FR3077645A1

FR3077645A1 - Sonar doppler de poursuite à portée étendue

Info

Publication number: FR3077645A1
Application number: FR1901020A
Authority: FR
Inventors: Jerker Taudien
Original assignee: Teledyne Instruments Inc
Current assignee: Teledyne Instruments Inc
Priority date: 2018-02-02
Filing date: 2019-02-01
Publication date: 2019-08-09
Anticipated expiration: 2039-02-01
Also published as: GB2572474A; FR3077645B1; CA3031795A1; GB2572474B; NO20190120A1; US20210341600A1; US11567196B2; GB201901342D0

Abstract

Un système de sonar actif sous-marin et un procédé pour mesurer la vitesse d’un instrument par rapport à une surface limite sont décrits. Le système comprend un transducteur acoustique configuré pour émettre et recevoir une pluralité de faisceaux acoustiques dans différentes directions. Le système comprend également un processeur configuré pour détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau ; filtrer de manière itérative les signaux acoustiques reçus rétrodiffusés à partir des faisceaux émis avec un filtre adaptatif et la largeur de bande associée qui est diminuée successivement pour chaque itération ; et mesurer la vitesse de l’instrument par rapport à la surface limite.

Description

Titre de l’invention : SONAR DOPPLER DE POURSUITE À PORTÉE ÉTENDUE

Contexte [0001] Domaine d’application [0002] La technologie décrite concerne les systèmes de mesure acoustique sous-marine et, plus particulièrement, un sonar Doppler qui étend la portée de poursuite du fond.

[0003] Description de la technologie connexe [0004] Les sonars Doppler, y compris les enregistreurs de vitesse Doppler (DVL) et les profileurs de courant Doppler acoustiques (ADCP), mesurent la vitesse relative entre l’instrument et un groupe de diffuseurs en émettant des impulsions acoustiques le long de plusieurs faisceaux qui pointent dans différentes directions et mesurent le décalage Doppler du signal acoustique qui est rétrodiffusé vers l’instrument dans chaque faisceau. Le groupe de diffuseurs peut être constitué soit de particules en suspension dans la colonne d’eau pour mesurer les courants, soit d’une surface limite, par exemple le fond marin, pour mesurer la vitesse par rapport au sol. Une configuration commune 100 se compose de quatre faisceaux 120a, 120b, 120c et 120d provenant d’un instrument 110 séparés en azimut de 90° et surélevés par rapport à la verticale 140 d’un angle commun désigné l’angle Janus ctj 130, tel qu’illustré à la [fig 1]. D’autres configurations existent, comme une configuration à trois faisceaux.

[0005] La fréquence Doppler radiale mesurée par un faisceau est approchée par [Math.l]

[0006] où v_r est la vitesse radiale,/_tx est la fréquence d’émission et c est la vitesse du son.

[0007] Les sonars Doppler à bande étroite et à large bande sont deux types courants de sonars Doppler qui se distinguent par les séquences d’émission qu’ils utilisent. Les sonars Doppler à bande étroite émettent une sinusoïde de durée finie. Une représentation mathématique est donnée par [Math.2] f A cos ω

0 [0008] où A est l’amplitude, co_c est la fréquence porteuse angulaire, t est le temps et T_tx est la durée d’émission. Les sonars Doppler à large bande, d’autre part, émettent une _ct 0 < t < T_teelse

séquence de codes qui sont répétés N_p fois pour former la séquence d’émission complète. Le code se compose généralement d’un signal à compression d’impulsions ou de symboles codés en phase. Un exemple de ces derniers est donné, pour lequel un seul code est composé de L symboles de durée T_s. La représentation en bande de base complexe est 5_bb(i) et le signal équivalent passe-bande est [Math.3] s(t) ~ Re(s_bb(t)e^^cî).

[0009] La représentation en bande de base de la séquence d’émission complète peut être écrite comme la somme des impulsions codées N_p.

[Math.4] [0010] où 5_c(t) est la représentation en temps continu d’un code à temps discret x_c[n]. Un filtre de conformation d’impulsions peut être utilisé pour générer la représentation en temps continu du code. Par exemple, un filtre de conformation d’impulsions rectangulaires génère s_c(t) à partir de x_c[n] selon [Math.5] = ZfcJjc_c[n}rect [0011] Un exemple de code de séquence de longueur maximale de longueur sept est xJ/î] = [1, 1, 1, -1, -1, 1, -1], qui est un code couramment utilisé dans les DVL à réseau phasé. Toutefois, il est possible d’utiliser tout type de code de toute longueur et toute autre forme d’onde.

[0012] La portée de poursuite de fond maximale réalisable d’un DVL est déterminée par l’équation sonar et le seuil du rapport signal/bruit (RSB) de l’algorithme de traitement. L’équation sonar prédit le rapport entre la puissance moyenne du signal et la puissance moyenne du bruit, à une portée donnée, à partir du niveau de puissance émis, de la géométrie et du rendement du transducteur, de la fréquence acoustique, des conditions environnementales et du niveau de bruit. L’approche évidente pour obtenir une portée maximale longue est d’augmenter la puissance du signal. L’augmentation de la puissance d’émission est coûteuse du point de vue de la consommation d’énergie et il est peu pratique d’obtenir un gain de RSB suffisant pour obtenir une augmentation significative de la portée maximale. De plus, la cavitation et les chocs limitent le RSB maximal que l’on peut obtenir en augmentant la puissance d’émission. Pour une géométrie et un rendement de transducteur donnés, une fréquence acoustique et des conditions environnementales données, les stratégies restantes incluent la réduction de la puissance de bruit et l’amélioration de l’algorithme de traitement pour fonctionner à un RSB inférieur.

[0013] La portée des DVL à bande étroite est généralement supérieure à celle des DVL à large bande, en raison de la largeur de bande plus étroite qui réduit la puissance de bruit totale. Cependant, la portée supplémentaire se paye par un écart-type accru et une fidélité moindre de la détection du fond - deux effets secondaires du produit temps/ largeur de bande unitaire. Le développement décrit combine la capacité de portée étendue de la bande étroite avec l’écart-type plus faible de la poursuite du fond à large bande.

[0014] Le brevet américain ri RE 35,535 décrit un profileur de courant Doppler acoustique à large bande (ADCP). Le brevet américain ri 5,315,562 et le brevet américain ri 5,422,860 décrivent chacun des aspects d’enregistreurs de vitesse à corrélation. Le brevet américain ri 5,808,967 décrit des réseaux phasés. Le brevet américain ri 7,542,374 décrit pour les réseaux phasés un procédé permettant d’éliminer sensiblement un biais lié à la composante de vitesse orthogonale à la surface. Le brevet américain ri 7,839,720 décrit l’utilisation du codage pour éliminer le biais de couplage des lobes latéraux dans les systèmes à réseaux phasés. Le brevet américain ri 5,923,617 décrit des réseaux blazés.

Résumé de CERTAINS ASPECTS INVENTIFS [0015] Dans un aspect, il existe un système de sonar actif sous-marin pour mesurer la vitesse d’un instrument par rapport à une surface limite, le système comprenant un transducteur acoustique configuré pour émettre et recevoir une pluralité de faisceaux acoustiques dans différentes directions ; et un processeur configuré pour : détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau émis ; filtrer de manière itérative les signaux acoustiques reçus rétrodiffusés à partir des faisceaux émis avec un filtre adaptatif et la bande passante associée qui est diminuée successivement pour chaque itération ; et mesurer la vitesse d’un instrument par rapport à la surface limite.

[0016] Le processeur peut être configuré en outre pour détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau en trouvant une réponse de crête dans un signal de coefficient de corrélation. Le système peut en outre comprendre un module émetteur configuré pour émettre une séquence codée en phase comprenant des codes répétitifs de signe alternatif. Le processeur peut être configuré en outre pour former des faisceaux de manière à séparer les signaux acoustiques reçus. Le processeur peut être configuré en outre pour mesurer la vitesse du véhicule par rétrodiffusion de son sur la surface de fond d’une masse d’eau. Le transducteur acoustique peut émettre une ou plusieurs répétitions d’un signal codé en phase ou à compression d’impulsions pour produire un signal à large bande. Le transducteur acoustique peut comprendre au moins un parmi un réseau phasé, un réseau de réseaux phasés, un réseau multicanaux, un réseau blazé, un réseau de réseaux blazés et un ensemble de transducteurs à piston. [0017] Dans un autre aspect, il existe un système de sonar actif sous-marin pour mesurer la vitesse d’un instrument par rapport à une surface limite, le système comprenant un transducteur acoustique configuré pour émettre et recevoir une pluralité de faisceaux acoustiques dans différentes directions ; et un processeur configuré pour : détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau émis en trouvant une réponse de crête dans un signal de coefficient de corrélation ; et mesurer la vitesse d’instrument par rapport à la surface limite.

[0018] Le processeur peut être configuré en outre pour filtrer de manière itérative les signaux acoustiques reçus rétrodiffusés à partir des faisceaux émis avec un filtre et la largeur de bande associée qui peut être diminuée successivement pour chaque itération. Le système peut en plus comprendre un module émetteur configuré pour émettre une séquence codée en phase comprenant des codes répétitifs de signe alternatif. Le processeur peut être configuré en outre pour former des faisceaux de manière à séparer les signaux acoustiques reçus. Le processeur peut être configuré en outre pour mesurer la vitesse du véhicule par rétrodiffusion de son sur la surface de fond d’une masse d’eau. Le transducteur acoustique peut émettre une ou plusieurs répétitions d’un signal codé en phase ou à compression d’impulsions pour produire un signal à large bande. Le transducteur acoustique peut comprendre au moins un parmi un réseau phasé, un réseau de réseaux phasés, un réseau multicanaux, un réseau blazé, un réseau de réseaux blazés et un ensemble de transducteurs à piston.

[0019] Dans un autre aspect, il existe un système de sonar actif sous-marin pour mesurer la vitesse d’un instrument par rapport à une surface limite, le système comprenant un transducteur acoustique configuré pour émettre et recevoir une pluralité de faisceaux acoustiques dans différentes directions ; un module émetteur qui émet une séquence codée en phase comprenant des codes répétés de signe alternatif ; et un processeur configuré pour : détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau émis ; et mesurer la vitesse d’instrument par rapport à la surface limite.

[0020] Le processeur peut être configuré en outre pour filtrer de manière itérative les signaux acoustiques reçus rétrodiffusés à partir des faisceaux émis avec un filtre et la largeur de bande associée qui peut être diminuée successivement pour chaque itération. Le processeur peut être configuré en outre pour détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau en trouvant une réponse de crête dans un signal de coefficient de corrélation. Le processeur peut être configuré en outre pour former des faisceaux de manière à séparer les signaux acoustiques reçus. Le processeur peut être configuré en outre pour mesurer la vitesse du véhicule par rétrodiffusion de son sur la surface de fond d’une masse d’eau. Le transducteur acoustique peut émettre une ou plusieurs ré pétitions de la séquence codée en phase ou un signal à compression d’impulsions pour produire un signal à large bande. Le transducteur acoustique peut comprendre au moins un parmi un réseau phasé, un réseau de réseaux phasés, un réseau multicanaux, un réseau blazé, un réseau de réseaux blazés et un ensemble de transducteurs à piston.

[0021] Dans encore un autre aspect, il existe un procédé pour mesurer la vitesse d’un instrument par rapport à une surface limite à l’aide d’un système de sonar actif sousmarin, le procédé comprenant l’émission et la réception d’une pluralité de faisceaux acoustiques dans différentes directions ; la détection d’une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau émis ; le filtrage itératif des signaux acoustiques reçus rétrodiffusés à partir des faisceaux émis et de la bande passante associée qui est diminuée successivement pour chaque itération ; et la mesure de la vitesse de l’instrument par rapport à la surface limite.

[0022] L’émission et la réception des faisceaux dans différentes directions peuvent avoir lieu depuis au moins un parmi un réseau phasé, un réseau de réseaux phasés, un réseau multicanaux, un réseau blazé, un réseau de réseaux blazés et un ensemble de transducteurs à piston. Le procédé peut comprendre en outre la détection d’une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau en trouvant une réponse de crête dans un signal de coefficient de corrélation. La mesure de la vitesse de l’instrument peut comprendre l’estimation d’un décalage Doppler pour chaque faisceau à partir de segments de signaux correspondant à la surface limite, et le calcul de la vitesse de l’instrument à partir du décalage Doppler.

Brève description des dessins [0023] [fig.l] est un schéma d’un exemple de sonar Doppler émettant quatre faisceaux dans une configuration Janus.

[0024] [fig.2] est un exemple de tracé du spectre en bande de base de sbb(t) pour des fréquences dans la gamme de [-2, 2] Hz et du code de longueur deux.

[0025] [fig.3] est un exemple de schéma du spectre en bande de base de sbb(t) pour des fréquences dans la gamme de [-2, 2] Hz et de la séquence de longueur sept.

[0026] [fig.4] est un schéma d’un exemple de sonar Doppler ayant un trajet de signal en amplitude et un trajet de signal en phase.

[0027] [fig.5] est un schéma d’un exemple de transducteur à réseau phasé pour un enregistreur de vitesse Doppler (DVL).

[0028] [fig.6] est un exemple d’organigramme d’un processus de mesure de la vitesse selon un mode de réalisation du sonar Doppler illustré à [Fig 4].

[0029] [fig.7] est un exemple d’organigramme d’un processus de détection de contour selon un mode de réalisation du sonar Doppler illustré à [Fig 4].

[0030] [fig.8] est un exemple de tracé du spectre en fonction de la fréquence illustrant deux bandes passantes centrées sur deux pics spectraux de la puissance la plus élevée.

[0031] [fig.9] est un exemple de schéma illustrant une probabilité de détection simulée en fonction du rapport signal/bruit, normalisée par rapport au mode de réalisation en bande étroite en comparaison du mode de réalisation en longueur 2.

[0032] [fig.10] est un exemple d’organigramme d’un processus d’estimation de la vitesse selon un mode de réalisation du sonar Doppler illustré à [Fig 4].

[0033] [fig.ll] est un exemple de tracé d’un écart-type de l’erreur d’estimation par rapport à un nombre d’itérations pour un DVL fonctionnant à 150 m d’altitude.

[0034] DESCRIPTION DETAILLEE DE CERTAINS MODES DE REALISATION ILLUSTRATIFS [0035] La raison d’être du sonar Doppler de poursuite à portée étendue est de fonctionner à une portée similaire à celle d’un DVL à bande étroite, sans toutefois sacrifier Γ écart-type et la performance de détection du fond. La première étape inventive consiste en une séquence d’émission composée de codes répétés de modulation par déplacement binaire de phase. Généralement, les séquences de longueur maximale sont utilisées pour la poursuite du fond, mais un code de longueur deux %_c[n] = [1, -1] est utilisé dans certains modes de réalisation. Ce choix de code permet une plus longue durée de symbole et une largeur de bande proportionnellement étroite, pour une vitesse d’ambiguïté radiale donnée U_a, définie comme suit [Math.6]

[0036] où/_c est la fréquence porteuse. Un spectre de 200 de 5_bb(t) dans [Math 4] est représenté sur [Fig 2] pour le code de longueur deux, T_s = 1 s, et N_p = 10 pour les fréquences dans la gamme [-2, 2] Hz. Le spectre se compose de pics étroits 210, 220, répétés à une période de 1 Hz et se poursuit indéfiniment avec une fréquence croissante, mais avec une puissance progressivement décroissante. Les pics spectraux les plus forts sont situés aux fréquences/= +RJ2 = ±1/(2T_S), où R_s est le débit de symboles.

[0037] Un spectre 300 de 5_bb(t) dans [Math 4] pour la séquence de longueur maximale conventionnelle de longueur sept contient treize pics 310 dans l’intervalle des deux zéros, situés à/= ±R_S, comme illustré à [Fig 3]. De manière similaire, le spectre de .s_bb(7 ) pour la signalisation en bande étroite, tel que défini dans [Math 2], ne contient qu’un seul pic spectral situé à/= 0 Hz pour un décalage Doppler nul.

[0038] Les DVL à réseau phasé utilisent généralement une séquence de longueur maximale de longueur sept. Par conséquent, pour une vitesse d’ambiguïté constante U_a, la durée du symbole peut être augmentée d’un facteur 3,5 par rapport à un code de longueur sept, ce qui entraîne une diminution de la largeur de bande du bruit et une augmentation du RSB d’un facteur 3,5.

[0039] Le développement décrit ne se limite pas à un type particulier de technologie de transducteur et peut être combiné avec des transducteurs à réseau phasé, des transducteurs à piston, des réseaux blazés ou tout autre type de transducteur. Le développement décrit ne se limite pas à l’utilisation de codes composés de deux codets, mais peut également fonctionner avec d’autres longueurs de code.

[0040] La largeur de bande du bruit peut être encore réduite en utilisant un filtre adaptatif à bande étroite dont les bandes passantes sont centrées sur les pics spectraux. Le filtrage peut être effectué de manière adaptative et itérative avec une estimation progressivement affinée du décalage Doppler et une largeur de bande progressivement réduite des bandes passantes pour chaque itération, puisque le décalage Doppler n’est généralement pas connu a priori. Le code de longueur deux est plus avantageux que le code de longueur sept pour les applications à longue portée lorsque le RSB est faible, puisque la largeur de bande totale dans les deux pics spectraux est inférieure à la largeur de bande totale dans les treize pics spectraux correspondant au code de longueur sept.

[0041] Le code de longueur deux peut être avantageux par rapport à la signalisation en bande étroite car la signalisation en bande étroite est sensible aux fondus d’amplitude, ce qui entraîne une grande variation du RSB pour chaque impulsion sonar. Pour un milieu diffusant avec un grand nombre de diffuseurs, l’amplitude est distribuée selon la loi de Rayleigh, selon [Math.7]

X ^x\ — e ix > 0 σ² [0042] Par conséquent, l’amplitude des impulsions sonar à bande étroite défavorables est souvent beaucoup plus faible que l’amplitude moyenne. Par exemple, la probabilité d’un fondu de 6 dB d’une impulsion sonar à bande étroite est de 17,8 %. Une faible amplitude réduit la probabilité de détection et augmente également la variance de l’erreur d’estimation - deux propriétés indésirables. La signalisation à large bande, en revanche, contribue à des échantillons d’amplitude non corrélés multiples par impulsion sonar, ce qui entraîne une variation moindre de l’amplitude moyenne quadratique sur les impulsions sonar, réduit le fondu et améliore la détection et l’estimation.

[0043] L’homme de l’art devrait à présent réaliser qu’un compromis est nécessaire entre la puissance de bruit totale et la variation de l’amplitude, dont la variable est la longueur du code. Le code de longueur deux permet d’améliorer suffisamment la variation d’amplitude, au prix d’une augmentation de la puissance de bruit d’un facteur deux par rapport à la signalisation en bande étroite. Comparé aux codes plus longs, tels que les séquences de longueur maximale de longueur sept, le code de longueur deux fournit une puissance de bruit très réduite en sacrifiant relativement peu la variation d’amplitude. Le raisonnement ne se limite pas aux codes de longueur deux, mais pourrait être étendu à d’autres codes qui offrent un compromis différent entre la puissance du bruit et la variation d’amplitude moyenne.

[0044] Les sonars Doppler 400 contiennent souvent deux trajets de signal distincts : l’amplitude et la phase. Le signal de phase est limité, filtré et numérisé et le signal d’amplitude est associé à une fonction logarithmique comme illustré à [Fig 4]. Ce cloisonnement est avantageux pour supprimer la grande plage dynamique qui serait sinon nécessaire dans le circuit du récepteur. Les systèmes conventionnels de détection de fond, comme le procédé décrit par Deines et Maier dans le brevet américain ri 5,122,990, utilisent le signal d’amplitude logarithmique pour détecter le fond. Ces procédés fonctionnent bien avec un RSB élevé à modéré, mais le rendement peut être réduit dans les environnements à faible RSB.

[0045] Un schéma fonctionnel d’une partie d’un DVL à réseau phasé typique est illustré à [Fig 5]. Un seul exemple de transducteur à réseau phasé 500 est utilisé à la fois comme projecteur et hydrophone et est relié à l’électronique par quatre signaux : c₀(t), c₉₀(i), r₀( f) et r₉₀(t) (respectivement 418, 416, 414 et 412 sur la figure 4), où r et c représentent respectivement des lignes et des colonnes. Les signaux de colonne sont illustrés à [Fig 5], où chaque signal de colonne unique est relié à chacune des quatre colonnes d’un côté du transducteur piézo-électrique. Par exemple, une colonne 510 correspond au signal de colonne 515, qui est relié à cinq autres colonnes. De même, la colonne 520 correspond au signal de colonne 525, la colonne 530 correspond au signal de colonne 535 et la colonne 540 correspond au signal de colonne 545. Les paires différentielles c₀-Cleo et C90-C270 sont combinées à des signaux simples par l’intermédiaire de trans formateurs, et les deux signaux de sortie sont nommés c₀ et c₉₀· De même, le côté opposé du transducteur piézoélectrique se compose des signaux de ligne (non représentés) qui sont également combinés à des signaux simples par des transformateurs. La même convention d’appellation est appliquée aux signaux de ligne, où les deux sorties sont nommées r_Q et r_go. De plus, le réseau est découpé suivant les deux dimensions qui sont tournées de 90° pour créer les lignes et les colonnes selon un espacement qui peut être fixe ou variable, mais un choix courant consiste à régler l’espacement à une moitié de la longueur d’onde acoustique correspondant à une vitesse nominale du son.

[0046] En référence de nouveau à [Fig 4], un réseau de transducteurs ou transducteur acoustique 410 et quatre canaux sont illustrés, où dans cet exemple, le canal un 426 correspond au signal c₀(t) 418, le canal deux 424 correspond au signal c _{9 0}(t) 416, le canal trois 422 correspond au signal r₀(t) 414 et le canal quatre 420 correspond au signal r₉₀(t) 412. Dans certains modes de réalisation, le transducteur acoustique peut être au moins un parmi un réseau phasé, un réseau de réseaux phasés, un réseau multicanaux, un réseau blazé, un réseau de réseaux blazés et un ensemble de transducteurs à piston. Les signaux d’émission, 5^1(0-^(0, ^sont créés par le générateur de forme d’onde d’émission 490 et amplifiés par des amplificateurs de puissance 470. Les commutateurs d’émission/de réception 430 réalisent un multiplexage entre les signaux d’émission lors de l’émission et les signaux de réception lors de la réception. En mode réception, les signaux du transducteur 410 sont amplifiés par un préamplificateur 435, conçu avec à l’esprit des caractéristiques à faible bruit. La formation du faisceau 440 s’effectue par addition des signaux 0° et 90° avec un déphasage relatif égal à 90° pour les faisceaux 1 et 3 et -90° pour les faisceaux 2 et 4. La sortie du dispositif de formation de faisceaux est divisée en deux trajets : IQ et amplitude. Le trajet IQ se compose d’un amplificateur limiteur d’amplitude 445, d’un démodulateur Zero-IF 450, d’un filtre passe-bas anti-aliasing 460 et d’une numérisation par un convertisseur analogique-numérique (ADC) 465. Le trajet d’amplitude se compose d’un bloc indicateur de l’intensité du signal reçu (RSSI) 455 qui mesure l’intensité du signal de façon logarithmique et d’une numérisation par l’ADC 465. L’amplificateur limiteur d’amplitude 445 dans le trajet IQ est utilisé pour supprimer la plage dynamique de l’entrée, résultant de la grande variation du RSB. Ce cloisonnement particulier du système 400 n’est qu’un exemple de mode de réalisation. D’autres séparations et arrangements pourraient être créés pour mettre en œuvre la même fonctionnalité que le mode de réalisation décrit.

[0047] Le processeur Doppler 475 de [Fig 4] effectue la tâche de calcul du décalage Doppler et de la vitesse d’instrument associée. La vitesse de l’instrument est fournie à l’interface E/S 480 qui peut fournir une entrée et une sortie à un hôte. L’interface E/S

480 est également reliée à un bloc de configuration 485, qui est également relié au processeur Doppler 475 afin de fournir des informations de configuration. Le bloc de configuration 485 est également en communication avec le générateur de forme d’onde d’émission 490 pour les informations de configuration. Le système 400 comprend également une alimentation 495, qui peut être reliée à une source d’alimentation externe.

[0048] [fig.6] est un organigramme d’un processus ou d’une méthode 600 pour mesurer la vitesse selon un mode de réalisation de la technologie décrite. Chacune des étapes peut être réalisée par le processeur Doppler comme illustré à [Fig 4]. Dans la description du mode de réalisation, on suppose que la projection est mise en place avec une impulsion émise qui est composée d’une multitude de séquences répétées à un intervalle de temps T_L . En outre, on suppose que les faisceaux Janus sont créés soit par une multitude de transducteurs à piston, soit par la formation de faisceaux de signaux de réseau phasé ou par d’autres moyens.

J [0049] Etape 1. Après un début 605, dans le bloc 610, la méthode 600 filtre les signaux reçus pour chaque faisceau en fonction d’une forme et d’une largeur de bande de filtre désirées. La forme et la largeur de bande du filtre doivent être choisies de manière adaptée au spectre des signaux reçus, y compris tout décalage Doppler.

J [0050] Etape 2. Dans le bloc 620, la méthode 600 détermine un ou plusieurs contours, tels que le fond marin, la surface ou les calottes glaciaires, pour chaque faisceau et sélectionne les segments de données à utiliser. En utilisant l’intensité du signal, la puissance du signal, le coefficient de corrélation ou la covariance, la méthode 600 détermine les segments appropriés à utiliser pour l’estimation Doppler dans chaque faisceau. La détection d’un contour peut être effectuée en trouvant la valeur maximale, un pic local, une certaine forme, un pic à la sortie d’un filtre adapté à une certaine forme, ou une autre mesure. Selon l’application, un autre type de contour peut être souhaitable pour la détection, ou plusieurs contours peuvent être détectés.

J [0051] Etape 3. Dans le bloc 630, la méthode 600 estime le décalage Doppler pour chaque faisceau à partir de segments correspondant aux contours détectés. La méthode de covariance est utilisée pour calculer la phase Doppler 0_D selon

[Math.9] = Z.c[n] [0052] où x[m] = Xi[m] + j%_Q[m] est le signal numérisé complexe reçu pour chaque faisceau, * indique une conjugaison complexe, /Vest le nombre d’échantillons dont la moyenne est calculée et 2V_Spe est le nombre d’échantillons par codet.

J [0053] Etape 4. Dans le bloc 640, la méthode 600 calcule la vitesse radiale pour chaque faisceau à partir du décalage Doppler, ce qui est accompli par [Math. 10]

W ““A)

TL [0054] La vitesse d’un instrument ou d’un référentiel terrestre peut également être calculée en transformant les vitesses radiales en un système de coordonnées instrument-référentiel ou en un système de coordonnées aligné avec la terre. La méthode 600 se termine à une fin 645.

[0055] [fig.7] est un organigramme d’un processus ou d’une méthode 700 pour la détection de contour selon un mode de réalisation de la technologie décrite. Chacune des étapes peut être effectuée par le processeur Doppler comme illustré [Lig 4]. Dans la description du mode de réalisation, on suppose que la projection est mise en place avec une impulsion émise qui est composée d’une multitude de séquences répétées à un intervalle de temps

T_L . En outre, on suppose que les faisceaux Janus sont créés soit par une multitude de transducteurs à piston, soit par la formation de faisceaux de signaux de réseau phasé ou par d’autres moyens. Les étapes de l’organigramme de [Lig 7] correspondent à un faisceau, mais sont exécutées pour chaque faisceau indépendamment.

J [0056] Etape 1. Après un début 705, dans le bloc 710, la méthode 700 filtre les signaux reçus en fonction d’une forme et d’une largeur de bande de filtre désirées. La forme et la largeur de bande du filtre doivent être choisies de manière adaptée au spectre des signaux reçus, y compris tout décalage Doppler. Un avantage du code de longueur deux est que la porteuse est supprimée, ce qui permet de filtrer 800 le signal reçu selon [Lig 8], qui contient deux bandes passantes 810 et 820 centrées sur les deux pics spectraux de puissance maximale 815 et 825, respectivement. Cette technique de filtrage réduit encore la puissance de bruit vue par le processeur Doppler, en réduisant la largeur de bande du bruit.

J [0057] Etape 2. Dans le bloc 720, la méthode 700 calcule le coefficient de corrélation de l’échantillon sur une fenêtre d’échantillons de longueur W selon [Math. 11] ^{L 1} X&FWF [0058] pour k = [1, W, 2W,...,(iV-l)W]. Il existe des variations de l’équation pour calculer le coefficient de corrélation de l’échantillon et la version particulière illustrée dans l’équation 11 ne devrait pas limiter la portée du mode de réalisation.

J [0059] Etape 3. Dans le bloc 730, la méthode 700 calcule la moyenne du coefficient de corrélation de l’échantillon sur M échantillons adjacents de /'[Æ] et calcule la valeur absolue. Le calcul de la moyenne peut être mis en œuvre par un filtre de longueur M, dans lequel les pondérations des prises sont de \IM. L’avantage des étapes 2 et 3 est d’échanger la complexité de calcul requise contre une résolution dans r_a[fc], la valeur absolue du coefficient de corrélation moyen de l’échantillon. Le choix de IL définit la résolution et, pour les applications sonar Doppler, elle peut être réglée grossièrement, puisque le but de la détection de contour est de déterminer un segment d’un signal pour calculer le décalage Doppler au sein d’une plage de mesure, par opposition à une mesure très précise, par rapport au contour.

J [0060] Etape 4. Dans le bloc 740, la méthode 700 filtre la valeur absolue du coefficient de corrélation moyen de l’échantillon r_a[L| avec un filtre accordé sur la forme attendue d’un écho de contour dans l’intervalle de r_a[fc]. Il est typique de sélectionner IL et M de manière à ce que le produit WM corresponde à la durée d’émission T_tx = LN_PT_S. La / ·,[ A] à forme attendue est alors un triangle et le filtre de choix est un triangle dont la durée est égale à la durée d’émission.

J [0061] Etape 5. Dans le bloc 750, la méthode 700 recherche la valeur maximale de la sortie du filtre à l’étape 4. L’échantillon correspondant au maximum est affecté à fc_max.

J [0062] Etape 6. Dans le bloc 760, la méthode 700 détermine si le coefficient de corrélation de l’échantillon autour de l’indice correspondant à la valeur maximale dépasse un seuil de détection D. Plus précisément, la détection est déclarée si rJZj dépasse D pour au moins un échantillon k dans la plage k_maf-M <k< k_maf+M. La valeur du coefficient de corrélation de l’échantillon se situe dans la plage 0 < r_a[L| < 1. Par conséquent, le seuil de détection D doit également se situer dans cette plage. Une valeur spécifique de D est choisie pour obtenir un compromis entre le taux de fausses détections et le taux de détections manquées. La méthode 700 se termine à une fin 765.

[0063] Dans certains modes de réalisation, la méthode illustrée à [Fig 7] ne recherche qu’un seul contour à l’intérieur du signal, mais elle peut être modifiée pour trouver plusieurs contours en recherchant plusieurs maxima locaux. De plus, la méthode n’est qu’une mise en œuvre parmi d’autres de la détection de contour. L’homme versé dans l’art de la détection de contour comprendra que la détection de contour peut être accomplie en modifiant la méthode de plusieurs façons. Par exemple, la longueur du code pourrait être modifiée ; la puissance, l’amplitude, la covariance ou une autre fonction pourrait être utilisée à la place du coefficient de corrélation de l’échantillon ; et un ou tous les filtres pourraient être accordés différemment.

[0064] [fig.9] est un schéma illustrant la probabilité de détection simulée 900 en fonction du RSB, normalisée au cas de la bande étroite pour permettre une comparaison équitable. La puissance de bruit dans la simulation pour le cas L = 2 910 est le double de celle du cas de la bande étroite 920 pour tous les points de données afin de tenir compte des pics spectraux doubles. Dans ce cas particulier, le nombre de codets est fixé à cent. Il est évident que le cas L = 2 910 donne de bien meilleurs résultats que le cas de la bande étroite 920. En particulier, la probabilité de détection se rapproche assez rapidement de l’unité à mesure qu’augmente le RSB. Toutefois, la pente de la courbe de détection pour le cas de la bande étroite est plus plate et nécessite un RSB beaucoup plus élevé pour se rapprocher de la probabilité de détection unitaire. Intuitivement, cela est dû aux fondus d’amplitude, comme nous l’avons vu plus haut dans la présente description. Par conséquent, le code de longueur 2 présente un avantage par rapport à la signalisation en bande étroite en raison de sa plus grande fidélité en matière de probabilité de détection.

[0065] [fig.10] est un organigramme d’un processus ou d’une méthode 1000 pour l’estimation de la vitesse selon un mode de réalisation de la technologie décrite. Chacune des étapes peut être réalisée par le processeur Doppler comme illustré à [Eig 4]. Dans la description du mode de réalisation, on suppose que la projection est mise en place avec une impulsion émise qui est composée d’une multitude de séquences répétées à un intervalle de temps T_L . En outre, on suppose que les faisceaux Janus sont créés soit par une multitude de transducteurs à piston, soit par la formation de faisceaux de signaux de réseau phasé ou par d’autres moyens. Les étapes de l’organigramme de [Eig 10] correspondent à un faisceau, mais sont exécutées indépendamment pour chaque faisceau.

[0066] Étape 1. Après un début 1005, dans le bloc 1010, la méthode 1000 initialise l’hypothèse Doppler à zéro et initialise la largeur de bande du filtre à une valeur adaptée à une plage de décalages Doppler. Généralement, la largeur de bande est réglée pour s’adapter aux décalages Doppler limités à une vitesse d’ambiguïté U_a, c’est-à-dire la largeur de bande B = RJ2. Un compteur d’itérations est réglé sur n_it = 1.

J [0067] Etape 2. Dans le bloc 1020, la méthode 1000 filtre les signaux reçus en fonction d’une forme et d’une largeur de bande de filtre désirées. Le filtre peut être constitué d’un filtre en peigne, de plusieurs filtres passe-bande, de plusieurs filtres passe-bas en combinaison avec une translation de fréquence, ou toute autre méthode pour filtrer le bruit entre les pics spectraux. Un exemple des filtres passe-bas en combinaison avec la translation de fréquence est maintenant présenté. Effectuer une conversion descendante de x|/7] en multipliant par Γexponentielle complexe, _v₊|n] = x|/7]c ' ^ωρ et effectuer une conversion ascendante %[n] par Γexponentielle complexe, y_[n] = x|/î]c ' ^Ωη . Les fréquences à temps discret Ω_ρ et Ω_η sont calculées à partir de [Math. 12] [Math. 13]

[0068] où/_s est la fréquence d’échantillonnage et N_CPE est le nombre de cycles de porteuse par codet. Filtrer les signaux ayant fait l’objet d’une conversion descendante et ascendante avec un filtre de Butterworth de largeur de bande B, c.-à-d, [Math. 14]

[Math. 15] z_.[n] ~ [n] * [0069] où le symbole * indique une convolution et h[n] est la réponse impulsionnelle du filtre. L’homme de l’art reconnaîtra que le filtrage peut être mis en œuvre par convolution, à l’aide d’une équation aux différences, dans le domaine fréquentiel, ou en utilisant une autre méthode. La dernière étape du filtrage consiste à remoduler et à ajouter les deux composantes en fonction des paramètres suivants [Math. 16] z[nj “ [0070] La largeur de bande du filtre est réduite de manière itérative. Cette technique de filtrage réduit la puissance de bruit vue par le processeur Doppler, en réduisant la largeur de bande du bruit.

J [0071] Etape 3. Dans le bloc 1030, la méthode 1000 calcule Γ autocovariance de l’échantillon sur un segment constitué d’échantillons W_v qui a été préalablement déterminé par l’algorithme de détection de contour comme correspondant à un écho de contour centré sur l’échantillon n_x selon [Math. 17] _niÆ c[nj - / ² _w **[n]x[n + £V_SPE]

4— J [0072] Etape 4. Dans le bloc 1040, la méthode 1000 calcule la vitesse radiale selon [Math. 18]

J [0073] Etape 5. Dans le bloc 1050, la méthode 1000 détermine si le compteur d’itérations est égal au nombre total d’itérations 7V_it. Si le compteur d’itérations est égal à 7V_it, alors la boucle se termine à une fin 1055 et l’estimation de la vitesse radiale actuelle est prise comme estimation finale. Si le compteur d’itérations est inférieur à 7V_it, la boucle se poursuit.

J [0074] Etape 6. Dans le bloc 1060, la méthode 1000 calcule le décalage Doppler selon [Math 1]. L’hypothèse Doppler est mise à jour avec le décalage Doppler calculé dans le bloc 1060 et sera utilisée pendant le bloc suivant de la méthode 1000.

J [0075] Etape 7. Dans le bloc 1070, la méthode 1000 met à jour le compteur d’itération, n_it = n_it + 1 et diminue la largeur de bande, B = BU. Dans cette implémentation particulière de la routine de traitement de la vitesse, la largeur de bande est réduite d’un facteur deux à chaque itération. D’autres ratios ou facteurs pourraient également être utilisés. En outre, il peut être souhaitable de régler la largeur de bande à une valeur fixe après avoir terminé un certain nombre d’itérations avec une largeur de bande décroissante pour assurer la convergence. Après avoir terminé les opérations du bloc 1070, la méthode 1000 retourne au bloc 1020 pour continuer la boucle.

[0076] La méthode de filtrage itératif de la figure 10 réduit la puissance de bruit en réduisant la largeur de bande. La réduction de la puissance de bruit conduit à une meilleure estimation de la vitesse, c’est-à-dire qu’elle réduit la variance de l’erreur entre la vitesse réelle et la vitesse estimée. Dans [fig 11], l’écart-type de l’erreur d’estimation 1100 est représenté graphiquement 1110 par rapport au nombre d’itérations pour une DVL RDI Pathfinder Teledyne de 600 kHz fonctionnant à une altitude de 150 mètres. Dans cet exemple, après la première itération, l’écart-type dépasse 15 cm/s et après 5 itérations, l’écart-type est inférieur à 2 cm/s. La méthode de filtrage itératif améliore en effet grandement l’estimation de la vitesse. En comparaison, pour obtenir la même amélioration de l’écart-type, il est nécessaire de faire la moyenne de (15/2)² ~ 56 impulsions sonar. Par conséquent, la méthode de filtrage itératif offre un avantage significatif par rapport à la technologie sonar Doppler conventionnelle.

[0077] L’homme de l’art comprendra que les informations et les signaux peuvent être représentés à l’aide de diverses technologies et techniques différentes. Par exemple, les données, instructions, commandes, informations, signaux, bits, symboles et puces qui peuvent être référencés dans la description ci-dessus peuvent être représentés par des tensions, courants, ondes électromagnétiques, champs ou particules magnétiques, champs ou particules optiques, ou toute combinaison de ceux-ci.

[0078] L’homme de l’art appréciera en outre que les divers blocs logiques, modules, circuits, méthodes et algorithmes décrits à titre d’illustration en rapport avec les exemples présentés ici puissent être mis en œuvre sous forme de matériel électronique, de logiciel informatique ou de combinaison des deux. Afin d’illustrer clairement cette interchangeabilité du matériel et des logiciels, divers composants, blocs, modules, circuits, méthodes et algorithmes illustratifs ont été décrits ci-dessus de façon générale en termes de fonctionnalité. La mise en œuvre d’une telle fonctionnalité sous forme de matériel ou logiciel dépend des contraintes particulières d’application et de conception imposées à l’ensemble du système. L’homme de l’art peut mettre en œuvre la fonctionnalité décrite de différentes manières pour chaque application particulière, mais ces décisions de mise en œuvre ne doivent pas être interprétées comme entraînant un écart par rapport à la portée de la présente invention.

[0079] Les divers blocs logiques, modules et circuits décrits à titre d’illustration en relation avec les exemples donnés ici peuvent être implémentés ou exécutés avec un processeur à usage général, un processeur de signaux numériques (DSP), un circuit intégré spécifique à une application (ASIC), un réseau prédiffusé programmable par l’utilisateur (FPGA) ou tout autre dispositif logique programmable, une logique discrète à grille ou transistor, des composants matériels discrets, ou toute une combinaison de ceux-ci conçue pour réaliser les fonctions décrites ici. Un processeur généraliste peut être un microprocesseur, mais en variante, le processeur peut être tout(e) processeur, contrôleur, microcontrôleur ou machine d’état conventionnels. Un processeur peut également être mis en œuvre sous la forme d’une combinaison de dispositifs informatiques, par exemple une combinaison d’un DSP et d’un microprocesseur, une pluralité de microprocesseurs, un ou plusieurs microprocesseurs en association avec un cœur de DSP, ou toute autre configuration de ce type.

[0080] Les méthodes ou algorithmes décrits en relation avec les exemples présentés ici peuvent être incorporés directement dans un matériel, dans un module logiciel exécuté par un processeur, ou dans une combinaison des deux. Un module logiciel peut résider dans une mémoire RAM, une mémoire flash, une mémoire ROM, une mémoire EPROM, une mémoire EEPROM, des registres, un disque dur, un disque amovible, un CD-ROM ou toute autre forme de support de stockage connue dans l’art. Un support de stockage peut être relié au processeur de manière à ce que celui-ci puisse lire et écrire des informations sur le support de stockage. En variante, le support de stockage peut faire partie intégrante du processeur. Le processeur et le support de stockage peuvent résider dans un ASIC.

[0081] Selon le mode de réalisation, certains actes, événements ou fonctions de l’une ou l’autre des méthodes décrites ici peuvent être exécutés dans un ordre différent, peuvent être ajoutés, fusionnés ou laissés de côté (par ex. les actes ou événements décrits ne sont pas tous nécessaires à la pratique de la méthode). De plus, dans certains modes de réalisation, des actes ou des événements peuvent être accomplis simultanément, plutôt que séquentiellement.

[0082] La description précédente des exemples décrits est fournie pour permettre à tout homme de l’art de fabriquer ou d’utiliser la présente invention. Diverses modifications de ces exemples apparaîtront aisément à l’homme de l’art, et les principes génériques définis ici peuvent être appliqués à d’autres exemples sans s’écarter de l’esprit ou de la portée de l’invention. Comme il apparaîtra, certains modes de réalisation des inventions décrites ici peuvent être réalisés sous une forme qui n’offre pas toutes les caractéristiques et tous les avantages exposés ici, car certaines caractéristiques peuvent être utilisées ou pratiquées séparément des autres. La portée de certaines inventions décrites ici est indiquée par les revendications en annexe plutôt que par la description qui précède. Toutes les modifications qui entrent dans la signification et la plage d’équivalence des revendications doivent être englobées dans la portée de ces dernières. Par conséquent, la présente invention n’est pas destinée à être limitée aux exemples présentés ici, mais doit se voir accorder la portée la plus large conformément aux principes et aux caractéristiques nouvelles divulgués dans le présent document.

[0083] Dans le but de résumer l’invention et les avantages obtenus par rapport à l’état de la technique, certains objets et avantages de l’invention ont été décrits ci-dessus. Il va de soi que ces objets ou avantages ne peuvent pas nécessairement tous être atteints selon un quelconque mode de réalisation particulier de l’invention. Ainsi, par exemple, l’homme de l’art reconnaîtra que l’invention peut être réalisée ou exécutée d’une manière qui permet d’obtenir ou d’optimiser un avantage ou un groupe d’avantages tel qu’enseigné ou suggéré ici sans nécessairement atteindre d’autres objets ou avantages susceptibles d’être enseignés ou suggérés ici.

[0084] Tous ces modes de réalisation sont destinés à être englobés dans la portée de l’invention décrite dans le présent document. Ces modes de réalisation, ainsi que d’autres, apparaîtront aisément à l’homme de l’art d’après la description détaillée qui suit des modes de réalisation préférés en référence aux figures jointes, l’invention n’étant pas limitée à un/de quelconque(s) mode(s) de réalisation préféré(s) particuliers) décrit(s).

[Revendication 1] [Revendication 2] [Revendication 3] [Revendication 4] [Revendication 5] [Revendication 6] [Revendication 7] [Revendication 8] [Revendication 9]

Claims

Revendications

Système de sonar actif sous-marin pour mesurer la vitesse d’un instrument par rapport à une surface limite, le système comprenant : un transducteur acoustique configuré pour émettre et recevoir une pluralité de faisceaux acoustiques dans différentes directions ; et un processeur configuré pour :

détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau émis ; et mesurer la vitesse de l’instrument par rapport à la surface limite. Système selon la revendication 1, dans lequel le processeur est configuré en outre pour filtrer de manière itérative les signaux acoustiques reçus rétrodiffusés à partir des faisceaux émis avec un filtre adaptatif et la bande passante associée qui est diminuée successivement pour chaque itération.

Système selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le processeur est configuré en outre pour détecter une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau en trouvant une réponse de crête dans un signal de coefficient de corrélation.

Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, comprenant en outre un module émetteur configuré pour émettre une séquence codée en phase comprenant des codes répétitifs de signe alternatif.

Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans lequel le processeur est configuré en outre pour former des faisceaux de manière à séparer les signaux acoustiques reçus.

Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel le processeur est configuré en outre pour mesurer la vitesse du véhicule par rétrodiffusion de son sur la surface de fond d’une masse d’eau. Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel le transducteur acoustique émet une ou plusieurs répétitions d’un signal codé en phase ou à compression d’impulsions pour produire un signal à large bande.

Système selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, dans lequel le transducteur acoustique comprend au moins un parmi un réseau phasé, un réseau de réseaux phasés, un réseau multicanaux, un réseau blazé, un réseau de réseaux blazés et un ensemble de transducteurs à piston. Procédé de mesure de la vitesse d’un instrument par rapport à une surface limite à l’aide d’un système de sonar actif sous-marin, le procédé comprenant :

[Revendication 10] [Revendication 11] [Revendication 12] l’émission et la réception d’une pluralité de faisceaux acoustiques dans différentes directions ;

la détection d’une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau émis ;

le filtrage itératif des signaux acoustiques reçus rétrodiffusés à partir des faisceaux émis et de la largeur de bande associée qui est diminuée successivement pour chaque itération ; et la mesure de la vitesse de l’instrument par rapport à la surface limite. Procédé selon la revendication 9, dans lequel l’émission et la réception des faisceaux dans différentes directions ont lieu depuis au moins un parmi un réseau phasé, un réseau de réseaux phasés, un réseau multicanaux, un réseau blazé, un réseau de réseaux blazés et un ensemble de transducteurs à piston.

Procédé selon l'une quelconque des revendications 9 et 10, comprenant en outre la détection d’une surface limite à l’intérieur de chaque faisceau en trouvant une réponse de crête dans un signal de coefficient de corrélation.

Procédé selon l'une quelconque des revendications 9 à 11, dans lequel la mesure de la vitesse d’un instrument comprend l’estimation d’un décalage Doppler pour chaque faisceau à partir de segments de signaux correspondant à la surface limite, et le calcul de la vitesse de l’instrument à partir du décalage Doppler.