IT201900010662A1 - Circuito, dispositivo convertitore multifase e procedimento di funzionamento corrispondenti - Google Patents

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Description

DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:
“Circuito, dispositivo convertitore multifase e procedimento di funzionamento corrispondenti”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione è relativa ai convertitori elettronici multifase, per es., ai dispositivi convertitori DC/DC.
In particolare, una o più forme di attuazione possono essere relative a tecniche per gestire transizioni di un convertitore DC/DC multifase tra differenti stati di funzionamento (per es., gestire l’accensione e lo spegnimento di fasi secondarie).
Sfondo tecnologico
I convertitori elettronici come i convertitori DC/DC sono largamente usati in molte applicazioni per generare i livelli di tensione di alimentazione richiesti per il funzionamento di sistemi elettronici sofisticati, come gli smartphone, i laptop o altri dispositivi. Una tensione di alimentazione stabile e precisa fornita all’uscita di un convertitore può anche facilitare il raggiungimento delle prestazioni che ci si aspetta da tali sistemi elettronici.
In molte applicazioni, i convertitori possono essere progettati considerando l’efficienza di potenza, per es., al fine di ridurre il consumo di energia.
Per esempio, un basso consumo di energia dei convertitori può facilitare l’aumento della durata di vita operativa dei dispositivi elettronici alimentati a batteria.
Nel caso dei dispositivi elettronici alimentati con cavo, un basso consumo di energia può essere vantaggioso, per es., avendo come risultato una riduzione delle sollecitazioni termiche dovute alla dissipazione di energia.
Alcune applicazioni possono comportare un ampio intervallo di capacità di corrente di uscita da un convertitore elettronico. Al fine di fornire un’efficienza di potenza soddisfacente del convertitore sull’intero intervallo di correnti di uscita, evitando allo stesso tempo che correnti elevate scorrano nei transistori (per es., transistori MOS) e nei componenti esterni al convertitore, sono stati sviluppati i convertitori DC/DC multifase.
Un convertitore DC/DC multifase comprende due o più stadi di commutazione accoppiati (per es., in parallelo) al nodo di uscita del convertitore, ciascuno di detti stadi di commutazione essendo controllato da un rispettivo circuito di generazione PWM. Tipicamente, una fase principale (cioè, uno stadio di commutazione principale) del convertitore funziona quando la corrente di carico di uscita è bassa, e almeno una fase secondaria può essere attivata come risultato di un incremento della corrente di uscita. In quest’ultimo caso, ciascuna delle fasi attivate fornisce una frazione della corrente di uscita totale.
In tali convertitori DC/DC multifase, le transizioni tra differenti stati di funzionamento (in cui ciascuno stato corrisponde a un insieme differente di fasi attivate, e una transizione comprende accendere o spegnere almeno una fase secondaria) dovrebbero essere gestite in modo appropriato.
Sia l’accensione sia lo spegnimento di una fase secondaria possono influire sulle prestazioni del convertitore, generando eventualmente con ciò problemi per l’intera applicazione (cioè, il convertitore e/o il dispositivo elettronico alimentato da esso).
Si possono desiderare transizioni veloci al fine di rispondere rapidamente a una variazione della corrente di carico di uscita ed evitare perdite di regolazione, per es., a causa della capacità di corrente di uscita limitata di una singola fase (per es., la fase principale) del convertitore.
Per contro, transizioni troppo veloci possono avere come risultato risposte indesiderate (per es., picchi transitori o spike) della tensione di uscita. Perciò, i requisiti di temporizzazione di dette transizioni dovrebbero essere soggetti a un compromesso al fine di fornire prestazioni migliorate in una varietà di differenti condizioni operative del convertitore, per esempio, differenti valori della tensione di ingresso Vin, della tensione di uscita Vout, della corrente di carico di uscita, così come possibili variazioni di processo, di tensione e di temperatura (PVT, “Process, Voltage and Temperature”), e di altro tipo.
Scopo e sintesi
Nonostante la vasta attività nel settore, sono desiderabili ulteriori soluzioni migliorate.
Uno scopo di una o più forme di attuazione è contribuire a fornire tali soluzioni migliorate.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere raggiunto per mezzo di un circuito avente le caratteristiche esposte nelle rivendicazioni che seguono.
Una o più forme di attuazione possono essere relative a un corrispondente dispositivo convertitore multifase.
Una o più forme di attuazione possono essere relative a un corrispondente procedimento di funzionamento del circuito o del dispositivo convertitore multifase.
Le rivendicazioni sono parte integrante dell’insegnamento tecnico qui fornito con riferimento alle forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione possono fornire un circuito configurato per generare un segnale di controllo per uno stadio di commutazione secondario in un dispositivo convertitore multifase, in cui il circuito è configurato per generare detto segnale di controllo per uno stadio di commutazione secondario in funzione del segnale di controllo per lo stadio di commutazione principale.
Una o più forme di attuazione possono così facilitare fornire una temporizzazione selezionata per accendere e spegnere una fase secondaria di un convertitore multifase, rispettando con ciò ampi requisiti di capacità di corrente di uscita con piccoli transitori della tensione di uscita durante le transizioni.
Una o più forme di attuazione possono facilitare fornire tale temporizzazione delle transizioni indipendente dalle condizioni operative del convertitore.
Breve descrizione delle figure
Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio, con riferimento alle figure annesse, nelle quali:
- la Figura 1 è uno schema a blocchi circuitale esemplificativo di un convertitore multifase;
- la Figura 2 è uno schema circuitale esemplificativo di un circuito per gestire transizioni di stato in un convertitore multifase; e
- la Figura 3 è uno schema circuitale esemplificativo di un altro circuito per gestire transizioni di stato in un convertitore multifase.
Descrizione dettagliata
Nella descrizione che segue, sono illustrati uno o più dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita di esempi di forme di attuazione di questa descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo tale che certi aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari.
Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” che possono essere presenti in uno o più punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.
In tutte le figure qui annesse, le parti o gli elementi simili sono indicati con riferimenti/numeri simili e una descrizione corrispondente non sarà ripetuta per brevità.
I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono l’ambito di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.
A titolo di introduzione a una descrizione dettagliata di esempi di forme di attuazione, si può fare riferimento inizialmente alla Figura 1 che illustra uno schema a blocchi circuitale esemplificativo di un convertitore DC/DC bifase. Nella presente descrizione dettagliata, si fa riferimento al caso esemplificativo di un convertitore bifase puramente per semplicità. Una o più forme di attuazione possono applicarsi generalmente a convertitori multifase che hanno due o più fasi (cioè, una fase principale e almeno una fase secondaria).
Come esemplificato nella Figura 1, un convertitore DC/DC 10 a due fasi può comprendere un primo stadio di commutazione 100, un secondo stadio di commutazione 100’, e circuiteria di controllo accoppiata a essi.
Ciascuno degli stadi di commutazione 100 e 100’ può comprendere un rispettivo dispositivo a semiponte (“halfbridge”) che comprende uno switch “high-side” e uno switch “low-side” (per es., transistori MOS), un rispettivo componente reattivo (per es., un induttore) accoppiato al dispositivo a semiponte, e rispettiva circuiteria di pilotaggio 1000, 1000’ accoppiata agli switch high-side e low-side per controllare la loro commutazione secondo rispettivi segnali PWM, PWM’ modulati a larghezza d’impulso. Gli stadi di commutazione 100, 100’ possono essere configurati per ricevere una tensione di ingresso Vin e per generare una tensione di uscita Vout del convertitore 10. Per esempio, in una o più forme di attuazione, gli stadi di commutazione 100, 100’ possono essere implementati secondo una topologia buck, boost o buck-boost tradizionale.
La circuiteria di controllo nel convertitore 10 può comprendere un divisore di tensione 102 (per es., resistivo) configurato per generare un segnale di tensione di retroazione Vfb mediante una divisione della tensione di uscita Vout. La circuiteria di controllo può comprendere un amplificatore di errore 104 configurato per confrontare il segnale di tensione di retroazione Vfb con un segnale di tensione di riferimento Vref, generando con ciò un primo segnale di controllo Vc per controllare il funzionamento del convertitore 10.
Il primo segnale di controllo Vc può essere confrontato con un segnale a rampa periodico (per es., un segnale triangolare o a dente di sega) in un primo comparatore 106, generando con ciò un primo segnale oscillante di uscita PWM (per es., un primo segnale modulato a larghezza d’impulso) per controllare il funzionamento di commutazione del primo stadio di commutazione 100.
In un convertitore bifase 10, come esemplificato nella Figura 1, il primo segnale di controllo Vc può essere fornito all’ingresso di un blocco circuitale di gestione delle fasi 108, con il blocco circuitale di gestione delle fasi 108 che è configurato per generare all’uscita un secondo segnale di controllo Vc’. Il secondo segnale di controllo Vc’ può essere confrontato con un segnale a rampa periodico in un secondo comparatore 106’, generando con ciò un rispettivo segnale oscillante di uscita PWM’ per controllare il funzionamento di commutazione del secondo stadio di commutazione 100’. Perciò, in una o più forme di attuazione, il blocco circuitale di gestione delle fasi 108 può essere configurato per generare il secondo segnale di controllo Vc’ in modo da risultare in una temporizzazione delle transizioni tra differenti stati di funzionamento del convertitore 10 (cioè, funzionamento con una fase soltanto, o con entrambe le fasi in parallelo) che è indipendente dalle condizioni operative del convertitore.
Come esemplificato nella Figura 1, i segnali PWM e PWM’ possono essere forniti in ingresso a un blocco circuitale di macchina a stati finiti (FSM, “Finite State Machine”) 110 nel convertitore 10, la macchina a stati finiti 110 essendo configurata eventualmente per ricevere segnali di ingresso (anche) da:
- un primo comparatore rilevatore di modalità discontinua (DMD, “Discontinuous Mode Detector”) 112 configurato per rilevare se la corrente dell’induttore nel primo stadio di commutazione raggiunge una certa soglia (per es., zero),
- un secondo comparatore DMD 112’ configurato per rilevare se la corrente dell’induttore nel secondo stadio di commutazione raggiunge una certa soglia (per es., zero), - un primo blocco di salto di comparatore 114 configurato per controllare le transizioni dalla prima fase a una modalità di salto di impulsi (“pulse-skip mode”), - un secondo blocco di salto di comparatore 114’ configurato per controllare le transizioni dalla seconda fase a una modalità di salto di impulsi,
- un blocco circuitale OCP 116 configurato per limitare la corrente dell’induttore nel primo stadio di commutazione a un valore massimo,
- un blocco circuitale OCP 116’ configurato per limitare la corrente dell’induttore nel secondo stadio di commutazione a un valore massimo, e
- segnali (per es., segnali digitali) esterni al convertitore 10 quali un segnale di abilitazione (“enable”) EN, un segnale di clock CK e un segnale di test TEST.
Il blocco circuitale di macchina a stati finiti 110 può essere configurato per controllare un blocco circuitale generatore di rampa 118, che può generare segnali a rampa per il primo comparatore 106 e per il secondo comparatore 106’. Il blocco circuitale generatore di rampa 118 può ricevere un segnale (segnali) di ingresso aggiuntivo (aggiuntivi) da un blocco circuitale di rilevamento della corrente di high-side 120, che può essere configurato per rilevare la corrente che scorre nel primo stadio di commutazione 100 e nel secondo stadio di commutazione 100’.
Il blocco circuitale di macchina a stati finiti 110 può essere configurato, in aggiunta, per controllare un blocco circuitale di “ring killer” 122 configurato per essere attivato come risultato del fatto che la rispettiva fase va nella modalità di salto di impulsi.
La Figura 2 è uno schema circuitale esemplificativo di una possibile implementazione di un blocco circuitale di gestione delle fasi 108 per generare il secondo segnale di controllo Vc’ e per gestire le transizioni tra stati di funzionamento del convertitore bifase 10.
Un blocco circuitale di gestione delle fasi 108 come esemplificato nella Figura 2 può comprendere un nodo di ingresso 1080 per ricevere il primo segnale di controllo Vc e un nodo di uscita 1082 per fornire il secondo segnale di controllo Vc’, in cui:
- il nodo di uscita 1082 è accoppiabile selettivamente al nodo di ingresso 1080 attraverso uno switch elettronico SW1,
- il nodo di uscita 1082 è accoppiabile selettivamente a un nodo intermedio 1084 attraverso uno switch elettronico SW2, e
- un componente capacitivo C (per es., un condensatore) è accoppiato tra il nodo intermedio 1084 e un nodo (di massa) di riferimento GND.
Il condensatore C è configurato per essere:
- caricato per mezzo di un generatore di corrente G1 accoppiabile selettivamente tra un nodo di alimentazione Vsupply e il nodo intermedio 1084 attraverso uno switch elettronico SW3 per iniettare una corrente di riferimento Iref costante nel condensatore C, e
- scaricato per mezzo di un generatore di corrente G2 accoppiabile selettivamente tra il nodo intermedio 1084 e il nodo (di massa) di riferimento GND attraverso uno switch elettronico SW4 per assorbire una corrente di riferimento Iref costante dal condensatore C.
Perciò, il funzionamento di un circuito 108 come esemplificato nella Figura 2 può essere riassunto come segue:
- durante l’attivazione di una fase secondaria del convertitore 10, gli switch SW2 e SW3 possono essere chiusi e gli switch SW1 e SW4 possono essere aperti, risultando così in un aumento del segnale di controllo secondario Vc’ da 0 V a Vc (con Vc che è il valore stazionario della tensione di controllo dell’intero anello del convertitore 10) con una rampa a pendenza costante risultante dal fatto che il condensatore C è caricato con una corrente Iref costante;
- una volta terminata la transizione di accensione della fase secondaria (cioè, quando Vc’ = Vc), lo switch SW2 può essere aperto e lo switch SW1 può essere chiuso, accoppiando con ciò il nodo di uscita 1082 al nodo di ingresso 1080 e propagando al secondo comparatore 106’ la tensione di controllo Vc principale dell’intero anello di controllo DC/DC;
- durante la disattivazione della fase secondaria, gli switch SW2 e SW4 possono essere chiusi e gli switch SW1 e SW3 possono essere aperti, risultando così in una diminuzione del segnale di controllo secondario Vc’ da Vc a 0 V con una rampa a pendenza costante risultante dal fatto che il condensatore C è scaricato con una corrente Iref costante; e
- una volta terminata la transizione di spegnimento della fase secondaria (cioè, quando Vc’ = 0 V), gli switch SW2 e SW4 possono essere tenuti chiusi per mantenere il segnale di controllo secondario Vc’ = 0 V.
In alternativa, il condensatore C può essere caricato/scaricato usando una corrente commutata, per es., nel caso in cui il valore complessivo da ottenere sia inferiore a quello della corrente di riferimento Iref disponibile nel sistema. Una corrente commutata può essere ottenuta disponendo uno switch elettronico in serie con il generatore di corrente che fornisce la corrente di riferimento Iref, lo switch elettronico essendo attivato e disattivato (cioè, reso conduttivo e non conduttivo, rispettivamente) alternativamente, con un certo duty-cycle D (con D che è compreso tra 0 e 1). Perciò, il valore medio della corrente commutata può essere uguale a Iref*D, pertanto più basso di Iref.
Un circuito di gestione delle fasi 108 come esemplificato nella Figura 2 può non consentire di ottenere una temporizzazione ben definita per le transizioni di accensione e di spegnimento della seconda fase del convertitore 10, specialmente nel caso di variazioni del punto operativo del convertitore dovute a cambiamenti della tensione di ingresso Vin, della tensione di uscita Vout e della corrente di uscita.
In effetti, una variazione delle condizioni di funzionamento può risultare in una variazione del segnale di tensione di controllo Vc. Un circuito come esemplificato nella Figura 2 può funzionare con temporizzazioni di accensione e di spegnimento che sono proporzionali al valore del segnale di controllo Vc stesso. Perciò, il tempo di transizione complessivo può non essere ottimizzato in un circuito come esemplificato nella Figura 2, il che può richiedere un compromesso di progetto avendo eventualmente come risultato scarse prestazioni sulla regolazione della tensione di uscita o su un recupero veloce su variazioni della richiesta di capacità di corrente di uscita.
Una o più forme di attuazione come esemplificate nella Figura 3 possono fornire miglioramenti a questo riguardo, fornendo una durata delle transizioni di accensione e di spegnimento della fase secondaria (delle fasi secondarie) che non è correlata a una variazione a rampa a pendenza costante di Vc’, ma a una rampa a pendenza variabile.
In particolare, in una o più forme di attuazione come esemplificato nella Figura 3, lo slew-rate del segnale di controllo Vc’ durante le transizioni di accensione e di spegnimento può essere funzione della (per es., proporzionale alla) tensione di controllo Vc stessa. Ciò può essere ottenuto, per esempio, caricando e/o scaricando il condensatore C con una corrente variabile generata in funzione della tensione di controllo Vc.
In particolare, la Figura 3 è esemplificativa di una possibile implementazione circuitale per generare una corrente di carica/scarica in funzione di Vc, ma possono essere possibili altre implementazioni.
Come esemplificato nella Figura 3 (nella quale elementi e componenti simili a quelli illustrati nella Figura 2 sono stati indicati con numeri di riferimento simili), durante l’attivazione di una fase secondaria del convertitore 10 (cioè, con gli switch SW2 e SW3 chiusi e gli switch SW1 e SW4 aperti), il condensatore C può essere caricato con una corrente I3 iniettata nel nodo 1084, con il valore di I3 che dipende dal valore della tensione di controllo Vc.
In particolare, un blocco circuitale di gestione delle fasi 108 secondo una o più forme di attuazione può comprendere un dispositivo circuitale amplificatore a transconduttanza TA (per es., comprendente un amplificatore operazionale 1086, un transistore M1 e un resistore R disposti come illustrato nella Figura 3) configurato per generare una corrente I1 in funzione del valore della tensione di controllo Vc (per es., proporzionale a Vc: I1 = Vc/R). La corrente I1 generata dall’amplificatore a transconduttanza TA può essere specchiata per mezzo di un dispositivo circuitale a specchio di corrente comprendente i transistori M2 e M4, fornendo con ciò una corrente I3 = n*I1 = n*Vc/R, con n che è il fattore moltiplicativo che dipende dalle dimensioni dei transistori M2 e M4.
Similmente, durante la disattivazione di una fase secondaria del convertitore 10 (cioè, con gli switch SW2 e SW4 chiusi e gli switch SW1 e SW3 aperti), il condensatore C può essere scaricato con una corrente I4 assorbita dal nodo 1084, il cui valore dipende dal valore della tensione di controllo Vc. La corrente I1 generata dall’amplificatore a transconduttanza TA può essere specchiata per mezzo di dispositivi circuitali a specchio di corrente in cascata (per es., un primo specchio di corrente che comprende i transistori M2, M3 e un secondo specchio di corrente che comprende i transistori M5, M6), fornendo con ciò una corrente I4 = m*I1 = m*Vc/R, con m che è il fattore moltiplicativo che dipende dalle dimensioni dei transistori M2, M3, M5 e M6.
Perciò, una o più forme di attuazione secondo la Figura 3 possono fornire temporizzazioni sia di accensione sia di spegnimento che sono indipendenti dalle condizioni di funzionamento del dispositivo convertitore 10, nella misura in cui possono essere indipendenti dal valore della tensione di controllo Vc.
Per esempio, nel caso in cui Vc sia alta, la corrente generata per controllare lo slew-rate di Vc’ (cioè, I3 o I4) può essere conseguentemente alta, compensando con ciò l’alto valore di Vc da raggiungere. Nel caso in cui Vc sia bassa, la corrente generata per controllare lo slew-rate di Vc’ può essere bassa, compensando con ciò il basso valore di Vc da raggiungere, avendo come risultato temporizzazioni di accensione e di spegnimento (rispettivamente, tup e tdown) <che non dipendono dal valore di Vc, nella misura in cui:>
Oltre a essere indipendenti da Vc, tali tempi di transizione tup e tdown possono essere regolati finemente selezionando i valori del resistore R e/o i valori dei fattori moltiplicativi n e m, facilitando con ciò un’impostazione della durata delle transizioni del dispositivo convertitore 10 per fornire prestazioni migliorate in termini di risposta della capacità di corrente di uscita e di regolazione della tensione di uscita.
In una o più forme di attuazione, i tempi di transizione tup e tdown possono essere regolati finemente “on-the-fly” fornendo un condensatore variabile C e/o un resistore variabile R nel circuito della Figura 3.
Di nuovo, si nota che la Figura 3 fornisce un esempio non limitativo di una possibile implementazione di un circuito per generare una corrente di carica I3 e/o una corrente di scarica I4 dipendenti dal valore della tensione di controllo Vc per fornire una temporizzazione delle transizioni di un dispositivo convertitore multifase quasi indipendente dalla Vc stessa, e così quasi indipendente dalle condizioni di funzionamento del dispositivo convertitore. Possono essere possibili implementazioni alternative.
Per esempio, in una o più forme di attuazione, il valore della corrente di carica I3 (per es., che scorre nel transistore M4) e/o della corrente di scarica I4 (per es., che scorre nel transistore M6) può essere impostato da un controllore digitale, il controllore digitale essendo configurato per rilevare il segnale di controllo Vc e per selezionare i valori delle correnti di carica e di scarica in funzione di esso.
Perciò, una o più forme di attuazione possono fornire i seguenti vantaggi rispetto alle soluzioni precedenti:
- possibilità di generare una temporizzazione di accensione/spegnimento di una fase secondaria che è fissa e costante in differenti condizioni di funzionamento, come risultato del fatto che la corrente di carica/scarica dipende dalla (per es., è proporzionale alla) tensione di controllo Vc;
- possibilità di selezionare la temporizzazione di accensione/spegnimento così da evitare problemi di variazioni della capacità di corrente e/o di tensione di uscita:
i) al fine di evitare variazioni della tensione di uscita, può essere selezionato un tempo sufficientemente lungo da evitare fenomeni di ripple sulla tensione di uscita,
ii) al fine di fornire una capacità di corrente di uscita soddisfacente, può essere selezionato un tempo sufficientemente breve per evitare che il convertitore funzioni con una capacità di corrente di uscita insufficiente.
L’architettura di una o più forme di attuazione come qui descritte può fornire una flessibilità d’uso migliorata e può essere usata con differenti segnali di innesco (“trigger”) per gestire l’attivazione e la disattivazione della seconda fase (o, in generale, di una fase secondaria), come per esempio:
- un segnale fornito da un sensore di corrente di uscita (per es., un circuito comparatore) configurato per gestire l’attivazione e la disattivazione di una fase secondaria in funzione della corrente di uscita richiesta dal carico dell’applicazione,
- un segnale fornito da un sensore di tensione di ingresso (per es., un circuito comparatore) configurato per gestire una fase secondaria in funzione della tensione di ingresso del convertitore,
- un segnale fornito da un comparatore della tensione di controllo (Vc) configurato per accendere o spegnere una fase secondaria in funzione di una tensione di controllo del convertitore che dipende dal comportamento del convertitore, e
- segnali di innesco esterni e/o altri segnali dipendenti dall’applicazione.
Come qui esemplificato, un circuito (per es., 108) può essere configurato per generare un segnale di controllo di uno stadio di commutazione secondario (per es., Vc’) per un dispositivo convertitore multifase (per es., 10) comprendente uno stadio di commutazione principale (per es., 100) e almeno uno stadio di commutazione secondario (per es., 100’). Un tale circuito può comprendere:
- un nodo di ingresso (per es., 1080) configurato per ricevere un segnale di controllo (per es., Vc) per lo stadio di commutazione principale del dispositivo convertitore multifase,
- un nodo di uscita (per es., 1082) configurato per fornire detto segnale di controllo dello stadio di commutazione secondario per detto almeno uno stadio di commutazione secondario del dispositivo convertitore multifase,
- un primo switch elettronico (per es., SW1) configurato per accoppiare il nodo di uscita al nodo di ingresso come risultato del fatto che detto almeno uno stadio di commutazione secondario è attivato, e
- un secondo switch elettronico (per es., SW2) configurato per accoppiare il nodo di uscita a un componente capacitivo (per es., un condensatore C) durante l’attivazione o la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario.
Il circuito può comprendere una prima circuiteria di generazione di corrente configurata per generare una prima corrente (per es., I3) per caricare selettivamente (per es., SW3) il componente capacitivo durante l’attivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario, e una seconda circuiteria di generazione di corrente configurata per generare una seconda corrente (per es., I4) per scaricare selettivamente (per es., SW4) il componente capacitivo durante la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario. La prima circuiteria di generazione di corrente e la seconda circuiteria di generazione di corrente possono essere configurate per generare almeno una tra detta prima corrente e detta seconda corrente in funzione di detto segnale di controllo ricevuto al nodo di ingresso.
Come qui esemplificato, la prima circuiteria di generazione di corrente e la seconda circuiteria di generazione di corrente possono essere configurate per generare detta almeno una tra detta prima corrente e detta seconda corrente proporzionale a detto segnale di controllo.
Come qui esemplificato, il circuito può comprendere: - un dispositivo amplificatore a transconduttanza (per es., TA) accoppiato al nodo di ingresso e configurato per generare una corrente di controllo (per es., I1) in funzione del segnale di controllo ricevuto al nodo di ingresso,
- un primo blocco circuitale di specchio di corrente (per es., M2, M4) configurato per specchiare detta corrente di controllo per generare detta prima corrente, e
- un secondo blocco circuitale di specchio di corrente (per es., M2, M3, M5, M6) configurato per specchiare detta corrente di controllo per generare detta seconda corrente.
Come qui esemplificato, il circuito può comprendere un blocco circuitale controllore digitale configurato per rilevare detto segnale di controllo e per impostare il valore di almeno una tra detta prima corrente e detta seconda corrente in funzione di detto segnale di controllo rilevato.
Come qui esemplificato, un dispositivo convertitore multifase può comprendere uno stadio di commutazione principale controllabile mediante un segnale di controllo principale e almeno uno stadio di commutazione secondario controllabile mediante un rispettivo segnale di controllo, in cui detto almeno uno stadio di commutazione secondario è attivabile per generare corrente in parallelo a detto stadio di commutazione principale. Il dispositivo convertitore multifase può comprendere almeno un circuito secondo una o più forme di attuazione configurato per generare detto segnale di controllo per detto almeno uno stadio di commutazione secondario in funzione di detto segnale di controllo principale.
Come qui esemplificato, il dispositivo convertitore multifase può comprendere una pluralità di stadi di commutazione secondari e una pluralità di circuiti secondo una o più forme di attuazione configurati per generare rispettivi segnali di controllo per gli stadi di commutazione secondari nella pluralità di stadi di commutazione secondari.
Come qui esemplificato, un procedimento di funzionamento di un circuito secondo una o più forme di attuazione o di un dispositivo convertitore multifase secondo una o più forme di attuazione può comprendere:
- ricevere in un nodo di ingresso di detto circuito un segnale di controllo per lo stadio di commutazione principale del dispositivo convertitore multifase,
- accoppiare il nodo di uscita di detto circuito al nodo di ingresso di detto circuito come risultato del fatto che detto almeno uno stadio di commutazione secondario è attivato,
- accoppiare il nodo di uscita di detto circuito a un componente capacitivo durante l’attivazione o la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario,
- generare una prima corrente per caricare selettivamente il componente capacitivo durante l’attivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario e una seconda corrente per scaricare selettivamente il componente capacitivo durante la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario, e
- generare almeno una tra detta prima corrente e detta seconda corrente in funzione di detto segnale di controllo ricevuto al nodo di ingresso di detto circuito.
Fermi restando i principi di fondo, i dettagli e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato descritto, puramente a titolo di esempio, senza uscire dall’ambito di protezione.
L’ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.

Claims (7)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito (108) configurato per generare un segnale di controllo di uno stadio di commutazione secondario (Vc’) per un dispositivo convertitore multifase (10) comprendente uno stadio di commutazione principale (100) e almeno uno stadio di commutazione secondario (100’), il circuito (108) comprendendo: - un nodo di ingresso (1080) configurato per ricevere un segnale di controllo (Vc) per lo stadio di commutazione principale (100) del dispositivo convertitore multifase (10), - un nodo di uscita (1082) configurato per fornire detto segnale di controllo dello stadio di commutazione secondario (Vc’) per detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’) del dispositivo convertitore multifase (10), - un primo switch elettronico (SW1) configurato per accoppiare il nodo di uscita (1082) al nodo di ingresso (1080) come risultato del fatto che detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’) è attivato, e - un secondo switch elettronico (SW2) configurato per accoppiare il nodo di uscita (1082) a un componente capacitivo (C) durante l’attivazione o la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’), in cui il circuito comprende una prima circuiteria di generazione di corrente configurata per generare una prima corrente (I3) per caricare selettivamente (SW3) il componente capacitivo (C) durante l’attivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’), e una seconda circuiteria di generazione di corrente configurata per generare una seconda corrente (I4) per scaricare selettivamente (SW4) il componente capacitivo (C) durante la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’), e in cui la prima circuiteria di generazione di corrente e la seconda circuiteria di generazione di corrente sono configurate per generare almeno una tra detta prima corrente (I3) e detta seconda corrente (I4) in funzione di detto segnale di controllo (Vc) ricevuto al nodo di ingresso (1080).
  2. 2. Circuito (108) secondo la rivendicazione 1, in cui la prima circuiteria di generazione di corrente e la seconda circuiteria di generazione di corrente sono configurate per generare detta almeno una tra detta prima corrente (I3) e detta seconda corrente (I4) proporzionale a detto segnale di controllo (Vc).
  3. 3. Circuito (108) secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, comprendente: - un dispositivo amplificatore a transconduttanza (TA) accoppiato a detto nodo di ingresso (1080) e configurato per generare una corrente di controllo (I1) in funzione di detto segnale di controllo (Vc) ricevuto al nodo di ingresso (1080), - un primo blocco circuitale di specchio di corrente (M2, M4) configurato per specchiare detta corrente di controllo (I1) per generare detta prima corrente (I3), e - un secondo blocco circuitale di specchio di corrente (M2, M3, M5, M6) configurato per specchiare detta corrente di controllo (I1) per generare detta seconda corrente (I4).
  4. 4. Circuito (108) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente un blocco circuitale controllore digitale configurato per rilevare detto segnale di controllo (Vc) e impostare il valore di almeno una tra detta prima corrente (I3) e detta seconda corrente (I4) in funzione di detto segnale di controllo (Vc) rilevato.
  5. 5. Dispositivo convertitore multifase (10) comprendente uno stadio di commutazione principale (100) controllabile mediante un segnale di controllo principale (Vc) e almeno uno stadio di commutazione secondario (100’) controllabile mediante un rispettivo segnale di controllo (Vc’), in cui detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’) è attivabile per fornire una corrente in parallelo a detto stadio di commutazione principale (100), il dispositivo convertitore multifase (10) comprendendo almeno un circuito (108) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 4 configurato per generare detto segnale di controllo (Vc’) per detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’) in funzione di detto segnale di controllo principale (Vc).
  6. 6. Dispositivo convertitore multifase (10) secondo la rivendicazione 5, comprendente una pluralità di stadi di commutazione secondari (100’) e una pluralità di circuiti (108) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 4 configurati per generare rispettivi segnali di controllo (Vc’) per gli stadi di commutazione secondari (100’) nella pluralità di stadi di commutazione secondari (100’).
  7. 7. Procedimento di funzionamento di un circuito (108) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 4 o di un dispositivo convertitore multifase (10) secondo la rivendicazione 5 o la rivendicazione 6, il procedimento comprendendo: - ricevere in un nodo di ingresso (1080) di detto circuito (108) un segnale di controllo (Vc) per lo stadio di commutazione principale (100) del dispositivo convertitore multifase (10), - accoppiare il nodo di uscita (1082) di detto circuito (108) al nodo di ingresso (1080) di detto circuito (108) come risultato del fatto che detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’) è attivato, - accoppiare il nodo di uscita (1082) di detto circuito (108) a un componente capacitivo (C) durante l’attivazione o la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’), - generare una prima corrente (I3) per caricare selettivamente (SW3) il componente capacitivo (C) durante l’attivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’) e una seconda corrente (I4) per scaricare selettivamente (SW4) il componente capacitivo (C) durante la disattivazione di detto almeno uno stadio di commutazione secondario (100’), in cui almeno una tra detta prima corrente (I3) e detta seconda corrente (I4) è generata in funzione di detto segnale di controllo (Vc) ricevuto al nodo di ingresso (1080) di detto circuito (108).
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