FR3061615A1

FR3061615A1 - Architecture de partage de tension entre deux amplificateurs a transconductance

Info

Publication number: FR3061615A1
Application number: FR1663493A
Authority: FR
Inventors: Baudouin Martineau
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA; Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2016-12-29
Filing date: 2016-12-29
Publication date: 2018-07-06
Anticipated expiration: 2036-12-29
Also published as: FR3061615B1

Abstract

Système électronique comprenant un premier (PA1) et un second (PA2) amplificateur à transconductance à radiofréquence, la sortie pour un signal à radiofréquence du premier amplificateur étant également adaptée pour être reliée à une source de tension continue d'alimentation (SVA) fixant son potentiel électrique moyen, dans lequel la sortie du second amplificateur est reliée à un point de masse dynamique (ML) du premier amplificateur; caractérisé en ce qu'il comprend également un amplificateur différentiel (CMFB) présentant une première entrée pouvant être connectée à une source de tension de référence (SVR), une seconde entrée reliée audit point de masse dynamique du premier amplificateur, et une sortie reliée à l'entrée de l'un parmi le premier et le second amplificateur, de manière à fixer le potentiel électrique moyen (VML) de ladite entrée, tandis que l'entrée de l'autre parmi le premier et le second amplificateur est adaptée pour être reliée à une source de tension ou courant continu de polarisation (SVP).

Description

O Demande(s) d’extension :

(54) ARCHITECTURE DE PARTAGE DE TENSION ENTRE DEUX AMPLIFICATEURS A TRANSCONDUCTANCE.

FR 3 061 615 - A1 (57) Système électronique comprenant un premier (PA1) et un second (PA2) amplificateur à transconductance à radiofréquence, la sortie pour un signal à radiofréquence du premier amplificateur étant également adaptée pour être reliée à une source de tension continue d'alimentation (SVA) fixant son potentiel électrique moyen, dans lequel la sortie du second amplificateur est reliée à un point de masse dynamique (ML) du premier amplificateur; caractérisé en ce qu'il comprend également un amplificateur différentiel (CMFB) présentant une première entrée pouvant être connectée à une source de tension de référence (SVR), une seconde entrée reliée audit point de masse dynamique du premier amplificateur, et une sortie reliée à l'entrée de l'un parmi le premier et le second amplificateur, de manière à fixer le potentiel électrique moyen (VML) de ladite entrée, tandis que l'entrée de l'autre parmi le premier et le second amplificateur est adaptée pour être reliée à une source de tension ou courant continu de polarisation (SVP).

ARCHITECTURE DE PARTAGE DE TENSION ENTRE DEUX AMPLIFICATEURS A TRANSCONDUCTANCE

L'invention porte sur une architecture permettant un partage de tension entre deux amplificateurs à transconductance. Elle relève du domaine de l’électronique radiofréquence (RF), et s’applique notamment à la réalisation d’amplificateurs de puissance, mais étalement à celle d’autres blocs fonctionnels tels que les amplificateurs à bas bruit ou les mélangeurs.

La réduction d’échelle des technologies silicium menée au cours de ces dernières années a conduit à une forte réduction des tensions d’alimentation des transistors. La puissance des amplificateurs de puissance RF réalisés dans ces technologies étant le produit de la tension et du courant disponibles, cette diminution a engendrée une diminution des puissances atteignables. Diverses solutions ont été envisagées pour pallier ce problème et permettre l’obtention de puissances de sortie élevées (plusieurs Watts, voire dizaines ou centaines de Watts) malgré la miniaturisation croissante des dispositifs.

Une première approche permettant d’adresser ce problème relève de la technologie microélectronique. Les fondeurs ont en effet introduit des nouvelles familles de transistors : transistor à double oxyde de grille (GO2) et transistor à drain étendu (LDMOS) pour les technologies CMOS, transistor haute tension en technologie bipolaire. Ce faisant, ils ont pu maintenir des tensions de l’ordre de 1.5V à 5V au prix d’une augmentation des coûts de fabrication. A titre d’exemple, la technologie UTBB FDSOI 28nm de STMicroelectronics dispose à la fois de transistors simple oxyde (tension maximum 1V) et double oxyde (tension maximum 1.5-1.8V). Cependant, ces tensions (1.5-1.8V) restent insuffisantes pour atteindre les performances requises dans les systèmes RF actuel. Dans ces systèmes, les amplitudes de tension atteintes dans les amplificateurs de puissance peuvent être de l’ordre de 5 à 15V (normes Wifi, GSM, LTE).

Une deuxième approche, alternative ou complémentaire de la première, consiste à concevoir des montages permettant de repartir entre plusieurs transistors une tension d’alimentation trop élevée pour être directement appliquées aux bornes d’un seul dispositif. La plupart de ces solutions se basent sur des montages « cascode >>. Le « cascode >> est une configuration amplificatrice à deux étages, constituée d’un premier transistor en configuration de source commune (ou émetteur commun, en technologie bipolaire) dont la sortie (le drain en technologie FET, le collecteur en bipolaire) est connectée à un second transistor en configuration de grille (base) commune. Les deux transistors sont montés en série, de ce fait ils se partagent la tension d’alimentation.

Par exemple, l’article de M. Ruberto et al. « A reliability-aware RF power amplifier design for CMOS radio chip intégration », 2008 IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS 2008) 27 avril - 1er mai 2008, pp.536, 540 décrit une configuration cascode dans laquelle le transistor monté en configuration de grille commune est du type à double oxyde pour protéger le circuit des surtensions.

Pour augmenter encore plus la tension d’alimentation, il a été proposé d’empiler deux montages cascode. Voir à ce propos l’article de S. Leuschner, S. Pinarello, U. Hodel, J. E. Mueller and H. Klar, et al. «A 31dBm, high ruggedness power amplifier in 65-nm standard CMOS with highefficiency stacked-cascode stages », 2010 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, Anaheim, CA, 2010, pp. 395-398.

L’utilisation des configurations cascode présente cependant des inconvénients majeurs :

Le ou les transistors en configuration de grille commune se comportent comme des filtres passe-bas qui réduisent la bande passante du circuit.

Seul le premier étage (configuration source commune, ou émetteur commun) contribue de manière significative au gain, mais tous les transistors consomment de la puissance en courant continu. Ainsi, l’utilisation d’un ou plusieurs étages à grille (base) commune diminue le rendement de l’amplificateur.

La valeur de la tension de polarisation de l’étage - ou des étages - grille (base) commune est critique, mais elle dépend à la fois de paramètres technologiques des transistors, qui ne sont pas parfaitement maîtrisés, et de la température de fonctionnement, qui peut varier. Il est donc difficile d’assurer un fonctionnement stable de l’amplificateur.

Ainsi, d’autres solutions ont été envisagées, qui n’ont pas recours à des montages cascode.

Par exemple, l’article de A. Ezzeddine et al. « High-Voltage FET Amplifiers for Satellite and Phased-Array Applications », IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, 1985, St. Louis, Etats-Unis, 1985, pp. 336-339 décrit un amplificateur utilisant une pluralité de transistors empilés. La source de chaque transistor (sauf le dernier) est reliée au drain du transistor suivant par l’intermédiaire d’une inductance, et à la masse par l’intermédiaire d’un condensateur. Ainsi, les transistors sont en série en régime continu, ce qui leur permet de se repartir la tension de polarisation, mais ils sont indépendants les uns des autres pour des signaux RF. Ainsi, leurs puissances de sortie peuvent être additionnées.

De même, l’article de J. G. McRory et al. «Transformer coupled stacked FET power amplifiers >>, IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. 34, no. 2, pp. 157-161, février 1999 décrit un amplificateur comprenant une pluralité de transistors empilés dont le découplage en régime RF est assuré par des transformateurs.

L’article de T. Wang et al. « A 55-67GHz power amplifier with 13.6% PAE in 65 nm standard CMOS»2011 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, Baltimore, 2011, pp. 1-4 décrit un amplificateur constitué de trois étages différentiels à source commune connecté en cascade. Le courant continu de polarisation de deux premiers étages traverse le troisième. Cette configuration permet de diviser la tension de polarisation et d’additionner les gains des différents étages, mais pas d’augmenter l’amplitude de sortie maximale.

Les documents précités concernent des circuits à MOSFET, mais les architectures décrites peuvent également s’appliquer aux circuits en technologie bipolaire. Toutefois, il est nécessaire de prendre en compte le fait que ces derniers sont sujets au risque d’emballement thermique : pour des conditions de polarisation données (courant de base Ib, tension collecteur émetteur Vce), le courant de collecteur d’un transistor bipolaire augmente rapidement avec la température, ce qui peut provoquer un ultérieur échauffement et ainsi de suite. Il se met donc en place un mécanisme de réaction positive qui peut conduire à la destruction du composant. La solution usuelle à ce problème consiste à connecter un résisteur, dit de « ballaste », à l’émetteur ; malheureusement cela dégrade le rendement.

Dans toutes ces solutions connues de l’art antérieur, l’augmentation de la tension d’alimentation et, dans certains cas, de l’amplitude de sortie maximale, est obtenue au détriment de l’efficacité énergétique. En outre, le contrôle de la répartition des tensions drain - source (ou collecteur - émetteur dans le cas de réalisations en technologie bipolaire) est critique, car elle dépend de nombreux paramètres technologiques, de la température, de la tension d’alimentation, etc. Ces paramètres varient d’un dispositif à l’autre et, pour un même dispositif, au cours du temps.

L’invention vise à surmonter les inconvénients précités de l’art antérieur. Plus particulièrement elle vise à procurer un système électronique comprenant une structure de partage de tension d’alimentation dans laquelle ce partage est stable et ne nécessite pas d’opérations de réglage complexe. Avantageusement, en outre, l’invention vise à maintenir une efficacité élevée.

Un objet de l’invention permettant d’atteindre ce but est un système électronique comprenant un premier et un second amplificateur à transconductance à radiofréquence, chaque dit amplificateur présentant au moins une entrée et une sortie pour un signal à radiofréquence, ainsi qu’une borne de connexion à un point de masse dynamique, la sortie pour un signal à radiofréquence du premier amplificateur étant également adaptée pour être reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif bloquant les signaux à radiofréquence, à une source de tension continue d’alimentation fixant son potentiel électrique moyen, dans lequel la sortie du second amplificateur est reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif bloquant les signaux à radiofréquence, au point de masse dynamique du premier amplificateur; caractérisé en ce qu’il comprend également un amplificateur différentiel présentant une première entrée pouvant être connectée à une source de tension de référence, une seconde entrée reliée audit point de masse dynamique du premier amplificateur, et une sortie reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif bloquant les signaux à radiofréquence, à l’entrée de l’un parmi le premier et le second amplificateur, de manière à fixer le potentiel électrique moyen de ladite entrée, tandis que l’entrée de l’autre parmi le premier et le second amplificateur est adaptée pour être reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif bloquant les signaux à radiofréquence, à une source de tension ou courant continu de polarisation.

Selon des modes de réalisation particuliers d’un tel système :

Ledit premier et ledit second amplificateur peuvent comprendre chacun au moins un transistor d’amplification dans une configuration de source commune, ou d’émetteur commun ; dans ce cas, l’entrée de l’amplificateur correspond à au moins un terminal de grille ou de base dudit ou d’au moins un dit transistor, la sortie de l’amplificateur correspond à au moins un terminal de drain ou de collecteur, tandis que le point de masse dynamique est relié à au moins un terminal de source du d’émetteur.

Le système peut comprendre également ladite source de tension de référence, configurée pour générer ladite tension de référence de valeur égale à la moitié de celle de ladite tension d’alimentation.

Les entrées et les sorties du premier et du second amplificateur peuvent être reliées, respectivement, à des enroulements secondaires et primaires de transformateurs.

Ledit premier et ledit second amplificateur peuvent être des amplificateurs différentiels, l’entrée et la sortie de chaque dit amplificateur étant des ports pour des signaux à radiofréquence différentiels.

Les entrées et les sorties du premier et du second amplificateur peuvent être reliées, respectivement, à des enroulements secondaires et primaires de transformateurs ; une borne de connexion peut être prévue pour relier un point milieu de l’enroulement primaire relié à la sortie du premier amplificateur à ladite source de tension continue d’alimentation ; un point milieu de l’enroulement primaire relié à la sortie du second amplificateur peut être relié au point de masse dynamique dudit premier amplificateur ; la sortie dudit amplificateur différentiel et la source de tension continue de polarisation peuvent être reliées à des points milieux des enroulements secondaires de transformateur respectifs.

Un dit enroulement primaire peut présenter une première borne reliée à la sortie du premier amplificateur et une seconde borne reliée à ladite source de tension continue d’alimentation ; un autre dit enroulement primaire peut présenter une première borne reliée à la sortie du second amplificateur et une seconde borne reliée à une masse par l’intermédiaire d’une capacité ; la sortie dudit amplificateur différentiel et la source de tension continue de polarisation peuvent être reliées à des bornes de dits enroulements secondaires respectifs.

Le système peut comprendre également : un circuit séparateur de signaux, configuré pour repartir la puissance d’un signal d’entrée à radiofréquence entre les entrée du premier et du deuxième amplificateur ; et un circuit combineur de signaux, configuré pour additionner des signaux à radiofréquence prélevés sur les sorties du premier et du deuxième amplificateur. Plus particulièrement, ledit premier et ledit second amplificateur peuvent comprendre chacun un ou plusieurs transistors d’amplification, le ou les transistors d’amplification du premier amplificateur présentant une taille supérieure à celle du ou des transistors d’amplification du second amplificateur.

En variante, le premier amplificateur peut être configuré pour recevoir sur son entrée un signal à radiofréquence prélevé de la sortie dudit second amplificateur.

Le système peut comprendre également ladite source de tension continue d’alimentation et ladite source de tension ou courant continu de polarisation.

Les amplificateurs à transconductance à radiofréquence peuvent être des amplificateurs de puissance.

D’autres caractéristiques, détails et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d’exemple et qui représentent, respectivement :

La figure 1A, la topologie d’un système électronique selon un premier mode de réalisation de l’invention, comprenant deux amplificateurs différentiels à transconductance agencés en parallèle ;

Les figures 1B, 1C, 1D, des schémas électriques simplifiés d’amplificateurs convenant à la réalisation du système de la figure 1A ;

La figure 2A, la topologie d’un système électronique selon un deuxième mode de réalisation de l’invention, comprenant deux amplificateurs à transconductance non différentiels agencés en parallèle

Les figures 2B, 2C, 2D, des schémas électriques simplifiés d’amplificateurs convenant à la réalisation du système de la figure 2A;

La figure 3, la topologie d’un système électronique selon un troisième mode de réalisation de l’invention, comprenant deux amplificateurs différentiels à transconductance agencés en série ; et

La figure 4, la topologie d’un système électronique selon un quatrième mode de réalisation de l’invention, comprenant deux amplificateurs à transconductance non différentiels agencés en série.

Un système électronique comprend au moins deux amplificateurs à transconductance à radiofréquence, qui se partagent une tension d’alimentation. En d’autres termes, chacun des deux amplificateurs ne voit qu’une fraction de la tension d’alimentation totale. Par amplificateur à transconductance on entend tout circuit présentant une entrée, une sortie et apte à délivrer sur sa sortie un signal de courant proportionnel à une tension, ou à la différence entre deux niveaux de tension, présente sur son entrée. Un amplificateur à transconductance peut servir en tant qu’amplificateur de puissance (stade de sortie d’un émetteur radio, par exemple) ou d’amplificateur à bas bruit (stade d’entrée d’un récepteur radio, par exemple), mais il peut également être un composant d’un bloc fonctionnel dont la finalité est différente d’une simple amplification, par exemple un mélangeur ou un filtre actif. Dans la suite, on s’intéressera au cas d’un système comprenant deux amplificateurs de puissance, mais cela ne doit pas être considéré limitatif.

Par « amplificateur à radiofréquence >> (RF) on entend un amplificateur présentant une bande passante présentant une fréquence centrale d’au moins 1 MHz et une largeur de bande relativement étroite (par exemple, non supérieure à 10% de la fréquence centrale), et en tout cas ne s’étendant pas jusqu’aux très basses fréquences (moins de 100 kHz, par exemple).

Le système de la figure 1A comprend deux amplificateurs à transconductance à radiofréquence PA1, PA2 de type différentiel que, dans un souci de simplicité, on supposera identiques bien que cela ne soit pas essentiel. Chacun de ces amplificateur présente un port d’entrée IN1 (pour PA1), IN2 (pour PA2) constitué de deux bornes d’entrée : +ϊη_Ί, -ini et +in₂, in₂, et un port de sortie OUT1, OUT2 constitué de deux bornes de sortie +outi, -outi et +out₂, -out₂. Les bornes de sortie d’un amplificateur fournissent des courants électriques (à radiofréquence) de même intensité mais de signe opposé ; l’intensité est proportionnelle à la différence des niveaux de tensions (à radiofréquence) présents sur les bornes d’entrée. Un courant continu d’alimentation l_dd circule entre les bornes d’entrée et une borne de connexion bml à une tension de masse dynamique (qui n’est pas nécessairement la masse du système pris dans son ensemble). Les figures 1B, 1C, 1D montrent que les amplificateurs PA1, PA2 peuvent notamment être de type source commune à MOSFET (1B), source commune à transistors bipolaires (1C) ou cascode à MOSFETs (1D). Dans tous ces cas, les bornes d’entrée +in, -in correspondent aux terminaux de grille ou de base des transistors et les bornes de sorties +out, -out à leurs terminaux de drain ou de collecteur. D’autres configurations amplificatrices peuvent également être utilisées, par exemple des configurations grille (ou base) commune.

Chacun des deux amplificateurs PA1, PA2 reçoit en entrée un signal à radiofréquence RFin par l’intermédiaire d’un transformateur, dit d’entrée, respectif, TE1, TE2, comprenant chacun un enroulement primaire PTE1, PTE2 et un enroulement secondaire STE1, STE2. Dans la suite on considérera que des signaux identiques sont appliqués aux enroulements primaires des deux transformateurs d’entrée. Cela peut être obtenu en connectant les deux enroulements primaires en série ou en parallèle, ou en utilisant un répartiteur de puissance (« power splitter »). Sur la figure 1A (et la figure 2A aussi), un circuit séparateur de signaux d’entrée CSS est représenté de manière schématique.

Les signaux de courant aux sorties RFoutl et RFout2 des deux amplificateurs parcourent les enroulements primaires PTS1, PTS2 de deux transformateurs, dits de sortie, TS1, TS2. Les enroulements secondaires STS1, STS2 de ces transformateurs sont connectés en série, ce qui permet d’obtenir un signal de sortie du système, RFout, dont la puissance est somme des puissances des deux signaux de sortie individuels RFoutl, RFout2. Le gain, par contre, est égal à celui d’un amplificateur individuel. La recombinaison des signaux de sortie peut également se faire par d’autres moyens connus de l’art antérieur, par exemple un transformateur différentiel vers non différentiel (« balun »).

Une source de tension continue SVA est reliée à la sortie de l’amplificateur PA1 pour lui appliquer un potentiel d’alimentation V_dd; dans les modes de réalisation des figures 1B - 1 D, cela signifie que le potentiel V_dd est appliqué aux drains (ou collecteurs) de la paire différentielle de cet amplificateur. Plus précisément, dans le mode de réalisation de la figure 1A, le potentiel V_dd est appliqué au point milieu de l’enroulement primaire du premier transformateur de sortie TS1, pour éviter que le signal RF ne soit dérivé vers la source de tension d’alimentation SVA. La borne de connexion bml de l’amplificateur PA1 est reliée à un point ML qu’on appellera de « masse dynamique », car il joue le rôle d’un point de masse pour les signaux RF de cet amplificateur. On peut également parler de « point dynamiquement froid >>.

ίο

Le point milieu de l’enroulement primaire du second transformateur de sortie TS2, quant à lui, est directement relié au point ML, et sa borne bml à la « véritable >> masse du système électrique, qui correspond conventionnellement à un potentiel de 0 V.

Un même courant continu Ijd parcourt les deux amplificateurs. Sa valeur est fixée par l’amplificateur PA2 via la tension de polarisation V_P qui est appliquée à son entrée (aux grilles ou bases de ses transistors, dans les modes de réalisation des figures 1B - 1 D) par une source de tension continue SVP. Comme dans le cas de la source SVA, la source SVP est de préférence reliée au point milieu de l’enroulement secondaire du transformateur d’entrée TE2 pour ne pas interférer avec le chemin du signal RF. Sur la figure 1A et les figures suivantes, le chemin du courant continu Ijd est représenté en trait épais.

On comprend aisément que la tension aux bornes du premier amplificateur PA1 - par exemple la tension drain - source ou collecteur émetteur de ses transistors d’amplification - vaut Vdd - Vml (potentiel du point ML), tandis que celle aux bornes du second amplificateur PA2 vaut Vml. Ainsi, afin d’assurer une répartition constante de la tension d’alimentation entre les deux amplificateurs, il est nécessaire de stabiliser la tension V_MlConformément à l’invention, cette stabilisation est obtenue grâce à un amplificateur de contre-réaction de mode commun (CMFB Common Mode Feed-Back Amplifier). Ce type d’amplificateur est bien connu de la littérature et peut, à titre d’exemple, être réalisé à partir d’un amplificateur opérationnel. L’amplificateur CMFB reçoit une tension continue, dite de référence (Vref) sur l’une de ses entrées (entrée « + ») et la tension Vml sur l’autre entrée (« - »), et fournit à sa sortie un signal proportionnel à la différence entre ces deux tensions. Ce signal est appliqué à l’entrée de l’amplificateur PA1, plus précisément au point milieu le l’enroulement secondaire de son transformateur d’entrée. Pour assurer qu’aucun signal RF ne parcourt la boucle de contre-réaction, une capacité C1 peut être connectée entre le point ML et la masse.

Ce montage forme une boucle de contre-réaction garantissant que V_ml=Vref· En effet, si V_ml<Vref, la tension de sortie du CMBF, qui est appliquée aux grilles (ou bases) des transistors amplificateur de PA1, augmente. Comme le courant drain - source (collecteur - émetteur) qui parcourt ces transistors est constante, car fixée par la tension de polarisation de PA2, la tension de source (émetteur) doit également augmenter. Mais cette tension de source (émetteur) n’est rien d’autre que V_ML, qui s’approche ainsi de Vref- Inversement, si Vml>Vref, la boucle de contre-réaction tend à la réduire. Sur la figure 1A, et les figures suivantes, la boucle de contre-réaction est représentée en trait gris.

Dans le cas où les amplificateurs PA1 et PA2 sont en technologie bipolaire, l’invention permet par ailleurs de ne pas utiliser de résistance de ballaste. Un emballement thermique de PA1 n’est pas possible, car c’est PA2 qui fixe la valeur du courant l_dci- Si un échauffement de PA2 commence à induire une augmentation de l_dd, la tension V_ML a tendance à baisser ; le CMBF intervient alors pour contrer cette baisse, empêchant l’emballement de l’amplificateur.

Dans l’exemple de la figure 1A, V_REF=Vdd/2, ce qui implique V_M= Vdd/2. Cela signifie que la tension d’alimentation est repartie de manière égale entre les deux amplificateurs. Cela n’est pas essentiel, et il est tout à fait possible de repartir la tension de manière inégale en choisissant V_REF*V_dd/2.

Dans l’exemple de la figure 1A, la tension de référence Vref est générée par une source de tension SVR qui est simplement un partiteur de tension relié entre une sortie de la source d’alimentation SVA et la masse, mais d’autres modes de réalisation sont possibles.

Plus généralement, il n’est pas nécessaire que les amplificateurs PA1 et PA2 soient identiques. Il est par exemple possible de choisir un amplificateur PA1 dont les transistors d’amplification présentent une largeur supérieure, notamment multiple, de celle des transistors d’amplification de PA2. Comme le courant continu Idd qui parcourt les transistors des deux amplificateurs est identique, la densité de courant est beaucoup plus faible dans les transistors de PA1 que dans ceux de PA2.

Dans ces conditions, le système dans son ensemble présente un comportement semblable à un amplificateur Doherty : PA2 amplifie les signaux quelle que soit leur puissance, mais son gain s’écroule à des niveaux de puissance élevés ; inversement, PA1 n’intervient qu’à des puissances élevées. Ensemble, les deux amplificateurs fournissent un gain qui est égal à celui de PA2 seul, mais une puissance maximale accrue. On peut inverser les rôles de PA1 et PA2.

Dans le mode de réalisation de la figure 1A, la tension de polarisation est appliquée à l’entrée de PA2 et la sortie du CMBF est appliquée à l’entrée de PA1. La configuration inverse - tension de polarisation appliquée à l’entrée de PA1 et sortie du CMBF appliquée à l’entrée de PA2 est également possible. D’une manière générale, la configuration de la figure 1A est particulièrement adaptée au cas où l’on utilise des transistors de type N (NMOS ou NPN), tandis que la configuration inverse convient mieux aux transistors de type P (PMOS ou PNP).

Dans le mode de réalisation de la figure 1A, la source de tension d’alimentation, la source tension de polarisation, le point de masse dynamique et la sortie du CMBF sont reliés aux points milieux d’enroulements respectifs des transformateurs d’entrée et de sortie. Cela empêche le signal RF de suivre les chemins destinés aux tensions et courants continus. Cela n’est toutefois pas essentiel, d’autres mesures pouvant être prises pour aboutir au même résultat (typiquement, l’introduction de selfs dans les chemins destinés à être parcourus par des signaux de basse fréquence).

Une architecture selon l’invention peut être adaptée au cas où les amplificateurs PA1, PA2 ne sont pas différentiels, comme cela est illustré sur la figure 2A. Dans ce cas, chaque amplificateur reçoit un signal RF d’entrée - un signal de tension référencé à la masse - sur un port d’entrée IN1, IN2 et fournit un signal RF de sortie (un signal de courant RFout) sur un port de sortie OUT1, OUT2.

Les figures 2B, 2C, 2D montrent que, comme dans le cas différentiel, les amplificateurs peuvent notamment être de type source commune à MOSFET (2B), source commune à transistors bipolaires (2C) ou cascode à MOSFETs (2D). On remarque les différences suivantes par rapport au cas différentiel :

l’entrée de l’amplificateur PA1 est connectée à une borne de l’enroulement secondaire du transformateur de d’entrée TE1, et la sortie du CMBF est connectée à la borne opposée ;

la sortie de l’amplificateur PA1 est connectée à une borne de l’enroulement primaire du transformateur de sortie TS1, et la source de tension continue d’alimentation SVA est connectée à la borne opposée ;

l’entrée de l’amplificateur PA2 est connectée à une borne de l’enroulement secondaire du transformateur de d’entrée TE2, et la source de tension continue de polarisation SVP est connectée à la borne opposée ;

la sortie de l’amplificateur PA2 est connectée à une borne de l’enroulement primaire du transformateur de sortie TS2, et le point de masse dynamique ML est connecté à la borne opposée.

Les capacités C1 (connectée à la masse dynamique ML), C2 (connectée à la sortie du CMBF) et C3 (connectée à la source de tension de polarisation et à l’enroulement secondaire du transformateur TE2) sont nécessaires pour créer un chemin RF de résistance nulle vers la masse. Elles peuvent éventuellement être omises en tant que composants indépendants si leur fonction est assurée par le CMBF et par la source de polarisation. A titre d’exemple, ces capacités peuvent prendre des valeurs allant de quelques centaines de femtofarads (fF) dans le cas d’amplificateurs fonctionnant aux fréquences millimétriques (30 GHz ou plus) jusqu’à plusieurs dizaines de picofarads (pF) pour des amplificateurs fonctionnant à des fréquences plus moins élevées.

L’architecture non différentielle de la figure 2A convient principalement aux applications impliquant des signaux RF d’enveloppe constante (modulation de phase et/ou de fréquence). En effet, en présence d’une enveloppe non constante (modulation d’amplitude), un signal de modulation basse fréquence peut parcourir la boucle de contre-réaction et être mélangé au signal RF via l’amplificateur PA1. Si on veut utiliser une configuration non différentielle avec des signaux à enveloppe non constante, il faut pouvoir assurer que le signal de modulation ne contient que des composantes spectrales filtrées par la boucle de contre réaction.

Comme dans le cas différentiel décrit en référence à la figure 2A, la répartition de la tension d’alimentation entre les deux amplificateurs peut être inégale. Par ailleurs, les deux amplificateurs PA1 et PA2 peuvent être différents, par exemple pour obtenir un fonctionnement de type « Doherty >> tel que décrit plus haut. Toujours comme dans le cas différentiel, il est possible d’appliquer la tension de polarisation à l’entrée de PA1 et la sortie du CMBF à l’entrée de PA2.

Dans d’autres modes de réalisation de l’invention, les amplificateurs PA1 et PA2 ne sont pas connectés en parallèle, mais en série (ou en cascade). Dans ce cas, la puissance de sortie ne dépasse pas celle pouvant être fournie par un seul amplificateur, mais les gains sont additionnés.

La figure 3 illustre une configuration série de deux amplificateurs différentiels PA2, PA1. Le signal à radiofréquence RFin est appliquée à l’entré différentielle de l’amplificateur PA2 par l’intermédiaire d’un transformateur d’entrée TE, comprenant un enroulement primaire PTE et un enroulement secondaire STE. La sortie différentielle de PA2 alimente l’enroulement primaire PTC d’un transformateur de couplage TC, dont l’enroulement secondaire STC est relié à l’entrée de l’amplificateur PA1. La sortie différentielle de PA1 alimente l’enroulement primaire PTS d’un transformateur de sortie TS. Le signal RF amplifié RFout est prélevé sur l’enroulement secondaire STS de ce transformateur de sortie. La puissance maximale de RFout est limitée par l’amplificateur PA1 ; on comprend donc qu’il peut être avantageux d’utiliser des amplificateurs différents pour les deux étages du système. Comme dans le cas d’un agencement parallèle, les amplificateurs PA1, PA2 peuvent se baser sur les configurations illustrées par les figures 1B - 1 D.

Le point milieu de l’enroulement PTS est relié à la source de tension d’alimentation SVA pour appliquer le potentiel continu V_dd à la sortie de PA1. La borne de connexion de masse bml de PA1 est reliée au point de masse dynamique ML, qui est à son tour connecté au point milieu de l’enroulement PTC, de telle sorte que la sortie de PA2 se trouve au potentiel Vml- Le courant continu l_dd qui circule dans les deux amplificateurs est fixé par la tension de polarisation continue Vp, appliquée par la source SVP au point milieu de l’enroulement STE, et par conséquent à l’entrée de PA2. Comme dans les modes de réalisation décrits en précédence, la valeur du potentiel V_ML est fixée par une boucle de contre-réaction exploitant un amplificateur différentiel CMFB dont une entrée non inverseuse est maintenue à une tension de référence Vref (par exemple, mais pas nécessairement, égale à V_dd/2), une entrée inverseuse est reliée au point ML et la sortie est reliée au point milieu de l’enroulement STC. Le fonctionnement de cette boucle de contre-réaction est le même que dans le mode de réalisation de la figure 1A. En effet, en régime continu les deux architectures sont identiques.

Dans le mode de réalisation de la figure 3, la tension de polarisation est appliquée à l’entrée de PA2 et la sortie du CMBF est appliquée à l’entrée de PA1. La configuration inverse - tension de polarisation appliquée à l’entrée de PA1 et sortie du CMBF appliquée à l’entrée de PA2 est également possible, tout comme dans le cas où les amplificateurs PA1, PA2 sont agencés en parallèle (figures 1A et 2A). Par ailleurs, dans le mode de réalisation de la figure 3, la source de tension d’alimentation, la source tension de polarisation, la sortie du CMBF et le point de masse dynamique sont reliés aux points milieux d’enroulements respectifs des transformateurs d’entrée et de sortie. Cela empêche le signal RF de suivre les chemins destinés aux tensions et courants continus. Cela n’est toutefois pas essentiel : comme dans le cas où les amplificateurs PA1, PA2 sont agencés en parallèle (figures 1A et 2A), d’autres mesures pouvant être prises pour aboutir au même résultat (typiquement, l’introduction de selfs dans les chemins destinés à être parcourus par des signaux de basse fréquence).

Il est également possible de connecter en série, ou en cascade, deux amplificateurs PA1, PA2 de type non différentiel ; comme dans le cas d’un agencement parallèle, les amplificateurs PA1, PA2 peuvent se baser sur les configurations illustrées par les figures 2B - 2D. Cette configuration est illustrée sur la figure 4. On remarque les différences suivantes par rapport au cas différentiel :

l’entrée de l’amplificateur PA1 est connectée à une borne de l’enroulement secondaire du transformateur de couplage TC, et la sortie du CMBF est connectée à la borne opposée ;

la sortie de l’amplificateur PA1 est connectée à une borne de l’enroulement primaire du transformateur de sortie TS, et la source de tension continue d’alimentation SVA est connectée à la borne opposée ;

l’entrée de l’amplificateur PA2 est connectée à une borne de l’enroulement secondaire du transformateur de d’entrée TE, et la source de tension continue de polarisation SVP est connectée à la borne opposée ;

la sortie de l’amplificateur PA2 est connectée à une borne de l’enroulement primaire du transformateur de couplage TC, et le point de masse dynamique ML est connecté à la borne opposée.

Les capacités C2 (connectée à la sortie du CMBF), C3 (connectée à la source de tension de polarisation et à l’enroulement secondaire du transformateur d’entrée TE), C4 (connectée à la borne de l’enroulement primaire du transformateur de couplage TC opposée à celle reliée à la sortie de PA2) et C5 (connectée à la borne de l’enroulement primaire du transformateur de sortie TS opposée à celle reliée à la sortie de PA1) sont nécessaires pour créer un chemin RF de résistance nulle vers la masse. Elles peuvent éventuellement être omises en tant que composants indépendants (sauf en ce qui concerne C4) si leur fonction est assurée par le CMBF et par les sources de polarisation et d’alimentation. A titre d’exemple, ces capacités peuvent prendre des valeurs allant de quelques centaines de femtofarads (fF) dans le cas d’amplificateurs fonctionnant aux fréquences millimétriques (30 GHz ou plus) jusqu’à plusieurs dizaines de picofarads (pF) pour des amplificateurs fonctionnant à des fréquences plus moins élevées.

Comme dans le cas d’un agencement parallèle d’amplificateurs, l’architecture non différentielle de la figure 4 convient principalement aux applications impliquant des signaux RF d’enveloppe constante (modulation de phase et/ou de fréquence). Si on veut utiliser une configuration non différentielle avec des signaux à enveloppe non constante, il faut pouvoir assurer que le signal de modulation ne contient que des composantes spectrales filtrées par la boucle de contre réaction.

Tous les circuits présentés ci-dessus concernent le cas où les transistors d’amplification sont de type nMOS ou npn. Bien entendu, l’invention s’applique également au cas de transistors PMOS ou PNP, moyennant des modifications qui ne posent pas de difficulté particulière à l’homme du métier.

Des systèmes selon l’invention peuvent être réalisés sous forme intégrée (généralement, à l’exception des transformateurs), partiellement intégrée (plusieurs puces distinctes) ou au moyen de composants discrets.

Claims

REVENDICATIONS

1. Système électronique comprenant un premier (PA1) et un second (PA2) amplificateur à transconductance à radiofréquence, chaque dit amplificateur présentant au moins une entrée (IN1, IN2) et une sortie (OUT1, OUT2) pour un signal à radiofréquence, ainsi qu’une borne de connexion (bml) à un point de masse dynamique, la sortie pour un signal à radiofréquence du premier amplificateur étant également adaptée pour être reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif (PTS1, PTS) bloquant les signaux à radiofréquence, à une source de tension continue d’alimentation (SVA) fixant son potentiel électrique moyen, dans lequel la sortie du second amplificateur est reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif (PTS2, PTC) bloquant les signaux à radiofréquence, au point de masse dynamique (ML) du premier amplificateur; caractérisé en ce qu’il comprend également un amplificateur différentiel (CMFB) présentant une première entrée pouvant être connectée à une source de tension de référence (SVR), une seconde entrée reliée audit point de masse dynamique du premier amplificateur, et une sortie reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif (STE1, STC) bloquant les signaux à radiofréquence, à l’entrée de l’un parmi le premier et le second amplificateur, de manière à fixer le potentiel électrique moyen (V_ML) de ladite entrée, tandis que l’entrée de l’autre parmi le premier et le second amplificateur est adaptée pour être reliée, par l’intermédiaire d’un élément inductif (STE2, STE) bloquant les signaux à radiofréquence, à une source de tension ou courant continu de polarisation (SVP).
2. Système électronique selon la revendication 1, dans lequel ledit premier et ledit second amplificateur comprennent chacun au moins un transistor d’amplification dans une configuration de source commune, ou d’émetteur commun, l’entrée de l’amplificateur correspondant à au moins un terminal de grille ou de base dudit ou d’au moins un dit transistor, la sortie de l’amplificateur correspondant à au moins un terminal de drain ou de collecteur, tandis que le point de masse dynamique est relié à au moins un terminal de source du d’émetteur.
3. Système électronique selon l’une des revendications précédentes, comprenant également ladite source de tension de référence (SVR), configurée pour générer ladite tension de référence de valeur égale à la moitié de celle de ladite tension d’alimentation.
4. Système électronique selon l’une des revendications précédentes dans lequel les entrées et les sorties du premier et du second amplificateur sont reliées, respectivement, à des enroulements secondaires (STE1, STE2, STC, STS) et primaires (PTS1, PTS2, PTC, PTS) de transformateurs.
5. Système électronique selon l’une des revendications précédentes dans lequel ledit premier et ledit second amplificateur sont des amplificateurs différentiels, l’entrée et la sortie de chaque dit amplificateur étant des ports pour des signaux à radiofréquence différentiels.
6. Système électronique selon la revendication 5 dans lequel les entrées et les sorties du premier et du second amplificateur sont reliées, respectivement, à des enroulements secondaires STE1, STE2, STC, STS) et primaires (PTS1, PTS2, PTC, PTS) de transformateurs et dans lequel :

une borne de connexion est prévue pour relier un point milieu de l’enroulement primaire (PTS1, PTS) relié à la sortie du premier amplificateur à ladite source de tension continue d’alimentation ;

un point milieu de l’enroulement primaire (PTS2, PTC) relié à la sortie du second amplificateur est relié au point de masse dynamique (ML) dudit premier amplificateur ;

la sortie dudit amplificateur différentiel et la source de tension continue de polarisation sont reliées à des points milieux des enroulements secondaires (STE1, STC ; ST2, STE) de transformateur respectifs.
7. Système électronique selon la revendication 4 dans lesquels :

un dit enroulement primaire (PTS1, PTS) présente une première borne reliée à la sortie du premier amplificateur et une seconde borne reliée à ladite source de tension continue d’alimentation (SVA) ;

un autre dit enroulement primaire (PTS2, PTC) présente une première borne reliée à la sortie du second amplificateur et une seconde borne reliée à une masse par l’intermédiaire d’une capacité (C1, C4) ;

la sortie dudit amplificateur différentiel et la source de tension continue de polarisation sont reliées à des bornes de dits enroulements secondaires (STE1, STC ; STE2, STE) respectifs.
8 Système électronique selon l’une des revendications précédentes comprenant également :

un circuit séparateur de signaux (CSS), configuré pour repartir la puissance d’un signal d’entrée à radiofréquence entre les entrée du premier et du deuxième amplificateur ; et un circuit combineur de signaux (TS1, TS2), configuré pour additionner des signaux à radiofréquence prélevés sur les sorties du premier et du deuxième amplificateur.
9. Système électronique selon la revendication 8 dans lequel ledit premier et ledit second amplificateur comprennent chacun un ou plusieurs transistors d’amplification, le ou les transistors d’amplification du premier amplificateur présentant une taille supérieure à celle du ou des transistors d’amplification du second amplificateur.
10. Système électronique selon l’une des revendications 1 à 7 dans lequel ledit premier amplificateur est configuré pour recevoir sur son entrée un signal à radiofréquence prélevé de la sortie dudit second amplificateur.
11. Système électronique selon l’une des revendications

5 précédentes comprenant également ladite source de tension continue d’alimentation (SVA) et ladite source de tension ou courant continu de polarisation (SVP).
12. Système électronique selon l’une des revendications

10 précédentes dans lequel lesdits amplificateurs à transconductance à radiofréquence sont des amplificateurs de puissance.

RFout oi >

I Ol — A

LU +

I oi \ LU

I— Q_

CM

C ’+

CM C i

LU I— ω __ |-WrÇ^ · W

Q-

I--W'v-f/W—||l '

7---5 ¹ V

Ό >

Îl

UJ a: >

SVR

+ RFin 1 + RFin +

CSS SVP <

O

LL

2/6 +out

Ί +in —