di efficienza delle antenne, e naturalmente si suppone che nei cavi coassiali si propaghi il solo modo traverso elettromagnetico. Una variazione di efficienza delle antenne, purché non eccessiva può essere parzialmente compensata mediante il secondo e il terzo dispositivo, descritti nel seguito. L’ipotesi che non si propaghino modi superiori nel cavo coassiale in genere non à ̈ critica, perché ancora una volta ci si aspetta un aumento significativo della permittività del trasformatore a lambda quarti solo in corrispondenza delle frequenze più basse, il ché compensa in parte le variazioni delle dimensioni elettriche traverse dei trasformatori.

Anche in questo caso, simulazioni eseguite su una bow-tie ci hanno indicato che le frequenze di taglio dei modi superiori sono comunque sufficientemente alte. Conformemente ai risultati in [11], nella presente proposta di brevetto inseriamo la possibilità di un’ulteriore reattanza variabile a monte del banco di trasformatori. Questa possibilità si basa sul fatto che, in generale, l’equalizzazione della reattanza eseguita immediatamente in serie all’antenna non può essere perfetta (sia per rintrinseca natura discreta delle reattanze realizzabili che per le imprecisioni parametriche che inevitabilmente si hanno). Pertanto, si avrà una reattanza residua immediatamente prima del banco dei trasformatori a lambda quarti. Se esprimiamo la reattanza residua come un’aliquota a della resistenza d’antenna, ovvero scriviamo l’impedenza vista a valle del banco di trasformatori come RA+jaRA, con normali calcoli di trasporto d’impedenza si può mostrare [11] che l’impedenza a monte dei trasformatori sarà data R i ccR

da - — — y . Naturalmente la resistenza risultante non sarà perfettamente uguale

a quella della linea di alimentazione, ma la perturbazione non à ̈ eccessiva in quanto il

fattore a compare al quadrato. Tuttavia, compare un fattore reattivo “spurio†-

che ovviamente diminuisce l’adattamento con il cavo coassiale di alimentazione. Una seconda reattanza variabile può equalizzare almeno in parte questo fattore reattivo spurio. Notiamo in particolare che in generale, al diminuire della frequenza, risulta RA<<>Rl, e sul versante delle basse frequenze la reattanza residua trasportata à ̈ in generale più alta della reattanza residua originaria, cioà ̈ quella vista immediatamente a valle dei trasformatori a lambda quarti.

Questo rende possibile equalizzazioni della reattanza che non si possono ottenere già in origine. In altre parole, à ̈ chiaro per definizione che la quantità aRAà ̈ inferiore alla risoluzione realizzativa che le reattanze variabili implementate hanno, altrimenti “sarebbe già stata equalizzata†prima di far passare il segnale nel banco di trasformatori.

ccR

Tuttavia, la reattanza -- — — à ̈ in modulo maggiore di \aRA\ e dunque à ̈ probabile che

possa essere almeno in parte equalizzata.

4.2 Potenziometro programmabile.

Il potenziometro programmabile, posto in serie al generatore, ha lo scopo di variare il segnale in ingresso alla linea di trasmissione al variare della frequenza. In questo modo si può pensare di bilanciare il disadattamento “residuo†dopo la programmazione dei dispositivi di adattamento descritta al punto 4.1.

Il potenziometro dovrebbe essere programmato in modo tale che, in nella banda riconfigurabile, giunga al ricevitore una potenza il più possibile uniforme in funzione della frequenza. Nella presente domanda, detto Γτil coefficiente di riflessione all’antenna in trasmissione e detto ΓΛil coefficiente di riflessione all’antenna in ricezione, proponiamo l’ipotesi di lavoro di modulare, fin dove possibile in relazione agli effetti termici e alle possibili rotture dovute alla perdita delle proprietà isolanti dei

dielettrici, il segale di ingresso in proporzione al rapporto L . .

Î1⁄2ΗΓÎ1⁄2ΓλΗ^Π

In questo modo, l’alimentazione controbilancia il disadattamento residuo (ovvero il disadattamento rimasto dopo la riconfigurazione dei dispositivi di adattamento precedentemente descritti) j>ia in trasmissione che in ricezione. La facilità di realizzazione di questo secondo dispositivo à ̈ strettamente correlata a quanto si deve migliorare rispetto alla situazione assicurata dai dispositivi di adattamento precedentemente descritti. Se il disadattamento residuo à ̈ molto forte, infatti, i coefficienti di riflessione da considerare saranno prossimi all’Unità in modulo, e la potenza da fornire potrebbe danneggiare certamente il sistema, conseguentemente la riconfigurazione sarebbe praticamente impossibile. Se invece il disadattamento residuo

fosse nullo, il rapporto ,, γ diverrebbe identicamente unitario e questo VH<r>vfJH<r>*f)

secondo dispositivo sarebbe evidentemente inutile.

4.3 Modulatore dei tempi di integrazione.

Si tratta di un dispositivo programmabile che consente di scegliere la durata del tempo di integrazione di ciascun tono armonico e la cui realizzabilità non presenta alcun particolare problema da un punto di vista tecnologico. L’esigenza di questo ulteriore dispositivo nasce a completamento del precedente potenziometro. Infatti, come già accennato al punto precedente, ci sono dei limiti massimi (spesso quantificati nei data sheet delle antenne e più in generale del sistema GPR adoperato) per le potenze massime in ingresso all’antenna in trasmissione e ci sono anche dei limiti massimi per le potenze che vengono dissipate per effetto ohmico.Forzare il sistema oltre questi limiti vorrebbe dire danneggiarlo e pertanto non si può applicare in ogni situazione la modulazione del segnale generato descritta al punto precedente.

Tuttavia, i sistemi GPR stepped frequency consentono un trade-off tra il tempo necessario per le misure ed il rapporto segnale rumore ottenibile. Infatti, come à ̈ ben noto dalla letteratura scientifica [6] un sistema stepped frequency consente di ottenere una migliore sensibilità e quindi un miglior rapporto segnale rumore aumentando i tempi di integrazione dei singoli toni. In questo modo, à ̈ possibile trasmettere più energia mantenendo bassa la potenza di picco e quindi evitando possibili danneggiamenti al sistema. Questa proprietà rende possibile ottenere un effetto di compensazione del disadattamento del segnale residuo analogo a quello descritto nel punto precedente, ma senza fare uso di potenze eccessive che possono danneggiare il sistema. — -In particolare, à ̈ noto [6] che il rapporto segnale rumore ottenibile à ̈ proporzionale alla durata T del tempo di integrazione (durata di emissione del singolo tono). Pertanto, detto il massimo segnale consentito, ovvero il massimo valore del segnale di ingresso che non danneggia il sistema, e detto V(f) il segnale d’ingresso per l’antenna in trasmissione “progettato†, possiamo procedere come segue.

Sulle frequenze alle quali | V(f] > Fmaxriduciamo il livello del segnale generato di un

<(>γ fattore Ï„[β , dove β à ̈ un numero positivo arbitrario minore o uguale a . Il K/

tempo di integrazione dell’ armonica considerata va però aumentato di un fattore — > 1 .

In questo modo la riduzione di potenza trasmessa à ̈ bilanciata dall’aumento del tempo di integrazione in maniera da non peggiorare il rapporto segnale rumore. A questo punto, prima di immagazzinare le componenti in fase e quadratura del segnale armonico

ricevuto, esse vengono moltiplicate per un fattore -4= > 1. In questo modo, Ã ̈ come

aver trasmesso il segnale desiderato |F(/)| in tutta la banda riconfigurabile. Un valore

del parametro β molto più basso del limite massimo m pone maggiormente al

riparo da possibili errori nella valutazione di Vw, ma à ̈ chiaro che quanto più piccolo si sceglie β tanto più si dovranno incrementare i tempi di integrazione dei singolo toni e conseguentemente i tempi di misura.

Si fa presente, che un effetto del genere non à ̈ assolutamente ottenibile mediante una mera equalizzazione dell’ampiezza del segnale ricevuto e memorizzato.

5. Vantaggi

La presente domanda propone di brevettare un avanzamento del GPR stepped frequency, che abbiamo chiamato GPR stepped frequency riconfigurabile. Rispetto ad un GPR stepped frequency classico, agendo sul sistema secondo le modalità descritte si ottiene può ottenere un allargamento della banda equivalente del sistema, al prezzo di un (possibile) aumento dei tempi di misura e di un aumento della complessità del sistema.

I limiti fisici al possibile allargamento di banda ottenibile sono di vario tipo. Innanzitutto à ̈ sempre più difficile equalizzare reattanze d’antenna molto elevate ed adattare resistenze di radiazione di valore basso alle basse frequenze. Inoltre, alle basse frequenze c’à ̈ anche un problema di diminuzione dell’efficienza efficienza d’antenna, mentre alle alte frequenze si presenta il problema di un pattern di radiazione multilobo, che à ̈ indesiderabile nelle prospezioni GPR. Infine, oltre certi limiti di frequenza il trade off fra potenza irradiata e tempo di integrazione porterebbe a durate critiche dei tempi di misura.

Pertanto la riconfigurazione à ̈ una strategia che può aumentare (anche significativamente) la banda equivalente delle antenne del sistema ma non consente di costruire antenne di banda equivalente infinita o arbitrariamente larga. Questo per dire che la riconfigurazione non costituisce una facile soluzione per qualunque problema nelle prospezioni GPR, ma à ̈ una strategia da implementare in modo critico.

In particolare, la valutazione preventiva della banda riconfigurabile, ovvero della banda in cui si sceglie di effettuare la riconfigurazione, dipende dalla particolare antenna e dalla particolare situazione considerata, e pertanto à ̈ impossibile quantificarla a-priori. Inoltre, la strategia di riconfigurazione deve in qualche modo tenere in conto di effetti reattivi dovuti alla generazione di modi superiori evanescenti nel banco di trasformatori: questo altererà in qualche modo i valori delle reattanze di equalizzazione necessarie. Tuttavia, i primi risultati simulati esposti in [10-11] hanno che in molti casi ragionevoli e convenienti compromessi sono possibili.

Nella presente proposta di brevetto, abbiamo fornito (e ciò costituisce la parte innovativa ed inedita) schemi circuitali per la realizzazione delle reattanze (a costanti concentrate) e dei trasformatori di resistenza (a costanti distribuite). I trasformatori a lambda quarti hanno Γ inconveniente di essere dispositivi intrinsecamente risonanti, e dunque a banda stretta. Tuttavia, hanno anche la qualità positiva di poter contenere l’aumento di dimensioni del dispositivo in bassa frequenza. Per questo motivo, lo specifico dispositivo proposto si presenta promettente soprattutto per prospezioni in bassa frequenza. Le prospezioni GPR in bassa frequenza (diciamo con antenna di frequenza centrale 100 MHz o meno) hanno specifici campi di interesse, in quanto le basse frequenze penetrano più in profondità nel suolo [1]. E’ inoltre ben noto che le antenne per GPR in bassa frequenza diventano ingombranti (si tratta in genere di dipoli, e possono essere lunghi anche quattro metri) e, conseguentemente, in genere à ̈ molto difficile trovare in commercio antenne, per GPR schermate al di sotto dei 100 MHz, in virtù dell’ aumento di peso che la schermatura comporterebbe. Un sistema stepped frequency riconfigurabile del tipo descritto può mitigare questi problemi e consentire la costruzione di antenne schermate anche al di sotto di 100 MHz.

Claims (4)

1. Rivendicazioni 1. Un banco di trasformatori a lambda quarti per equalizzare la resistenza delle antenne di un georadar stepped frequency, riconfigurandola con la frequenza, detti trasformatori essendo realizzati mediante differenti cavi coassiali cortocircuitabili in modo programmabile, in modo che per ogni frequenza uno solo fra di loro non sia cortocircuitato. La cortocircuitazione si intende applicata sia a monte che a valle di ciascun cavo, e si intende realizzata mediante un giunto metallico telescopico fra l’anima e il conduttore esterno. I cavi si intendono tutti della stessa lunghezza, e con lo stesso raggio dei conduttori interno ed esterno, ma si intendono riempiti con materiali dielettrici diversi, e una diversa aliquota della loro lunghezza.
2. 2. Un doppio banco di induttori e condensatori concentrati, collegabili o cortocircuitabili mediante interruttori programmabili, a monte e a valle del banco di filtri di cui alla rivendicazione n. 1. La programmazione à ̈ intesa in funzione della frequenza, in modo che per ogni frequenza una combinazione di interruttori aperti e chiusi univocamente determinata equalizzi la reattanza d’antenna a valle del banco di trasformatori a lambda quarti, e poi la reattanza residua trasportata a monte del banco di trasformatori a lambda quarti.
3. 3. Un potenziometro programmabile in funzione della frequenza, che consenta l’allargamento della banda del segnale ricevuto, controbilanciando il disadattamento residuo dopo l’equalizzazione di impedenza di cui alle rivendicazioni 1 e 2, nonché la diversità di efficienza che le antenne presentano al variare della frequenza.
4. 4. Un dispositivo che consenta la programmazione dei tempi di integrazione delle singole frequenze irradiate, in modo da compensare disadattamento e diversità di efficienza che ancora influenzano il segnale dopo le equalizzazioni di cui alle rivendicazioni 1 e 2 e alla compensazione in potenza di cui alla rivendicazione n. 3.