FR3046892B1 - CONTINUOUS-CONTINUOUS VOLTAGE CONVERTER AND METHOD OF CONTROLLING THE CONVERTER - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un convertisseur de tension continue-continue (2) destiné à être connecté, en entrée à un générateur de tension continue (11) et, en sortie, à une charge de sortie (13), ledit convertisseur de tension continue-continue (2) comprenant : - un étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC (6), - un transformateur (8) connecté en entrée à l'étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC (6), - un redresseur double alternance (10) couplé au transformateur (8), et - un filtre de sortie (12) connecté en sortie du redresseur double alternance (10), caractérisé en ce qu'il comporte en outre un étage élévateur (4) connecté en série en entrée à l'étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC (6). L'invention concerne également un procédé de commande de ce convertisseur.A DC-DC voltage converter (2) for inputting to a DC voltage generator (11) and outputting at an output load (13), said DC voltage converter continuous circuit (2) comprising: - an LLC series-parallel resonant converter stage (6), - a transformer (8) input connected to the LLC series-parallel resonant converter stage (6), - a full-wave rectifier (10) coupled to the transformer (8), and - an output filter (12) connected at the output of the full-wave rectifier (10), characterized in that it further comprises a step-up stage (4) connected in series at the input to the LLC series-parallel resonant converter stage (6). The invention also relates to a method for controlling this converter.
Description
Convertisseur de tension continue-continue et procédé de commande de ce convertisseur L’invention concerne un convertisseur de tension continue-continue et un procédé de commande de ce convertisseur.
Pour une application basse puissance (de l’ordre de 50 Watts), la structure du convertisseur de tension la plus répandue est la structure d’un hacheur à accumulation inductive isolé aussi appelée structure « Flyback » en anglais. Cette structure permet d’obtenir un rapport avantageux entre des pertes énergétiques acceptables et un nombre de composants électroniques faible.
Toutefois, cette structure n’est généralement utilisée que sur une faible plage de fréquence de commutation. En effet, dès que la fréquence de commutation dépasse les 500 kHz, cette structure perd ces avantages car elle nécessite l’implémentation d’un transformateur de taille importante et que les pertes énergétiques en commutation sur l’interrupteur et sur la diode augmentent.
Par ailleurs, la structure de convertisseur continue-continue dite LLC multi-résonnant permet de réaliser des commutations douces sur tous les semi-conducteurs que ce soit les transistors au primaire ou les diodes du redresseur. Toutefois, pour des applications dans lesquelles l’amplitude de la tension d’entrée du convertisseur LLC multi-résonnant est faible (c’est-à-dire de l’ordre de 10 à 100 Volts), l’énergie circulante de ce convertisseur augmente, augmentant ainsi significativement les pertes en conduction et les pertes magnétiques. De plus, lorsque l’amplitude de la tension d’entrée est augmentée, la fréquence de commutation doit être augmentée. Ce qui peut perturber les circuits voisins pour des raisons de compatibilité électromagnétique.
Le but de la présente invention est de proposer un convertisseur de tension continue-continue qui peut être utilisé avec un signal de commande pouvant varier en rapport cyclique et en fréquence et qui présente donc une conversion de tension plus efficace c’est-à-dire qui présente peu de perte en conduction à un coût faible. A cet effet, l’invention a pour objet un convertisseur de tension continue-continue destiné à être connecté, en entrée à un générateur de tension continue et, en sortie, à une charge de sortie, ledit convertisseur de tension continue-continue comprenant : - un étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC, - un transformateur connecté en entrée à l’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC, - un redresseur double alternance couplé au transformateur, et - un filtre de sortie connecté en sortie du redresseur double alternance, caractérisé en ce qu’il comporte en outre un étage élévateur connecté en série en entrée à l’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC.
Avantageusement, le convertisseur selon l’invention réalise des commutations douces à la fois sur les diodes du redresseur et sur l’interrupteur de commande du circuit élévateur quasi-résonnant. Il utilise peu d’énergie circulante pour son fonctionnement et cela quel que soit la tension d’entrée.
Suivant des modes particuliers de réalisation, le convertisseur de tension continue-continue comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - ledit étage élévateur comprend une bobine d’induction élévatrice et un interrupteur connecté à ladite bobine d’induction élévatrice ; - l’étage convertisseur résonnant série parallèle LLC comprend une capacité série, une bobine d’induction série connectée en série avec la capacité série, et une bobine d’induction parallèle connectée en parallèle de la capacité série et de la bobine d’induction série et dans lequel ladite bobine d’induction élévatrice est connectée en série à la capacité série ; - le convertisseur de tension continue-continue comporte une capacité parallèle connectée en parallèle de l’interrupteur ; - une inductance de la bobine d’induction élévatrice est supérieure à une inductance de la bobine d’induction série ; l’interrupteur est commandé par un générateur de tension propre à générer un signal de commande carré ayant un rapport cyclique variable et une fréquence variable ; et - l’interrupteur est un transistor bidirectionnel en courant.. L’invention a également pour objet un procédé de commande d’un interrupteur d’un convertisseur de tension continue-continue selon les caractéristiques mentionnées ci-dessus, ledit convertisseur de tension continue-continue étant connecté, en entrée, audit générateur de tension continue et, en sortie, à ladite charge de sortie, ledit procédé comportant les étapes suivantes : - amorçage dudit interrupteur au moment d’un creux de tension aux bornes dudit interrupteur.; - chargement de la bobine d’induction élévatrice par ledit générateur de tension continue ; - transfert vers ladite charge de sortie, des charges électriques stockées dans la capacité série et dans la bobine d’induction série, par résonance; lesdites étapes de chargement et de transfert étant réalisées simultanément ; - blocage dudit interrupteur après une durée supérieure à 4?rV(tzz c20), ladite durée démarrant au moment de l’amorçage dudit interrupteur ; - transfert vers ladite charge de sortie des charges électriques stockées dans la bobine d’induction élévatrice, par résonance de la bobine d’induction élévatrice, de la capacité série et de l’inductance série ;
Suivant un mode particulier de réalisation, ledit convertisseur de tension continue-continue comporte un voltmètre connecté aux bornes de la charge de sortie, et ledit procédé comporte en outre une étape de détermination d’un creux de tension aux bornes dudit interrupteur; ladite étape de détermination dudit creux de tension étant réalisée par mesure de la tension aux bornes de l’interrupteur. L’invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d’exemple et faite en se référant aux figures sur lesquelles : - la figure 1 est une structure du convertisseur de tension continue-continue selon l’invention, - la figure 2 est un graphe représentant la variation au cours du temps du courant parcourant l’étage élévateur quasi-résonnant et la variation au cours du temps du courant parcourant l’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC du convertisseur illustré sur la figure 1 ; - la figure 3 est un graphe représentant la variation au cours du temps du courant traversant l’interrupteur de l’étage élévateur quasi-résonnant du convertisseur illustré sur la figure 1 ; - la figure 4est un graphe représentant la variation au cours du temps de la tension VAb aux bornes de l’interrupteur de l’étage élévateur quasi-résonnant du convertisseur illustré sur la figure 1 ; - la figure 5 est un graphe représentant la variation au cours du temps du courant en sortie du redresseur du convertisseur illustré sur la figure 1 ; et - la figure 6 est un graphe représentant la variation au cours du temps du signal de commande de l’étage élévateur quasi-résonnant du convertisseur illustré sur la figure 1.
En référence à la figure 1, le convertisseur de tension continue-continue 2 selon l’invention comporte un étage élévateur 4 quasi-résonnant, un étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC 6 connecté en série à l’étage élévateur 4, un transformateur à haute fréquence 8 connecté à l’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC, un redresseur 10 double alternance couplé au transformateur 8, et un filtre de sortie 12 connecté en sortie du redresseur 10.
Un générateur de tension continue 11 est connecté en entrée de l’étage élévateur 4 quasi-résonnant. Une charge de sortie 13 est connectée en sortie du convertisseur de tension continue-continue 2 en parallèle du filtre de sortie 12. L’étage élévateur 4 quasi-résonnant comporte une bobine d’induction élévatrice 14, un interrupteur 16 connecté à ladite bobine d’induction élévatrice 14 et une capacité parallèle 17 connectée en parallèle de l’interrupteur 16. L’interrupteur 16 est un transistor bidirectionnel en courant. Il est, par exemple constitué par un composant MOSFET. La capacité parallèle 17 peut être constituée par la capacité intrinsèque de l’interrupteur 16 ou être une capacité externe comme illustré sur la figure 1.
Le convertisseur de tension continue-continue 2 selon l’invention comporte en outre un générateur de tension 18 propre à générer un signal Vi6 de commande de l’interrupteur 16, une unité de traitement 19 propre à commander le générateur de tension 18 pour asservir le signal de commutation Vi6 en fonction de la tension aux bornes de l’interrupteur 16 et un voltmètre 21 propre à mesurer la tension aux bornes de la charge de sortie 13.
Le signal de commande Vi6 est un signal carré ayant un rapport cyclique a et une période T. Le rapport cyclique a et la fréquence du signal de commutation Vi6 sont variables. L’unité de traitement 19 est propre à ajuster la fréquence et le rapport cyclique du signal de commande Vi6 en fonction de la variation de la tension aux bornes de la charge (13) et aux bornes de l’interrupteur (16) , comme explicité ultérieurement. La fréquence du signal de commande V16 varie également en fonction des besoins de l’opérateur. L’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC 6 comporte une capacité série 20, une bobine d’induction série 22 connectée en série à la capacité série 20 et une bobine d’induction parallèle 24 connectée en parallèle de la bobine d’induction série 22. L’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC 6 est connecté en parallèle à l’interrupteur 16 de sorte que l’interrupteur 16 commande également le fonctionnement de l’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC 6. En particulier, l’interrupteur 16 est connecté en parallèle à la capacité série 20 et à la bobine d’induction série 22.
La bobine d’induction série 22 peut être implémentée en tant que bobine externe comme illustrée sur la figure 1 ou en tant que bobine de fuite du transformateur 8. De même, la bobine d’induction parallèle 24 peut être implémentée en tant que bobine externe comme illustrée sur la figure 1 ou en tant que bobine interne du transformateur 8. L’inductance L22 de la bobine d’induction série 22 est inférieure à l’inductance Lu de la bobine d’induction élévatrice 14.
Le transformateur 8 est formé par un bobinage primaire 26 et un bobinage secondaire 28à point milieu couplé au bobinage primaire 26. Le bobinage primaire 26 est connecté en série à la bobine d’induction série 22 et en parallèle de la bobine d’induction parallèle 24.
Le redresseur double alternance 10 est propre à redresser la valeur des courants d’entrée. Le redresseur 10 est constitué par deux diodes 29, 30. Il utilise la prise médiane du transformateur 8. En variante, un montage en pont de quatre diodes, généralement appelé pont de Graetz, peut également être implémenté. Dans ce cas, le bobinage secondaire à point milieu est remplacé par un bobinage simple en montage à pont.
Le filtre de sortie 12 est propre à filtrer les courants d’ondulation à haute fréquence. Il permet de fournir une tension de sortie constante à la charge de sortie 13. Il est constitué par une capacité 32.
En variante, l’étage élévateur 4 quasi-résonnant est replacé par un étage élévateur. Dans ce cas, cet étage élévateur 4 ne comporte pas de capacité parallèle 17.
Un cycle de fonctionnement du convertisseur de tension continue-continue selon l’invention se décompose en quatre périodes de temps illustrées sur les figures 2 à 6.
Au temps initial t0, la capacité série 20 et la bobine d’induction série 22 sont chargées. La bobine d’induction élévatrice 14 est déchargée. La tension à l’entrée de l’étage élévateur quasi-résonnant 4 est égale à la tension du générateur de tension continue 11. Le courant i1 traversant la bobine d’induction élévatrice 14, le courant i2 traversant la bobine d’induction série 22 et le courant i3 traversant la bobine d’induction parallèle 24 sont considérés comme étant nuis.
Entre les temps t0 et ti, le générateur de tension 18 applique, aux bornes de l’interrupteur 16, un signal de commande Vi6 propre à rendre l’interrupteur 16 passant. La capacité série 20 alimente en courant i2 l’étage convertisseur résonnant série parallèle LLC 6. . La bobine d’induction élévatrice 14 se charge avec une pente égale à :Vin/Li4, dans laquelle Vin est la tension générée par le générateur de tension 11 et Lu est l’inductance de la bobine d’induction 14.
La capacité série 20 et la bobine d’induction série 22 se déchargent, en résonnant. Le courant i2 libéré par résonance est transféré au bobinage secondaire 28 du transformateur. Le courant i2 traverse la diode 30 et est transmis à la charge de sortie 13. La figure 5 représente le courant ii3 traversant la charge de sortie 13. Contrairement à un convertisseur série résonnant LLC classique, le courant magnétisant i3 est ici quasi nul en raison de la forte valeur d’inductance magnétisante qui n’est plus contrainte par le gain en élévateur qui doit être apporté par le convertisseur.
Entre les temps ti et t2, la tension 18 appliquée aux bornes de l’interrupteur 16 reste positive de sorte que l’interrupteur 16 reste passant. La bobine d’induction élévatrice 14 continue de se charger en courant i1 par le générateur de tension continue 11. Le transfert des charges électriques stockées dans la capacité série 20 et dans la bobine d’induction série 22, vers la charge de sortie 13, est terminé. Le courant résonnant i2 rejoint le courant magnétisant provoquant un découplage naturel du bobinage primaire 26 et du bobinage secondaire 28. La diode 30 effectue une commutation à courant nul (de l’anglais « Zéro Current Switching » ZCS), c’est-à-dire une commutation douce.
Au temps t2, le signal de commande Vi6 bloque l’interrupteur 16.
Entre les temps t2 et t3, les charges électriques stockées dans la bobine d’induction élévatrice 14 se déchargent générant un courant i2 dans l’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC 6. Ce courant i2 circule dans un sens opposé au sens qu’avait ce même courant i2 entre les temps ti et t2. La bobine d’induction élévatrice 14, la capacité série 20 et la bobine d’induction série 22 forment un circuit LLC série qui entre en résonance. Les charges stockées dans la bobine d’induction élévatrice 14 sont transférées par résonance du circuit LLC série vers le bobinage secondaire 28 du transformateur. La diode 29 conduit. Le courant h3, visible sur la figure 5, traverse la charge de sortie 13.
Le temps t2 correspond au temps aT avec a égal au rapport cyclique du signal de commande Vi6 et T est la période du signal de commande Vi6. La durée de aT est supérieure à 4tî'/(122 czo) de sorte que la demi-période de résonance de la capacité série 20 et de la bobine d’induction série 22 ne soit pas tronquée.Si l’on suppose que le courant magnétisant est nul, la durée de ce mode est égale au quart de la période de résonnance du circuit LLC série, à savoir :
La puissance transférée du bobinage primaire 26 au bobinage secondaire 28, au cours du temps t2 à t3, est uniquement fonction de l’inductance Lu de la bobine d’induction élévatrice 14 ainsi que de la quantité de charges électriques qu’elle a emmagasinée c’est-à-dire de la tension appliquée par le générateur de tension continue 11 et de la durée du temps aT. En particulier, la puissance transférée durant les temps t0 et ti du bobinage primaire 26 au bobinage secondaire 28 est indépendante des variations de charges comme c’est le cas dans un convertisseur multi-résonant classique fonctionnant à la fréquence de résonance série et du temps de conduction si ce dernier ne tronque pas la demi-résonance.
Au temps t3, La bobine d’induction élévatrice 14 s’est déchargée. Le courant i2 rejoint le courant magnétisant provoquant un découplage naturel du bobinage primaire 26 et du bobinage secondaire 28. La diode 29 effectue une
commutation à courant nul (de l’anglais « Zéro Current Switching » ZCS), c’est-à-dire une commutation douce. La capacité série 20 et la bobine d’induction série 22 sont chargées. Elles resteront chargées jusqu’au temps t4 où l’interrupteur 16 redeviendra passant. Ainsi, l’énergie qui reste emmagasinée dans la bobine d’induction série 22 et dans la capacité série 20 pourra être au moins en partie recyclée entre les temps t0 et ti du prochain cycle.
Entre les temps t3 et t4, les charges électriques emmagasinées par la capacité parallèle C17 se déchargent. La capacité parallèle C17 et la bobine d’induction élévatrice 14 entrent en résonance comme le montre le tracé en pointillés de la figure 4 qui représente la tension VAb qu’il pourrait y avoir aux bornes de l’interrupteur 16 si l’interrupteur 16 ne serait pas commuté au temps t4.
Au temps t4, l’interrupteur 16 est amorcé au moment d’un creux de tension à ses bornes VAb ou à tension nulle, comme visible sur le tracé en trait continu de la figure 4. A cet effet, l’unité de traitement 19 peut par exemple déterminer le creux de tension aux bornes de l’interrupteur 16 en scrutant la variation de la tension aux bornes de l’interrupteur 16 selon le principe connu du Valley-switch. L’unité de traitement 19 ajuste la période T et le rapport cyclique a du signal de commande Vi6 pour amorcer l’interrupteur 16 au moment d’un creux de tension. Ainsi, la période du signal de commutation Vi6 est ajustée à chaque cycle par l’unité de traitement 19 pour tendre à obtenir une commutation douce sur cet interrupteur et minimiser les pertes en commutation sur cet interrupteur.
En variante, l’interrupteur 16 est amorcé au temps t4 lorsque le courant i4 circule dans le sens opposé par la diode en antiparallèle de l’interrupteur 16. Dans ce cas, les pertes en commutation sur l’interrupteur 16 sont nulles. Ainsi, l’interrupteur 16 réalise une commutation à tension nulle (de l’anglais «Zéro Voltage Switching » ZVS).
Le principe de fonctionnement du convertisseur de tension continue-continue selon l’invention a été explicité dans le cas avantageux dans lequel le courant magnétisant est nul. Ce cas a lieu lorsque la quantité d’énergie transférée du bobinage primaire 26 au bobinage secondaire 28 entre les temps t0 et ti est égale à la quantité d’énergie transférée du bobinage primaire 26 au bobinage secondaire 28 entre les temps t2 et t3. Autrement dit, ce cas se réalise, lorsque la capacitance C2o de la capacité de série 20, l’inductance L22 de la bobine d’induction série 22, l’inductance Lu de la bobine d’induction élévatrice 14 et le rapport cyclique a sont tels que l’énergie transférée par l’étage convertisseur résonnant série-parallèle LLC 6 entre les temps t0 et ti est égale à l’énergie transférée par l’étage élévateur 4 quasi-résonnant entre les temps t2 et t3.
Dans ce cas, avantageusement, l’énergie circulante est nulle.
The invention relates to a DC-DC voltage converter and a control method of this converter.
For a low power application (of the order of 50 Watts), the structure of the most common voltage converter is the structure of an isolated inductive accumulation chopper also called "flyback" structure in English. This structure makes it possible to obtain an advantageous ratio between acceptable energy losses and a small number of electronic components.
However, this structure is generally used only over a small switching frequency range. Indeed, as soon as the switching frequency exceeds 500 kHz, this structure loses these advantages because it requires the implementation of a large transformer and energy losses switching on the switch and on the diode increase.
Moreover, the multi-resonant LLC continuously-continuous converter structure makes it possible to perform smooth switching on all the semiconductors, be it the primary transistors or the rectifier diodes. However, for applications in which the amplitude of the input voltage of the LLC multi-resonant is low (that is to say of the order of 10 to 100 volts), the circulating energy of this converter increases, thus significantly increasing conduction losses and magnetic losses. In addition, when the amplitude of the input voltage is increased, the switching frequency must be increased. This can disrupt neighboring circuits for reasons of electromagnetic compatibility.
The object of the present invention is to propose a DC-DC voltage converter which can be used with a control signal which can vary in cyclic ratio and in frequency and which therefore has a more efficient voltage conversion, that is to say which has low conduction loss at a low cost. For this purpose, the subject of the invention is a DC-DC voltage converter intended to be connected, as input to a DC voltage generator and, at the output, to an output load, said DC-DC voltage converter comprising: - an LLC series-parallel resonant converter stage, - a transformer connected at input to the LLC series-parallel resonant converter stage, - a full-wave rectifier coupled to the transformer, and - an output filter connected at the output of the full-wave rectifier, characterized in that it further comprises a step-up stage connected in series at the input to the LLC series-parallel resonant converter stage.
Advantageously, the converter according to the invention makes smooth switching both on the diodes of the rectifier and on the control switch of the quasi-resonant riser circuit. It uses little circulating energy for its operation and that whatever the input voltage.
According to particular embodiments, the DC-DC voltage converter comprises one or more of the following characteristics: said step-up stage comprises an elevating induction coil and a switch connected to said elevating induction coil; - the LLC parallel series resonant converter stage comprises a series capacitance, a serial induction coil connected in series with the series capacitance, and a parallel induction coil connected in parallel with the series capacitance and the series induction coil and wherein said elevating induction coil is connected in series with the series capacitance; the DC-DC voltage converter comprises a parallel capacitor connected in parallel with the switch; an inductance of the elevating induction coil is greater than an inductance of the series induction coil; the switch is controlled by a voltage generator capable of generating a square control signal having a variable duty cycle and a variable frequency; and the switch is a bidirectional current transistor. The invention also relates to a method of controlling a switch of a DC-DC voltage converter according to the characteristics mentioned above, said DC voltage converter -continue being connected, input, to said DC voltage generator and output to said output load, said method comprising the following steps: - ignition of said switch at the time of a voltage dip across said switch; - charging the induction coil induction by said DC voltage generator; transfer to said output load, electrical charges stored in the series capacitance and in the series induction coil, by resonance; said loading and transfer steps being performed simultaneously; - Blocking said switch after a period greater than 4? rV (tzz c20), said duration starting at the moment of initiation of said switch; transfer to said output charge of the electrical charges stored in the elevating induction coil, by resonance of the induction induction coil, the series capacitance and the series inductance;
According to a particular embodiment, said DC-DC voltage converter comprises a voltmeter connected across the output load, and said method further comprises a step of determining a voltage dip across said switch; said step of determining said voltage dip being performed by measuring the voltage across the switch. The invention will be better understood on reading the description which follows, given solely by way of example and with reference to the figures in which: FIG. 1 is a structure of the DC-DC voltage converter according to FIG. FIG. 2 is a graph showing the variation over time of the current flowing through the quasi-resonant step stage and the variation over time of the current flowing through the LLC series-parallel resonant converter stage of the converter illustrated on FIG. figure 1 ; FIG. 3 is a graph showing the variation over time of the current flowing through the switch of the quasi-resonant step-up stage of the converter illustrated in FIG. 1; FIG. 4 is a graph showing the variation over time of the voltage VAb across the switch of the quasi-resonant step-up stage of the converter illustrated in FIG. 1; FIG. 5 is a graph showing the variation over time of the output current of the rectifier of the converter illustrated in FIG. 1; and FIG. 6 is a graph showing the variation over time of the control signal of the quasi-resonant step-up stage of the converter illustrated in FIG. 1.
With reference to FIG. 1, the DC-DC voltage converter 2 according to the invention comprises a quasi-resonant step-up stage 4, an LLC-series series-parallel resonant converter stage 6 connected in series with the step-up stage 4, a step-up transformer. high frequency 8 connected to the LLC series-parallel resonant converter stage, a full-wave rectifier coupled to the transformer 8, and an output filter 12 connected at the output of the rectifier 10.
A DC voltage generator 11 is connected at the input of the quasi-resonant step-up stage 4. An output load 13 is connected at the output of the DC-DC voltage converter 2 in parallel with the output filter 12. The quasi-resonant elevator stage 4 comprises an elevating induction coil 14, a switch 16 connected to said DC coil. elevating induction 14 and a parallel capacitance 17 connected in parallel with the switch 16. The switch 16 is a bidirectional current transistor. It is, for example constituted by a MOSFET component. The parallel capacitance 17 may be constituted by the intrinsic capacitance of the switch 16 or be an external capacitance as illustrated in FIG.
The DC-DC voltage converter 2 according to the invention further comprises a voltage generator 18 capable of generating a control signal Vi6 of the switch 16, a processing unit 19 able to control the voltage generator 18 to control the voltage. switching signal Vi6 as a function of the voltage across the switch 16 and a voltmeter 21 capable of measuring the voltage across the output load 13.
The control signal Vi6 is a square signal having a duty ratio a and a period T. The duty cycle a and the frequency of the switching signal Vi6 are variable. The processing unit 19 is adapted to adjust the frequency and the duty cycle of the control signal Vi6 as a function of the variation of the voltage across the load (13) and across the switch (16), as explained later. The frequency of the control signal V16 also varies according to the needs of the operator. The LLC series-parallel resonant converter stage 6 comprises a series capacitor 20, a series induction coil 22 connected in series with the series capacitor 20 and a parallel induction coil 24 connected in parallel with the series 22 induction coil. The LLC series 6 parallel-parallel resonant converter stage is connected in parallel with the switch 16 so that the switch 16 also controls the operation of the LLC series series parallel-resonant converter stage 6. In particular, the switch 16 is connected in parallel with the series 20 capacitor and the series 22 induction coil.
The series induction coil 22 may be implemented as an external coil as illustrated in FIG. 1 or as a leakage coil of the transformer 8. Similarly, the parallel induction coil 24 may be implemented as an external coil as illustrated in FIG. 1 or as an internal coil of the transformer 8. The inductance L22 of the series induction coil 22 is smaller than the inductance Lu of the rising induction coil 14.
The transformer 8 is formed by a primary winding 26 and a secondary mid-winding 28 coupled to the primary winding 26. The primary winding 26 is connected in series with the series induction coil 22 and in parallel with the parallel induction coil 24 .
The full-wave rectifier 10 is suitable for rectifying the value of the input currents. The rectifier 10 is constituted by two diodes 29, 30. It uses the median tap of the transformer 8. Alternatively, a bridge arrangement of four diodes, generally called a Graetz bridge, can also be implemented. In this case, the mid-point secondary winding is replaced by a single bridge winding.
The output filter 12 is suitable for filtering the high frequency ripple currents. It makes it possible to supply a constant output voltage to the output load 13. It consists of a capacitor 32.
In a variant, the quasi-resonant elevator stage 4 is replaced by a step-up stage. In this case, this elevator stage 4 has no parallel capacitance 17.
An operating cycle of the DC-DC voltage converter according to the invention is broken down into four periods of time illustrated in Figures 2 to 6.
At the initial time t0, the series capacitor 20 and the series induction coil 22 are loaded. The induction induction coil 14 is discharged. The voltage at the input of the quasi-resonant step stage 4 is equal to the voltage of the DC voltage generator 11. The current i1 passing through the induction induction coil 14, the current i2 passing through the series induction coil 22 and the current i3 passing through the parallel induction coil 24 are considered to be damaged.
Between times t0 and t1, the voltage generator 18 applies, across the switch 16, a control signal Vi6 to make the switch 16 passing. The series capacitance 20 supplies i2 the LLC parallel series resonant converter stage. The elevating induction coil 14 charges with a slope equal to: Vin / Li4, in which Vin is the voltage generated by the voltage generator 11 and Lu is the inductance of the induction coil 14.
The series 20 capacitor and the series 22 induction coil discharge, resonating. The resonance-released current i2 is transferred to the secondary winding 28 of the transformer. The current i2 passes through the diode 30 and is transmitted to the output load 13. FIG. 5 represents the current ii3 passing through the output load 13. Unlike a conventional LLC resonant series converter, the magnetizing current i3 is here virtually zero due to the high value of magnetising inductance which is no longer constrained by the gain in elevator which must be brought by the converter.
Between times t 1 and t 2, the voltage 18 applied across the switch 16 remains positive so that the switch 16 remains on. The induction induction coil 14 continues to charge current i1 by the DC voltage generator 11. The transfer of the electric charges stored in the series capacitor 20 and in the series induction coil 22, to the output load 13, is finished. The resonant current i2 joins the magnetizing current causing a natural decoupling of the primary winding 26 and the secondary winding 28. The diode 30 performs zero current switching (Zero Current Switching ZCS), that is to say say a gentle switching.
At time t2, control signal Vi6 blocks switch 16.
Between times t2 and t3, the electrical charges stored in the rising induction coil 14 are discharged generating a current i2 in the LLC series series parallel-resonant converter stage 6. This current i2 flows in a direction opposite to the direction that had this same current i2 between times t1 and t2. The induction coil 14, the series capacitor 20 and the series induction coil 22 form a series LLC circuit which resonates. The charges stored in the elevating induction coil 14 are resonantly transferred from the series LLC circuit to the secondary winding 28 of the transformer. Diode 29 leads. The current h3, visible in FIG. 5, passes through the output load 13.
The time t2 corresponds to the time aT with equal to the duty cycle of the control signal Vi6 and T is the period of the control signal Vi6. The duration of ΔT is greater than 4 Ω / (122 czo) so that the resonant half-period of the series capacitance 20 and the series induction coil 22 is not truncated.If it is assumed that the current magnetizing is null, the duration of this mode is equal to a quarter of the resonance period of the LLC series circuit, namely:
The power transferred from the primary winding 26 to the secondary winding 28, over the time t2 to t3, is solely a function of the inductance Lu of the rising induction coil 14 as well as the quantity of electric charges it has stored. that is, the voltage applied by the DC generator 11 and the duration of the time aT. In particular, the power transferred during the times t0 and ti from the primary winding 26 to the secondary winding 28 is independent of the load variations, as is the case in a conventional multi-resonant converter operating at the series resonance frequency and the winding time. conduction if the latter does not truncate the half resonance.
At time t3, the induction coil 14 has discharged. The current i2 joins the magnetizing current causing a natural decoupling of the primary winding 26 and the secondary winding 28. The diode 29 performs a
Zero Current Switching (ZCS) switching, ie soft switching. The series capacity 20 and the series induction coil 22 are loaded. They will remain charged until time t4 where the switch 16 will go back. Thus, the energy that remains stored in the series induction coil 22 and in the series capacitor 20 may be at least partially recycled between the times t0 and ti of the next cycle.
Between times t3 and t4, the electrical charges stored by the parallel capacitor C17 are discharged. The parallel capacitance C17 and the induction coil 14 resonate as shown by the dashed line in FIG. 4 which represents the voltage VAb that could be present across the switch 16 if the switch 16 would not be switched at time t4.
At time t4, the switch 16 is initiated at the time of a voltage dip at its terminals VAb or at zero voltage, as can be seen in the continuous line diagram of FIG. 4. For this purpose, the processing unit 19 can for example determine the voltage dip across the switch 16 by examining the variation of the voltage across the switch 16 according to the known principle of the Valley-switch. The processing unit 19 adjusts the period T and the duty cycle a of the control signal Vi6 to prime the switch 16 at the moment of a voltage dip. Thus, the period of the switching signal Vi6 is adjusted each cycle by the processing unit 19 to tend to obtain a smooth switching on this switch and minimize switching losses on this switch.
Alternatively, the switch 16 is initiated at time t4 when the current i4 flows in the opposite direction by the antiparallel diode of the switch 16. In this case, the switching losses on the switch 16 are zero. Thus, the switch 16 performs a zero voltage switching (ZVS "Zero Voltage Switching").
The operating principle of the DC-DC voltage converter according to the invention has been explained in the advantageous case in which the magnetizing current is zero. This case occurs when the amount of energy transferred from the primary winding 26 to the secondary winding 28 between the times t0 and t1 is equal to the amount of energy transferred from the primary winding 26 to the secondary winding 28 between the times t2 and t3. In other words, this case is realized when the capacitance C 20 of the series capacitance 20, the inductance L 22 of the series induction coil 22, the inductance Lu of the induction induction coil 14 and the duty cycle a are such that the energy transferred by the LLC series-parallel resonant converter stage 6 between the times t0 and t1 is equal to the energy transferred by the quasi-resonant stage 4 between the times t2 and t3.
In this case, advantageously, the circulating energy is zero.
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