ITMI20081319A1 - "alimentatore elettronico di potenza di diodi led" - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

dell'invenzione industriale avente per titolo:

“Alimentatore elettronico di potenza di diodi LEDâ€

La presente invenzione concerne un alimentatore elettronico di diodi LED.

E' noto nello stato della tecnica l'utilizzo di faretti lampade a incandescenza ad alogeni funzionanti in bassa tensione di sicurezza o SELV (Safety Extra Low Voltage); ciò à ̈ dovuto al loro elevato rendimento luminoso, all'alta temperatura di colore, al ristretto angolo solido di emissione ed alla versatilità di impiego.

Nelle numerosissime applicazioni correnti, queste fonti di illuminazione sono in genere distribuite su una superficie piuttosto estesa come ad esempio controsoffittature, binari elettrificati, attività commerciali dove sono importanti sorgenti di luce di tipo puntiforme (oggettistica di pregio, gioiellerie ecc.), ambienti in genere dove per motivi di sicurezza à ̈ richiesta la bassa tensione (piscine e altro).

Molto frequentemente, per alimentare questi numerosi punti luce, gli operatori del settore, al fine anche di contenere i costi di installazione, adottano l'interessante soluzione che consiste nell' utilizzare un unico trasformatore convenzionale (elettromeccanico) di sicurezza, il quale distribuisce l'energia elettrica in bassa tensione ai singoli faretti. A riguardo si deve osservare che il trasformatore tradizionale (prodotto in Italia in milioni di esemplari all'anno) à ̈ interessante per diversi motivi, tra i quali il fatto che à ̈ disponibile senza problemi anche per potenze di valore considerevole e, pertanto, un singolo trasformatore può spesso gestire tutto l'impianto,. Le norme relative alla sicurezza devono essere curate nella sola zona, molto circoscritta, in cui il primario si collega alla rete; tutto l'impianto, in pratica, lavora in regime di bassa tensione liberando così l'installatore da quelle pesanti responsabilità, civili e penali, legate all'eventuale perdita di sicurezza. Le cadute di tensione lungo il percorso del secondario sono molto contenute essendo praticamente trascurabile la caduta reattiva e inesistente l'effetto “pelle†(presenti in modo pesante nei trasformatori elettronici); si ha un'assenza totale di radiodisturbi, un rendimento globale sostanzialmente più alto, un'affidabilità ottima, una temperatura di funzionamento più alta e costi di installazione più bassi ,

In vista dello stato della tecnica, scopo della presente invenzione à ̈ quello di fornire un alimentatore di diodi LED che comprenda un trasformatore.

In accordo alla presente invenzione, lo scopo viene raggiunto mediante un alimentatore elettronico di almeno una pluralità di diodi LED disposti in serie, caratterizzato dal fatto di comprendere:

- un dispositivo per la correzione del fattore di potenza avente un terminale di uscita connesso a detta almeno una pluralità di diodi LED, detto dispositivo per la correzione del fattore di potenza comprendendo un convertitore ed un dispositivo di controllo accoppiato con detto convertitore in modo da ottenere da una tensione alternata di rete in ingresso un segnale regolato in corrente sul terminale di uscita connesso a detta almeno una pluralità di diodi LED,

- primi mezzi atti ad effettuare una modulazione a larghezza di impulso di detto segnale corrente circolante in detta almeno una pluralità di diodi LED,

- secondi mezzi atti a rivelare il picco di detta corrente modulata in larghezza di impulso ed a generare un segnale amplificato proporzionale al picco della corrente rilevato, detto dispositivo di controllo del dispositivo per la correzione del fattore di potenza comprendendo mezzi atti a confrontare detto segnale amplificato con una tensione di riferimento ed a regolare detto segnale di corrente circolante in detta almeno una pluralità di diodi LED in risposta a detto confronto.

Grazie alla presente invenzione à ̈ possibile fornire un alimentatore elettronico per diodi LED che consenta un forte risparmio energetico, dato che i diodi LED consumano molto meno dei faretti. L'alimentatore elettronico accetta una tensione di alimentazione di sicurezza alternata a 50Hz (12V/24V) e rispetta tutte le normative applicabili, con particolare riferimento alla sicurezza e all' assorbimento sinusoidale in rete (IEC61000-3-2), richiesto quando la potenza attiva assorbita supera i 25W (nella fattispecie si arriva fino a circa 60 W).

Inoltre l'alimentatore in accordo all'invenzione consente di avere una pluralità di canali di uscita (in genere tre), ciascuno con la regolazione indipendente del flusso luminoso (fino a circa il 2% del massimo) in tipologia PWM, mantenendo contemporaneamente l'assorbimento sinusoidale ed elevato il rendimento.

Con l'alimentatore in accordo all'invenzione si realizzano sistemi con flusso luminoso a variabilità cromatica (RGB) per una potenza complessiva di 150W e oltre.

Inoltre con il suddetto alimentatore si ha una grande affidabilità, particolarmente necessaria se si pensa all'elevata durata dei LED, che à ̈ da attribuire anche al ridotto numero di componenti attivi in esso contenuti e al regime elettrico che ne caratterizza il funzionamento ( tensioni di valore molto basso).

Le caratteristiche ed i vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla seguente descrizione dettagliata di una sua forma di realizzazione pratica, illustrata a titolo di esempio non limitativo negli uniti disegni, nei quali:

la figura 1 Ã ̈ uno schema a blocchi dell'alimentatore di diodi LED in accordo alla presente invenzione;

la figura 2 à ̈ uno schema circuitale di alcuni blocchi dell'alimentatore di figura 1; la figura 3 mostra più in dettaglio l'insieme del blocco 2 ed il blocco 3 dello schema di figura 2;

la figura 4 mostra diagrammi temporali di segnali in gioco nell'alimentatore di figura 2.

Con riferimento alla figura 1 à ̈ mostrato schematicamente l'alimentatore in accordo alla presente invenzione. L'alimentatore comprende un primo blocco circuitale 1 costituito da mezzi atti a riportare entro le normative l'interferenza elettrica condotta nella linea di alimentazione; detto blocco à ̈ alimentato da una tensione di alimentazione Vin.

Il secondo blocco 2 comprende mezzi raddrizzatori atti a rettificare la tensione alternata di alimentazione Vin creando una tensione a doppia semionda Vinr, ad esempio un ponte a diodi.

La tensione Vinr à ̈ in ingresso ad un blocco 3, precisamente ai terminali 31 e 32 del blocco 3, come visibile in figura 2. Il blocco 3 comprende uno stadio pre-regolatore PFC provvisto di un convertitore 20 ed un dispositivo di controllo 33 accoppiato con detto convertitore 20 in modo da ottenere dalla tensione Vinr in ingresso una segnale regolato in corrente Iled sul terminale di uscita 34 . Il dispositivo di controllo 33 pilota un transistor di potenza M appartenente al convertitore 20 avente fra i terminali di source e drain un condensatore CI 8. Il blocco 3 ha la funzione di obbligare la corrente Inr ad assumere la stessa forma della tensione Vinr e nell' aggiustare l'ampiezza della stessa corrente Inr in modo che la potenza elettrica assorbita dal blocco 3 eguagli la potenza erogata in uscita, dai terminali 34 e 35 (il terminale 35 à ̈ connesso a massa GND), sommata alle perdite.

Il carico associato al blocco 3 à ̈ costituito da almeno una pluralità di diodi LED Al....An disposti in serie; detto carico richiede un'alimentazione a corrente costante e, durante la regolazione della corrente in accordo ad una modalità di tipo a modulazione di larghezza di impulso o PWM, l'ampiezza del gradino di corrente non deve subire variazioni. Ciò viene ottenuto mediante i blocchi 4 e 5, associati al blocco 3, che sono atti al controllo di un segnale di tensione proporzionale al valore di picco della corrente che circola nei diodi LED A1.. .An.

Il blocco 5 comprende un transistor MOS MI 2 connesso al catodo dell'ultimo diodo An della pluralità di diodi LED ΑΙ.,.Αn ed accoppiato a massa GND mediante una resistenza R12. Il terminale di gate del transistor M12 à ̈ controllato da una tensione a gradino V12 esterna con ampiezza variabile e frequenza di ripetizione fissa f=1/T che realizza la regolazione in PWM. In tal modo il transistor MI 2 à ̈ acceso solo per la durata TI del gradino di tensione V12 che à ̈ inferiore al periodo di tempo T; durante il periodo di tempo TI il segnale Iled scorre attraverso la resistenza RI 2.

Il segnale di tensione Vled presente ai terminali della resistenza RI 2 à ̈ proporzionale alla corrente Iled che circola nella pluralità di diodi LED A1 ...An e viene inviato in ingresso al blocco 4.

Il blocco 4 comprende un rivelatore di picco comprendente un amplificatore operazionale 41 atto ad amplificare la tensione Vled in ingresso al blocco 4; l'amplificatore operazionale 41 ha il terminale non invertente connesso con la tensione Vled ed il terminale invertente accoppiato al terminale di uscita mediante un diodo DI. Il blocco 4 comprende un buffer 42 tr amite il quale il segnale di tensione Vamp in uscita dall' amplificatore 41 viene inviato al blocco 3. Il buffer comprende un amplificatore operazionale 43 avente il terminale non invertente connesso al parallelo di una condensatore C22 ed una resistenza R22 a sua volta connesso a massa GND ed il terminale invertente connesso al terminale di uscita ed ad un parallelo di una resistenza R23 e di un condensatore C23 a sua volta connesso al terminale invertente dell'amplificatore operazionale 41. Un diodo D2 accoppia il terminale di uscita dell'amplificatore operazionale 41 con il terminale non invertente dell' amplificatore operazionale 43. Il segnale di tensione Vamp à ̈ una tensione proporzionale al valore di picco della conente Iled. L'amplificatore 41 amplifica la tensione Vled preferibilmente di dieci volte così da ridurre a 1/100 la potenza che il resistore R12 deve dissipare.

La tensione Vamp viene confrontata con una tensione di riferimento Vref all'intemo del blocco 3.

Nella figura 3 Ã ̈ schematicamente mostrato un preferibile stadio pre-regolatore PFC utilizzato nell'alimentatore elettronico in accordo all'invenzione; lo stadio preregolatore PFC 3 Ã ̈ di tipo TM e comprende un convertitore boost 300 ed il dispositivo di controllo 33. Il convertitore boost 300 comprende un ponte raddrizzatore a diodi ad onda intera 301 avente in ingresso la tensione di rete Vin, un condensatore C1 (che serve da filtro per l'alta frequenza) avente un terminale connesso al ponte a diodi 301 e l'altro terminale connesso a massa, un avvolgimento L (primario o secondario) di un trasformatore LT collegato ad un terminale del condensatore C1, un transistor MOS di potenza M avente il terminale di drain collegato ad un terminale dell' avvolgimento L a valle di quest'ultimo ed avente il terminale di source connesso ad una resistenza Rs collegata a massa, un diodo D avente l'anodo connesso al terminale in comune dell'avvolgimento L e del transistor M ed il catodo connesso ad un condensatore Co avente l'altro terminale connesso a massa GND.

Il dispositivo di controllo 33 deve mantenere la corrente di uscita Iled ad un valore costante mediante un'azione di controllo in retroazione. Il dispositivo di controllo 33 comprende un amplificatore di errore 303 atto a confrontare la tensione Vamp con una tensione di riferimento Vref, ad esempio del valore di 2,5V, e genera un segnale errore Se proporzionale alla loro differenza.

Il segnale errore Se à ̈ inviato ad un moltiplicatore 304 dove viene moltiplicato per un segnale V1 dato da una parte della tensione di rete rettificata dal ponte a diodi 301. All'uscita del moltiplicatore 304 sarà presente un segnale Sm dato da una sinusoide raddrizzata la cui ampiezza dipenderà, ovviamente, dalla tensione efficace di rete e dal segnale errore Se.

Il segnale Sm à ̈ inviato all'ingresso non invertente di un comparatore PWM 305 mentre sull'ingresso invertente insiste un segnale Srs presente sulla resistenza Rs. Se i segnali Srs e Sm sono uguali il comparatore 5 invia un segnale ad un blocco di controllo 306 atto al pilotaggio del transistor M che, in tal caso, provvede a spegnerlo. In tal modo il segnale Sm determina la corrente di picco del transistor M e questa sarà inviluppata da una sinusoide raddrizzata.

Dopo che il MOS M à ̈ stato spento, l'awolgimento L scarica l'energia in esso immagazzinata sul carico finché si svuota completamente. A questo punto, il diodo D non permette la conduzione di corrente ed il terminale di drain del transistor M rimane flottante, per cui la sua tensione Vdrain tende a quella istantanea di ingresso attraverso delle oscillazioni di risonanza fra la capacità parassita del terminale e l'induttanza dell'avvolgimento L. Si assiste quindi ad una rapida diminuzione della tensione di drain Vdrain che viene accoppiata mediante un avvolgimento ausiliario dell' avvolgimento L al terminale a cui à ̈ connesso un blocco rivelatore degli zeri di corrente 307 facente parte del blocco 33. Tale blocco 307 individua questo fronte negativo, invia un segnale ad impulsi ad una porta OR 308 il cui altro ingresso à ̈ connesso ad uno starter 310, atto ad inviare un segnale alla porta OR 308 all'istante di tempo iniziale; il segnale di uscita S della porta OR 308 à ̈ l'ingresso set S di un flip-flop set-reset 311 avente un altro ingresso R che à ̈ il segnale in uscita al dispositivo 5, ed avente un segnale di uscita Q. Il segnale Q viene inviato in ingresso ad un driver 312 che comanda l'accensione o lo spegnimento del transistor M.

Preferibilmente la frequenza di regolazione del flusso luminoso ha il valore di 1kHz. Le case produttrici di LED di potenza consigliano peraltro di non scendere troppo sotto questa frequenza.

Sempre preferibilmente il condensatore Co ha una capacità tale che il valore della reattanza a 100Hz si trovi attorno a 1/20 del valore della resistenza dinamica complessiva dei LED. Inoltre il trasformatore LT deve avere un nucleo realizzato con la tecnica “step-gap core†; questo aiuta a mantenere sinusoidale la corrente assorbita dal sistema e, comunque, entro la normativa il suo contenuto di armoniche anche in regime di bassa intensità del flusso luminoso (sotto il 10% di regolazione). Per lo stesso motivo i condensatori C18 e C23 devono preferibilmente avere una capacità attorno rispettivamente a lOnF e lOOpF.

Sempre preferibilmente la costante di tempo corrispondente ai componenti C21 e R22 deve preferibilmente essere 10 volte il periodo T di regolazione del flusso luminoso.

E' possibile che i canali di uscita dell' alimentatore elettronico in accordo all'invenzione siano più di uno, preferibilmente due, e contengano lo stesso numero di diodi LED, cioà ̈ il carico associato al blocco 3 à ̈ costituito da due pluralità di diodi LED A1 ... An e B1... Bn; i diodi di ciascuna pluralità di diodi sono disposti in serie. Detto carico richiede un'alimentazione a corrente costante e, durante la regolazione della corrente in accordo ad una modalità di tipo a modulazione di larghezza di impulso o PWM, l'ampiezza del gradino di corrente non deve subire variazioni. Le correnti sono Iled per i diodi Α1 ,.,Αn e Ib per i diodi B1..Bn. Il blocco 5 comprende in tal caso un altro transistor MOS M11 il cui terminale di drain à ̈ connesso al catodo del diodi Bn, il terminale di source à ̈ connesso alla resistenza RI 2 ed il terminale di gate à ̈ pilotato dalla tensione V11.

Nei diagrammi temporali di figura 4 à ̈ riportato l'andamento delle tensioni V11 e V12. Come si può rilevare, il periodo T, che si utilizza per intero nella regolazione PWM con un solo canale, viene ora ripartito in parti uguali (non necessariamente) fra i due canali. I due MOS, M11 e M12, possono restare in conduzione, in modo alternato, al massimo per un intervallo di tempo pari a T/2. Per ciascun canale à ̈ consentita quindi una regolazione non superiore al 50%. Pertanto la resistenza RI 2 sarà attraversata dalla corrente Iled per la durata del gradino di tensione VI 2 e dalla conente Ib per la durata del gradino di tensione V11.

Nella figura 4 sono riportati i digrammi temporali delle conenti Iled e Ib circolanti su ciascun canale, cioà ̈ su ciascuna pluralità di diodi LED A1... An e B1 ...Bn.

L'ampiezza del gradino à ̈ costante poiché l'elevata capacità del condensatore Co mantiene, a tutti gli effetti pratici, costante la sua tensione entro il periodo T di regolazione. In altri termini la piccola discesa di tensione, che comunque si manifesta quando uno dei due MOS M11 e M12 si trova in conduzione, agendo sulla resistenza dinamica complessiva dei diodi LED, produce una trascurabile variazione di corrente nel canale attivato.

Nel caso di due canali, il fatto che la regolazione non vada oltre al 50% significa che se l'ampiezza del gradino di corrente viene ad esempio dimensionata a 1,5A (valore massimo consentito per i nuovi LED sul mercato) il flusso luminoso effettivamente erogato da ciascun diodo LED non può superare quello corrispondente a una conente continua di 750mA; la composizione spettrale della luce emessa, tuttavia, trattandosi di regolazione in PWM, rimane sempre quella relativa alla corrente di 1,5 A e questa à ̈ una circostanza molto importante.

I gradini di corrente hanno normalmente un'ampiezza diversa (Iled minore di Ib) perché i diodi LED nascono in produzione con ima diversa caratteristica tensione corrente e la temperatura delle giunzioni per i due canali non à ̈ in genere la stessa.

II sistema mantiene costante l' ampiezza della corrente di quello fra i due canali che richiede una tensione minore; il secondo canale si adegua al primo, che gli impone la tensione di lavoro, abbassando automaticamente l'ampiezza della conente assorbita.

Dato che il canale che richiede meno tensione à ̈ ovviamente quello in cui la temperatura delle giunzioni à ̈ più alta (il coefficiente termico per ciascun LED à ̈ di -2mV/°C), il massimo divario fra le due conenti Iled e Ib si ha quando un canale eroga il massimo flusso luminoso mentre l'altro si trova al minimo. Le differenze fra i LED dovute al sistema produttivo sono trascurabili se si provvede ad acquistarli (come à ̈ possibile) già raggruppati per fasce ristrette di tensione .

Bisogna ora osservare che la regolazione multicanale, proposta dal trovato, à ̈ indirizzata all'alimentazione di lampade ad emissione di luce con variabilità cromatica (già esistenti sul mercato) in cui tutti i LED hanno un unico dissipatore al quale sono collegati termicamente molto bene. Pertanto la differenza di temperatura fra le giunzioni à ̈ determinata prevalentemente dalla resistenza termica giunzione/case del LED, peraltro molto bassa (9°C/W o meno).

Le precedenti considerazioni conducono alla seguente conclusione pratica: nelle condizioni peggiori (un canale al minimo, l'altro al massimo), la differenza fra l'ampiezza delle due correnti non va oltre il 12%, valore, questo, di poco rilievo pratico sia agli effetti della composizione spettrale della luce emessa, che rimane praticamente la stessa durante la regolazione, sia sull'incidenza che può avere nel limitare in qualche modo le applicazioni correnti delle lampade a variazione cromatica.

Nella figura 4 viene evidenziata la tensione Vled presente ai capi del resistere R12. Il valore resistivo di questo componente va determinato, di preferenza, in modo che la corrente impostata crei una caduta di 0,25V.

Nella figura 4, infine, viene indicata la tensione Vamp presente in uscita dal blocco 4. Come già segnalato si tratta di una tensione continua proporzionale al picco della tensione presente sul resistere R12 e, quindi, altresì proporzionale all'ampiezza del gradino di corrente circolante nei due canali di uscita. Il blocco 3 riceve questa tensione, ne mantiene costante l'ampiezza a 2,5V aggiustando opportunamente la potenza assorbita dai terminali 31 e 32 e rendendo in questo modo possibile appunto la regolazione in PWM indipendente per ciascun canale senza peraltro modificare la forma sinusoidale della corrente di alimentazione.

L'alimentatore elettronico in accordo all'invenzione comprende preferibilmente anche mezzi 6, associati al blocco 3, atti a limitare l'ampiezza della tensione in uscita sui terminali 34 e 35 del blocco 3 e mezzi 7, associati al blocco 5, atti ad impedire che le pluralità di LED Α1.,.Αn, Β1.,.Βn siano attraversati da correnti superiori alla loro portata in condizioni di malfunzionamento; i mezzi 6 e 7 sono di tipo noto.

Claims (5)

1. RIVENDICAZIONI 1. Alimentatore elettronico di almeno una pluralità di diodi LED (A1...An, B1. ..Bn) disposti in serie, caratterizzato dal fatto di comprendere: - un dispositivo per la correzione del fattore di potenza avente un terminale di uscita (34) connesso a detta almeno una pluralità di diodi LED (Α1.,.Αn, Β1.,.Βn), detto dispositivo per la correzione del fattore di potenza comprendendo un convertitore (20) ed un dispositivo di controllo (33) accoppiato con detto convertitore (20) in modo da ottenere da una tensione alternata di rete (Vin) in ingresso un segnale regolato in corrente (Iled, Ib) sul terminale di uscita connesso a detta almeno una pluralità di diodi LED, - primi mezzi (5) atti ad effettuare una modulazione a larghezza di impulso di detto segnale di corrente (Iled, Ib) circolante in detta almeno una pluralità di diodi LED, - secondi mezzi (4) atti a rivelare il picco di detta corrente modulata in larghezza di impulso ed a generare un segnale amplificato (Vamp) proporzionale al picco della corrente rilevato, detto dispositivo di controllo (33) del dispositivo per la correzione del fattore di potenza comprendendo mezzi atti a confrontare detto segnale amplificato (Vamp) con una tensione di riferimento (Vref) ed a regolare detto segnale di corrente (Iled, Ib) circolante in detta almeno una pluralità di diodi LED in risposta a detto confronto.
2. 2. Alimentatore secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto di comprendere almeno due pluralità di diodi LED (Α1.,.Αn, B1...Bn) disposti in serie entrambe connesse a detto terminale di uscita del dispositivo per la correzione del fattore di potenza, detti primi mezzi (5) essendo atti ad effettuare una modulazione a larghezza di impulso di ciascuna delle correnti (Iled, Ib) circolanti in dette pluralità di diodi LED (A1... An, B 1...Bn) in modo indipendente l'ima dall'altra.
3. 3. Alimentatore secondo la rivendicazione 2, caratterizzato dal fatto che detti primi mezzi comprendono due transistor (M12, M11) rispettivamente accoppiati alle due pluralità di diodi LED (Α1.,.Αn, Β1.,.Βn) ed ad una resistenza (R12) in comune, detti due transistor essendo pilotati da due tensioni a gradino (V11, V12) aventi una frequenza di ripetizione fissa (f) ma atte a spegnere ed accendere i due transistor in alternanza l'uno con l'altro in ogni periodo di ripetizione (T).
4. 4. Alimentatore secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto convertitore (20) comprende un transistor di potenza (M), un circuito raddrizzatore (301) di detta tensione di rete (Vin), un avvolgimento (L) di un trasformatore (LT) disposto fra detto circuito raddrizzatore (301) ed un terminale non pilotabile di detto transistor di potenza (M), detto dispositivo di controllo (33) comprendendo mezzi (303) aventi in ingresso detto segnale amplificato (Vamp) e detto segnale di riferimento (Vref) ed essendo atti a generare un segnale errore (Se), un moltiplicatore (304) avente in ingresso detto segnale errore (Se) ed un segnale proporzionale alla tensione di rete raddrizzata (Vinr), un circuito di pilotaggio (306, 305) avente in ingresso un segnale (Sm) in uscita da detto moltiplicatore (4) ed essendo atto a determinare il periodo di tempo di accensione (Ton) e di spegnimento (Toff) di detto transistor di potenza (M).
5. 5. Alimentatore secondo la rivendicazione 4, caratterizzato dal fatto che detto circuito di pilotaggio (306, 305) comprende un comparatore (305) atto a confrontare detto segnale (Sm) in uscita da detto moltiplicatore (304) con un segnale (Srs) rappresentativo della conente che scorre nel transistor di potenza (M) ed a produrre un segnale in uscita quando i segnali da confrontare sono uguali, un flip-flop set-reset (311) il cui segnale di reset à ̈ il segnale in uscita da detto comparatore (305) ed il segnale di set à ̈ il segnale in uscita da un blocco rivelatore degli zeri di conente (307), il segnale in uscita da detto flip-flop (311) essendo atto ad agire sul terminale pilotabile di detto transistor di potenza (M).