HUT58963A - High-frequency distribution circuit5 - Google Patents

Description

A találmány tárgya nagyfrekvenciás elosztó áramkör nagyfrekvenciás energiának a VHF/UHF tartományban két egymástól leválasztott kimenet közötti felbontására egy-egy megcsapolással ellátott • · • · · · · · · • · · · · · · • ·· ·· · · · ··

- 2 illesztő- és differenciál transzformátorral, ahol a megcsapolások egymással vezetően össze vannak kötve, továbbá egy az illesztő transzformátornak a lehetséges legnagyobb kicsatolást biztosító megcsapolása és a két kimenet egyike (szimmetrikus elosztásnál) ill. a nagyobb ohm értékű kimenet (aszimmetrikus elosztásnál) közé kapcsolt kicsatoló ellenállással.

Ismeretes egy ilyen kettős elosztó a DE 34 05 113 C2 leírásból. Az illesztő transzformátoron a csatlakozási pont, továbbá az Ohmos kicsatoló ellenállás nagyságának megfelelő megválasztásával ezzel a kapcsolással a német szövetségi posta követelményeit a BK berendezések számára kialakított 1R8-15 számú irányelveknek megfelelően a két televízió kimenet megfelelő szétválasztására (a szomszédos csatlakozó dobozok közti csatlakozó csillapítás nagyobb vagy egyenlő 40 dB-vel a 47-től 300 MHz-ig terjedő frekvencia tartományban) ki lehet elégíteni.

A teljes VHF-/UHF tartományban (47-től 860 MHz) való alkalmazásoknál azonban ez a megoldás a kis vagy nagy frekvenciáknál már nem biztosítja ezt az értéket.

Ezen túlmenően az antenna csatlakozó dobozokban való elosztókénti alkalmazásnál az 1R8-15 irányelveknek egy további követelménye merül fel egyre növekvő mértékben, amely szerint különböző frekvencia tartományú éspedig rádiófrekvenciás és televíziós szomszédos doboz csatlakozások között olyan csatolási csillapítást kell betartani, amely a rádiófrekvenciás tartományban nagyobb vagy egyenlő 50 dB-lel és a televizióstartományban nagyobb vagy egyenlő 46 dB-lel.

Mivel az eddig az elosztó után kapcsolt kiválasztási eszköz helyett egyre inkább szélessávú elosztókat alkalmaznak vagy pedig a törzs elosztó kimenetein végdobozokat csatlakoztatnak, úgy hogy

- 3 ezeknek már a teljes kicsatolási értékkel rendelkezniök kell, legalább azonban egy utánakapcsolt elosztási csillapítás levonásának a figyelembevételével.

Az ismert elosztó berendezések alkalmazási lehetőségei ezért különösen a jövőbeli alkalmazásokra nézve erősen korlátozottak.

A találmánynak tehát az a feladata, hogy az ismert nagyfrekvenciás elosztó berendezéseket olymódon fejlessze tovább, hogy a két kimenetnek lehetőleg teljes szélessávú (VHF/UHF) szétválasztása, legalább azonban az UKV tartományban 50 dB-lel egyenlő vagy annál nagyobb csatolási csillapítás és a TV tartományokban még 46 dB vagy annál nagyobb csillapítás legyen biztosítva 108 MHz felett.

Ezt a feladatot a találmány szerint olyan nagyfrekvenciás elosztó áramkörrel valósíthatjuk meg, amelynél a kicsatoló ellenállás egy komplex ellenállás (Z = X + jY), amelynek a frekvenciafüggő, a szükséges ohmos kicsatoló ellenállást kialakító a veszteség ellenállásokat kiegyenlítő ellenállása (rezisztenciája X) és a két transzformátor fő- és szórt induktivitásait szélessávúan kiegyenlítő induktivitása (reaktanciája Y)van.

A találmány szerinti kompenzációval lehetőség van arra, hogy a komplex ellenálláson (impedancián) átfolyó frekvenciától függő kompenzációs áramot úgy határozzuk meg, hogy szélessávúan az egyik, illetve a nagy ellenállású kimeneten legalább megközelítően zérus feszültség jelenjen meg (végtelen nagy csatolási csillapítás) , ha az elosztó bemenet a hullámellenállásnak megfelelően van lezárva és a másik illetve a kis ellenállású kimeneten egy feszültség van rákapcsolva. Ez a szélsőséges eset azonban csak igen sok Ohmos és meddő ellenállásból álló hálózattal valósítható meg, amely nemcsak tapasztalatilag és számítástechnikailag nehezen kezelhető, hanem a gyakorlatilag kivitelezett kapcsolásoknál általában gazdasági okok miatt nem jön számításba.

Egy elméletileg végtelen nagy csatolási csillapításhoz szükséges komplex ellenállás számítása az 1. ábra szerinti helyettesítő kapcsolási vázlat segítségével lehetséges, melyből végül a következő képlet adódik:

Z.+ j ciLp

Z = X+jY=n₁-Z_B· ---------------— - jüJüL_B ^ZC “ ⁿl<^ZA ^+ZB (E képlet matematikai levezetéséhez először az lí ábra szerinti illesztő transzformátort határoztuk meg a 2. ábrából való átalakítással.) E közben a következő rövidítéseket alkalmaztuk:

^ZA

R_A + (1 - σ) L_a jcu ö'L_a ^ZB ^rb + j (1 - σ) L_b ^ZC ^RW * 3 (í Lq

R_{T T} w + jtu (1 - σ) L_c ^ra »2²· ^ZL ^ZL ^rb

3^{2 Z}L ^ZL ^RV ^Rv ^LA ⁿ2 ’ ^Ll' ^LB n₃ ² ahol ⁿl ^W5 ^W4 ⁿ2

W₂ ² + 2 W₂W₃;

ⁿ3 ^W3 ahol w_v w₂, w₃ az illesztő transzformátor három résztekercselésének menetszámai.

W = + V?2 + Wg

a differenciál transzformátor két résztekercselésének a menetszámai (lásd 1. ábra).

a hullámellenállása

az illesztő és differenciál transzformátorok veszteségi ellenállásai, a közelítőleg frekvencia független és mindkét transzformátorra egyenlőnek felvett szórási ténye ző, amely nyomtatott áramköri technikával kialakí tott transzformátorok alkalmazásánál megengedhető.

Reális illesztő és differenciál transzformátorok mért frekvencia függő impedancia értékeiből a veszteség ellenállások és a fő induktivitások frekvencia menete számítható. A menetszámok a realizálható és gyakorlati adottságok és tapasztalati értékek szerint adottak. Ezzel a fenti egyenletekből X és Y frekvenciafüggö változása kiszámítható úgy, hogy a szórási induktivitások értékére mért vagy paraméterként felvett értékeket veszünk figyelembe.

Ez különösen gyakorlati és pontos módon a következő eljárással is lehetséges:

Az 1. ábra szerinti kapcsolásnál a Z komplex ellenállás nélkül az E bemenetet és az A₂ kimenetet a hullám ellenállásnak megfelelően lezárjuk, az A^ kimenetre U feszültséget kapcsolunk és az üresen járó 3 és 4 kapcsolási pontok között továbbá L^O^í-t mérünk. Ezt követően az A^ kimenetet zárjuk le a hullám/'ellenállásnak megfelelően és a 3 és 4 kapcsolási pontokon a Z^, Z₂ impedanciát mérjük.

A Ζ = X + jY impedancia ezután a következő egyenletből adódik:

Ζ = X + jY = - (Ζ. + Ζ₉--— · ΐ²⁾

U ^υ2

Ennek a görbének a lefolyásából elvileg az Y értéknél kis frekvenciáknál körülbelül 1 MHz-nél párhuzamos rezonancia ismerhető fel, a VHF-tartományban pedig soros rezonancia (csökkenő Ohmos ellenállásoknál a nagyobb frekvenciák felé) és az UHF tartomány felső végénél maximum van. Az X érték az UHF tartományban sokáig állandó marad és azután az UHF tartomány felső végénél kis mértékben csökken.

Ezekből a görbékből először egy elvi kapcsolást lehet levezetni, amelyet azután lépésenként lehet javítani, amíg a kicsatoló hálózat Z impedanciája valós és képzetes részének a frekvenciamenete lehetőleg jól megközelíti az előírt görbe alakot. Ezt például számítógépes programmal lehet végrehajtani.

A megközelítés és ezzel a komplex ellenállás alkatrész felhasználási igénye a kicsatolás és a sávszélesség kívánt értékétől továbbá a maximális költségektől függ. A 2. igénypont szerinti hálózattal (elvi kapcsolás) egy kedvező kompromisszumot érhetünk el az alkatrész felhasználás, a sávszélesség és a kicsatolás között. Egy csak négy alkatrészt magábafoglaló kompenzációs hálózattal el lehet érni, hogy a kimeneteknek a kicsatolása az UKV tartományban nagyobb vagy egyenlő 50 dB és 860 MHz-ig nagyobb vagy egyenlő 46 dB.

A minimális anyagfelhasználás a 3. igénypont szerinti kialakításnál érhető el, amellyel 50 dB vagy annál nagyobb kicsatolási csillapítás érhető el az egész VHF tartományon, tehát a UKV tartományban is. Az ehhez elegendő kompenzációs hatás azáltal jön létre, hogy az Ohmos ellenállás és a kapacitás • « • · ·

- 7 veszteség-ellenállással, szórási induktivitásokkal és csatlakozási kapacitással rendelkező tényleges alkatrészek.

A nyomtatott áramköri technikával kialakított transzformátorok alkalmazásánál különösen a 01 34 950 lajstromszámu EP szabadalom szerint előnyös módon lehet a nagy kicsatolás szempontjából optimális csatlakozási pontot kiválasztani, ami tekercselt transzformátoroknál gyakran nem valósítható meg. Ezenkívül a kiválasztott kompenzáció az ilyen transzformátorok csekély gyártási tűrése és a jó reprodukálhatósága miatt sorozatgyártásnál is betartható.

Az ábrákban egy a találmány szerinti nagyfrekvenciás elosztó berendezésnek antenna dugaszoló dobozokban való alkalmazására előirányzott kiviteli példája van megadva.

1. ábra az elosztóáramkör helyettesítő elvi kapcsolási ábráját mutatja veszteség-ellenállásokkal és szórási induktivitásokkal, a

2. ábra az illesztő transzformátor helyettesítő kapcsolási ábrája veszteség-ellenállások és szórási induktivitások nélkül, amelyből a résztekercselések láthatók és amely a megfelelő transzformációval létrehozott első ábrabeli helyettesítő kapcsolási ábra kiinduló pontjául szolgál és a

3. ábra a nagyfrekvenciás elosztó áramkör kapcsolási vázlata.

A kettős elosztó berendezésnek egy E bemenet és a föld közé kapcsolt AÜ illesztőtranszformátora, továbbá egy a nagyfrekvenciás energiát két A^, A₂, kimenetre egyenlőtlenül felosztó DÜ differenciál transzformátora van. Mindkét AÜ és DÜ transzformátornak a felesleges veszteségek elkerülése érdekében önmagában ismert módon takaréktranszformátorként csomagban elhelyezkedő a • · · · · · · · * · ···· • · · · * · * « ··· · ··· · • · · · · · · ··«· ·· · ·· ··

- 8 01 34 950 EP szabadalom alapján nyomtatott áramköri technikával kialakított, kis menetszámú tekercsei vannak.

Az A^ kimenet a kisebb elosztó csillapítással egy további antenna csatlakozó doboz nem ábrázolt azonos elosztó berendezésének a bemenete csatlakoztatására van előirányozva; az A₂ nagy Ohmos ellenállású kimenet egy utánakapcsolt (nem ábrázolt) szélessávú elosztó csatlakoztatására szolgál, amelynek két kimenete az antenna csatlakozó doboz RF és TV csatlakozásának a kimeneteit képezi.

A visszairányú csillapításnak alacsony frekvenciáknál való javítása érdekében az E bemenet és az AÜ illesztőtranszformátor közé C₃ kondenzátort kapcsolunk. Az AÜ, DÜ transzformátorok két megcsapolási pontja közötti összekötő vezetéket a földdel összekötő C₄ kondenzátor ismert módon a felső határfrekvencia növelését idézi elő.

Az A^ és A₂ elosztó kimenetek közötti csatolási csillapítás szélessávú megjavítása érdekében a teljes üzemi frekvencia tartományban 47-től 860 MHz-ig a nagyobb Ohmos értékű A₂ kiemenetés az AÜ illesztőtranszformátor P csatlakozópontja közé egy Z szétválasztó hálózatot kapcsolnak, amely egy L tekercs és egy első kondenzátor sorbakapcsolásából álló párhuzamos rezgőkörből és egy Ohmos R ellenállásnak egy második C₂ kondenzátorral való párhuzamos kapcsolásából áll. Ezzel a csak négy elemből a két AÜ, DÜ transzformátor veszteség-ellenállásainak és meddő komponenseinek a kompenzálására kialakított hálózattal egy ezen a kapcsoláson átfolyó kompenzációs áramot hozunk létre, amely nemcsak a két A^, A₂ kimenet nagymértékű szétválasztását valósítja meg, hanem egyidejűleg mint a A₂ kimenet túl nagy impedanciájával párhuzamosan kapcsolt ellenállás ennek a visszaáramlási • ·

- 9 csillapítását javítja.

Az áramköri elemek értékeinek a megválasztásával (R=33 Ohm, R = 0,2 μΗ, C^= 3,9 nF és C₂ = 5,1 pF) az A^, A₂ kimenetek között egy olyan csatolási csillapítást érünk el, amely UKV-nál nagyobb vagy egyenlő 50 dB és a 3-tól 5 TV tartományokban is még nagyobb vagy egyenlő 46 dB. Ezzel az 1R8-15 számú említett szövetségi postai irányelv szerinti követelmény még akkor is ki lesz elégítve, ha a találmány szerinti erősítő után sem frekvencia szelektív elemet, sem szélessávú elosztót nem kapcsolunk, hanem a törzsvezetékben egymás után kapcsolt találmány szerinti elosztó berendezésnek a A₂ kimenetére mindig közvetlenül egy végdobozt csatlakoztatunk .

Ezek a kedvező értékek a sorozatgyártásban is betarthatók különleges intézkedések nélkül, különösen azért, mert a két AÜ, DÜ transzformátor nyomtatott áramköri technikával van kialakítva és ezáltal különösen csekély gyártási tűréseik vannak, és nem kell semmi különleges intézkedés a megcsapolási pontok létrehozásához .

A leírt felépítéssel kedvező kompromisszumot érnek el az alkatrész felhasználás, a sávszélesség és a kicsatolás között. Amennyiben azonban egyedi esetben a sávszélességhez és/vagy a kicsatoláshoz még nagyobb értékeket szeretnénk elérni, úgy ez bonyolultabb hálózatokkal lehetséges.

A hálózat felépítésének a meghatározásához először a komplex impedanciát számítjuk ki a fent megadott képletek egyikéből, miközben gyakorlati tapasztalati értékekből indulunk ki a transzformátorok menetszámára és a szórási induktivitásra vonatkozóan, és az első képletnél feltételezzük, hogy a szórási tényező az összes transzformátor tekercselésre azonos és frekvenciától ·· »4 *··4 ··*·*· • · 4 · ♦ ·· • ♦ * · 4 ·«*· • · · · · · · V··· » · » ···· független. A bonyolultabb hálózatoknál a még nagyobb sávszélességek és/vagy kicsatolások eléréséhez ezek az egyszerűsítések már nem elegendőek; ezekben az esetekben a fent említett értékeket vagy mérni kell, vagy változó paraméterként kell a számításba venni.

Második lépésként a Z komplex impedancia valós és képzetes részének az előírt frekvencia menetéből a hálózatra egy alap kapcsolást határozunk meg, amint az a 3. ábra szerinti kiviteli példában szerepel. Ennél az alkatrészek értékeit frekvenciamenetüknek az előírt frekvencia menethez való optimális közelítésével például egy számítógépes program segítségével határozzák meg.

További alkatrészekkel bővített alapkapcsolások segítségével - hasonlóan számítógépes programok révén - az alkatrészek értékeinek változtatásával a fent említett előírt frekvenciamenethez való további közelítés lehetséges, miközben minden esetre mind az anyagfelhasználás, mind az ilyen kapcsolásoknak a meghatározása mind ezeknek a költségei a növekvő igényekkel és az ezzel növekvő bonyolultsággal aránytalanul megnőnek.

Claims (4)

1. SZABADALMI IGÉNYPONTOK

   1. Nagyfrakvenciás elosztó áramkör nagyfrekvenciás energiának a VHF/UHF tartományban két egymástól leválasztott kimenet közötti felbontására egy-egy megcsapolással ellátott illesztőés differenciál transzformátorral (AÜ, DÜ), ahol a megcsapolások egymással vezetően össze vannak kötve, továbbá egy az illesztő transzformátornak a lehetséges legnagyobb kicsatolást biztosító megcsapolása és a két kimenet egyike (szimmetrikus elosztásnál) ill. a nagyobb ohm értékű kimenet (aszimmetrikus elosztásnál) közé kapcsolt kicsatoló ellenállással, azzal jellemezve hogy a kicsatoló ellenállás egy komplex ellenállás (Ζ = X + jY) , amelynek a frekvenciafüggő, a szükséges ohmos kicsatoló ellenállást kialakító a veszteség-ellenállásokat kiegyenlítő ellenállása (rezisztenciája X) és a két transzformátor (AÜ, DÜ) fő- és szórt induktivitásait szélessávúan kiegyenlítő induktivitása (reaktanciája Y) van.
2. 2. Az 1. igénypont szerinti áramkör azzal jellemezve, hogy a komplex ellenállás (impedanciát) egy tekercs (L) és egy párhuzamosan kapcsolt első kondenzátor (Cl) rezgőköre és egy ellenállás (R) és egy párhuzamosan kapcsolt második kondenzátor (C2) sorbakapcsolásával van kialakítva.
3. 3. Az 1. igénypont szerinti áramkör, azzal jellemezve, hogy a komplex impedancia egy ohmos ellenállás és egy kondenzátor sorbakapcsolásából áll.

   ·« ««se 44 «4 · · •4* · ··* »·* · *·· ··»·
4. 4. Az 1-3. igénypontok bármelyike szerinti áramkör, azzal jellemezve, hogy mindkét transzformátor nyomtatott áramköri technikával van kialakítva.

   3 ábra)