FR3126264A1

FR3126264A1 - Antenne reseau

Info

Publication number: FR3126264A1
Application number: FR2108797A
Authority: FR
Inventors: Thierry Mazeau; Stéphane Kemkemian; Christian Renard
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2021-08-23
Filing date: 2021-08-23
Publication date: 2023-02-24

Abstract

Antenne comprenant un réseau d’éléments rayonnants couplés à des récepteurs hétérodynes Antenne réseau (A) comprenant un réseau d’éléments rayonnants (Em) composé de M éléments rayonnants, M étant un entier supérieur à 1, comprenant chacun un port d’excitation (Pm), l’antenne réseau (A) comprenant M récepteurs hétérodynes (Vm) couplés aux M éléments rayonnants (Em) en les M ports d’excitation (Pm) respectifs, chaque récepteur hétérodyne étant configuré pour transposer simultanément N signaux sinusoïdaux, présentant les N fréquences de réception respectives distinctes et reçus simultanément en un port d’excitation pris parmi les M ports d’excitation (Pm), sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence non nulle et inférieure à celle de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les N signaux sinusoïdaux. Figure pour l’abrégé 1

Description

Antenne comprenant un réseau d’éléments rayonnants couplés à des récepteurs hétérodynes

L’invention se situe dans le domaine des antennes réseau, une antenne réseau comprenant un réseau d’éléments rayonnants unitaires.

L’invention s’applique aux antennes radiofréquences, notamment, aux antennes hyperfréquences. De telles antennes peuvent être utilisées dans différentes applications telles que les applications radar dans l’avionique et l’aérospatiale, la communication haut-débit, les balises et les technologies spatiales.

Elle concerne, notamment, les radars à antennes actives aussi appelés AESA (acronyme de l’expression anglo-saxonne « Active Electronically Scanned Array ») et les antennes à entrées et sorties multiples aussi appelées MIMO en référence à l’expression anglo-saxonne « Multiple-Input Multiple-Output ».

Les radars actuels sont aptes à traiter, à un instant donné, les signaux reçus à une unique fréquence.

Il existe un besoin de former plusieurs faisceaux de réception simultanément à des fréquences distinctes.

On connaît des récepteurs hétérodynes comprenant chacun un générateur de forme d’onde générant un signal local sinusoïdal de façon à transposer en fréquence les signaux reçus simultanément par un élément rayonnant de l’antenne au niveau d’un port d’excitation. Toutefois, cette solution ne permet pas d’appliquer des lois de phases sur les différents signaux de façon matérielle (hardware en terminologie anglo-saxonne) ce qui ne permet pas la formation simultanée de faisceaux de réception à des fréquences différentes de façon hardware et ne permet donc pas de soulager le calculateur. Par ailleurs, cette solution nécessite une large bande passante en fréquence intermédiaire, et donc des capacités matérielles importantes.

Un but de la présente invention est limiter au moins un des inconvénients précités.

A cet effet, l’invention a pour objet une antenne réseau comprenant un réseau d’éléments rayonnants composé de M éléments rayonnants, M étant un entier supérieur à 1, comprenant chacun un port d’excitation, l’antenne réseau comprenant M récepteurs hétérodynes couplés aux M éléments rayonnants en les M ports d’excitation respectifs, chaque récepteur hétérodyne étant configuré pour transposer simultanément N signaux sinusoïdaux, présentant les N fréquences de réception respectives distinctes et reçus simultanément en un port d’excitation pris parmi les M ports d’excitation, sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence non nulle et inférieure à celle de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les signaux sinusoïdaux.

Avantageusement, le récepteur hétérodyne comprend un générateur de forme d’onde configuré pour générer un signal local étant la somme de N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux , avec i= 1 à N, présentant des fréquences locales respectives distinctes et un mélangeur configuré pour mélanger un signal issu du port d’excitation et le signal local.

Dans une réalisation particulière, le générateur de forme d’onde est configuré pour que des phases des signaux sinusoïdaux élémentaires locaux avec i= 1 à N permettent de former N faisceaux de réception aux N fréquences de réception respectives selon des directions de réception respectives prédéterminées.

Dans une réalisation particulière, le générateur de forme d’onde est configuré pour que, pour chaque i avec i = 1 à N, des phases des signaux sinusoïdaux élémentaires locaux sont les mêmes pour m= 1 à M.

Avantageusement, l’antenne réseau comprend un calculateur configuré pour former, par le calcul, les N faisceaux de réception à partir de signaux issus du mélangeur.

Dans une réalisation particulière, le générateur de forme d’onde comprend N générateurs de forme d’onde élémentaires, chaque générateur de forme d’onde élémentaire étant configuré pour générer un des N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux, le générateur de forme d’onde comprenant un sommateur configuré pour faire la somme des N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux délivrés par les générateurs de formes d’ondes élémentaires de sorte à délivrer le signal local.

Selon un exemple de réalisation, au moins un générateur de forme d’onde élémentaire comprend un amplificateur et un déphaseur.

Dans un autre exemple de réalisation, au moins générateur de forme d’onde comprend un synthétiseur numérique direct élémentaire, le synthétiseur numérique direct élémentaire étant configuré pour générer des échantillons d’un des N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux.

Dans une autre réalisation, l’antenne réseau comprend un synthétiseur numérique direct configuré pour générer des échantillons du signal local.

L’invention se rapporte également à un procédé de mise de forme de signaux réception reçus par une antenne réseau comprenant un réseau comprenant M éléments rayonnants, M étant un entier supérieur à 1, comprenant chacun un port d’excitation, le procédé comprenant l’étape de transposition suivante : transposer simultanément N signaux sinusoïdaux, présentant les N fréquences de réception respectives distinctes et reçus simultanément en un port d’excitation pris parmi les M ports d’excitation, sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence non nulle et inférieure à celle de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les signaux sinusoïdaux.

Avantageusement, le procédé comprend l’étape suivante : générer un signal local étant la somme de N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux présentant des fréquences locales respectives distinctes et mélanger un signal issu du port d’excitation et le signal local.

L’invention concerne une antenne configurée pour faire une transposition simultanée de fréquence de plusieurs signaux sinusoïdaux reçus simultanément à des fréquences respectives distinctes, sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence non nulle et inférieure à la largeur de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis par les signaux sinusoïdaux reçus simultanément. Cette mise en forme permet de prévoir, en aval des moyens de transposition de fréquence, un filtre présentant une bande passante de largeur limitée. Cela est favorable aux rejections des raies parasites, notamment des harmoniques et des raies d’intermodulation.

Cela permet, in fine, de former simultanément de façon matérielle, uniquement, ou, en partie de façon matérielle et en partie par le calcul, différents faisceaux de réception à des fréquences différentes selon des directions respectives pouvant être identiques ou différentes. La formation de faisceaux au moins en partie de façon physique, c’est à dire de façon matérielle (« hardware » en terminologie anglo-saxonne), permet de limiter les coûts en termes de calculs.

La génération simultanée de plusieurs faisceaux de réception à des fréquences distinctes permet de réaliser un radar présentant un large champ de détection et une longue portée ou de balayer l’espace aérien rapidement par rapport à un radar mono-faisceau. En comparaison avec un radar mono-fréquence, cette solution permet d’augmenter la durée des temps d’éclairements pour un temps de rafraichissement identique, et par conséquent, d’améliorer la résolution fréquentielle du radar et donc les résolutions distance et angulaire.

La formation simultanée de plusieurs faisceaux de réception à des fréquences différentes permet d’être moins sensible à un brouillage réalisé sur une fréquence particulière et de limiter simultanément des lobes secondaires ou diffus à des fréquences distinctes.

D’autres caractéristiques, détails et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d’exemple et qui représentent, respectivement :

, la illustre de façon schématique une antenne selon l’invention,

, la illustre schématiquement un récepteur hétérodyne d’une antenne selon l’invention,

, la illustre schématiquement une transposition de fréquence selon l’invention;

, la illustre schématiquement un premier exemple générateur de forme d’onde d’une antenne selon l’invention ;

, la illustre schématiquement un deuxième exemple de générateur de forme d’onde d’une antenne selon l’invention.

D’une figure à l’autre les mêmes éléments sont repérés par les mêmes références.

L’invention se situe dans le domaine des antennes réseau ayant un réseau de M éléments rayonnants. L’antenne peut comprendre uniquement ces M éléments rayonnants ou le réseau d’éléments rayonnants peut être un sous-réseau d’un plus grand réseau d’éléments rayonnants de l’antenne.

L’invention se rapporte notamment aux antennes actives ou AESA et aux antennes MIMO.

L’antenne peut être une antenne réseau plane, par exemple imprimée, c’est-à-dire, comprenant un ensemble d’éléments rayonnants unitaires de type pavés microruban (aussi appelés patch microstrip) ou une antenne réseau plane à fente à cavité aussi appelée « cavity back slot antenna » en terminologie anglo-saxonne, antenne à guide d’onde intégré au substrat aussi appelée antennes SIW (acronyme de l’expression « Substrate integrated waveguide) ou un réseau d’anneaux.

L’invention s’applique également aux antennes non planaires, comme par exemple, les antennes à cornet, les antennes Vivaldi, les dipôles coaxiaux, ouvertures de guides d’ondes et les résonateurs diélectriques).

Dans l’exemple non limitatif de la , l’antenne A comprend un réseau de M éléments rayonnants E_msensiblement plans, avec m= 1 à M, s’étendant sensiblement dans le plan de la . M est un entier supérieur à 1.

Chacun des M éléments rayonnants E_mcomprend un port d’excitation P_mformant un réseau de M ports d’excitation, avec m = 1 à M, dont trois uniquement sont référencés sur la , et étant, par exemple mais non nécessairement, au centre de l’élément rayonnant E_mcorrespondant.

Chacun des éléments rayonnants peut comprendre un unique port d’excitation mais peut aussi comprendre un ou plusieurs ports d’excitation.

Comme visible sur la , l’antenne A selon l’invention comprend un récepteur de signaux R1.

Ce récepteur R1 est couplé aux M éléments rayonnants E_mde façon à permettre de mettre en forme des signaux reçus par les M éléments rayonnants E_men les M ports d’excitation P_mrespectifs.

Le récepteur R1 est couplé à chaque port d’excitation P_mde façon à permettre de mettre en forme des signaux reçus au niveau du port d’excitation P_m correspondant en mode commun, le port d’excitation P_mcomprend alors un unique point d’excitation comme représenté en , ou en mode différentiel, le port d’excitation comprend alors deux points d’excitation.

Le récepteur R1 est configuré pour mettre en forme des signaux de réception, reçus simultanément en chacun des M ports d’excitation P_mà des fréquences distinctes.

Le récepteur R1 comprend des récepteurs hétérodynes élémentaires configurés et couplés aux M ports d’excitation P_mpour transposer simultanément en fréquence, des signaux sinusoïdaux reçus simultanément à des fréquences distinctes en chacun des M ports d’excitation, sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence inférieure à celle de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les signaux sinusoïdaux reçus simultanément.

Cela permet de transposer simultanément en fréquence plusieurs signaux sinusoïdaux reçus simultanément à des fréquences différentes, dans la même direction ou dans différentes directions. Cette transposition en fréquence est physique, c’est-à-dire qu’elle est réalisée de façon matérielle. Elle est réalisée de façon hétérodyne par un récepteur hétérodyne élémentaire comprenant un mélangeur réalisant la transposition en fréquence. Cette solution permet de participer à la formation de faisceaux de réception à différentes fréquences selon une même direction ou selon différentes directions uniquement de façon matérielle. Cette solution permet donc de soulager le calculateur en traitant les phases de manière matérielle (hardware en terminologie anglo-saxonne) et ainsi de limiter les performances requises par le calculateur dont le rôle peut se limiter à terminer la formation de faisceaux en appliquant des lois d’amplitude sur les différents signaux transposés en fréquence. Cette solution permet également potentiellement de limiter la bande passante de la partie de chacun des récepteurs individuels située en aval de son mélangeur.

Le récepteur R1 comprend M récepteurs hétérodynes V_m, avec m= 1 à M, dont un exemple est représenté sur la , couplés aux M éléments rayonnants respectifs de façon à permettre de mettre en forme des signaux reçus par les M éléments rayonnants E_mau niveau des M points d’excitation respectifs E_m.

Chacun des M récepteurs hétérodynes V_mest couplé à un des éléments rayonnants E_men le point d’excitation P_mde l’élément rayonnant E_m.

Chacun des M récepteurs hétérodynes V_mest configuré de façon à transposer simultanément en fréquence des signaux sinusoïdaux élémentaires de réception qui constitueraient un signal de réception reçu au niveau du port d’excitation P_mde l’élément rayonnant E_m, sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence Lfi inférieure à la largeur en fréquence LFi de la bande de fréquence couverte par les signaux sinusoïdaux.

Un tel signal de réception est exprimé par la formule suivante :

Ce signal de réception est donc la somme de N signaux sinusoïdaux élémentaires de réception présentant chacun une phase , une amplitude , un retard et une fréquence avec . Les N fréquences avec i=1 à N sont distinctes. Elles sont espacées deux à deux d’un même écart de fréquence de réception noté non nul. La bande de fréquence sur laquelle sont répartis les signaux sinusoïdaux élémentaires est notée LFi.

Chaque faisceau d’ordre i est décomposable en M signaux sinusoïdaux élémentaires de réception d’ordre i avec m= 1 à M, des M éléments rayonnants E_m.

De façon classique pour l’homme du métier, la direction d’un faisceau d’ordre i reçu à la fréquence est définie par les phases et les amplitudes des M signaux de fréquence .

Le récepteur R1 comprend, de préférence mais non nécessairement, M récepteurs hétérodynes V_midentiques.

Chaque récepteur hétérodyne V_mest configuré pour transposer simultanément en fréquence N signaux sinusoïdaux élémentaires de réception constituant le signal de réception reçu au niveau du port d’excitation P_mcorrespondant.

Chacun des récepteurs hétérodynes V_mcomprend un amplificateur faible de bruit RR connu de l’homme du métier, dont la fonction est de limiter un facteur de bruit des signaux reçus.

Le récepteur hétérodyne V_mcomprend également un générateur de forme d’onde GFO_m configuré pour générer un signal local OL_m(t) qui est la somme de signaux sinusoïdaux élémentaires locaux présentant N fréquences locales respectives distinctes.

Le signal local OL_m(t) est une onde entretenue donnée par la formule suivante :

.

Le signal local est la somme de signaux sinusoïdaux élémentaires locaux présentant des fréquences respectives distinctes avec i= 1 à N.

est l’amplitude des signaux élémentaires locaux composant le signal local OL_m(t).

Le récepteur hétérodyne V_mcomprend un mélangeur ME recevant le signal local ) et le signal issu du récepteur d’entrée RR, en entrée duquel est injecté le signal reçu par l’élément rayonnant E_m au niveau du port d’excitation P_m _.Le mélangeur ME délivre un signal de sortie du mélangeur ME. Le mélangeur ME réalise, de façon classique, la transposition en fréquence intermédiaire des signaux qu’il reçoit et délivre les signaux transposés en fréquence à sa sortie.

Le signal local OL_m(t) est défini de façon que des signaux sinusoïdaux élémentaires de réception composant un signal de réception, s’il était composé de tels signaux, soient transposés à une des fréquences intermédiaires FI_j respectives distinctes comme représenté sur la .

Chaque fréquence est ainsi donnée par :

+ (i-1)* ), pour i= 1 à N.

Le signe « + » ou «-» appliqué est prédéterminé et le même pour toutes les fréquences et pour tous les récepteur hétérodynes Vm

Où est un écart en fréquence non nul.

Le peigne de fréquences formé par les signaux sinusoïdaux élémentaires de sortie du mélangeur ME constituant le signal de sortie du mélangeur ME est resserré. Autrement dit, un signal de réception Sm(t) présentant le spectre représenté en est transposé, comme visible sur la , sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence Lfi inférieure à la bande de fréquence LFi sur laquelle sont répartis les signaux sinusoïdaux élémentaires de réception constituant le signal de réception Sm(t).

Autrement dit, Lfi=n* f < LFi.

Cela permet de limiter la bande passante du filtre FI. Cela est profitable aux réjections des raies parasites, harmoniques et d’intermodulations.

Le récepteur hétérodyne V_m comprend un filtre FF recevant le signal délivré par le mélangeur ME. Le filtre FF est une filtre passe-bande dont la fonction est de filtrer les produits de mélanges indésirables sortant du mélangeur en limitant la bande de fréquence sortant du filtre FF autour de la fréquence intermédiaire et en limitant celle dernière au spectre de fréquence utile.

Le récepteur hétérodyne V_mcomprend également un récepteur final RI d’interface entre le récepteur hétérodyne et un calculateur C du récepteur R1. Le récepteur final RI a, par exemple, une fonction de gain et/ou de filtrage, par exemple anti-aliasing, et/ou de codage.

L’écart en fréquence est choisi par l’homme du métier pour que la largeur Lfi de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les signaux transposés en fréquence soit inférieure à la largeur LFi de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les signaux sinusoïdaux. f est choisi par l’homme du métier en fonction de la pureté spectrale souhaitée et des moyens dont il dispose pour filtrer le spectre de fréquence après transposition.

Il est à noter que f est non nul pour éviter la transposition de tous les signaux sinusoïdaux sur la même fréquence intermédiaire, ce qui ne permettrait pas de différencier les signaux détectés par leurs directions ou leurs fréquences.

En pratique, les signaux reçus transmis en entrée du mélangeur ne sont pas purement sinusoïdaux mais présentent une bande de fréquence B non nulle. Avantageusement, f est inférieur à la largeur B maximale des signaux reçus.

Dans un premier exemple de réalisation, les phases sont identiques pour i= 1 à N.Par ailleurs, les sont définis pour les différents m, de sorte à réaliser une détection selon un unique axe de détection, c’est-à-dire, de sorte à former tous les faisceaux selon un même axe. Autrement dit, on n’applique pas les lois de phase aux signaux sinusoïdaux élémentaires locaux. La fin du traitement de formation de faisceaux selon les différents axes de détection doit alors être effectuée par le calculateur.

Le récepteur R1 comprend avantageusement le calculateur C apte à former par le calcul, par des méthodes connus de l’homme du métier, les faisceaux de réception dans les directions de réception respectives, à partir de signaux issu des signaux délivrés par les mélangeurs des différents récepteurs hétérodynes V_m, par exemple à partir des signaux de sortie des filtres FF des différents récepteurs hétérodynes. Autrement dit, le calculateur applique les lois d’amplitudes aux signaux de sortie des récepteurs hétérodynes.

Dans un deuxième exemple, les phases des signaux sinusoïdaux élémentaires locaux pour i= 1 à N et pour m= 1 à M sont les phases de signaux sinusoïdaux élémentaires de réception formant N faisceaux de réception aux fréquences Fi selon des directions de réception respectives prédéterminées identiques ou différentes. Autrement dit, on applique les lois de phase aux signaux sinusoïdaux élémentaires locaux. Les phases des signaux sinusoïdaux élémentaires sont les phases qui permettent de former les faisceaux de réception aux fréquences Fi respectives selon les directions de réception respectives prédéterminées identiques ou selon différentes directions de réception.

La transposition de fréquence selon l’invention permet de conserver l’information en fréquence de réception et donc d’identifier les faisceaux détectés. Cette solution permet de traiter simultanément plusieurs faisceaux de réception sur des fréquences différentes. Elle permet de détecter des signaux dans les faisceaux de réception et de conserver la possibilité de définir le faisceau dans lequel le signal a été détecté. Cette solution permet également de soulager les calculs de formation de faisceau par application des lois de phases aux signaux locaux élémentaires. Elle nécessite une bande passante en fréquence intermédiaire de largeur limitée.

Cette solution permet de limiter les coûts en termes de calculs. Les faisceaux sont en partie formés par transposition de fréquence par les récepteurs hétérodynes. La formation de faisceaux par le calcul est alors terminée par le calculateur par application des lois d’amplitudes.

Dans le cas du premier exemple, la formation des faisceaux de réception est réalisée par le calcul par la fixation de phases et des amplitudes pour former les faisceaux de fréquence respectives selon leurs directions de réception respectives.

Dans le cas du deuxième exemple, la formation des faisceaux de réception est partiellement réalisée de façon matérielle, c’est-à-dire par transposition de fréquence, et partiellement par le calcul, par application des lois d’amplitude aux signaux issus du mélangeur. Cette solution permet de soulager le calculateur en termes de calcul et de limiter les traitements du calculateur. Cela est particulièrement avantageux car il est important de noter que, dans le cas d’un radar multifréquences, les calculs associés à la formation de faisceaux sont particulièrement lourds car ils doivent être faits pour chaque fréquence.

Chaque générateur de forme d’onde peut être réalisé de différentes façons.

Dans l’exemple représenté sur la figure 4, le générateur de forme d’onde GFO1_mcomprend N générateurs de formes d’ondes élémentaires GFO_mi, avec i = 1 à N, configurés pour générer les signaux élémentaires respectifs.

Chaque générateur de forme d’onde élémentaire GFO_m _iest configuré pour générer un des N signaux élémentaires . Autrement dit, les générateurs de formes d’ondes forment chacun un canal générant un signal à une fréquence unique.

Le générateur de forme d’onde GFO_mcomprend en outre un sommateur SO_mrecevant, en entrée, les sorties des N générateurs de forme d’onde GFO_m _iqui sont N signaux élémentaires locaux . Le sommateur est configuré pour sommer les N signaux élémentaires de façon à délivrer en sortie la somme des N signaux élémentaires, c’est-à-dire le signal local .

Dans l’exemple de la figure 4, chaque générateur de forme d’onde GFO1_mest configuré pour générer une onde de fréquence prédéterminée réglable ayant une phase prédéterminée et une même amplitude prédéterminée qui est la même pour tous les signaux élémentaires pour i= 1 à N.

Avantageusement, la fréquence le déphasage et le gain de chacun des signaux élémentaires sont réglables. Avantageusement, ces gains sont réglables de façon indépendante. L’amplitude est également avantageusement réglable.

A cet effet, le générateur primaire, le déphaseur et le régleur d’amplitude sont commandables.

En variante, la fréquence et/ou l’amplitude sont prédéterminés et non réglables.

En variante, le générateur de forme d’onde élémentaire comprenant un retardateur configuré pour un appliquer un retard au signal issu du générateur primaire. Ce retard peut être réglable ou prédéterminé.

Chaque générateur élémentaire GFO_micomprend un générateur primaire GP_mide signal sinusoïdal primaire de fréquence prédéterminée correspondant à la fréquence du signal élémentaire généré par le générateur élémentaire GFO_mi _.

Avantageusement, le récepteur R1 est configuré de sorte que les signaux sinusoïdaux primaires sont générés de façon cohérente en phase. Autrement dit, ces signaux sinusoïdaux primaires sont générés à partir d’un signal commun afin de présenter une même référence en phase.

A cet effet, les générateurs de forme d’onde GFOmi reçoivent, par exemple, en entrée, un signal d’horloge H permettant de synchroniser les générateurs primaires GPmi de sorte qu’ils génèrent des signaux primaires en phase, c’est-à-dire qu’ils génèrent des signaux primaires cohérents en phase.

Chaque générateur de forme d’onde élémentaire GFO_micomprend un déphaseur DF_mirecevant, en entrée, le signal de sortie du générateur primaire GP_mi, et configuré pour appliquer un déphasage prédéterminé au signal issu du générateur primaire GP_mide sorte à délivrer, à sa sortie, un signal sinusoïdal retardé déphasé.

Le générateur de forme d’onde élémentaire GFO_micomprend, en outre, un régleur d’amplitude RA_mi, par exemple un amplificateur de puissance ou un atténuateur, recevant en entrée le signal sinusoïdal retardé déphasé et configuré pour appliquer un gain prédéterminé à ce signal, de façon à délivrer le signal élémentaire présentant l’amplitude .

Le récepteur R1 comprend un outre un contrôleur comprenant, par exemple, le calculateur C, configuré pour contrôler la fréquence, l’éventuel retard, le déphasage et le gain de chacun des générateurs de forme d’onde élémentaires GFO_mide façon indépendante. Le contrôleur délivre, par exemple, des consignes de fréquence, déphasage et gain appliquées respectivement par le générateur primaire, le déphaseur et l’amplificateur.

Il est à noter que le réglage des déphasages appliqués par les déphaseurs DF_mides générateurs de forme d’onde élémentaires GFO_miconfigurés pour générer un signal élémentaire à une même fréquence prédéterminée associés aux différents éléments rayonnants élémentaires E_mpermet de régler la direction de réception de l’antenne à la fréquence Fi correspondante.

En variante, chaque générateur de forme d’onde élémentaire est un synthétiseur numérique direct élémentaire. La synthèse numérique directe est une technique, connue de l’homme du métier, de synthèse de fréquence qui consiste à élaborer en numérique les échantillons temporels d’un signal sinusoïdal que l'on veut générer et à convertir ces échantillons en analogique grâce à un convertisseur numérique-analogique CNA. Les échantillons temporels du signal sinusoïdal sont générés à différents instants d’échantillonnage espacés dans le temps. Un synthétiseur numérique direct élémentaire comprend, par exemple, un bloc de génération d'échantillons numériques du signal sinusoïdal à synthétiser La sortie de ce premier bloc est relié à l'entrée d'un bloc de conversion des échantillons numériques délivrés par ce premier bloc en un signal analogique. Le CNA est contenu dans ce deuxième bloc ou le constitue. La sortie du deuxième bloc est reliée à l'entrée d'un bloc de filtrage passe-bas qui permet, par exemple, d'éliminer les composantes spectrales liées à l'échantillonnage. Ce troisième bloc délivre le signal analogique de sortie du synthétiseur. Dans cette variante, les déphaseurs, éventuels retardateurs, et régleurs d’amplitude ne sont plus nécessaires.

Sur la figure 5, on a représenté une autre réalisation d’un générateur élémentaire configuré pour générer un signal local OL_m(t) qui est la somme de signaux sinusoïdaux élémentaires locaux présentant N fréquences locales respectives distinctes.

Dans ce mode de réalisation, le générateur élémentaire GFO2_mest un synthétiseur numérique direct configuré pour générer le signal d’excitation OL_m(t).

Plus précisément, ce synthétiseur numérique direct est configuré pour générer en numérique les échantillons temporels du signal local OL_m(t) et à convertir ces échantillons temporels en analogique grâce au convertisseur numérique-analogique.

Ainsi, la somme des signaux sinusoïdaux de fréquences différentes est réalisée de façon numérique. Cela permet de limiter les raies d’intermodulation par rapport au premier mode de réalisation de la dans lequel la présence du sommateur entraîne la génération de raies d’intermodulation. Cela permet en conséquence d’utiliser cette antenne à plus forte puissance, pour des applications de détection à plus longue distance que le premier mode de réalisation qui convient, par exemple, lorsque les signaux reçus sont de faible puissance, par exemple, pour des applications de détections de proximité.

A cet effet, le générateur élémentaire GFO2_mcomprend un bloc de calcul de signaux qui calcule et mémorise des échantillons temporels du signal local OL_m(t).

Le bloc BA1 de calcul de signaux qui comprend une fonction de calcul de signaux F1 qui reçoit, en entrée, les différents paramètres des signaux élémentaires OL_mi(t) (phases , amplitude , éventuels retards et fréquences ) constituant le signal d’excitation .

Les valeurs sont enregistrées dans un registre du bloc de calculs de signaux, à des adresses Ki du registre. Cette matrice de valeurs paramètre les calculs de forme d’onde qui sont fait pour tous les échantillons temporels.

Cette phase de paramétrage est activée par la commande Pr.

La fonction de calcul de signaux F1 calcule et mémorise, dans une première mémoire vive M1, des échantillons temporels des signaux élémentaires à différents instants d’échantillonnages tech. Les différentes échantillons sont, par exemple, calculés aux différents instants d’échantillonnage tech définis par un signal d’horloge H reçu par le bloc de calcul de signaux BA1. La fréquence d’horloge est choisie pour respecter le critère de Shannon-Whittaker, c’est-à-dire, supérieure à deux fois la fréquence maximale des signaux sinusoïdaux élémentaires .

La fonction de calcul calcule le nombre d’échantillons à calculer en considérant la valeur de fréquence la plus basse (ou la période la plus grande) du signal à générer par rapport à la période d’horloge.

Le bloc de calcul de signaux BA1 effectue ensuite, pour chaque instant d’échantillonnage tech, la somme des différents échantillons calculés à cet instant d’échantillonnage tech puis mémorise le résultat obtenu à une adresse de la mémoire M1 correspondant à cet instant d’échantillonnage tech. Cette somme est la valeur du signal local à l’instant d’échantillonnage La fonction F1 délivre donc les valeurs du signal d’excitation aux différents instants d’échantillonnage tech .

Un pointeur d’adresse P commande la lecture de la mémoire M1, à la fréquence d’horloge, de sorte que la mémoire M1 délivre, en entrée d’un convertisseur numérique CNA, consécutivement, à la fréquence du signal d’horloge H, les sommes mémorisées aux instants d’échantillonnage tech consécutifs.

Le signal délivré en sortie du convertisseur CNA est filtré par un ensemble d’au moins un filtre FS de sorte qu’en sortie du filtre FS, le signal local

La fonction de calcul de signaux F1 initialise le pointeur d’adresse à une adresse prédéterminée de la mémoire M1 par la boucle BO.

Le paramétrage et les calculs des valeurs discrètes du signal local .sont faites tant que la commande Pr est active. Le bloc BA1 est en mode calcul. Lorsque la commande Pr est relâchée, le bloc BA1 passe en mode lecture des valeurs discrètes du signal local . Dans ce mode de fonctionnement, la fonction de calcul des signaux F1 et le pointeur d’adresses P génèrent les adresses successives permettant de lire les valeurs de dans la deuxième mémoire M2 qui délivre alors les valeurs consécutives aux instants d’échantillonnages consécutifs.

Il est à noter qu’à chaque fois que l’on souhaite modifier la direction de réception à une fréquence de réception donnée, on doit modifier, pour chaque élément rayonnant, la phase du signal élémentaire correspondant la fréquence de réception donnée. On doit donc recalculer, les valeurs des signaux élémentaires aux différents instants d’échantillonnage et donc les valeurs du signal local aux différents instants d’échantillonnage.

Les valeurs, des différentes phases, amplitudes et éventuels retards, sont par exemple, transmis aux différentes voies, par le calculateur C représenté sur la .

L’invention se rapporte également à un procédé de mise en forme de signaux de réception reçus par l’antenne.

Le procédé comprend l’étape suivante :

transposer simultanément, N signaux sinusoïdaux, présentant les N fréquences de réception respectives distinctes, reçus simultanément en un port d’excitation pris parmi les M ports d’excitation, sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence non nulle inférieure à celle de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis par les signaux sinusoïdaux reçus.

Le procédé comprend, par exemple, l’étape suivante :

générer un signal local étant la somme de N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux présentant des fréquences locales respectives distinctes et mélanger un signal issu du port d’excitation et le signal local.

Avantageusement, les phases des signaux sinusoïdaux élémentaires locaux respectifs sont définies de façon à former N faisceaux de réception simultanés aux N fréquences de réception respectives.

Claims

Antenne réseau (A) comprenant un réseau d’éléments rayonnants (E_m) composé de M éléments rayonnants, M étant un entier supérieur à 1, comprenant chacun un port d’excitation (P_m), l’antenne réseau (A) comprenant M récepteurs hétérodynes (V_m) couplés aux M éléments rayonnants (E_m) en les M ports d’excitation (P_m) respectifs, chaque récepteur hétérodyne (V_m) étant configuré pour transposer simultanément N signaux sinusoïdaux, présentant les N fréquences de réception respectives distinctes et reçus simultanément en un port d’excitation pris parmi les M ports d’excitation (P_m), sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence non nulle et inférieure à celle de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les N signaux sinusoïdaux.
Antenne réseau (A) selon la revendication précédente, dans laquelle le récepteur hétérodyne comprend un générateur de forme d’onde configuré pour générer un signal local étant la somme de N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux avec i = 1 à N, présentant des fréquences locales respectives distinctes et un mélangeur configuré pour mélanger un signal issu du port d’excitation (Pm) et le signal local.
Antenne réseau (A) selon la revendication précédente, dans laquelle le générateur de forme d’onde est configuré pour que des phases des signaux sinusoïdaux élémentaires locaux permettent de former des faisceaux de réception aux N fréquences de réception respectives selon des directions de réception respectives prédéterminées.
Antenne réseau (A) selon l’une quelconque des revendications 1 à 2, dans laquelle le générateur de forme d’onde est configuré pour que, pour chaque i avec i = 1 à N, des phases des signaux sinusoïdaux élémentaires locaux sont les mêmes pour m= 1 à M.
Antenne réseau (A) selon l’une quelconque des revendications précédentes, comprenant un calculateur configuré pour former, par le calcul, les N faisceaux de réception à partir de signaux issus du mélangeur.
Antenne réseau (A) selon l’une quelconque des revendications précédentes, dans laquelle le générateur de forme d’onde comprend N générateurs de forme d’onde élémentaires, chaque générateur de forme d’onde élémentaire étant configuré pour générer un des N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux, le générateur de forme d’onde comprenant un sommateur configuré pour faire la somme des N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux de sorte à délivrer le signal local.
Antenne réseau selon la revendication 6, dans lequel le générateur de forme d’onde comprend un amplificateur et un déphaseur.
Antenne réseau selon la revendication 6, dans laquelle au moins un générateur de forme d’onde comprend un synthétiseur numérique direct élémentaire configuré pour générer des échantillons d’un des N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux.
Antenne réseau selon l’une quelconque des revendications 1 à 5, comprenant un synthétiseur numérique direct configuré pour générer des échantillons du signal local.
Procédé de traitement de signaux reçus par une antenne réseau (A) comprenant un réseau (R) comprenant M éléments rayonnants (Em), M étant un entier supérieur à 1, comprenant chacun un port d’excitation (Pm), l’antenne comportant M récepteurs hétérodynes couplés aux M éléments rayonnants en les M ports d’excitation le procédé comprenant l’étape de transposition suivante :
transposer simultanément N signaux sinusoïdaux, présentant les N fréquences de réception respectives distinctes et reçus simultanément en un port d’excitation pris parmi les M ports d’excitation (P_m), sur une bande de fréquence de transposition présentant une largeur en fréquence non nulle et inférieure à celle de la bande de fréquence sur laquelle sont répartis les signaux sinusoïdaux, ladite étape de transposition étant mise en œuvre par le récepteur hétérodyne couplé en ledit port d’excitation.
Procédé de traitement selon la revendication précédente, dans lequel l’étape de transposition comprend l’étape suivante :
générer un signal local étant la somme de N signaux sinusoïdaux élémentaires locaux présentant des fréquences locales respectives distinctes et mélanger un signal issu du port d’excitation et le signal local.