HU202687B - Low harmonic content linear amplitude and phase course switching operation modulator circuit - Google Patents
Low harmonic content linear amplitude and phase course switching operation modulator circuit Download PDFInfo
- Publication number
- HU202687B HU202687B HU288388A HU288388A HU202687B HU 202687 B HU202687 B HU 202687B HU 288388 A HU288388 A HU 288388A HU 288388 A HU288388 A HU 288388A HU 202687 B HU202687 B HU 202687B
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- output
- electronic switch
- signal
- input
- modulator circuit
- Prior art date
Links
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
Abstract
A találmány tárgya kis harmonikustartalmú lineáris amplitúdó és fázismenetű kapcsoló üzemű modulátor áramkör, mely digitális impulzusgenerátort, elektronikus kapcsoló(ka)t és kimeneti szűrőt tartalmaz, a digitális impulzusgenerátor kimenete(i) elektronikus kapcsoló(k) vezérlő bemenete(i)vel van(nak) összekötve, az elektronikus kapcsoló(k) jelbemenete(i) a modulátor áramkör moduláló jel bemenete(i)t képezek), az elektronikus kapcsoló(k) kimenete(i) a kimeneti szűrő bemenetére van(nak) csatolva, a kimeneti szűrő kimenete a modulátor áramkör kimenetét képezi. A találmány szerint a digitális impulzusgenerátor (1) impulzusfrekvenciája nagyobb vagy egyenlő, mint a kimeneti szűrő (3) határfrekvenciája. (1. ábra) A leírás terjedelme: 8 oldal, 2 ábra 1. ábra Γ- ΟΟ co CM o CM -1-FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a low-harmonic linear amplitude and phase-to-phase modulator circuit comprising a digital pulse generator, an electronic switch (s) and an output filter, the output (s) of the digital pulse generator (i) being a control input (s) of an electronic switch (s). ), the signal input (i) of the electronic switch (s) (i) is the input (i) of the modulator circuit modulating signal, the output (i) of the electronic switch (s) is connected to the input filter input, the output of the output filter is the output of the modulator circuit. According to the invention, the pulse frequency of the digital pulse generator (1) is greater than or equal to the marginal frequency of the output filter (3). (Figure 1) Scope of the description: page 8, Figure 2 Figure 1 Γ- ΟΟ co CM o CM -1-
Description
A találmány tárgya kis harmonikus tartalmú, lineáris amplitúdó és fázismenetű kapcsoló üzemű modulátor áramkör, mely digitális impulzusgenerátort, elektronikus kapcsoló(ka)t és kimeneti szűrőt tartalmaz.FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a low harmonic content, linear amplitude and phase switching modulator circuit comprising a digital pulse generator, an electronic switch (s), and an output filter.
Különféle típusú amplitúdómodulált jelek létrehozására többféle módszer ismeretes. Alapvetően ezek két fő csoportra oszthatók. Az első csoportba az analóg eljárások tartoznak, melyeknél valamely alkalmasan megválasztott aktív vagy passzív nemliniáris elem adott elektródájára vagy elektródáira vezetik a moduláló jelet és a vivőfrekvenciás jelet. Ez az eljárás széles körben elterjedt, de jelentős hátránya, hogy a linearitása korlátozott és a szintstabilitása sem megfelelő szigorú előírások esetén. Ezen hátrányok abból következnek, hogy a modulátor tulajdonságait az alkalmazott nemlineáris elem jelleggörbéi jelentős mértékben befolyásolják, így azoknak a különféle környezeti hatások következtében előálló ingadozása a kimeneti jelet is megváltoztatja.There are several methods for generating different types of amplitude modulated signals. Basically these can be divided into two main groups. The first group includes analog methods, in which a modulating signal and a carrier frequency signal are applied to a given electrode or electrodes of a suitably selected non-linear element, active or passive. This procedure is widespread but has the major disadvantage that its linearity is limited and its level stability is not adequate even under strict conditions. These drawbacks are due to the fact that the characteristics of the modulator are significantly influenced by the characteristic curves of the nonlinear element used, so that their fluctuation due to various environmental influences also changes the output signal.
A másik csoportba a kapcsoló üzemű modulátorok tartoznak, melyeknél a vivőfrekvenciás jel egy elektronikus kapcsolót vezérel, mely kapcsoló a moduláló jelet kapcsolja a kimenetre. Ennél az eljárásnál az elektronikus kapcsolóelem tulajdonságai lényegesen kevésbé befolyásolják a kimeneti jel tulajdonságait, mivel csak két állapotot vesz fel, vagy zárva, vagy nyitva van, és ezen állapotok igen nagy stabilitásúak. Ennek a modulátornak azonban az az igen nagy hátránya, hogy elvéből következően igen nagy szinten létrehozza a vivő harmonikusait, illetve azok oldalsávjait.The second group includes switch-mode modulators in which the carrier frequency signal controls an electronic switch that switches the modulating signal to the output. In this method, the properties of the electronic switching element significantly less influence the properties of the output signal, since it only takes on two states, either closed or open, and these states have very high stability. However, the great disadvantage of this modulator is that, by its very principle, it creates the carrier harmonics and their sidebars at a very high level.
Ezt a jelentős hátrányt küszöböli ki az úgynevezett „MIXED DIGITAL” módszer, melynek sztereo kódolt jel létrehozására alkalmas változata a Proceedings of the RF Technology Expo c. kiadvány 61-68 oldalán van ismertetve. Ez a módszer az elektronikus kapcsoló vezérlésére a 4. ábrán látható szimmetrikus digitális jelsorozatot használja, melynek alapfrekvenciája a vivőfrekvencia, és a jelváltásokhoz tartozó szögek úgy vannak megválasztva, hogy az alapfrekvencia harmonikusai csak a jelváltások számától függően egy bizonyos sorszám fölött jelennek meg. Ezen szögeket az alábbi m egyenletből álló m ismeretlenes egyenlettel lehet kiszámítani (A szimmetriából következően a páros sorszámú harmonikusok O értékűek)This major disadvantage is overcome by the so-called "MIXED DIGITAL" method, which is capable of generating a stereo coded signal in the Proceedings of the RF Technology Expo. 61-68. This method uses the symmetric digital signal sequence shown in Figure 4 to control the electronic switch, the base frequency of which is the carrier frequency, and the angles for signal transitions are selected such that the harmonics of the base frequency appear only over a certain number depending on the number of signal transitions. These angles can be calculated using the unknown equation m of the following m equations (Due to symmetry, even-numbered harmonics have an O value)
Ai-(4/lx7t)[2sin (φι) - 2sin (Φ2) + 2sin (φ3) -...Ai- (4 / lx7t) [2sin (φι) - 2sin (Φ2) + 2sin (φ 3 ) -...
+ 2sin (φπ.) + (-1)“]+ 2sin (φπ.) + (-1) "]
A3-(4/3xn)[2sin (3φι) - 2sin (3φ2) + 2sin (3φ3)—... +2sin (3φπ>) - (-l)m] 3 - (4 / 3XN) [2sin (3φι) - 2sin (3φ2) + 2sin (3φ 3) -... + 2sin (3φπ>) - (-l) m]
Am-(4/mxn)[2 sin (ιηφι) - 2sin (m^) + 2sin (φ3)—... +2 sin(móm) - (-1) + 1 The m - (4 / m x n) [sin 2 (ιηφι) - 2sin (m ^) + 2sin (φ 3) -... + 2 sin (MO m) - (-1) + 1
Az ilyen módon kiszámított m számú szög realizálása általában teljes pontossággal nem lehetséges, mivel az egyes jelváltások között eltelt idők mindegyike egész számú többszöröse kell legyen az órafrekvencia periódusidejének. Mivel többnyire nem is racionális számok adódnak, az egyenletrendszer megoldásaként, ez még matematikailag sem valósítható meg. Ezért engedményekre van szükség, azaz arra, hogy a harmonikus együtthatók értéke csak egy hibahatáron belül legyen a kívánt érték, esetünkben 0. Ehhez található egy minimális órafrekvenciát ered2 ményező jelváltási szög sorozat. A hivatkozott közleményben a 38 kHz-es vivőfrekvencián működő modulátorhoz 41,04 MHz-es órajel frekvencia adódott, azon feltételből kiindulva, hogy a harmonikusok szintje <60 dB az első megjelenő harmonikus sorszáma 13. így a kimeneten egy olyan aluláteresztő szűrő alkalmazható, melynek határfrekvenciája a 38 kHz 13 szorosa, azaz 494 kHz. (Itt határfrekvencia alatt az zárótartomány kezdetét értjük.) Az egyébként igen jó eredményeket adó módszer alkalmazhatóságát lényegesen korlátozza a nagyon magas órajelfrekvencia, mely csak speciális alkatrészekkel valósítható meg.The realization of the number of angles m calculated in this way is usually not possible with full accuracy, since each time interval between each signal change must be an integer multiple of the clock time period. Since they are usually not rational numbers, the solution of the system of equations is not even mathematically feasible. Therefore, it is necessary to make concessions, that is, that the value of the harmonic coefficients should be within the margin of error only, in this case 0. For this there is a series of signal changing angles resulting in a minimum clock frequency. In the cited publication, a modulator operating at a carrier frequency of 38 kHz has a clock frequency of 41.04 MHz, assuming that the level of harmonics <60 dB is the first displayed harmonic number 13. Thus, a low pass filter with a cut-off frequency can be applied to the output 13 times 38 kHz, or 494 kHz. (Here we refer to the beginning of the closing range as the cut-off frequency.) The applicability of the otherwise very good method is significantly limited by the very high clock frequency, which can only be achieved by special components.
Találmányunk célul tűzte ki olyan kapcsoló üzemű modulátor kialakítását, mely rendelkezik a kapcsoló üzem által nyújtott előnyökkel, azaz nagy linearitása és stabilitása van, csak a magasabb sorszámú harmonikusai jelennek meg, ugyanakkor órafrekvenciája alacsonyabb így egyszerű kis fogyasztású áramköri elemekkel (pl. CMOS) realizálható, illetve egy tokba integrálható.It is an object of the present invention to provide a switching modulator having the advantages of switching mode, i.e. high linearity and stability, only having higher order harmonics, but having a lower clock frequency so that simple low power circuitry (e.g. CMOS) can be realized, or integrated into a case.
A találmány azon a felismerésen alapul, hogy ha a jelváltások számát úgy növeljük meg, hogy közben az eléírt szintű harmonikusok számát nem változtatjuk, olyan szabad paramétereket kapunk, melyeket optimalizálhatunk, és így lényegesen alacsonyabb órafrekvenciával történő működést hozhatunk létre.The invention is based on the discovery that if the number of signal changes is increased without changing the number of harmonics at the desired level, we obtain free parameters that can be optimized and thus operate at a substantially lower clock frequency.
A kitűzött célt olymódon értük el, hogy a találmány szerinti kis harmonikustartalmú, lineáris amplitúdó és fázismenetű kapcsoló üzemű modulátor áramkört, mely digitális impulzusgenerátort, elektronikus kapcsolóikat és kimeneti szűrőt tartalmaz, a digitális impulzusgenerátor kimenete(i) elektronikus kapcsolóik) vezérlő bemenete (i)vei van(nak) összekötve, az elektronikus kapcsoló(k) jelbemenete(i) a modulátor áramkör moduláló jel bemenete(i)t képezi(k), az elektronikus kapcsoló(k) kimenete(i) a kimeneti szűrő bemenetére van(nak) csatolva, a kimeneti szűrő kimenete a modulátor áramkör kimenetét képezi, az jellemzi, hogy a digitális impulzusgenerátor impulzusfrekvenciája nagyobb vagy egyenlő, mint a kimeneti szűrő határfrekvenciája.SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a low-harmonic, linear-amplitude and phase-switching modulator circuit according to the present invention comprising a digital pulse generator, electronic switches, and an output filter; connected, the signal input (s) of the electronic switch (s) is (are) the modulator circuit input (s) of the modulator, the output (s) of the electronic switch (s) is connected to the input of the output filter , the output filter output is the output of the modulator circuit, characterized in that the digital pulse generator has a pulse rate greater than or equal to the output filter cut-off frequency.
A találmány szerinti modulátor egy előnyös kiviteli alakja kódolt sztereo jel előállítására alkalmas. Ennél a kiviteli alaknál az elektronikus kapcsoló két bemenettel és egy kimenettel rendelkezik, a két bemenetre sztereo jelforrás jobb és bal csatomakimenete van kötve.A preferred embodiment of the modulator of the present invention is capable of generating a coded stereo signal. In this embodiment, the electronic switch has two inputs and one output, the two inputs being connected to the right and left channel outputs of a stereo signal source.
Egy másik kiviteli alaknál, mely ugyancsak kódolt sztereo jel előállítására alkalmas, a digitális impulzusgenerátor egy további kimenete második elektronikus kapcsoló vezérlő bemenetére csatlakozik, ennek jelbemenete(i) feszültségforrás(ok) kimenetéhez van (nak) kapcsolva az elektronikus kapcsoló és a második elektomikus kapcsoló kimenetei összegző áramkörön keresztül vannak a kimeneti szűrő bemenetére csatolva.In another embodiment, which is also capable of generating a coded stereo signal, an additional output of the digital pulse generator is connected to the control input of a second electronic switch, the signal input of which is connected to the output of the electronic switch and the second electrical switch. They are connected via a summing circuit to the input of the output filter.
A találmány néhány előnyös kiviteli alakját a mellékelt ábrák segítségével ismertetjük részletesen, ahol azSome preferred embodiments of the invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings, in which: FIG
1. ábra a találmány szerinti modulátor legáltalánosabb változatátFigure 1 shows the most general version of the modulator according to the invention
2. ábra a találmány szerinti modulátornak sztereo kódolt jel előállítására alkalmas kiviteli alakját mutatja, aFig. 2 shows an embodiment of a modulator according to the invention for producing a stereo coded signal, a
3. ábrán egy sztereo kódolt jel előállítására alkalmas bővített kiviteli alak van ábrázolva, aFigure 3 illustrates an expanded embodiment for producing a stereo coded signal, a
HU 202687 ΒHU 202687 Β
4.a. ábrán a találmány szerinti modulátor elektronikus kapcsolójának vezérlő bemenetén lévő jel időfüggvénye, a4a FIG. 4A is a time function of the signal at the control input of a modulator electronic switch of the present invention; FIG
4.b. ábrán a „MIXED DIGITAL” módszer szerinti jel időfüggvénye látható.4b Fig. 4A shows the time function of the signal according to the "MIXED DIGITAL" method.
Az 1. ábrán az 1 digitális impulzusgenerátor kimenete a 2 elektronikus kapcsoló vezérlő bemenetére csatlakozik. Legyen ez a 2 elektronikus kapcsoló egy váltó kapcsoló, melynek két bemenete és egy kimenete van. A 2 elektronikus kapcsoló ebben az esetben úgy működik, hogy a vezérlő bemenetére adott digitális jel szintjétől (L vagy H) függően hol az egyik, hol a másik bemenetét köti össze a kimenettel. A 2 elektronikus kapcsoló kimeneti jele a 3 kimeneti szűrő bemenetére jut, majd azon áthaladva már csak a vivőt és annak oldalsávját tartalmazva kerül a kimenetre. Az 1 digitális impulzusgenerátor kimeneti jelét, amely egyben a 2 elektronikus kapcsoló vezérlő jele, a 4.a. ábra mutatja. Mint látható ez egy szimmetrikus jel, melyre igaz, hogy a(0+7t)—a(<j>) és a(n-<|))—a(<J>In Figure 1, the output of the digital pulse generator 1 is connected to the control input of the electronic switch 2. Let these 2 electronic switches be a toggle switch having two inputs and one output. In this case, the electronic switch 2 operates by connecting one of its inputs to the output, depending on the level (L or H) of the digital signal input to the controller input. The output signal of the electronic switch 2 passes to the input of the output filter 3 and passes only the carrier and its sidebar through it. The output signal of the digital pulse generator 1, which is also the control signal of the electronic switch 2, is shown in FIG. is shown. As you can see, this is a symmetric sign that holds that (0 + 7t) —a (<j>) and (n- <|)) - (<J>
Ismeretes, hogy az ilyen jelalak páros harmonikusainak értéke 0 a páratlan harmonikusok együtthatója pedig azIt is known that even harmonics of such waveforms have a value of 0 and a coefficient of odd harmonics of
Ak(4/kx7i[2sin(kx<í>i)-2sin(kó;)+...-i~2sin(k0m)-(-l)] + 1 összefüggésből számítható. Miután a 3 kimeneti szűrő határfrekvenciája, azaz a zárótartomány kezdete fi,, a működéshez az szükséges, hogy mindazon harmonikusok, melyek frekvenciája ezen érték alatt van, csak igen alacsony szinten jelenjenek meg. Ha a vivőfrekvencia fv> a megjelenő első harmonikus az n-edik, akkor az fm frekvenciájú moduláló jelet is figyelembe véve fh-nxfv-fm. Ahhoz, hogy az 1. és az n-edik közötti harmonikusok szintje 0, illetve igen kicsi legyen a (n-3)/2 számú jelváltásra van szükség negyed periódusonként. Ezt a számot növeltük meg az ábrázolt kapcsolási elrendezésben, hogy lényegesen alacsonyabb órafrekvenciát lehessen alkalmazni. Példánkban a vivőfrekvencia fv-38 kHz és a 13. az első nem elnyomott harmonikus (n=13). A 3 kimeneti szűrő határfrekvenciája fh-13x38 kHz-fm-494 kHzfm. A jelváltási szögek számát (13-3)/2-5 helyett ρ-6-ra választottuk. Ezen értékekkel optimalizálás után az alábbi jelváltási szögeket kaptuk az első negyed periódusban:It can be calculated from the equation (4 / kx7i [2sin (kx <i> i) -2sin (kho;) + ...- i ~ 2sin (k0 m ) - (- l)) + 1. After the cut-off frequency of the 3 output filters, i.e. the start of the stop band fi ,, the operation it is necessary that all the harmonics for which the frequency is below this value, to appear only at very low levels. If the carrier frequency f v> of the first harmonic appears in the nth, the f m a frequency also taking into account the modulating signal f h -nxfv-fm In order for the harmonics level between 1 and n to be 0 or very small, the signal change (n-3) / 2 is required every quarter period. was increased in the illustrated circuit arrangement to substantially lower clock frequency can be applied to this example, the carrier frequency fv-38 kHz and 13 of the first non-suppressed harmonic (n = 13) the three output filters cut-off frequency f h -13x38 kHz to f m.. - 494 kHzf m . The number of switching angles (13-3) / 2-5 instead of ρ- We chose 6. After optimization with these values, we obtained the following signal change angles in the first quarter period:
φι-35°; φ2-37°; φ3-56β; φ4-61·; φ5-75°; φ6-82φι-35 DEG; λ 2 -37 °; φ 3 -56 β ; φ 4 -61 ·; φ 5 -75; φ6-82
Ezen szögek 13,68 MHz órajel frekvenciával megvalósíthatóak. A jelváltások számából az impulzusfrekvencia meghatározható az fj(2xp+l)xf, összefüggéssel és az 'fi—494 kHz-re adódik. Mint a valós adatokból is látható, a kívánt hatás akkor érhető el, ha az impulzusfrekvencia a szűrő határfrekvenciájával megegyezik, vagy annál magasabb. Az ábra szerinti modulátor áramkör hasonló módon működik akkor is, ha a 2 elektronikus kapcsoló több bemenettel rendelkezik, melyekre különböző moduláló jelek adhatók.These angles can be realized with a 13.68 MHz clock frequency. From the number of signal changes, the pulse rate can be determined by the relationship fj (2xp + l) xf, and is given by 'fi-494 kHz. As can be seen from the real data, the desired effect is achieved when the pulse frequency is equal to or higher than the filter cut-off frequency. The modulator circuit shown in the figure operates in a similar manner even if the electronic switch 2 has a plurality of inputs to which different modulating signals can be provided.
A 2. ábrán látható kiviteli alak az előbbiekhez teljesen hasonlóan működik, a számadatok is megfelelnek a fenti példá nak. A két modulációs bemenetre ennél a kiviteli alaknál a 4 sztereo jelforrás jobb és bal csatorna kimenete van kötve. A kimeneten ebben az esetben egy pilotjel nélküli kódolt sztereo jel jelenik meg, mely tartalmazza a két csatorna összegjelét és egy, a két csatorna különbségi jelével modulált, elnyomott 38 kHz-es segédvivőt. Mivel a 3 kimeneti szűrő határfrekvenciája lényegesen magasabban van, mint a kódolt sztereo jel 53 kHz-ig terjedő spektruma, igen kis amplitúdó és fázishiba jön létre, így az áthallási csillapítás értéke nagyon nagy.The embodiment shown in Figure 2 works in exactly the same way, the figures corresponding to the example above. In this embodiment, the two modulation inputs are connected to the right and left channel outputs of the stereo signal source 4. The output then displays an encoded stereo signal without a pilot signal, which contains the sum signal of the two channels and a suppressed 38 kHz auxiliary carrier modulated by the difference signal of the two channels. Because the cut-off frequency of the output filter 3 is substantially higher than the 53 kHz spectrum of the encoded stereo signal, very small amplitude and phase error are generated, so the crosstalk attenuation value is very high.
A 3. ábrán egy olyan kiviteli alak látható, mely a fentieken túlmenően, de azzal analóg módon egy párhuzamos útvonalon előállítja a 38 kHz-es segédvivővel fázisban lévő 19 kHz-es pilotjelet is és a két jelet összegzi. Ebben az esetben az 5 második elektronikus kapcsoló bemenetére adott egyenfeszültség segítségével a pilotjel szintjét lehet beállítani, és a kimeneten a szabványos sztereo multiplex jel jön létre.Figure 3 shows an embodiment which, in addition to, but analogously, generates a 19 kHz pilot signal in phase with a 38 kHz auxiliary carrier and adds the two signals. In this case, the dc voltage applied to the input of the second electronic switch 5 adjusts the level of the pilot signal and produces a standard stereo multiplex signal at the output.
A találmány szerinti modulátor áramkör igen jó minőségű modulációt tesz lehetővé, a megvalósításhoz pedig egyszerű eszközök, alkatrészek alkalmazhatók. Az alacsony működési frekvencia kis teljesítményfelvételt eredményez, a digitális működés pedig nagy stabilitást és a beállítási igény csökkenését. Mindezek együtt az áramkör integrálhatóságát ezáltal olcsóságát eredményezik.The modulator circuit according to the invention allows for high quality modulation and simple devices and components can be used for its implementation. Low operating frequency results in low power consumption and digital operation provides high stability and reduced setup requirements. All this together makes the circuit integration less expensive.
Claims (3)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| HU288388A HU202687B (en) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | Low harmonic content linear amplitude and phase course switching operation modulator circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| HU288388A HU202687B (en) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | Low harmonic content linear amplitude and phase course switching operation modulator circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| HUT51050A HUT51050A (en) | 1990-03-28 |
| HU202687B true HU202687B (en) | 1991-03-28 |
Family
ID=10961512
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| HU288388A HU202687B (en) | 1988-06-03 | 1988-06-03 | Low harmonic content linear amplitude and phase course switching operation modulator circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| HU (1) | HU202687B (en) |
-
1988
- 1988-06-03 HU HU288388A patent/HU202687B/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| HUT51050A (en) | 1990-03-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6130578A (en) | Chopper-stabilized amplifier with digital frequency modulated clocking and method | |
| EP0354060A2 (en) | Delta sigma modulator arrangement | |
| US5552980A (en) | Inverter control device | |
| US4295105A (en) | Switched-capacitor modulator | |
| US6124757A (en) | Amplifiers | |
| KR960006265A (en) | Voltage and Resistance Synthesizer Using Pulse Width Modulation | |
| HU202687B (en) | Low harmonic content linear amplitude and phase course switching operation modulator circuit | |
| US3968354A (en) | Transversal digital filter for delta coded signals | |
| US3436643A (en) | Solid-state d-c to a-c converter | |
| JP2003156720A (en) | System and method for generating narrow optical pulse | |
| US6753706B2 (en) | Direct digital synthesizer | |
| US8466667B2 (en) | Controllable circuit | |
| GB2064246A (en) | Improvements in or Relating to Single-Sideband Modulators | |
| RU2106740C1 (en) | Multistage amplifier | |
| SU1690140A1 (en) | Constant voltage/preset form alternate voltage converter | |
| SU1533010A1 (en) | Stereo signal shaper | |
| RU2007849C1 (en) | Powerful key amplifier | |
| Wagh | Closed-form spectral analysis of pulse-width modulation | |
| Taslakov | Direct digital synthesiser with improved spectrum at low frequencies | |
| SU439894A1 (en) | Single sideband driver | |
| SU1735990A1 (en) | Digital device for controlling multiphase pulsed converter | |
| SU1104641A1 (en) | Two-phase balanced-modulated signal former | |
| RU2032981C1 (en) | Amplifier with pulse-duration modulation | |
| SU1145352A1 (en) | Function generator | |
| EP1971023A1 (en) | Suppression of high-frequency perturbations in pulse-width modulation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| HMM4 | Cancellation of final prot. due to non-payment of fee |