HUT76501A - Low frequency square-wave electronic ballast for gas discharge devices - Google Patents
Low frequency square-wave electronic ballast for gas discharge devices Download PDFInfo
- Publication number
- HUT76501A HUT76501A HU9600068A HU9600068A HUT76501A HU T76501 A HUT76501 A HU T76501A HU 9600068 A HU9600068 A HU 9600068A HU 9600068 A HU9600068 A HU 9600068A HU T76501 A HUT76501 A HU T76501A
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- input
- output
- voltage
- mosfet
- rectifier
- Prior art date
Links
Classifications
-
- Y02B20/208—
Abstract
A találmány tárgya alacsony frekvenciás négyszög hullámú elektronikus ballaszt gázkisülő lámpákhoz. Az alacsony frekvenciás négyszög hullámú elektronikus ballaszt nagy teljesít- ΧίΛ',ΐ I > ménytényezőjű előszabályozot tartalmaz, amely tápegységre csatlakozik, és nagy teljesítménytényezőjű előszabályozó 10 muszterkonverterrel van ellátva, amely induktivitást, első MOSFET-et, egyenirányítót és kimenő kondenzátort/ZValamint sönt ellenállással ellátott szabályozó^ egységet tartalmaz, és sabályo^ó,^ egységet ahol a sönt ellenállás síz.első MOSFET forráselektródjához kimon^ kondenzátorhoz csatlakoztatva, továbbá az induk- 'T 15 tivitÁs és az egyenirányító az első MOSFET-hez kapcsolódik, továbbá a konverter komplementer az első MOSFET-hez csatlako- (Μ H t lv M'l λ zó MOSFET párt tartalmaz, amely továbbá meghajtó ^>S£ET-eJj, első és második kettős bemenetű ÉS-NEM kapuáramköröket tartalmaz^, ^megyeknek olyan kimenete van, amelyek a komplementer 20 MOSFEt pár kapuihoz csatlakoznak, és amelyek oly^p yMQSFET meghajtót alkotnak, amelyben a komplementer MOSFET pár minden egyes MOSFET-je függetlenül szabályozható. 25 ábra KÖZZÉTÉTELI PÉLDÁNY 7 30 35The present invention relates to low frequency rectangular electronic ballast for gas discharge lamps. The low-frequency rectangular electronic ballast includes a high-performance, ΐ I t factor pre-regulator that is connected to a power supply and is equipped with a high power factor pre-regulator 10 converter with inductance, first MOSFET, rectifier and output capacitor / ZValamin shunt resistor includes a control unit and a unit where the shunt resistor is connected to the first MOSFET source electrode of the shunt, coupled to the chimney condenser, and the inductor and the rectifier are connected to the first MOSFET, and the converter is complementary to the first Connected to MOSFET (Μ H t lv M'l λ is a MOSFET pair that also includes drive ^> S £ ET-eJj, first and second dual-input AND-NO gate circuits ^, ^ have outputs that complementary to 20 MOSFEs are connected to a pair of gates and are yMQSFET m a MOSFET of each complementary MOSFET pair can be independently controlled. Figure 25 DISCLOSURE EXAMPLE 7 30 35
Description
ALACSONY FREKVENCIÁS NÉGYSZÖGJELES ELEKTRONIKUS BALLASZT GÁZKISÜLŐ ESZKÖZÖKHÖZLOW FREQUENCY RECTANGULAR ELECTRONIC BALLAST FOR DISEASE DEVICES
KÖZZÉTÉTELIDISCLOSURE
A találmány tárgya alacsony frekvenciás teljesítményáta5 lakító, pontosabban egy olyan alacsony frekvenciás elektronikus ballaszt, amely gázkisülő készülékekhez használható. Még pontosabban körülírva a találmány tárgya alacsony frekvenciás négyszög jelű elektronikus ballaszt nagynyomású nátriumlámpákhoz .BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a low frequency power transformer, more particularly to a low frequency electronic ballast for use in gas discharge devices. More particularly, the present invention relates to a low frequency rectangular electronic ballast for high pressure sodium lamps.
A nagyfrekvenciás kapcsolóüezmű teljesítménykonverterek pontos felhasználási területét jelenti a gázkisülő készülékek, különösen a nagynyomású nátriumlámpák (HPS) tápellátása. A gázkisülő lámpák nagyfrekvenciás tápellátásának esetében a nagyfrekvenciás ballaszt és a gázkisülő lámpa nagyobb szintű kölcsönhatásban van, mint amely a gázkisülő lámpák hagyományos alacsony frekvenciás ballaszttal való üzemeltetése esetében lép fel. A nagyfrekvenciás ballasztok hiányossága, hogy akusztikus rezonanciába jöhetnek, amelyek különböző problémákat okozhatnak, mint amilyen az instabilitás, a kimeneti tel20 jesítmény nagymértékű ingadozása, vagy pedig legrosszabb esetben a kisülő lámpák törése. Ennélfogva optimális megoldást jelent ezen probléma kiküszöbölésére az úgynevezett nagyfrekvenciás DC-DC, vagyis egyenáramú kapcsolóüzemű tápegység, amely vezérelt áramforrást jelent, és ez alacsony 25 frekvenciás DC-AC átalakítóhoz csatlakozik, amely egy négyszög jelű inverter, és ez szolgáltatja a gázkisülő lámpa tápellátását. Kisebb tömege, nagyobb hatásfoka és az akusztikus rezonanciák hiánya miatt ez az új rendszerű, nagyfrekvenciás, de alacsony frekvenciás kimenettel rendelkező ballaszt számos 30 előnnyel rendelkezik, összehasonlítva akár a hagyományos alacsony frekvenciás ballasztokkal, valamint a szokásos nagyfrekvenciás elektronikus ballasztokkal. Ezen túlmenően új és igen igényes elektronikus ballaszt generáció hozható létre, amely néhány jellegzetes és különös tulajdonsággal bír, pél35 dádul automatikus vagy szabályozható lesötétítési tulajdonsággal .The exact application of high frequency switchgear power converters is in the power supply of gas discharge devices, especially high pressure sodium lamps (HPS). In the case of high-frequency power supply of gas discharge lamps, the high-frequency ballast and the gas discharge lamp have a higher level of interaction than that of operating gas discharge lamps with conventional low-frequency ballast. The disadvantage of high-frequency ballasts is that they can come into acoustic resonance, which can cause various problems such as instability, extreme fluctuation of the output power, or in the worst case breakage of the discharge lamps. Therefore, an optimal solution to overcome this problem is the so-called High Frequency DC-DC, or DC Switching Power Supply, which is a controlled power source and is connected to a low-frequency DC-AC converter which is a rectangular inverter and supplies the gas discharge lamp. Due to its lower weight, higher efficiency and the lack of acoustic resonances, this new system of high frequency but low frequency output ballast has several advantages over conventional low frequency ballasts and conventional high frequency electronic ballasts. In addition, a new and very sophisticated generation of electronic ballast can be created, which has some distinctive and special properties, such as automatic or adjustable dimming properties.
Ennélfogva a gázkisülő lámpák tápellátását szolgáltató nagymértékben igényes, nagy hatásfokú és alacsony frekvenciás elektronikus ballaszt leglényegesebb tervezési célja a követ···· ···· • · • · · · • · · • * · ·Therefore, the most demanding, high-efficiency, low-frequency electronic ballast for powering gas discharge lamps is the essential design purpose of the following: · · · · · · · · · · · · · · · · · ·
DANUBIADANUBIA
83173-809283173-8092
Ρ 9600068 kezők elérése:Reaching kez 9600068 hands:
(a) igen nagy hatásfok («95%), energiamegtakarítás és a kritikus alkatrészek kis melegedése, (b) alacsony frekvenciás négyszög hullámú lámpaáram 5 (egységnyi alaktényező). Mivel a lámpa teljesítményének pillanatértéke állandó (nincs villogás), ezért nem léphet akusztikus rezonancia;(a) very high efficiency (<95%), energy saving and low warm-up of critical components, (b) low frequency rectangular wave lamp current 5 (unit shape factor). Since the instantaneous power of the lamp is constant (no blinking), no acoustic resonance can occur;
(c) nagy megbízhatóság és hosszú élettartam (kisebb teljesítményveszteség, elektrolit kondenzátorok mellőzése);(c) high reliability and long life (less power loss, no electrolytic capacitors);
(d) teljes egészében szabályozott lámpateljesítmény, amely kiküszöböli a hálózati feszültség ingadozásának és a lámpa öregedésének hatásait;(d) Fully regulated lamp power that eliminates the effects of mains voltage fluctuations and lamp aging;
(e) programozott és/vagy szabályozott lesötétítés, ami lényeges mértékű energiamegtakarítást nyújt;(e) programmed and / or controlled shading, which provides significant energy savings;
(f) automatikus kikapcsolás, amikor a lámpa eléri élettartamának végét (előre beprogramozva);(f) automatic shut-off when lamp reaches end of life (pre-programmed);
(g) automatikus fénykapcsolás és hővédelem; és (h) teljesítménytényező korrekció (>95%) és elektromágneses zavarszűrés.(g) automatic light switching and heat protection; and (h) power factor correction (> 95%) and electromagnetic interference suppression.
A technika állásából igen sok olyan áramköri megoldás ismeretes, amely gázkisülő lámpákhoz nagyfrekvenciás ballasztot valósít meg. így például nagy hatásfokú elektronikus ballaszt ismerhető meg az US 5097183 szabadalmi leírásból, amely felhasználható HPS (HID) lámpákhoz.From the prior art, many circuit solutions are known which provide high-frequency ballast for gas discharge lamps. For example, a high efficiency electronic ballast is known from U.S. Patent No. 5,097,183, which can be used for HPS (HID) lamps.
A találmánnyal célunk nagynyomású nátriumlámpák (HIDlámpák) ideális ballaszt karakterisztikáját megvalósító szabályozott teljesítményű és áramkorlátozott áramforrás megvalósítása.It is an object of the present invention to provide a controlled-current and current-limited power supply that achieves the ideal ballast characteristics of high pressure sodium lamps (HIDs).
A találmánnyal második célunk egy olyan szabályozott teljesítményű áramforrás megvalósítása, amelynek teljesítménye választható és/vagy folyamatosan változtatható.It is a second object of the present invention to provide a power source with a controlled power, the power of which is selectable and / or continuously variable.
A találmánnyal további célunk olyan nagyfrekvenciás DCDC átalakító létrehozása, amely szabályozott teljesítményű áramforrást képez, és amelyben nincsenek elektrolit kondenzá35 torok.It is a further object of the present invention to provide a high frequency DCDC converter that provides a controlled power source and does not have electrolytic capacitors.
A találmánnyal további célunk olyan nagyfrekvenciás csökkentő erősítő elrendezés kidolgozása, amelynek számottevően jobb a hatásfoka, és a szabályozó áramkör a fő kapcsoló tranzisztorral együtt lebeg.It is a further object of the present invention to provide a high frequency attenuator amplifier having a significantly improved efficiency and the control circuit floating with the main switch transistor.
• · · · ···· • · · · *• · · · ····· · · · *
DANUBIA 83173-8092 - 3 - Ρ 9600068DANUBIA 83173-8092 - 3 - Ρ 9600068
A találmánnyal további célunk olyan áramköri elrendezés kidolgozása, amely különösen csökkentő erősítő elrendezéshez alkalmazható, és amely alkalmas a kimenő feszültség invertálására és a nulla áram érzékelésére.It is a further object of the present invention to provide a circuit arrangement which is particularly applicable to a damping amplifier arrangement and which is capable of inverting the output voltage and detecting a zero current.
a találmánnyal további célunk olyan nagy hatásfokú négyszög jelű teljes hidas inverter elrendezés kidolgozása, amely igen széles frekvenciatartományban működik, beleértve az egyenáramú működést is.it is a further object of the invention to provide a high-efficiency rectangular full-bridge inverter arrangement that operates over a very wide frequency range, including DC operation.
A találmánnyal további célunk olyan logikai vezérlőáram 10 kidolgozása, amely szabályozza a négyszöghullámok teljes hidas invertert, és amely programozott átmenetet nyújt a nagyfrekvenciás (vagy nulla frekvenciás) és az alacsony frekvenciás működések között.It is a further object of the present invention to provide a logic control current 10 that controls a full bridge inverter of rectangular waves and provides a programmed transition between high frequency (or zero frequency) and low frequency operation.
A találmánnyal további célunk olyan kisteljesítményű 15 stabilizált logikai tápfeszültségforrás létrehozása, amely hálózati feszültségre csatlakozik, és nem tartalmaz elektrolit kondenzátorokat.It is a further object of the present invention to provide a low power stabilized logic power supply 15 which is connected to mains voltage and does not contain electrolytic capacitors.
A találmányt a továbbiakban a mellékelt rajzon bemutatott példakénti kiviteli alak kapcsán ismertetjük részlete20 sebben. A rajzon:The invention will now be described in more detail with reference to the exemplary embodiment shown in the accompanying drawings. In the drawing:
az 1. ábra gázkisülő eszközökhöz való hat fő egységet tartalmazó elektronikus ballaszt előnyös kiviteli alakjának vázlatos kapcsolási elrendezése, a 2a, 2b és 2c ábrák az 1. ábra szerinti elektronikus 25 ballaszt feszültség és áram hullámalakjai, a 3a ábra a találmány szerinti elektronikus ballaszt előnyös kiviteli alakjának a jelleggörbéje, amely a lámpa teljesítményét a lámpa feszültségfüggvényében mutatja, a 3b ábra a lámpa áramának függvénye a lámpa feszültségének függvényében, a 4. ábra az 1. ábra szerinti kapcsolási elrendezés nagy teljesítménytényezőjű előszabályozó egysége, az 5a ábra az 1. ábra szerinti elrendezés szabályozott teljesítményű konverter egységének kapcsolási rajza, az 5b ábra az 5a ábra szerinti szabályozott teljesítményű konverter egység induktivitásán átfolyó áram időfüggvénye,Fig. 1 is a schematic diagram of a preferred embodiment of an electronic ballast comprising six main units for gas discharge devices; Figures 2a, 2b and 2c are voltage and current waveforms of the electronic ballast 25 of Fig. 1; Fig. 3a is a preferred embodiment of an electronic ballast Fig. 3b is a function of lamp current versus lamp voltage, Fig. 4 is a high power factor pre-regulator of the circuit arrangement of Fig. 1, Fig. 5a is a diagram of the arrangement of Fig. 1. Fig. 5b is a wiring diagram of a controlled power converter unit as a function of the current flowing through the inductance of the controlled power converter unit of Fig. 5a,
DANUBIA 83173-8092 - 4 - Ρ 9600068 az 5c ábra a kimenő és a vezérlő feszültségek közötti funkcionális viszonyt szemléltető diagram, a 6a ábra az 1. ábra szerinti kapcsolási elrendezés szabályozott teljes hidas inverter egységét és gyúj5 tóegységét bemutató kapcsolási rajz, a 6b ábra az 1. ábra szerinti kapcsolási elrendezés logikai meghajtó egységének négy kimeneti vezérlőjelét szemléltető idődiagram, a 6c ábra a szabályozott teljes hidas inverter időzítési diagramja terhelésmentes körülmények között, a 6d ábra a 6c ábrának megfelelő diagram terhelt esetben, a 7. ábra az 1. ábra szerinti kapcsolási elrendezés logikai tápegységének és figyelő egységének kapcsoló lási rajza.DANUBIA 83173-8092 - 4 - Ρ 9600068 Fig. 5c is a diagram illustrating the functional relationship between the output and control voltages, Fig. 6a is a circuit diagram illustrating the controlled full-bridge inverter unit and the ignition unit of Fig. 1, Fig. 6b Fig. 6c is a timing diagram of a controlled full-bridge inverter under no-load conditions; Fig. 6d is a diagram of Fig. 6c under load; Fig. 7 is a diagram of a circuit according to Fig. 1c under load. circuit diagram of the logic power supply unit and the monitoring unit of the arrangement.
Az 1. ábra szerinti gázkisülő eszközökhöz való előnyös elektronikus ballaszt vázlatos kapcsolási elrendezését mutatja. Ez az elrendezés a következőket tartalmazza:1 shows a schematic layout of a preferred electronic ballast for the gas discharge devices of FIG. This layout includes:
nagy teljesítménytényezőjű U-l előszabályozó egységet, 20 pu-l booster konvertert, MD-1 MOSFET meghajtót és CU-1 szabályozó egységet tartalmaz;includes a high power factor U-1 control unit, 20 pu-1 booster converters, MD-1 MOSFET driver and CU-1 control unit;
szabályozott teljesítményű egyenáramú áramforrást képező UNIT-2 egység, amely feszültségcsökkentő PU-2 konvertert, MD2 MOSFET meghajtót és CU-2 szabályozó egységet tartalmaz;a controlled-power DC power supply unit, UNIT-2, which includes a voltage-reducing PU-2 converter, MD2 MOSFET driver, and CU-2 control unit;
UNIT-3 alacsonyfrekvenciás négyszöghullámú DC-AC konverter egység, amely teljes hidas négyszög hullámú PU-3 inverter, négy darab MD-3 MOSFET meghajtót, LD-3 logikai meghajtó egységet és CU-3 frekvenciaszabályozó egységet tartalmaz;UNIT-3 low frequency rectangular DC-AC converter unit, comprising a full bridge rectangular PU-3 inverter, four MD-3 MOSFET drives, LD-3 logic drive unit and CU-3 frequency control unit;
UNIT-4 nagyfeszültségű gyújtóáramkör;UNIT-4 High Voltage Ignition Circuit;
feszültségforrásként működő UNIT-5 stabilizált logikai tápegység, amely kisteljesítményű négyszöghullámú HB félhidas egyenirányítót és öt LR-1, LR-5 lineáris szabályozót tartalmaz;a voltage source UNIT-5 stabilized logic power supply comprising a low power rectangular HB half-rectifier and five LR-1, LR-5 linear controllers;
UNIT-6 figyelő egység, amely bemenő feszültséget, hőmér35 sékletet és fényt érzékelő áramkört tartalmaz; és gázkisülő eszközt, különösen HID nagynyomású gázkisülő lámpát tartalmaz, amely jellegzetesen nagynyomású nátriumlámpa.A UNIT-6 monitoring unit comprising an input voltage, temperature and light sensing circuit; and a gas discharge device, in particular an HID high pressure gas discharge lamp, which is typically a high pressure sodium lamp.
A 2a, 2b és 2c ábrák az 1. ábrán bemutatott előnyös • · · ·Figures 2a, 2b and 2c show a preferred embodiment of Fig. 1.
DANUBIA 83173-8092 - 5 - Ρ 9600068 elektronikus ballaszt néhány jellegzetes feszültség és áram diagramját mutatja. A 2. ábra megközelítőleg szinuszos lir amely a nagy teljesítménytényezőjű U-l előszabályozó egység bemenetére kapcsolódik. Ezenfelül a 2b ábra a szabályozott teljesítményű egyenáramú áramforrás V£ bemenő feszültségét és Vo kimenő feszültségét mutatja. A 2c ábra mutatja a VL lámpa feszültséget (VL = ±VO) és az IL lámpa áram hullámalakját rendes alacsony frekvenciás üzemmódban. Ez az ábra azt szemlélteti, hogy azonnali lámpateljesítmény érhető el.DANUBIA 83173-8092 - 5 - Ρ 9600068 Electronic ballast shows some typical voltage and current diagrams. Fig. 2 is an approximately sinusoidal l ir connected to the input of a high power factor U1 control unit. In addition, Fig. 2b shows the input voltage V £ and the output voltage V o of the DC power supply. Figure 2c shows the V L lamp voltage (V L = ± V O ) and the I L lamp current waveform in normal low frequency mode. This figure illustrates that instant lamp power is achieved.
A 3. ábra az elektronikus ballaszt jelleggörbéjét mutatja és megadja az összefüggést a PL lámpateljesítmény és a VL lámpa feszültség függvényében. Ezenfelül a 3b ábra mutatja az IL lámpa áram VL lámpa feszültségtől való függését. Három egymástól eltérő tartomány különböztethető meg a VL lámpa fe15 szültség függvényében, amit a 3a és 3b ábrák szemléltetnek. Ezek a következők:Figure 3 shows the characteristic curve of the electronic ballast and shows the relationship between P L lamp power and V L lamp voltage. In addition, Figure 3b shows the dependence of the I L lamp current on the V L lamp voltage. Three different ranges can be distinguished as a function of the fe 15 of the V L lamp, illustrated in Figures 3a and 3b. These are the following:
állandó IL lámpa áram tartomány a felmelegedési szakaszban (0<VL<VL(min)) ;constant I L lamp current range during the warm-up phase (0 <V L <V L (min) );
állandó lámpateljesítményű szakasz a VL lámpa feszültség meghatározott tartományában (VL(min)<VL<VL(max)) ; és tiltott tartomány (VL>VL(max)) és ha a VL lámpa feszültség eléri VL(max) értéket, akkor a ballaszt automatikusan lekapcsol .a constant lamp power section in the specified voltage range of the V L lamp (V L (min) <V L <V L (max) ); and forbidden range (V L > V L (max) ) and when the V L lamp voltage reaches V L (max) , the ballast will automatically shut off.
Az előnyös ballaszt segítségével két különböző névleges lámpateljesítmény választható ki, például 200W vagy 250W teljesítménnyel. Ezenfelül a lámpateljesítmény folyamatosan változtatható, ami elsötétítési tulajdonságot kölcsönöz az elrendezésnek, és ez jelentőséggel bír az energiatakarékosság szempontjából.The preferred ballast can be used to select two different rated lamp wattages, for example 200W or 250W. In addition, the lamp power can be varied continuously, which gives the arrangement a darkening property, which is important for energy saving.
A továbbiakban a találmány szerinti kapcsolási elrendezés hat különböző egységét ismertetjük.Hereinafter, six different units of the circuit arrangement according to the invention will be described.
Az U-l előszabályozó egység F10 bemenő szűrőt tartalmaz, amint azt a 4. ábra szemlélteti. Az U-l előszabályozó egység alapját egy hagyományos muszter konverter elrendezés alkotja, amely B10 egyenirányító hidat és L10 induktivitást, M10 MOSFET-et, gyors működésű D10 egyenirányítót és CIO kimenő kondenzátort tartalmaz. Az áramkör szabályozott bekapcsolási idejű és nulla átmenetnél kapcsoló megoldást alkalmaz. Ennélfogva az induktivitás csúcsárama és átlagárama szinuszos jel-The U-1 preamplifier includes an input filter F10 as shown in FIG. The U-1 pre-regulator unit is based on a conventional master converter arrangement comprising a B10 rectifier bridge and an L10 inductor, a M10 MOSFET, a fast acting D10 rectifier, and a CIO output capacitor. The circuit employs a switch-on solution with a controlled turn-on time and zero transition. Therefore, the peak current and the average current of the inductance are sinusoidal.
Ρ 9600068Ρ 9600068
DANUBIA 83173-8092 legű, amilyen a bemenő feszültség. Az 1. ábra szerinti MD-1 MOSFET meghajtó megvalósítására MII MOSFET és M12 MOSFET szolgál, amelyek bemenete kétbemenetű ÉS-NEM kapcsolatot megvalósító IC10 és IC11 Schmitt-trigger áramkörök kimenetére kapcsolódnak.DANUBIA 83173-8092 is the same as the input voltage. The MD-1 MOSFET driver of FIG. 1 is implemented with MII MOSFET and M12 MOSFETs, the input of which is connected to the output of two-input AND-NO Schmitt trigger circuits IC10 and IC11.
Az 1. ábra szerinti CU-1 szabályozó egység a következőket tartalmazza:The CU-1 control unit of Figure 1 includes:
IC15 hibaerősítő;IC15 error amplifier;
Rll ellenállás, Cll kondenzátor és M13 MOSFET, valamintRll resistor, Cll capacitor and M13 MOSFET as well
ÉS-NEM típusú IC13 Schmitt-trigger által megvalósított fűrészfog generátor;AND-NEM type IC13 Schmitt trigger sawtooth generator;
impulzusszélesség modulált IC14 komparátor; és nulla áramot érzékelő IC12 komparátor, amely RIO sönt ellenálláshoz kapcsolódik.pulse width modulated IC14 comparator; and a zero current detector IC12 comparator coupled to the RIO shunt resistor.
A találmány szerinti előnyös teljesítménytényező szabályozó és a hagyományos szabályozók közötti lényeges különbséget az RIO söntellenállás elhelyezése jelenti. Ebben az esetben a feszültségesés (amely arányos az induktivitáson átfolyó árammal) az RIO ellenálláson pozitív, ha a vezérlőegység nul20 la szintjéhez hasonlítjuk, ami érzékenységet és kisebb veszteséget biztosít. Ezt a maximális bekapcsolási időt és a maximális induktivitás áramot Z10 Zener-dióda korlátozza. Ez a megoldás akkor hatásos, ha a fő kapcsolót képező M10 MOSFET az induktivitás nulla szintű áramánál kapcsolódik be, mint az előnyös kiviteli alak esetében. A találmány szerinti előnyös nagy teljesítménytényezőjű előszabályozó és a hagyományos szabályozók közötti további különbséget jelent az, hogy kimeneti kondenzátorként nagyértékű elektrolit kondenzátor helyett kisértékű CIO filmkondenzátort tartalmaz. Ebben az esetben a Vx kimenő feszültség fluktuációja (120 Herz) nagy, ami látható a 2b ábráról.An important difference between the preferred power factor controller of the present invention and conventional controllers is the placement of the RIO shunt resistor. In this case, the voltage drop (proportional to the current flowing through the inductance) at the RIO resistor is positive when compared to the level of the N2020a control unit, which provides sensitivity and less loss. This maximum switch-on time and maximum inductance current are limited by Z10 Zener diode. This solution is effective when the main switch M10 MOSFET is switched on at zero level of inductance, as in the preferred embodiment. A further difference between the preferred high power factor preamplifier of the present invention and conventional controllers is that it contains a low value CIO film capacitor as an output capacitor instead of a high value electrolytic capacitor. In this case, the fluctuation of the output voltage V x (120 Herz) is high, as shown in Figure 2b.
Az U-l előszabályozó egység kimenetén levő CIO kondenzátorhoz csatlakozó UNIT-2 egységet az 5a ábra mutatja. A teljesítmény egységet képező és az 1. ábrán jelölt feszültség35 csökkentő PU-2 konverter lényegében egy hagyományos feszültségcsökkentő konverter kialakítású és nagyteljesítményű M20 MOSFET-et, gyors D20 egyenirányítót, L20 induktivitást és kimeneti, filmkivitelű C20 kondenzátort tartalmaz. Az 1. ábra szerinti MD-2 MOSFET meghajtót M21 és M22 MOSFET valósítja ·*·· ····The UNIT-2 unit connected to the CIO capacitor at the output of the U-1 preamplifier is shown in Figure 5a. The power unit constituting the voltage-reducing converter PU-2 shown in Fig. 1 is essentially a conventional voltage-reducing converter design and high-power M20 MOSFET, fast D20 rectifier, L20 inductor, and output film-type C20 capacitor. The MD-2 MOSFET driver shown in Figure 1 is implemented by the M21 and M22 MOSFETs * * ·· ····
DANUBIA 83173-8092 - 7 - Ρ 9600068 meg, amelyeket Schmitt-triggerként kialakított kettős bemenetű ÉS-NEM kaput képező IC20 és IC21 áramkörök vezérlik. Az 1. ábra szerinti CU-2 szabályozó egység sokban eltér a hagyományos szabályozási megoldásoktól. Ez a CU-2 szabályozó egység a következő jellemzőkkel rendelkezik:DANUBIA 83173-8092 - 7 - Ρ 9600068 which are controlled by IC20 and IC21 circuits forming a dual-input AND NO gate as a Schmitt trigger. The CU-2 control unit of Figure 1 is much different from conventional control solutions. This CU-2 control unit has the following features:
a) lebegő szabályozás. A szabályozó egység közvetlenül az MD-2 MOSFET meghajtóhoz (M21 és M22 MOSFET) csatlakozik és ennélfogva a fő kapcsolót képező M20 MOSFET-hez.(a) floating regulations. The control unit is connected directly to the MD-2 MOSFET driver (M21 and M22 MOSFET) and therefore to the M20 MOSFET, the main switch.
b) Az áram nulla értékének érzékelésére egyenirányítókat 10 alkalmaz: a gyors egyenirányítót képező D21 dióda Schottkytípusú D22 egyenirányítóval van sorbakapcsolva, és ezek párhuzamosan vannak kapcsolva a fő D20 egyenirányítóval. Ha a fő kapcsolót képező M20 MOSFET kikapcsolt helyzetben van, akkor a fő D20 egyenirányító bekapcsol és megközelítőleg 200mV fe15 szültségesés alakul ki a Schottky-típusú D22 egyenirányítón. Ez a feszültség IC22 feszültségkomparátort vezérel, amely a Schmitt-triggeres ÉS-NEM kaput képező IC20 és IC21 áramkörök első bemenetelre kapcsolódik, és ennek késztetésére M20 MOSFET kikapcsolt állapotba kerül, és ez valósítja meg az egyet20 len lehetőséget arra, hogy M20 MOSFET az induktivitás áramának nulla értékekor kapcsolódjon be. Az 5b ábra szemlélteti az induktivitásán átfolyó iL(t) áram időfüggvényét.b) To sense zero current, rectifiers 10 are used: the fast rectifier diode D21 is connected in series with a Schottky type rectifier D22 and is connected in parallel with the main rectifier D20. When the M20 MOSFET that forms the main switch is in the off position, the main D20 rectifier will turn on and approximately 200mV fe15 of power drop will occur on the Schottky-type D22 rectifier. This voltage controls the voltage comparator IC22, which is connected to the first input of the Schmitt trigger AND-NO gate IC20 and IC21 circuits and causes the M20 MOSFET to be off, thereby providing one opportunity for the M20 MOSFET to induct turn on at zero. Figure 5b illustrates the time function of the current L ( t ) flowing through its inductance.
c) Az induktivitás áramának szabályozása:(c) Control of inductance current:
Feltételezve, hogy M20 MOSFET bekapcsolt állapotban van és a C21 kondenzátor kisütve kezdeti állapotból indul, akkor Vc(t) feszültségfüggvénye a következő képlet alapján számítható :Assuming the MOSFET M20 is on and the capacitor C21 is discharged from its initial state, the voltage function of V c (t) can be calculated using the following formula:
Vi-Vo V i- V o
Vc(t) = - tV c (t) = - t
RC amely képletben t bekapcsolási időszakaszhoz képesti idő, R = R20 + R21 (R22 és R23 hatása elhanyagolható), C =RC in which formula is the time relative to the on period, t = R20 + R21 (negligible effect of R22 and R23), C =
C21 és valamint Vo jelenti a bemeneti, illetve kimenő feszültséget. Mivel az induktivitás iL(t) árama ugyancsak ará35 nyos a V^-νθ különbséggel, ezért a következő összefüggés adódik:C21 and V o represent the input and output voltages. Since the current of inductance i L (t) is also proportional to the difference V ^ -νθ, the following equation is obtained:
RC iL(t) = - Vc(t)RC i L (t) = - V c (t)
L • · · ·L • · · ·
Ρ 9600068Ρ 9600068
DANUBIA 83173-8092 ahol L az L20 induktivitás értéke. A kétbemenetű ÉS-NEM kapuként kialakított Schmitt-triggeres IC20 és IC21 áramkörök második bemenetére IC23 feszültségkomparátort kapcsolva az induktivitás csúcsárama a következő összefüggés alapján kap5 ható meg:DANUBIA 83173-8092 where L is the value of L20 inductance. By connecting a voltage comparator IC23 to the second input of the Schmitt trigger IC20 and IC21 two-input AND-NOT gates, the peak inductance can be obtained from the following equation:
RCRC
Ip = - Vr (DIp = - V r {D
L ahol Ip jelenti az induktivitáson átfolyó áram csúcsér10 tékét és Vr = 12-Vf az 5a ábrán bejelölt megadott referenciafeszültség. Ennélfogva az induktivitás áramának csúcsértéke, valamint az induktivitás áramának átlagértéke (Ia = Ip/2) Vr referenciafeszültség segítségével közvetlenül szabályozható. A C21 kondenzátor kisütésének eléréséhez kisteljesítményű P15 csatornás M23 MOSFET csatlakozik az IC22 feszültségkomparátor kimenetéhez, és M23 MOSFET forrás és nyelő elektródja közé párhuzamosan C21 kondenzátor van kapcsolva.L where I p represents the peak product 10 of the current flowing through the inductance and V r = 12-V f is the specified reference voltage shown in Fig. 5a. Therefore, the peak value of the inductance current as well as the average value of the inductance current (I a = I p / 2) can be directly controlled by the reference voltage V r . To discharge the capacitor C21, a low power P15 channel M23 MOSFET is connected to the output of the IC22 voltage comparator and a C21 capacitor is connected in parallel between the source and sink electrode of the M23 MOSFET.
Kimenő teljesítményszabályozása:Output Power Control:
Feltételezve, hogy a referenciafeszültség arányos a Vo kimenő feszültség inverz értékével:Assuming the reference voltage is proportional to the inverse of the output voltage V o :
athe
12—Vf = Vo (min) Vo (max) (2) majd következő ebből a (2) képletet (1) képletbe behelyettesítve a összefüggés adódik:12 — V f = V o (min) V o (max) (2) and then replacing formula (2) into formula (1) gives the following relationship:
IpVo RCaI p V o RCa
Pa =Pa =
2L ahol PA az átlagos kimenő teljesítmény.2L where P A is the average power output.
Következésképpen a rögzített kimenő teljesítmény szabályozása a kimenő feszültség bizonyos tartományában valósul meg feltételezve a (2) összefüggés elektronikus megvalósítását, amit az alábbiakban ismertetünk:Consequently, the control of the fixed output power is performed in a certain range of the output voltage, assuming the electronic implementation of equation (2), which is described below:
e) a Vr = a/VQ összefüggés elektronikus megvalósítása: a 35 vo kimenő feszültséget felerősítjük a lebegő szabályozási szintre, amihez D23 egyenirányítót és simításra szolgáló C22 kondenzátort alkalmazunk. Ez lényegében véve a visszarepülő módszer, amelyet különösen feszültségcsökkentő konverter elrendezésekhez alkalmaznak anélkül, hogy ehhez az L20 indukti•#·· ····e) Electronic implementation of the relation V r = a / V Q : The output voltage 35 v o is amplified to a floating control level using a rectifier D23 and a smoothing capacitor C22. In essence, this is the flyback method, which is especially used for voltage reduction converter arrangements without the need for L20 induction • # ·· ····
DANUBIA 83173-8092 - 9 - Ρ 9600068 vitáson szekunder tekercset kellene készíteni. R26 és R27 ellenállásokkal R24 és R25 ellenállásokat, valamint Z20 és Z21 Zener-diódákat sorba kapcsolva (a kimenő feszültség egy bizonyos tartományán belül) elegendően pontos (±1%) megközelítés5 sel megvalósítható a Vr = a/Vo függvény, amint azt az 5c ábra mutatja. Ha νθ kisebb, mint Vo^minj, Vr és ennélfogva Ip (Ia) értékét Z22 Zener-dióda megfelelő értékre korlátozza, amit az 5a ábra szerinti kapcsolási elrendezés is mutat.DANUBIA 83173-8092 - 9 - Ρ 9600068 A controversial secondary roll should be made. R26 and R27 resistors R24 and R25 and Z20 and Z21 Zener diodes in series (within a certain range of the output voltage) can achieve a sufficiently accurate (± 1%) approach to obtain the function V r = a / V o as Figure 5c. If ν θ is less than V o ^ min j, V r and therefore I p (I a ) limits the value of Z22 Zener diode to the appropriate value, which is also shown in the circuit arrangement of Fig. 5a.
A C21 kondenzátor kisütésének eléréséhez az IC22 fe10 szültségkomparátor kimenetére kisteljesítményű P csatornás M23 MOSFET csatlakozik. Az IC22 feszültségkomparátor kimenetére és ugyanazen M23 MOSFET forrás és nyelő elektródjával párhuzamosan C21 kondenzátor kapcsolódik.To achieve discharge of capacitor C21, a low power P channel M23 MOSFET is connected to the output of IC22 fe10. A C21 capacitor is connected in parallel to the output of IC22 voltage comparator and the same source and sink electrode of M23 MOSFET.
Olyan nagynyomású nátriumlámpákhoz, amelyeknek a névle15 ges lámpafeszültsége 100V értékű, Vojminj « 80V, vO(max) « 160V és IL(max) * 3A. A kimenő feszültség Z23 Zener-dióda alkalmazásával (Vz=160V), amely áramhatároló R28 ellenállással és (ugyancsak az IC22 feszültségkomparátorhoz csatlakozó) OC20 optikai csatolóval kapcsolódik párhuzamosan, és ez hozza ki20 kapcsolt állapotba a főkapcsolót képező M20 MOSFET-et. A kimenő teljesítmény változtatható az R21 ellenállás értékének változtatásával. Ha például R=R20=R21, akkor a kimenő teljesítmény lehet 250W és ha R=R20(R21=0), akkor a kimenő teljesítmény 220W. Ezenfelül a kimenő teljesítmény (lámpateljesít25 mény) folyamatosan beszabályozható az R21 ellenállás értékének folyamatos csökkentésével, amely energiatakarékosság szempontjából előnyös lehet.For high pressure sodium lamps with a rated lamp voltage of 100V, V o j min j «80V, v O ( max )« 160V and I L (max) * 3A. The output voltage using a Zener Z23 diode (V z = 160V) which is connected in parallel with a current limiter R28 and an OC20 optical coupler (also connected to IC22 voltage comparator) brings the M20 MOSFET, which is the main switch, to 20. The output power can be varied by changing the value of the R21 resistor. For example, if R = R20 = R21 then the output power can be 250W and if R = R20 (R21 = 0) then the output power is 220W. In addition, the output power (lamp power) can be continuously adjusted by continuously reducing the value of the R21 resistor, which can be beneficial in terms of energy savings.
Az UNIT-2 egység kimeneti kondenzátorára kapcsolódó UNIT-3 alacsonyfrekvenciás négyszöghullámú DC-AC konverter egység kapcsolási elrendezését a 6a ábra mutatja. Az 1. ábra szerinti teljes hidas négyszög hullámú PU-3 inverter alapját egy teljes hidas elrendezés képezi, amely M31 MOSFET, M32 MOSFET, M33 MOSFET és M34 MOSFET-eket tartalmaz. Az 1. ábra szerinti MD-3 MOSFET meghajtókat négy CM31, CM32, CM33 ésThe circuit diagram of the UNIT-3 low frequency rectangular DC-AC converter unit connected to the output capacitor of the UNIT-2 unit is shown in Figure 6a. The full bridged rectangular PU-3 inverter of FIG. 1 is based on a full bridging arrangement comprising M31 MOSFETs, M32 MOSFETs, M33 MOSFETs and M34 MOSFETs. The MD-3 MOSFET drives of FIG. 1 are four CM31, CM32, CM33 and
CM34 komplementer MOSFET valósítja meg. Ezenfelül a CM33 ésCM34 implements complementary MOSFET. In addition, CM33 and
CM34 komplementer MOSFET meghajtókat OC33 optikai csatoló ésCM34 Complementary MOSFET Drivers with OC33 Optical Interface and
OC34 optikai csatoló hajtja, amely a szabályozási szinttől elválasztást valósít meg. Az 1. ábra szerinti MD-3 MOSFET meghajtó négy logikai jelet szolgáltat, nevezetesen Q^, ζζ,It is powered by an optical coupler OC34, which provides separation from the control level. The MD-3 MOSFET driver of Figure 1 provides four logic signals, namely Q ^, ζζ,
• · · ·• · · ·
DANUBIA 83173-8092 - 10 - Ρ 9600068 és ö; logikai jeleket, amelyek az MD-3 MOSFET meghajtó működését vezérlik. Az említett logikai meghajtó jelek hullámalakjait a 6b ábrázolja. Ezek a logikai meghajtó jelek megfelelő holtidőket tartalmaznak, aminek köszönhetően elkerülhető a főkapcsolók keresztbevezetése. A szimmetrikus bemeneti Q logikai jel lefutását IC32/2 és IC32/1 kettős komparátor és egy hozzá társított R31 ellenállást, C31 kondenzátort tartalmazó RC-áramkör mintegy A t«5Ms idővel eltolja, aminek eredményeként keletkeznek a Qs és Qs jelek. Az IC32/1 kettős kom10 parátor nem invertáló bemenete, valamint az IC32/2 kettős komparátor invertáló bemenete az R31 ellenállást és C31 kondenzátort tartalmazó RC áramkör közös pontjára kapcsolódik. Az IC32/1 kettős komparátor invertáló bemenete, valamint az IC32/2 kettős komparátor nem invertáló bemenete R32 és R33 ellenállásokat tartalmazó feszültségosztó pár közös pontjára kapcsolódik. Kettős bemenetű IC31/1, IC31/2, IC31/3 és IC31/4 ÉS-NEM kapuáramkörök felhasználásával a felső MOSFET meghajtókból a négy logikai meghajtó jel a következőként kapható:DANUBIA 83173-8092 - 10 - Ρ 9600068 and δ; logical signals that control the operation of the MD-3 MOSFET driver. 6b illustrates the waveforms of said logical drive signals. These logical drive signals contain proper dead times, which avoids crossing the main switches. The balanced input Q logic signal course IC32 / 2 and IC32 / 1 double comparator and RC-circuit having an associated R31 resistors, C31 capacitor is about t '5 ms is shifted over time, as a result formed of Q s and Q s signals. The non-inverting input of the IC32 / 1 dual comparator and the inverting input of the IC32 / 2 dual comparator are connected to the common point of the RC circuit comprising the R31 resistor and the C31 capacitor. The inverter input of the IC32 / 1 dual comparator and the non-inverting input of the IC32 / 2 dual comparator are connected to a common point of a voltage divider pair containing resistors R32 and R33. Using the dual input IC31 / 1, IC31 / 2, IC31 / 3, and IC31 / 4 AND-NO gate circuits, the four MOSFET drives provide the following logical drive signals:
0^ = Q Qs, 0^ = ο’οζ és az alsó MOSFET meghajtóhoz a következőképpen nyerhető:0 ^ = QQ s , 0 ^ = ο'οζ and for the lower MOSFET drive can be obtained as follows:
Qi = Qsx, = Öix ahol X tiltójelet jelent (ha X = 0, akkor az alsó M31 MOSFET és M32 MOSFET ki van kapcsolva).Qi = Q s x, = Öix where X represents a bar sign (if X = 0, the lower M31 MOSFET and M32 MOSFET are off).
Az 1. ábra szerinti CU-3 frekvenciaszabályozó egység az indítási és újraindítási folyamatot időben programozza, beleértve az UNIT-4 nagyfeszültségű gyújtóáramkör vezérlését, alacsonyfrekvenciás szimmetrikus Q logikai jel előállítását, amely a rendes működési tartományban (X = 1) vezérli a logi30 kai meghajtót, és automatikus kikapcsolási tulajdonságot valósít meg, amikor nincs terhelés vagy a lámpa meghibásodik, vagy olyan esetben, hogyha a lámpa elöregszik.The CU-3 frequency control unit of FIG. 1 programs the start-up and restart process in a timely manner, including controlling the UNIT-4 high-voltage ignition circuit, generating a low-frequency symmetrical Q logic that controls the logic drive in its normal operating range (X = 1). and provides an auto-off feature when there is no load or the lamp malfunctions or when the lamp is aging.
A CU-3 frekvenciaszabályozó egység a következő funkcionális áramköröket tartalmazza:The CU-3 frequency control unit contains the following functional circuits:
V1 szintű első IC33/1 feszültségkomparátor, ahol V2 valamelyest kisebb, mint Vo(max);First level V 1 IC33 / 1 voltage comparator, wherein V 2 is slightly lower than V p (max);
V2 komparálási szintű második IC33/2 feszültségkomparátor, ahol V2 valamelyest kisebb, mint Vlz· első IC34 időzítő, amelynek időzítési időszaka t1=10s;Second comparison value level V2 IC33 / voltage comparator 2, wherein V 2 is slightly lower than V · lz IC34 first timer having a timing period of 1 t = 10s;
·.·· ··· *·«··. ·· ··· * · «·
DANUBIA 83173-8092 - 11 - Ρ 9600068 második időzítő, amely digitális IC35 számlálót és digitális IC36 oszcillátort tartalmaz, és amelynek időzítési ideje t2«120s;DANUBIA 83173-8092 - 11 - Ρ 9600068 a second timer, comprising a digital IC35 counter and a digital IC36 oscillator, and having a timing time t 2 of 120s;
alacsony frekvenciájú digitális IC37 oszcillátor, amely5 nek frekvenciája f1«25Hz és kitöltésitényezője tetszőleges;a low frequency digital IC37 oscillator having a frequency of f 1 «25Hz and a fill factor of any kind;
nagyfrekvenciás digitális IC38 oszcillátor, amelynek frekvenciája f2«20kHz és kitöltési tényezője kisebb, mint 0,5;a high frequency digital IC38 oscillator having a frequency f 2 of 20 kHz and a power factor of less than 0.5;
D típusú IC39 fli-flop által megvalósított T flip-flop, 10 amelynek órajelbemenete és beállító bemenete van, és amely szimmetrikus Q jelet állít elő; és kettő ÉS IC40/1 és IC40/2 kapuáramkör, valamint két inverter, amelyek funkciója a 6a ábrából nyilvánvaló.A T flip-flop implemented by the IC39 type D39 flip-flop, which has a clock input and a setting input and produces a symmetric Q signal; and two gate circuits AND IC40 / 1 and IC40 / 2, and two inverters, the function of which is obvious from FIG. 6a.
A 6c ábra időzítési diagramot mutat terhelésmentes álla15 pótban, beleértve azt a helyzetet, amikor a begyújtás sikertelen. A 6d ábra az időzítési diagramot sikeres begyújtás (rendes működés) esetére mutatja. A begyújtott lámpa gyorsan működni kezd bonyolult plazmafizikai eljárás alapján (beleértve a parázskisülést), és eléri az ívkisülés állapotát, feltételezve, hogy ha elegendően nagy feszültség és áram áll rendelkezésre. Az ívkisülés elérése után a találmány szerinti áramkör fontos feladatát jelenti a lámpának az ívkisülés állapotában való stabilizálása. Mivel a kisülő cső hideg, ezért ha az áram a nulla értéket lassan keresztezi, akkor ez a ki25 sülő ív kialvását okozhatja. Emiatt két különböző rövid időszakú indítási módszer kerül alkalmazásra a kialvás elkerülésére, nevezetesen nagyfrekvenciás áramú impulzussal való működtetés vagy egyenáramú működtetés.Figure 6c shows a timing diagram in a no-load condition, including when the ignition fails. Figure 6d shows a timing diagram for successful ignition (normal operation). The illuminated lamp begins to operate rapidly based on a complex plasma physics process (including parasitic discharge) and reaches the arc discharge state, assuming that sufficient voltage and current are available. Once the arc discharge has been achieved, it is an important function of the circuit according to the invention to stabilize the lamp in the arc discharge state. Since the discharge tube is cold, if the current slowly crosses the value zero, this may cause the discharge arc to extinguish. For this reason, two different short-term start-up methods are used to prevent extinction, namely high-frequency current pulse actuation or direct current actuation.
A rövid időszakú indítási művelet időtartamát az első időzítő állítja be (tjölOs). A rövid idejű indítási időszak után a kisülés rendes alacsony frekvenciás (»50Hz) szimmetrikus négyszög hullámú működéssé válik. A különböző indítási műveletek S kapcsolóval választhatók ki, amint azt a 6a ábra mutatja, és amely S kapcsoló a nagyfrekvenciás (HF) vagy egyenáramú (DC) üzemmódok között kapcsol át. Egyenáramú indítási művelet során a vezérlőáramkör nyilvánvalóan leegyszerűsíthető. Nagynyomású nátriumlámpák esetében az egyszerűbb egyenáramú indítási módszer kielégítő lehet. A teljes hidas négyszög hullámú PU-3 inverter kiegészíthető valamilyen ha·«««The duration of the short-term startup is set by the first timer (timer). After a short start-up period, the discharge becomes normal low-frequency (> 50Hz) symmetric quadrature wave operation. The various starting operations can be selected by switch S, as shown in Fig. 6a, which switch S switches between high frequency (HF) or direct current (DC) modes. During the DC start-up operation, the control circuit can be obviously simplified. For high pressure sodium lamps, the simpler DC start method may be satisfactory. The full bridge rectangular wave inverter PU-3 can be supplemented by some if · «« «
DANUBIA 83173-8092 - 12 - Ρ 9600068 gyományos áramkorlátozó megoldással, ami összekapcsolható a vezérlőegységgel, de a 6a ábrán nincs feltüntetve.DANUBIA 83173-8092 - 12 - Ρ 9600068 with a conventional current limiting solution that can be coupled to the control unit but is not shown in Figure 6a.
A 6a ábra mutatja továbbá az UNIT-3 alacsonyfrekvenciás négyszöghullámú DC-AC konverter egység kimenetére csatlakozóFig. 6a further shows the connection to the output of the UNIT-3 low frequency rectangular DC-AC converter unit.
UNIT-4 nagyfeszültségű gyújtóáramkört. Az előszabályozó egység kimenetén levő CIO kapacitásra járulékosan R42 kondenzátor van rákapcsolva. Az UNIT-4 nagyfeszültségű gyújtóáramkör hídlámpák számára gyújtóegységet valósít meg, és nagyfeszültségű («3500V) gyújtójeleket szolgáltat. Az áramkör alapját impulzustranszformátor elrendezés képezi, amely R41 impulzustranszformátort, Th41 tirisztort, C41 kondenzátort és R41 ellenállást és C42 kondenzátort tartalmazó RC-áramkört tartalmaz, amely a Th41 tirisztor kapujára kapcsolódik. A C41 kondenzátort R42 kondenzátor tölti, amely az U-l előszabályo15 zó egység kimenő kondenzátorára csatlakozik. A C41 kondenzátort a Th41 tirisztor periodikusan kisüti, és ezt a CU-3 digitális számlálójel vezérli, amelynek ismétlődési frekvenciája 2Hz. A teljesen feltöltött C41 kondenzátor feszültségét (»450V) Nx és N2 tekercseket tartalmazó transzformátor növe20 li, amelynek áttétele N1/N2=8. Rendes működés során a Th41 tirisztor ki van kapcsolva, és az impulzustranszformátort légréses vasmagú induktivitás valósítja meg, amely szűrőelemként működik. Ezenfelül az L41 induktivitás folyamatos áramfolyást eredményez a lámpán át, mikor a teljes hidas négyszög hullámú PU-3 inverter megváltoztatja a holtidőket tartalmazó lámpafeszültség polaritását.UNIT-4 High Voltage Ignition Circuit. A capacitor R42 is additionally connected to the CIO capacitance at the output of the pre-regulator unit. The UNIT-4 High Voltage Ignition Circuit provides an ignition assembly for bridge lamps and provides high voltage («3500V) ignition signals. The circuit is based on a pulse transformer arrangement comprising an RC circuit comprising an R41 pulse transformer, a Th41 thyristor, a C41 capacitor, and an R41 resistor and a C42 capacitor, which is coupled to the Th41 gate. Capacitor C41 is charged by capacitor R42, which is connected to the output capacitor of the U1 preconditioning unit. The C41 capacitor is periodically discharged by the Th41 thyristor and is controlled by a CU-3 digital counter signal having a repetition rate of 2Hz. A transformer with a fully charged C41 capacitor voltage (> 450V) N x and N 2 coils with a gear ratio of N 1 / N 2 = 8. During normal operation, the Th41 thyristor is off and the pulse transformer is implemented by an air gap iron core inductor which acts as a filter element. In addition, the L41 inductance results in a continuous current flow through the lamp as the full bridged rectangular PU-3 inverter changes the polarity of the dead-time lamp voltage.
Az UNIT-5 stabilizált logikai tápegység a szinuszos váltóáramú tápegységre csatlakozik (pontosabban az U-l előszabályozó egység közös módusú szűrőjéhez) és elrendezését a 7.The stabilized logic power supply of the UNIT-5 is connected to a sinusoidal AC power supply (more specifically to a common mode filter of the U-1 preamplifier) and its arrangement is shown in FIG.
ábra mutatja. Az UNIT-5 stabilizált logikai tápegység stabilizált feszültségforrásként működik és kisteljesítményű négyszöghullámú HB félhidas invertert tartalmaz, továbbá öt LR1, LR2, LR3, LR4 és LR5 szabályozót. A kisteljesítményű önrezgő félhidas inverter (négyszöghullámú oszcillátor) B51 egyenirá35 nyitó hidat, energiatároló (filmkivitelű) C51 kondenzátort tartalmaz, amely a B51 egyenirányító híd egyenáramú kimenetére csatlakozik. Tartalmaz továbbá két T51 és T52 tranzisztort, amelyek vezérelt kapcsolóként működnek, valamint két feszültségosztó C52 és C53 kondenzátort és nagyfrekvenciás * · · · • ... ,,, , , ;is shown. The UNIT-5 stabilized logic power supply acts as a stabilized voltage source and includes a low power rectangular HB half-bridge inverter and five LR1, LR2, LR3, LR4 and LR5 controllers. The low power self-oscillating semiconductor inverter (rectangular oscillator) includes a B51 direct-acting bridge, an energy storage (film) capacitor C51, which is connected to the DC output of the B51 rectifier bridge. It also includes two T51 and T52 transistors that act as a controlled switch, and two voltage dividers C52 and C53 capacitors and high frequency * · · · • ... ,,,,;
P 9600068 transzDANUBIA 83173-8092 - 13 félhidas négyszöghullámú oszcillátorként működő L51 forrnátort.P 9600068 transDANUBIA 83173-8092 - 13 L51 boilers operating as a half-bridge rectangular oscillator.
A transzformátornak Np primer tekercse, két Nfl és Nf2 visszacsatoló tekercse és öt Nsl, Na2, Νθ3, Ns4 és Na5 szekun5 dér tekercse van, amelyek megfelelő (nem stabilizált) feszültségforrást képeznek az öt lineáris szabályozó számára. Az Nfl és Nf2 visszacsatoló tekercsek RC-áramkörökkel (R51 ellenállás, C54 kondenzátor, valamint R52 ellenállás és C55 kondenzátor) vannak sorbakapcsolva, és így csatlakoznak T51 és T52 tranzisztorok bázisához, annak bázisán (diódáján) csökkenő áramot létrehozva és ezáltal váltakozva be- és kikapcsolják a T51 és T52 tranzisztorokat.The transformer N p a primary coil, two N fl N f2 feedback coil and five N sl N a2, Ν θ3, F s4 and N a5 szekun5 hoarfrost windings that form a corresponding (non-stabilized) voltage source for the five linear regulator. N fl N f2 feedback coils are connected in series with the RC-circuit (R51 resistors, C54 capacitor and R52 resistor and C55 capacitor), and thus connected to T51 and T52 transistors to the base of its base (diode) creating a descending flow thereby alternately on and turn off the T51 and T52 transistors.
A kapcsolási elrendezés önrezgő tulajdonságát az L51 transzformátor kikapcsolt mágnesező árama által a tekercsek15 ben létrehozott polaritásváltozás valósítja meg. Ezen túlmenően az áramkör önmagától kikapcsolódó indító áramkört tartalmaz, amelyet folyamatosan feltölt C65 kondenzátor, S51 DIAC és T53 tranzisztor valósítja meg, amelyet Nfl tekercs vezérel.The self-oscillating property of the switching arrangement is realized by the change in polarity generated by the off-current magnetizing current of the transformer L51 in the coils15. In addition, the circuit includes a self-tripping starter circuit implemented by a continuously charged capacitor C65, a S51 DIAC and a T53 transistor controlled by an Nf coil.
Az egyenirányított kimenő feszültségek a nagyfrekvenciához viszonyítva lényegében egyenfeszültségek. Ennélfogva simító elemként csupán kis értékű filmkondenzátorokat kell használni. Stabilizált kimenő feszültség (12V) nyerhető hagyományos lineáris szabályozási módszerek alkalmazásával.The rectified output voltages are essentially DC voltages relative to the high frequency. Therefore, only low value film capacitors should be used as smoothing elements. Stabilized output voltage (12V) can be obtained using conventional linear control methods.
Az UNIT-6 figyelő egység figyelő egységként működik és aThe UNIT-6 monitoring unit acts as a monitoring unit and a
7. ábrán bemutatott kapcsolási rajza szerint négy Schmitttriggert tartalmaz. Az ST-1, ST-2, ST-3 és ST-4 (lásd 1. ábra) megvalósítására négy feszültségkomparátor szolgál, amelyeket IC61, IC62, IC63 és IC64 komparátorok valósítanak meg.Referring to Figure 7, there are four Schmitttriggers. ST-1, ST-2, ST-3 and ST-4 (see Figure 1) are implemented by four voltage comparators implemented by comparators IC61, IC62, IC63 and IC64.
Az első Schmitt-triggert megvalósító IC61 komparátort PH fotoellenállás vezérli, amely egy fénnyel vezérelt kapcsolót valósít meg. A második Schmitt-triggert megvalósító IC62 komparátort TH termisztor valósítja meg, amely hőmérsékletvezérelt kapcsolót alkot. A harmadik és negyedik Schmitt-triggert megvalósító IC63 és IC64 komparátorokat Vx feszültség vezérli, amely arányos a bemenő feszültséggel, és együttesen ablakkomparátort képeznek. A T61 tranzisztort a komparátorok közös kimenetei vezérlik (ÉS kapcsolat), és így eredményezik a megfigyelő egységet. A T61 tranzisztor kimenete (M) vezérli • · · · • · · ·The IC61 comparator, implementing the first Schmitt trigger, is controlled by a PH resistor, which implements a light-controlled switch. The IC62 comparator implementing the second Schmitt trigger is implemented by a TH thermistor which forms a temperature controlled switch. The comparators IC63 and IC64 implementing the third and fourth Schmitt triggers are controlled by a voltage V x which is proportional to the input voltage and together form a window comparator. The T61 transistor is controlled by the common outputs of the comparators (AND connection) and thus results in the monitoring unit. Controlled by T61 Output (M) Output
DANUBIA 83173-8092DANUBIA 83173-8092
Ρ 9600068Ρ 9600068
U-l előszabályozó egységet és UNIT-2 egységet, amelyek számukra a be és kikapcsolt állapotokat M=0 vagy M=1 («12V) formájában valósítják meg.A U-1 pre-regulator unit and a UNIT-2 unit which, for them, implement the on and off states as M = 0 or M = 1 («12V).
A fentiekben és a mellékelt rajzon a találmány szerinti 5 megoldás legelőnyösebbnek tekintett kiviteli alakját ismertettük és szemléltettük, azonban ezen kitanítás és ismeretanyag alapján a szakember a találmány körén belül számos módosítást és változtatást képes kidolgozni.The preferred embodiment of the present invention has been described and illustrated in the foregoing and in the accompanying drawings, but it is within the scope of the teachings and teachings that the person skilled in the art can make many modifications and variations within the scope of the invention.
Claims (13)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
HU9600068A HUT76501A (en) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | Low frequency square-wave electronic ballast for gas discharge devices |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
HU9600068A HUT76501A (en) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | Low frequency square-wave electronic ballast for gas discharge devices |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
HU9600068D0 HU9600068D0 (en) | 1996-04-29 |
HUT76501A true HUT76501A (en) | 1997-09-29 |
Family
ID=10987721
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
HU9600068A HUT76501A (en) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | Low frequency square-wave electronic ballast for gas discharge devices |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
HU (1) | HUT76501A (en) |
-
1994
- 1994-08-26 HU HU9600068A patent/HUT76501A/en unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
HU9600068D0 (en) | 1996-04-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5428268A (en) | Low frequency square wave electronic ballast for gas discharge | |
JP4720828B2 (en) | Dimmable electronic ballast and lighting fixture for electrodeless discharge lamp | |
US6069458A (en) | Power supply circuit device for a high intensity discharge lamp that repetitively lights the lamp using a pulse-by-pulse mode current limiting function | |
US20020113556A1 (en) | Self-oscillating electronic discharge lamp ballast with dimming control | |
JP3945681B2 (en) | Lighting device | |
KR0137181B1 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JP2009539220A (en) | Lamp drive circuit | |
US7282865B2 (en) | Device and method for operating a discharge lamp | |
US6329761B1 (en) | Frequency controlled half-bridge inverter for variable loads | |
JP2005504427A (en) | Electronic ballast for run-plan adjustment | |
JPH076889A (en) | Discharge lamp lighting device | |
HUT76501A (en) | Low frequency square-wave electronic ballast for gas discharge devices | |
AU685843B2 (en) | Low frequency square wave electronic ballast for gas discharge devices | |
JPH07302688A (en) | High intensity discharge lamp lighting device | |
JP2009199876A (en) | Discharge lamp lighting device, and illumination fixture equipped with this discharge lamp lighting device | |
JP3291853B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JPH09308255A (en) | Discharge lamp lighting apparatus | |
JP4590718B2 (en) | High pressure discharge lamp lighting device | |
CA2167189A1 (en) | Low frequency square wave electronic ballast for gas discharge devices | |
JP2002216992A (en) | Electric discharge lamp lighting equipment | |
JP3351824B2 (en) | Discharge lamp lighting device | |
JP2532714Y2 (en) | AC discharge lamp lighting device | |
JPH0785982A (en) | High frequency lighting circuit for high brightness discharge lamp | |
JP2005174610A (en) | Lighting system | |
JP2002299097A (en) | Discharge lamp lighting device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
DFD9 | Temporary prot. cancelled due to non-payment of fee |