CIRCUIT DE COMMANDE D'UN CONVERTISSEUR DE PUISSANCE ET ENSEMBLE COMPORTANT UN TEL CIRCUIT poll L'invention concerne un ensemble comportant un convertisseur de puissance et un circuit de commande du convertisseur, un tel circuit de commande et un procédé de commande de la commutation d'un transistor d'un tel convertisseur au moyen de ce circuit de commande. [002] On connaît des convertisseurs électriques de puissance qui comportent des commutateurs, tels que des onduleurs. Chaque commutateur (aussi nommé interrupteur de puissance) est apte à commuter entre un état ouvert, dans lequel il ne se laisse pas traverser par un courant électrique et un état fermé, dans lequel il se laisse traverser par le courant. Typiquement, le convertisseur est associé à un circuit de commande configuré pour synchroniser le fonctionnement des commutateurs. Par exemple, ce circuit de commande envoie des ordres de commutation aux différents commutateurs à des instants prédéfinis. En particulier, ce circuit est configuré pour que la commutation d'un commutateur, depuis l'état ouvert vers l'état fermé (on parle aussi de « fermeture » ou « d'allumage » du commutateur), ne se produise de préférence pas lorsqu'une différence importante de tension électrique est présente à ses bornes. De manière générale, cela permet de réduire les pertes d'énergie de commutation. De tels commutateurs sont connus sous le nom d'interrupteurs à commutation douce, ou à commutation à tension nulle (ZVS, pour « zero voltage switching » en langue anglaise). Ces commutateurs sont généralement implémentés au moyen de transistors, tels que des transistors bipolaires à grille isolée. Le brevet US-6614288-Al (DAGAN ET AL) décrit un tel circuit de commande. Ce circuit de commande est apte à: - appliquer un retard en réponse à la réception d'un ordre de commutation du transistor ; - à l'issue du retard, délivrer un signal de commande directement sur une grille du transistor, ce signal de commande étant apte à faire commuter le transistor de l'état 30 ouvert vers l'état fermé ; - attendre une condition favorable à la commutation du transistor vers l'état fermé, une condition favorable à la commutation étant un instant dans lequel au moins l'une des conditions suivantes est satisfaite : - la tension V devient nulle, ou 35 - la dérivée temporelle dVidt est nulle. [003] Ce circuit prend en compte l'évolution de la dérivée temporelle dVidt de la tension pour déterminer si une des conditions favorables est remplie. La condition portant sur la dérivée temporelle correspond à la condition de commutation en courant nul (ZCS, pour « zero current switching » en langue anglaise). Cela permet d'autoriser la commutation, même si la condition de commutation à tension nulle n'est pas remplie à l'instant où cette tension est minimale. On obtient ainsi tout de même une commutation dans des conditions satisfaisantes. Ainsi, les pertes d'énergie sont minimisées même s'il n'est pas possible de commuter systématiquement à tension nulle. [4] Ce circuit connu présente cependant des inconvénients. En particulier, de par son mode de fonctionnement, il introduit un délai, de façon systématique, entre la réception de l'ordre de commutation et la commutation effective (« time delay block 104 » col. 10 ligne 27). Cela introduit donc un retard à l'allumage du transistor, quelles que soient les circonstances. [5] II existe donc un besoin pour commander la commutation d'un tel transistor à commutation douce qui permette de réduire le délai à l'allumage du transistor tout en conservant les avantages du circuit de commande connu. [6] L'invention concerne donc un ensemble, comportant : - un convertisseur de puissance incluant un interrupteur commandable, apte à commuter, en fonction d'un signal de commande reçu sur une électrode de commande de cet interrupteur, entre un état fermé, dans lequel il laisse passer un courant électrique entre des électrodes de puissance et, en alternance, un état ouvert dans lequel il bloque ce courant ; - un circuit de commande du convertisseur apte à délivrer un signal de commande sur l'électrode de commande, pour commuter l'interrupteur depuis l'état ouvert vers l'état fermé, ce circuit comportant : un capteur apte à mesurer la tension électrique V entre les électrodes de puissance de l'interrupteur ; un module de commande, apte : - à déclencher une minuterie qui décompte un délai prédéterminé Trmax en réponse à la réception d'un ordre de commutation de l'interrupteur ; - à l'issue du délai prédéterminé Tn,ax, décompté par la minuterie, à délivrer un signal de commande directement sur l'électrode de commande de l'interrupteur, ce signal de commande étant apte à faire commuter l'interrupteur de l'état ouvert vers l'état fermé ; - à détecter un instant favorable à la commutation de l'interrupteur vers l'état fermé, un instant favorable à la commutation étant un instant dans lequel au moins l'une des conditions suivantes est satisfaite : 0 la tension V est nulle, ou 0 la dérivée temporelle dVidt est nulle ; et dans lequel le module de commande est configure pour : - répéter en boucle la détection de l'instant favorable à la commutation tant que le délai prédéterminé Tmax décompté par la minuterie n'est pas expiré, - délivrer immédiatement le signal de commande sur l'électrode de commande de l'interrupteur sans attendre l'expiration du délai prédéterminé Tmax décompté par la minuterie, uniquement si un instant favorable à la commutation est détecté avant l'expiration du délai prédéterminé Tmax; - délivrer systématiquement le signal de commande sur la grille de l'interrupteur à l'expiration du délai prédéterminé Tmax, si aucun instant favorable à la commutation n'a été détecté avant l'expiration du délai prédéterminé Tmax. [007] En testant les conditions de commutation V = 0 et dVidt = 0 sans attendre l'expiration du délai Tmax, le transistor peut être immédiatement commuté pendant un instant favorable à la commutation, sans avoir à attendre systématiquement l'expiration du délai comme dans le circuit de commande du brevet US-6614288-Al. Ainsi, la vitesse de commutation est améliorée. La commutation systématique à l'expiration du délai prédéterminé permet néanmoins d'assurer la commutation malgré tout, lorsqu'aucune condition favorable de commutation n'a pu être détectée, de sorte à ne pas engendrer de retards excessifs dans la commutation. [008] Les modes de réalisation de l'invention peuvent présenter une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - l'ensemble comporte en outre un circuit électrique comportant un condensateur connecté électriquement en parallèle entre les électrodes de puissance dudit interrupteur ; une inductance connectée électriquement en série avec une partie du convertisseur, cette partie raccordant électriquement l'interrupteur à un transformateur du convertisseur ; ledit condensateur et ladite inductance formant un circuit résonant LC de façon à modifier le courant qui circule dans la partie et de modifier la tension aux bornes des interrupteurs lors de la commutation ; un filtre passe-bas pour filtrer la tension électrique V mesurée, ce filtre présentant une fréquence de coupure fc comprise à l'intérieur de l'intervalle [0,1*fo ; 10*fo] où fo est la fréquence de résonance du circuit résonant. - la fréquence fo est comprise entre 100kHz et 10MHz. - le délai Tmax est compris entre T0/4 et 2*To, où To est la période définie comme l'inverse de la fréquence fo. - l'interrupteur est un transistor bipolaire à grille isolée, ce transistor comportant : une grille formant l'électrode de commande ; un émetteur et un collecteur formant les 35 électrodes de puissance ; le circuit de commande étant apte à délivrer une tension de commande de grille sur la grille du transistor. [009] Ces modes de réalisation présentent en outre les avantages suivants : - le filtre permet d'éliminer au moins en partie les oscillations parasites présentes sur le signal en tension mesuré entre la source et le drain du transistor et donc de réduire le risque d'une commutation accidentelle du transistor provoquée par un minimum local de la tension V. [0olo] Selon un autre aspect, l'invention concerne également un circuit de commande d'un convertisseur d'un ensemble conforme à l'invention, ce circuit de commande étant apte à délivrer un signal de commande sur une électrode de commande d'un interrupteur commandable d'un convertisseur de puissance, pour commuter l'interrupteur depuis un état ouvert vers un état fermé, ce circuit comportant : - un capteur apte à mesurer la tension électrique V entre des électrodes de puissance 10 dudit interrupteur ; - un module de commande, apte : - à déclencher une minuterie qui décompte un délai prédéterminé T. en réponse à la réception d'un ordre de commutation de l'interrupteur ; - à l'issue du délai prédéterminé Trnax, décompté par la minuterie, à délivrer un 15 signal de commande directement sur l'électrode de commande de l'interrupteur, ce signal de commande étant apte à faire commuter l'interrupteur de l'état ouvert vers l'état fermé ; - à détecter un instant favorable à la commutation de l'interrupteur vers l'état fermé, un instant favorable à la commutation étant un instant dans lequel au 20 moins l'une des conditions suivantes est satisfaite : O la tension V est nulle, ou O la dérivée temporelle dVidt est nulle ; le module de commande étant configuré pour : - répéter en boucle la détection de l'instant favorable à la commutation tant que 25 le délai prédéterminé Tmax décompté par la minuterie n'est pas expiré, - délivrer immédiatement le signal de commande sur l'électrode de commande de l'interrupteur sans attendre l'expiration du délai prédéterminé T. décompté par la minuterie, uniquement si un instant favorable à la commutation est détecté avant l'expiration du délai prédéterminé Tmax ; 30 - délivrer systématiquement le signal de commande sur l'électrode de commande de l'interrupteur à l'expiration du délai prédéterminé T., si aucun instant favorable à la commutation n'a été détecté avant l'expiration du délai prédéterminé T.. [0011] Selon un autre aspect, l'invention concerne également un procédé de 35 commande de la commutation d'un interrupteur commandable d'un ensemble conforme à l'invention, comportant : - le déclenchement d'une minuterie qui décompte un délai prédéterminé T. en réponse à la réception d'un ordre de commutation de l'interrupteur ; - la délivrance d'un signal de commande directement sur une électrode de commande de l'interrupteur, ce signal de commande étant apte à faire commuter l'interrupteur de l'état ouvert vers l'état fermé, à l'issue du délai prédéterminé Tmax, décompté par la minuterie ; - la détection d'un instant favorable à la commutation de l'interrupteur vers l'état fermé, un instant favorable à la commutation étant un instant dans lequel au moins l'une des conditions suivantes est satisfaite : - la tension V est nulle, ou - la dérivée temporelle dVidt est nulle ; 10 ce procédé comportant : - la répétition en boucle de la détection de l'instant favorable à la commutation, tant que le délai prédéterminé Tmax décompté par la minuterie n'est pas expiré, - la délivrance immédiate du signal de commande sur l'électrode de commande de l'interrupteur, sans attendre l'expiration du délai prédéterminé Tmax décompté par la 15 minuterie, uniquement si un instant favorable à la commutation est détecté avant l'expiration du délai prédéterminé Tmax; - la délivrance systématique du signal de commande sur l'électrode de commande de l'interrupteur à l'expiration du délai prédéterminé Tmax, si aucun instant favorable à la commutation n'a été détecté avant l'expiration du délai prédéterminé Tmax. 20 [0012] L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple non limitatif et faite en se référant aux dessins sur lesquels : - la figure 1 est une illustration schématique d'un ensemble comportant un convertisseur de puissance et un circuit de commande de ce convertisseur ; 25 - la figure 2 est un schéma de principe d'un exemple d'un tel convertisseur ; - la figure 3 est un schéma synoptique partiel du circuit de commande de la figure 1 ; - la figure 4 est un ordinogramme d'un procédé de commande d'un 30 transistor du convertisseur de la figure 1. [0013] Dans ces figures, les mêmes références sont utilisées pour désigner les mêmes éléments. [0014] Dans la suite de cette description, les caractéristiques et fonctions bien connues de l'homme du métier ne sont pas décrites en détails. 35 [0015] La figure 1 représente un ensemble 2 comportant un convertisseur électrique de puissance 4 et un circuit de commande 6. Dans cette description, un convertisseur « de puissance » est un système électrique dans lequel ont lieu des commutations entre des parties différentes de circuits dans le but de gérer des échanges d'énergie électrique entre ces parties de circuit. [0016] Par exemple, le convertisseur 4 est un convertisseur à commutation résonante (ou commutation douce), tel qu'un convertisseur de type connu sous le nom anglais de « dual active bridge », aussi noté DAB. [0017] Par commutation résonante, on désigne ici le fait que les tensions et les courants circulant au sein d'une branche du commutateur présentent, lors de la commutation dans cette branche, une évolution dans le temps qui est régie par des équations de second ordre en fonction du temps, ce qui est typique d'un circuit résonant LC. Une telle commutation résonante est différente des convertisseurs « à résonance » connus de l'homme du métier. [0018] La figure 2 illustre de façon générale un exemple d'un tel convertisseur 4. Ce convertisseur permet de convertir une tension continue Vi en une tension continue Vo et un courant continu lo au moyen de deux convertisseurs DC-AC 4A et AC-DC 4B triphasés connectés électriquement entre eux par un transformateur 4C. Un tel convertisseur 4 est par exemple décrit dans le document suivant : R.W. De Doncker, D.M. Divan, et M. H. Kheraluwala, « A threephase soft-switched high power density DC/DC converter for high power applications », IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 27, n°1, Jan/Feb. 1991, p. 63-73, DOI : 10.1109/28.67533. [0019] Ce convertisseur 4 comporte une pluralité de commutateurs T1 à T12 aptes chacun à commuter entre des états ouvert et fermé lors du fonctionnement du convertisseur 4. La commutation successive de ces commutateurs avec une synchronisation spécifiquement choisie permet d'obtenir l'échange d'énergie électrique désiré. Un exemple de séquence est par exemple décrit dans le document de R.W. De Doncker et al. précédemment cité. [0020] Ces commutateurs sont ici des commutateurs résonants (« resonant switch » 25 en langue anglaise). De tels commutateurs résonants sont par exemple décrits dans la notice d'application « Zero voltage switching resonant power conversion » de Bill Andreycak, Unitrode Application note U-138, Texas Instruments Incorporated, 1999. [0021] Ces commutateurs T1 à T12 sont ici identiques. Ces commutateurs T1 à T12 sont agencés en deux groupes de six, T1 à T6 et T7 à T12, pour former respectivement 30 les deux convertisseurs 4A et 4B. Pour simplifier la description, un seul de ces commutateurs T1 à T12 est représenté sur les figures 1 et 3 et est décrit en détail. Dans la figure 3, ce commutateur porte la référence 10. [0022] La figure 3 illustre plus en détail l'ensemble 2 et notamment le commutateur 10. Chaque commutateur 10 comporte : 35 - un interrupteur commandable 20, comportant de manière simplifiée une électrode de commande et deux électrodes de puissance dont une sert de référence de potentiel ; - un circuit 22, connecté électriquement avec le transistor 20. [0023] L'interrupteur 20 est configuré pour laisser circuler un courant électrique entre 40 les électrodes de puissance et, en alternance, bloquer ce courant entre ces électrodes de puissance, en fonction d'un signal de commande reçu sur l'électrode de commande. [0024] Dans cet exemple, l'interrupteur 20 est un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT, pour « insulated gate bipolar transistor » en langue anglaise), comportant une 5 grille G, un collecteur C et un émetteur E. L'électrode de commande est formée par la grille G, les électrodes de puissances sont formées par le collecteur C et l'émetteur E. [0025] Le commutateur 10 comporte en outre ici, de façon connue, une diode de roue libre 21 (« freewheeling diode » en langue anglaise) directement connectée électriquement entre la source et le drain du transistor 20. 10 [0026] Le transistor 20 commute entre les états ouvert et fermé. En particulier, le transistor 20 commute depuis son état ouvert vers son état fermé lorsqu'il reçoit sur sa grille G un signal de commande de commutation. On parle alors de « fermeture » ou « d'allumage » du transistor 20. Ici, le transistor 20 est commandé en appliquant une différence de potentiel électrique VGE entre la grille G et l'émetteur E. Le transistor 15 20 reste dans l'état fermé tant que cette différence de potentiel VGE est appliquée. [0027] Le circuit 22 concourt à la formation d'un circuit résonant LC au sein d'une partie 23 du convertisseur 4 (figure 2). Cette partie 23 est ici une portion du circuit du convertisseur 4A et comporte : - deux commutateurs (ici T1 et Ta) connectés électriquement en série entre les bornes 20 de l'entrée sur laquelle est appliquée la tension Vi ; - une branche qui s'étend depuis un point entre les commutateurs T1 et T4 d'une part et une borne d'entrée du transformateur 4C d'autre part. Cette branche comporte une partie inductive représentée par l'inductance Lfl. [0028] Le circuit résonant LC a pour rôle de modifier la forme du courant qui circule 25 dans le groupe 23 ainsi que la tension aux bornes des commutateurs lors des commutations. [0029] Le circuit LC présente une capacité électrique totale Co et une inductance totale Lo. Plus précisément, pendant la phase de fonctionnement qui précède la fermeture de l'interrupteur 20, la capacité Co et l'inductance Lo sont connectées 30 électriquement en série pour former le circuit LC. [0030] L'inductance Lo est la somme de toutes les inductances présentes dans la maille de circuit qui est parcourue par le courant qui passe par le transistor 20 lors de la commutation. Cette maille correspond ici principalement à la partie 23. Ici, l'inductance Lo est la somme de toutes les inductances de la partie 23, à savoir 35 l'inductance Lt1 et les inductances parasites du bobinage du transformateur 4C et des fils formant le circuit. De même, la capacité Co est la somme de toutes les capacités présentes dans cette maille de circuit. [0031] Ici, le circuit 22 comporte un condensateur de capacité Cx connecté électriquement et directement en parallèle du transistor 20 entre son collecteur C et son émetteur E. La capacité Co est donc égale à la somme de Cx et des capacités parasites présentes dans cette maille. [0032] Ce qui a été décrit en référence à la partie 23 s'applique aux autres parties du convertisseur 4 définis de façon analogue en référence aux autres commutateurs T1 à 5 T12. Dans cet exemple, les valeurs de Co et Lo sont les mêmes pour toutes ces parties respectives du convertisseur 4. [0033] Les valeurs de Co et Lo déterminent la fréquence de résonance fo. Cette fréquence fo est notamment choisie en fonction des caractéristiques de commutation du commutateur 10. En pratique, ici, lors de la conception du circuit 6, la fréquence fo 10 est définie en fonction de la fréquence de fonctionnement f du convertisseur 4. Ici, la fréquence f est la fréquence de commutation des commutateurs T1 à T12. De préférence, fo est choisie égale à cinquante fois ou à cent fois ou à deux cent fois la fréquence f. Par exemple, la fréquence f de fonctionnement du convertisseur 4 est égale à 100kHz. On choisit donc ici une valeur de fo égale à 10MHz. On note To la 15 période égale à l'inverse de cette fréquence fo. [0034] Le circuit 6 est apte à gérer le fonctionnement du convertisseur 4 et notamment à déclencher la commutation des commutateurs du convertisseur 4. Par exemple, le circuit 6 comporte un ordonnanceur 24 programmé pour délivrer des ordres de commutation aux différents commutateurs du convertisseur 4. L'ordre de 20 commutation est par exemple un signal logique. [0035] Dans cette description, on peut distinguer un signal dit « de puissance » d'un signal logique de la façon suivante. Un signal de puissance est utilisé principalement pour transférer de l'énergie avec l'extérieur de l'ensemble 2, entre une entrée et une sortie du convertisseur 4. Un signal logique a principalement pour fonction d'échanger 25 des informations à l'intérieur de l'ensemble 2. Ici, les valeurs maximales de courant et/ou de tension d'un signal de puissance sont dix ou vingt ou cent fois plus grandes que celles d'un signal logique. Par exemple, l'intensité d'un signal logique est inférieure à 0,5 A ou à 100mA et l'intensité d'un signal de puissance est supérieure à 1A ou à 10A. 30 [0036] Le circuit 6 est notamment configuré pour délivrer, directement sur la grille G, le signal de commande de commutation du transistor 20 de façon à favoriser une commutation douce de ce transistor 20. [0037] Sur la figure 3, seuls les éléments nécessaires à la commande de la commutation du seul commutateur 10 sont représentés et décrits. Les éléments du 35 circuit 6 pour la commande des autres commutateurs du convertisseur 4 sont, par exemple, identiques. [0038] Le circuit 6 comporte ainsi : - un capteur 30 de la tension électrique aux bornes du transistor 20, - un générateur 32 de signal de commande du transistor 20, aussi nommé « driver de 40 grille » du transistor 20 et - un module 34 de commande de la commutation du transistor 20. [0039] Par exemple, le circuit 6 est incorporé dans une carte électronique de contrôle raccordée électriquement au convertisseur 4. [0040] Le capteur 30 est apte à mesurer : - la tension électrique V instantanée entre l'émetteur E et le collecteur C du transistor 20, et, - la dérivée temporelle dVidt de la tension V. [0041] A cet effet, ce capteur 30 comporte un module de mesure de tension connecté électriquement entre l'émetteur E et le collecteur C du transistor 20 pour mesurer la tension V. Le capteur 30 comprend également un circuit pour déterminer la dérivée dVidt. Par exemple, la dérivée dVidt est déterminée à partir de la mesure du courant électrique qui circule dans un condensateur connecté électriquement directement en parallèle de ce module. Le capteur 30 comporte ici une interface de sortie apte à délivrer au module 34 des signaux représentatifs, respectivement, des valeurs de la tension V et de la dérivée dVidt. [0042] Dans cette description, l'expression « tension aux bornes du transistor 20 » fait référence à la tension mesurée entre le collecteur C et l'émetteur E de ce transistor 20. [0043] Le générateur 32 est apte à générer le signal de commande de la commutation du transistor 20 en réponse à la réception d'un ordre de fermeture émis par l'ordonnanceur 24. Le générateur 32 comporte ainsi une interface d'entrée pour recevoir cet ordre et une interface de sortie pour délivrer ce signal de commande. Ce signal de commande est ici directement appliqué sur la grille G du transistor 20 pour en commander la fermeture et, alternativement, l'ouverture. [0044] Le module 34 est apte : - à déclencher une minuterie qui décompte un délai prédéterminé Tmax en réponse à la réception d'un ordre de commutation du transistor 20; - à délivrer le signal de commande directement sur une grille du transistor à l'issue du délai Tmax décompté par la minuterie ; 30 - à détecter un instant favorable à la commutation du transistor vers l'état fermé, [0045] Le module 34 est en outre configuré pour : - répéter en boucle la détection de l'instant favorable à la commutation tant que le délai Tmax décompté par la minuterie n'est pas expiré, - délivrer immédiatement le signal de commande sur la grille G sans attendre 35 l'expiration du délai Tmax, uniquement si un instant favorable à la commutation est détecté avant l'expiration de ce délai Tmax; - délivrer systématiquement le signal de commande sur la grille G à l'expiration du délai Tmax, si aucun instant favorable à la commutation n'a été détecté avant l'expiration de ce délai Tmax. [0046] On considère qu'un instant est favorable à la commutation du transistor 20 vers l'état fermé dès lors qu'au moins l'une des conditions suivantes est satisfaite pour ce transistor : - la tension V est nulle, ou - la dérivée temporelle dV/dt est nulle. [0047] Le module 34 est ici configuré pour recevoir l'ordre de fermeture, et pour délivrer le signal de commande sur la grille G uniquement lorsque l'instant favorable est détecté avant expiration du délai Tmax et, dans le cas où il n'est pas détecté dans ce délai, pour le délivrer immédiatement à l'expiration du délai Tmax. [0048] A cet effet, le module 34 comporte ici : - le générateur 32, - une unité 50 de détection de l'ordre de fermeture émis par l'ordonnanceur 24 ; - un comparateur 52 de la valeur de tension V mesurée par le capteur 30, - un comparateur 54 de la valeur de dV/dt mesurée par le capteur 30, 15 - une porte logique « OU » 56, - une unité 58 de gestion de l'ordre de fermeture (et, alternativement, d'ouverture). [0049] L'unité 50 est ici configurée pour recevoir l'ordre de fermeture. L'unité 50 comporte une minuterie qui incrémente, en fonction du temps qui s'écoule, une durée Dt, à partir du moment où elle reçoit cet ordre. L'unité 50 est en outre programmée 20 pour émettre systématiquement un signal d'autorisation de la commutation à destination de la porte 56 dès que la durée Dt calculée présente une valeur supérieure ou égale au délai Tmax. Le signal d'autorisation est par exemple un signal logique « vrai » destiné à être appliqué lorsque la condition est remplie. [0050] Dans cette description, le délai Tmax est dit avoir expiré dès lors que la durée 25 Dt calculée atteint une valeur supérieure ou égale à Tmax. [0051] Par exemple, le choix du délai Tmax résulte d'un compromis entre la nécessité de laisser suffisamment de temps pour qu'un instant favorable à la commutation ait le temps de s'établir et la nécessité de ne pas empêcher trop longtemps la commutation. Ici, Tmax est déterminé en fonction de la fréquence f du convertisseur 4 30 et de la fréquence fo du circuit 22. Par exemple, Tmax est supérieur ou égal à T0/4. Tmax est avantageusement inférieur ou égal à 2*To ou à To. Ici, Tmax est choisi égal à 0,275*To. [0052] Le comparateur 52 est configuré pour acquérir le signal représentatif de la valeur de la tension V mesurée par le capteur 30 et pour vérifier automatiquement si 35 la condition de commutation à tension nulle (aussi notée condition V = 0) est satisfaite. Le comparateur 52 est ainsi programmé pour émettre systématiquement un signal d'autorisation de la commutation dès que la condition V = 0 est satisfaite, et pour ne pas émettre un tel signal tant que la condition V = 0 n'est pas satisfaite. [0053] II en va de même pour le comparateur 54, en référence à la condition 40 dV/dt = 0 et au signal représentatif de la valeur de dV/dt acquise par le capteur 30. [0054] L'unité 58 est apte à recevoir le signal représentant l'ordre de fermeture (et, alternativement, d'ouverture) émis par l'ordonnanceur 24 ainsi que le signal d'autorisation émis en sortie de la porte 56. Lorsque l'ordre de fermeture et ce signal sont tous deux présents, l'unité 58 relaye l'ordre de commutation à destination du générateur 32 pour que ce dernier émette le signal de commande directement sur la grille G. Le transistor 20, en conséquence, devient conducteur (fermeture). A cet effet, l'interface d'entrée du générateur 32 est connecté électriquement en sortie de l'unité 58. [0055] Par exemple, l'ordre et le signal sont délivrés sous la forme d'impulsions.The invention relates to an assembly comprising a power converter and a control circuit of the converter, such a control circuit and a method for controlling the switching of a power converter. a transistor of such a converter by means of this control circuit. [002] Electric power converters are known which include switches, such as inverters. Each switch (also called power switch) is able to switch between an open state, in which it does not let through an electric current and a closed state, in which it is let through the current. Typically, the converter is associated with a control circuit configured to synchronize the operation of the switches. For example, this control circuit sends switching commands to the different switches at predefined times. In particular, this circuit is configured so that the switching of a switch, from the open state to the closed state (also referred to as "closing" or "switching on" of the switch), preferably does not occur. when a significant difference in electrical voltage is present at its terminals. In general, this reduces the switching energy losses. Such switches are known as soft-switching or zero-voltage switching (ZVS) switches. These switches are generally implemented by means of transistors, such as insulated gate bipolar transistors. US-6614288-A1 (DAGAN ET AL) discloses such a control circuit. This control circuit is able to: apply a delay in response to the reception of a switching command of the transistor; at the end of the delay, delivering a control signal directly to a gate of the transistor, this control signal being able to switch the transistor from the open state to the closed state; waiting for a favorable condition for switching the transistor to the closed state, a condition favorable to commutation being an instant in which at least one of the following conditions is satisfied: the voltage V becomes zero, or the derivative temporal dVidt is null. [003] This circuit takes into account the evolution of the time derivative dVidt of the voltage to determine if one of the favorable conditions is met. The condition relating to the time derivative corresponds to the zero current switching (ZCS) condition. This allows switching, even if the zero voltage switching condition is not fulfilled at the moment when this voltage is minimal. In this way, switching is achieved in satisfactory conditions. Thus, the energy losses are minimized even if it is not possible to switch systematically to zero voltage. [4] This known circuit however has drawbacks. In particular, by its mode of operation, it introduces a delay, systematically, between the reception of the switching command and the actual switching ("time delay block 104" col., Line 27). This therefore introduces a delay in the ignition of the transistor, whatever the circumstances. [5] There is therefore a need to control the switching of such a soft switching transistor that reduces the turn-on time of the transistor while retaining the advantages of the known control circuit. [6] The invention therefore relates to an assembly, comprising: - a power converter including a controllable switch, able to switch, according to a control signal received on a control electrode of this switch, between a closed state, wherein it passes an electric current between power electrodes and, alternately, an open state in which it blocks this current; a control circuit of the converter adapted to deliver a control signal on the control electrode, for switching the switch from the open state to the closed state, this circuit comprising: a sensor able to measure the electrical voltage V between the power electrodes of the switch; a control module, capable of: - triggering a timer which counts a predetermined delay Trmax in response to the receipt of a switching command of the switch; at the end of the predetermined period Tn, ax, counted by the timer, to deliver a control signal directly to the control electrode of the switch, this control signal being able to switch the switch of the open state to the closed state; detecting an instant favorable to switching the switch to the closed state, a moment favorable to switching being an instant in which at least one of the following conditions is satisfied: the voltage V is zero, or 0 the time derivative dVidt is zero; and in which the control module is configured to: - repeat the detection of the switching-in time as long as the predetermined time Tmax counted by the timer has not expired, - immediately issue the control signal on the the control electrode of the switch without waiting for the expiration of the predetermined time Tmax counted by the timer, only if a favorable time for switching is detected before the expiration of the predetermined time Tmax; - Always issue the control signal on the gate of the switch at the expiration of the predetermined time Tmax, if no time favorable to switching was detected before the expiration of the predetermined time Tmax. [007] By testing the switching conditions V = 0 and dVidt = 0 without waiting for the expiration of the delay Tmax, the transistor can be switched immediately for a moment favorable to switching, without having to wait systematically for the expiry of the delay as in the control circuit of US-6614288-A1. Thus, the switching speed is improved. The systematic switching on the expiry of the predetermined time nevertheless makes it possible to ensure switching despite all, when no favorable switching condition could be detected, so as not to cause excessive delays in switching. [008] Embodiments of the invention may have one or more of the following features: the assembly further comprises an electrical circuit comprising a capacitor electrically connected in parallel between the power electrodes of said switch; an inductance electrically connected in series with a portion of the converter, this portion electrically connecting the switch to a transformer of the converter; said capacitor and inductor forming a resonant circuit LC so as to modify the current flowing in the portion and change the voltage across the switches during switching; a low-pass filter for filtering the measured voltage V, which filter has a cut-off frequency fc within the range [0.1 * f1; Where fo is the resonance frequency of the resonant circuit. the frequency fo lies between 100 kHz and 10 MHz. the delay Tmax lies between T0 / 4 and 2 * TB, where To is the period defined as the inverse of the frequency fo. the switch is a bipolar transistor with insulated gate, this transistor comprising: a gate forming the control electrode; an emitter and a collector forming the power electrodes; the control circuit being adapted to deliver a gate control voltage to the gate of the transistor. These embodiments also have the following advantages: the filter makes it possible to eliminate, at least in part, the parasitic oscillations present on the measured voltage signal between the source and the drain of the transistor and thus to reduce the risk of an accidental switching of the transistor caused by a local minimum of the voltage V. [0olo] According to another aspect, the invention also relates to a control circuit of a converter of an assembly according to the invention, this circuit of control being able to deliver a control signal on a control electrode of a controllable switch of a power converter, to switch the switch from an open state to a closed state, this circuit comprising: - a sensor able to measure the voltage V between power electrodes 10 of said switch; - A control module, able: - to trigger a timer that counts a predetermined time T. in response to the receipt of a switching command of the switch; at the end of the predetermined time interval Trnax, counted by the timer, to deliver a control signal directly to the control electrode of the switch, this control signal being able to switch the switch of the state open to the closed state; detecting an instant favorable to switching the switch to the closed state, a moment favorable to switching being an instant in which at least one of the following conditions is satisfied: the voltage V is zero, or O the time derivative dVidt is zero; the control module being configured to: - repetitively repeat the detection of the time favorable for switching until the predetermined time Tmax counted by the timer has expired, - immediately deliver the control signal to the electrode controlling the switch without waiting for the expiration of the predetermined time T. counted by the timer, only if a time favorable to switching is detected before the expiration of the predetermined time Tmax; Systematically output the control signal to the control electrode of the switch at the expiration of the predetermined time T., if no switching-favorable time has been detected before the expiration of the predetermined time T. According to another aspect, the invention also relates to a method of controlling the switching of a controllable switch of an assembly according to the invention, comprising: the triggering of a timer which counts a predetermined time delay; T. in response to receiving a switch command from the switch; - The delivery of a control signal directly to a control electrode of the switch, the control signal being able to switch the switch from the open state to the closed state, after the predetermined time Tmax, counted by the timer; detecting a moment favorable to switching the switch to the closed state, a time favorable to switching being an instant in which at least one of the following conditions is satisfied: the voltage V is zero, or - the time derivative dVidt is zero; This method comprising: - the looping repetition of the detection of the moment favorable to switching, as long as the predetermined time Tmax counted by the timer has not expired, - the immediate delivery of the control signal on the electrode controlling the switch, without waiting for the expiration of the predetermined time Tmax counted by the timer, only if a time favorable to switching is detected before the expiration of the predetermined time Tmax; - The systematic delivery of the control signal on the switch control electrode at the expiration of the predetermined time Tmax, if no time favorable to switching was detected before the expiration of the predetermined time Tmax. The invention will be better understood on reading the description which follows, given solely by way of nonlimiting example and with reference to the drawings, in which: FIG. 1 is a diagrammatic illustration of a set comprising a power converter and a control circuit of this converter; FIG. 2 is a block diagram of an example of such a converter; FIG. 3 is a partial block diagram of the control circuit of FIG. 1; FIG. 4 is a flowchart of a method for controlling a transistor of the converter of FIG. 1. In these figures, the same references are used to designate the same elements. In the following description, the features and functions well known to those skilled in the art are not described in detail. FIG. 1 represents an assembly 2 comprising an electric power converter 4 and a control circuit 6. In this description, a "power" converter is an electrical system in which switching takes place between different parts of circuits for the purpose of managing exchanges of electrical energy between these circuit parts. For example, the converter 4 is a resonant switching converter (or soft switching), such as a type converter known as the English "dual active bridge", also noted DAB. By resonant switching, here refers to the fact that the voltages and currents flowing in a branch of the switch present, during switching in this branch, an evolution in time which is governed by equations of second order as a function of time, which is typical of an LC resonant circuit. Such resonant switching is different from "resonant" converters known to those skilled in the art. FIG. 2 generally illustrates an example of such a converter 4. This converter makes it possible to convert a direct voltage Vi into a direct voltage Vo and a direct current lo by means of two DC-AC converters 4A and AC-1. DC 4B three-phase electrically connected to each other by a transformer 4C. Such a converter 4 is for example described in the following document: RW De Doncker, DM Divan, and MH Kheraluwala, "A three-phase soft-switched high power density DC / DC converter for high power applications," IEEE Transactions on Industry Applications, flight . 27, No. 1, Jan / Feb. 1991, p. 63-73, DOI: 10.1109 / 28.67533. This converter 4 comprises a plurality of switches T1 to T12 each able to switch between open and closed states during operation of the converter 4. The successive switching of these switches with a specifically chosen synchronization allows to obtain the exchange of desired electrical energy. An example sequence is described, for example, in R. W. De Doncker et al. previously cited. These switches are here resonant switches ("resonant switch" 25 in the English language). Such resonant switches are for example described in Bill Andreycak's "Zero voltage switching resonant power conversion" application note, Unitrode Application note U-138, Texas Instruments Incorporated, 1999. These switches T1 to T12 are identical here. . These switches T1 to T12 are arranged in two groups of six, T1 to T6 and T7 to T12, to form respectively the two converters 4A and 4B. To simplify the description, only one of these switches T1 to T12 is shown in Figures 1 and 3 and is described in detail. In FIG. 3, this switch carries the reference 10. [0022] FIG. 3 illustrates in more detail the assembly 2 and in particular the switch 10. Each switch 10 comprises: a controllable switch 20, comprising, in simplified manner, an electrode control and two power electrodes one of which serves as a potential reference; a circuit 22, electrically connected to the transistor 20. The switch 20 is configured to allow an electric current to flow between the power electrodes and, alternately, to block this current between these power electrodes, as a function of a control signal received on the control electrode. In this example, the switch 20 is a bipolar transistor insulated gate (IGBT for "insulated gate bipolar transistor" in English), comprising a gate G, a collector C and an emitter E. The electrode is formed by the gate G, the power electrodes are formed by the collector C and the emitter E. [0025] The switch 10 further comprises here, in known manner, a freewheeling diode 21 ("freewheeling diode In English language) directly electrically connected between the source and the drain of the transistor 20. The transistor 20 switches between the open and closed states. In particular, the transistor 20 switches from its open state to its closed state when it receives on its gate G a switching control signal. This is called "closing" or "switching on" of the transistor 20. Here, the transistor 20 is controlled by applying an electric potential difference VGE between the gate G and the emitter E. The transistor 15 remains in the closed state as long as this potential difference VGE is applied. The circuit 22 contributes to the formation of a resonant circuit LC within a portion 23 of the converter 4 (Figure 2). This portion 23 is here a portion of the converter circuit 4A and comprises: - two switches (here T1 and Ta) electrically connected in series between the terminals 20 of the input on which the voltage Vi is applied; a branch extending from a point between the switches T1 and T4 on the one hand and an input terminal of the transformer 4C on the other hand. This branch comprises an inductive part represented by inductance Lfl. The LC resonant circuit has the role of modifying the shape of the current flowing in the group 23 and the voltage across the switches during switching. The LC circuit has a total electrical capacitance Co and a total inductance Lo. More specifically, during the operation phase which precedes the closing of the switch 20, the capacitance Co and the inductance Lo are electrically connected in series to form the LC circuit. The inductance Lo is the sum of all the inductances present in the circuit mesh which is traversed by the current that passes through the transistor 20 during switching. This mesh here mainly corresponds to the part 23. Here, the inductance Lo is the sum of all the inductances of the part 23, namely the inductance Lt1 and the parasitic inductances of the winding of the transformer 4C and the wires forming the circuit. . Similarly, the capacity Co is the sum of all the capacities present in this mesh of circuit. Here, the circuit 22 comprises a capacity capacitor Cx electrically connected directly in parallel with the transistor 20 between its collector C and its emitter E. The capacitance Co is equal to the sum of Cx and parasitic capacitances present in this mesh. What has been described with reference to the part 23 applies to the other parts of the converter 4 defined analogously with reference to the other switches T1 to T12. In this example, the values of Co and Lo are the same for all these respective parts of the converter 4. The values of Co and Lo determine the resonance frequency fo. This frequency fo is chosen in particular according to the switching characteristics of the switch 10. In practice, here, during the design of the circuit 6, the frequency fo 10 is defined as a function of the operating frequency f of the converter 4. Here, the frequency f is the switching frequency of switches T1 to T12. Preferably, fo is chosen equal to fifty times or a hundred times or two hundred times the frequency f. For example, the operating frequency f of the converter 4 is equal to 100 kHz. So here we choose a value of fo equal to 10MHz. We denote To the period equal to the inverse of this frequency fo. The circuit 6 is able to manage the operation of the converter 4 and in particular to trigger the switching of the switches of the converter 4. For example, the circuit 6 includes a scheduler 24 programmed to issue switching commands to the various switches of the converter 4 The switching order is for example a logic signal. In this description, we can distinguish a signal called "power" of a logic signal as follows. A power signal is mainly used to transfer energy with the outside of the set 2, between an input and an output of the converter 4. A logic signal is mainly used to exchange information inside. 2. Here, the maximum values of current and / or voltage of a power signal are ten or twenty or one hundred times greater than those of a logic signal. For example, the intensity of a logic signal is less than 0.5A or 100mA and the intensity of a power signal is greater than 1A or 10A. The circuit 6 is in particular configured to deliver, directly to the gate G, the switching control signal of the transistor 20 so as to promote a smooth switching of this transistor 20. [0037] In FIG. Elements necessary to control the switching of the single switch 10 are shown and described. The elements of the circuit 6 for controlling the other switches of the converter 4 are, for example, identical. The circuit 6 thus comprises: a sensor 30 of the electrical voltage across the terminals of the transistor 20, a control signal generator 32 of the transistor 20, also called a "gate driver" of the transistor 20, and a module 34, for example, the circuit 6 is incorporated in an electronic control card electrically connected to the converter 4. [0040] The sensor 30 is able to measure: between the emitter E and the collector C of the transistor 20, and the time derivative dVidt of the voltage V. For this purpose, this sensor 30 comprises a voltage measuring module electrically connected between the emitter E and the collector C of the transistor 20 for measuring the voltage V. The sensor 30 also comprises a circuit for determining the derivative dVidt. For example, the derivative dVidt is determined from the measurement of the electric current flowing in a capacitor electrically connected directly in parallel with this module. The sensor 30 here comprises an output interface capable of delivering to the module 34 representative signals, respectively, values of the voltage V and the derivative dVidt. In this description, the expression "voltage across the transistor 20" refers to the voltage measured between the collector C and the emitter E of this transistor 20. The generator 32 is able to generate the signal for controlling the switching of the transistor 20 in response to the receipt of a closing command issued by the scheduler 24. The generator 32 thus comprises an input interface for receiving this command and an output interface for delivering this signal. ordered. This control signal is here directly applied to the gate G of the transistor 20 to control the closing and, alternatively, the opening. The module 34 is able: - to trigger a timer which counts a predetermined delay Tmax in response to the receipt of a switching command of the transistor 20; to deliver the control signal directly to a gate of the transistor at the end of the delay Tmax counted by the timer; - to detect a time favorable to the switching of the transistor to the closed state, the module 34 is further configured to: - repeat loop detection of the moment favorable to switching as the time Tmax counted down by the timer is not expired, - immediately issue the control signal on the gate G without waiting for the expiration of the delay Tmax, only if a time favorable to switching is detected before the expiration of this delay Tmax; - Always deliver the control signal on the gate G at the expiration of the delay Tmax, if no time favorable to switching was detected before the expiration of this time Tmax. It is considered that an instant is favorable to the switching of the transistor 20 to the closed state since at least one of the following conditions is satisfied for this transistor: - the voltage V is zero, or - the time derivative dV / dt is zero. The module 34 is here configured to receive the closing command, and to deliver the control signal on the gate G only when the favorable instant is detected before the expiration of the delay Tmax and, in the case where it is not possible. is not detected within this time period, to deliver it immediately upon expiry of the Tmax delay. For this purpose, the module 34 comprises here: - the generator 32, - a unit 50 for detecting the closing order issued by the scheduler 24; a comparator 52 of the voltage value V measured by the sensor 30, a comparator 54 of the value of dV / dt measured by the sensor 30, an "OR" logic gate 56, a power management unit 58; the closing order (and, alternatively, opening). The unit 50 is here configured to receive the closing order. The unit 50 includes a timer that increments, as a function of time, a duration Dt, from the moment it receives this order. The unit 50 is further programmed to systematically transmit an authorization signal for the switching to the gate 56 as soon as the calculated duration Dt has a value greater than or equal to the delay Tmax. The authorization signal is for example a "true" logic signal intended to be applied when the condition is fulfilled. In this description, the delay Tmax is said to have expired when the calculated duration 25 Dt reaches a value greater than or equal to Tmax. For example, the choice of the delay Tmax results from a compromise between the need to leave enough time for a time favorable to switching has time to establish and the need not to prevent too long the switching. Here, Tmax is determined as a function of the frequency f of the converter 4 and the frequency fo of the circuit 22. For example, Tmax is greater than or equal to T0 / 4. Tmax is advantageously less than or equal to 2 * To or To. Here, Tmax is chosen equal to 0.275 * To. The comparator 52 is configured to acquire the signal representative of the value of the voltage V measured by the sensor 30 and to automatically check whether the zero-voltage switching condition (also noted condition V = 0) is satisfied. The comparator 52 is thus programmed to systematically transmit a switching authorization signal as soon as the condition V = 0 is satisfied, and not to emit such a signal as long as the condition V = 0 is not satisfied. It is the same for the comparator 54, with reference to the condition 40 dV / dt = 0 and the signal representative of the value of dV / dt acquired by the sensor 30. The unit 58 is suitable. to receive the signal representing the closing order (and, alternatively, opening) issued by the scheduler 24 and the authorization signal issued at the output of the gate 56. When the closing order and this signal are both present, the unit 58 relays the switching order to the generator 32 so that the latter emits the control signal directly on the gate G. The transistor 20, accordingly, becomes conductive (closing). For this purpose, the input interface of the generator 32 is electrically connected at the output of the unit 58. For example, the order and the signal are delivered in the form of pulses.
L'unité 58 relaye l'ordre de fermeture uniquement si le signal d'autorisation est reçu après que l'ordre ait été reçu et qu'aucun ordre contraire de commutation, dit ordre d'ouverture, ordonnant la commutation vers l'état ouvert du transistor 20, n'ait été reçu entre temps par l'unité 58. L'unité 58 comporte à cet effet une mémoire. [0056] L'unité 58 est également configurée pour mémoriser l'ordre de fermeture reçu et pour réinitialiser l'unité 50 et les comparateurs 52, 54 si un ordre d'ouverture ordonnant l'ouverture du transistor 20 est reçu par l'unité 58 avant que le module 34 n'ait eu la possibilité de commuter le transistor 20. Par exemple, l'unité 58 comporte une bascule logique de type RS. L'ordre de fermeture est donné par la porte 56 et l'ordre d'ouverture est donné par l'entrée reliée à l'ordonnanceur 24. [0057] En commutant le transistor 20 pendant un instant favorable à la commutation, on assure une commutation douce, ce qui permet de réduire les pertes d'énergie lors de la commutation (dites « énergie de commutation »). Le fait de forcer la commutation au bout d'un délai Tmax après réception de l'ordre de fermeture permet de ne pas stopper le fonctionnement du convertisseur dans les rares cas où une condition favorable à la fermeture ne parviendrait pas à s'établir dans un délai raisonnable. [0058] Néanmoins, le délai Tmax n'est pas appliqué systématiquement, comme le font généralement les dispositifs connus tel que celui décrit par le brevet susmentionné US-6614288-Al. Dans ce brevet, la commutation ne peut se produire qu'à l'issue de ce délai, qui permet théoriquement de laisser le temps à la tension aux bornes du commutateur de varier de sorte qu'une condition favorable à la fermeture puisse s'établir. Cela a pour inconvénient d'allonger la durée de commutation puisque dans tous les cas le délai doit être respecté, même lorsque le transistor se trouve déjà dans une condition favorable à la commutation avant l'expiration de ce délai. Au contraire, ici, la commutation peut survenir avant l'expiration du délai dès lors qu'au moins une des conditions V = 0 ou dVidt = 0 est remplie. On évite alors d'imposer un retard indu avant de procéder à la fermeture du transistor 20, ce qui améliore la performance de l'ensemble 2. Autrement dit, le module 34 permet de suivre la fenêtre temporelle pendant laquelle une commutation douce est permise, quelque soit le point de fonctionnement du convertisseur 4. En effet, les instants précis où les conditions V = 0 ou dVidt = 0 sont satisfaites ne sont pas connus à l'avance et peuvent varier selon des conditions extérieures au convertisseur 4. [0059] En outre, la condition dVidt = 0 permet la commutation lorsque la condition V = 0 n'est pas rigoureusement atteinte. Par exemple, la tension V diminue jusqu'à atteindre une valeur minimale, proche de zéro, mais néanmoins pas nulle. Une commutation douce est cependant possible lorsque la tension V atteint son minimum, car elles approchent suffisamment la condition de commutation à tension nulle. Il est donc légitime de considérer la condition dVidt = 0 comme indiquant une condition favorable à la fermeture du transistor 20. Ainsi, en ajoutant cette condition dVidt = 0, la fermeture du transistor 20 est permise dans de bonnes conditions même si la condition V = 0 n'est pas satisfaite. Ceci évite d'avoir à attendre l'expiration du délai Tmax alors que les conditions se prêtent à une telle fermeture. Là encore, on évite ainsi d'imposer un retard indu avant de procéder à la fermeture du transistor 20, ce qui améliore la performance de l'ensemble 2. [0060] Avantageusement, l'ensemble 2 comporte un filtre 40 passe-bas avec une fréquence de coupure fc, pour filtrer le signal de tension mesuré par le capteur 30 de sorte à en éliminer les composantes à haute fréquence. Ce faisant, le filtre 40 permet de réduire les oscillations parasites que pourrait présenter le signal mesuré entre la source et le drain du transistor 20. Or, de telles oscillations se traduisent par des minima locaux dans la tension V. De tels minima locaux pourraient être interprétés, de façon erronée, par le module 34, comme correspondant à la condition dVidt = 0 et provoquer la délivrance prématurée du signal de commande du transistor 20, alors qu'en réalité le transistor 20 n'est pas dans un instant favorable à la commutation. Ainsi, en réduisant la possibilité d'occurrence de tels minima locaux grâce au filtrage par le filtre 40, on réduit le risque de « faux positifs » dans la détection d'un instant favorable. L'efficacité du module 34 en est ainsi améliorée. [0061] Ce filtre 40 est par exemple intercalé électriquement entre d'une part le capteur 30 et d'autre part le collecteur C et l'émetteur E. Par exemple, le filtre 40 est un filtre passe-bas d'ordre 2. [0062] La fréquence de coupure fc du filtre 40 est préférentiellement choisie dans l'intervalle délimité par [fo/100 ; 100*fo] et plus préférentiellement dans l'intervalle [fo/50 ; 50*fo] et encore plus préférentiellement dans l'intervalle [fo/10 ; 10*fo]. De préférence, fc est supérieure ou égale à 1,05*f0 ou à 1,01*fo [0063] Un exemple de fonctionnement de l'ensemble 2 va maintenant être décrit en référence à l'ordinogramme de la figure 4 et à l'aide des figures 1 à 3. [0064] D'abord, lors d'une étape 100, un ordre de fermeture est émis par l'ordonnanceur 24 pour commander la fermeture du transistor 20 du commutateur 10. Cet ordre est alors immédiatement reçu par l'unité 50, qui commence automatiquement et immédiatement à incrémenter la durée Dt écoulée à compter de la réception de cet ordre. [0065] Ensuite, lors d'une étape 102, tant que la durée Dt incrémentée par l'unité 50 est strictement inférieure à la valeur du délai Tm, le module 34 répète automatiquement en boucle la détection de l'état favorable à la fermeture du transistor 20. Pour ce faire, le capteur 30 mesure en continu la tension V aux bornes 5 du transistor 20 et détermine la dérivée dV/dt instantanée. Les valeurs de la tension V et de la dérivée dV/dt sont transmises respectivement aux comparateurs 52 et 54. Ces derniers vérifient, respectivement, si les conditions V = 0 et dV/dt = 0 sont remplies. Si au moins l'une de ces deux conditions est remplie, alors le comparateur correspondant émet un signal d'autorisation à destination de la porte 56 pour 10 autoriser la commutation du transistor 20. Dans le cas où la condition n'est pas remplie, le comparateur correspondant n'émet pas de signal d'autorisation. [0066] Dès lors qu'un signal d'autorisation a été émis, lors d'une étape 104, la porte 56 transmet automatiquement le signal d'autorisation qu'elle a reçu à destination de l'unité 58. 15 [0067] Si l'ordre de fermeture et le signal d'autorisation ont été reçus par l'unité 58, et qu'aucun ordre contraire n'a été reçu entre temps par l'unité 58, alors, lors d'une étape 106, elle transmet l'ordre de fermeture au générateur 32. Ce dernier émet immédiatement, en réponse, le signal de commande à destination de la grille G pour déclencher la commutation du transistor 20. 20 [0068] Dans le cas contraire, par exemple si l'unité 58 a entre temps reçu un ordre d'ouverture de la part du circuit 6 ordonnant la commutation vers l'état ouvert du transistor 20, alors le procédé est arrêté. L'étape 100 est de nouveau appliquée dès qu'un nouvel ordre de fermeture du transistor 20 est émis par le générateur 32. [0069] Si à l'issue de l'étape 102 aucune condition favorable n'a pu être détectée (et 25 donc qu'aucune commutation du transistor 20 n'a pu être commandée) et que la durée Dt calculée par l'unité 50 atteint une valeur égale au délai T'. , alors l'unité 50 émet automatiquement et systématiquement (étape 108) le signal d'autorisation à destination de la porte 56 pour autoriser la commutation du transistor 20. L'étape 104 est alors appliquée. 30 [0070] De nombreux autres modes de réalisation sont possibles. [0071] Le convertisseur 4 peut être réalisé différemment et peut notamment présenter une architecture différente. Le convertisseur 4 est par exemple un onduleur ou un redresseur. Le convertisseur 4 et les convertisseurs 4A et 4B sont par exemple des convertisseurs polyphasés, avec un nombre de phases différent de trois. Le 35 convertisseur 4 peut être un convertisseur monophasé. Les convertisseurs 4A et 4B peuvent être des onduleurs disposés suivant une architecture en demi-pont ou en pont complet. Le nombre de commutateurs T1 à T12 peut être différent. Par exemple, le convertisseur 4 comporte seulement huit tels commutateurs, par exemple groupés par quatre pour former deux onduleurs monophasés disposés en pont complet. [0072] Le circuit 6 peut être différent. En variante, le générateur 32 est connecté électriquement au module 34 en amont de ce module 34. Dans ce cas, le module 34, et donc les unités 50 et 58, reçoivent directement le signal de commande à la place de l'ordre de commande. Ce module 34 est donc implémenté différemment, notamment eu égard aux valeurs de tension et/ou de courant du signal de commande qui peuvent être supérieures à celles de l'ordre de commande. Il en va de même si le générateur 32 est connecté électriquement en aval de l'unité 50 mais en amont de l'unité 58. [0073] L'interrupteur 20 peut être réalisé différemment. De manière générale, tout transistor de puissance peut être utilisé. Par exemple, il s'agit d'un transistor à effet de champ tel qu'un transistor MOSFET (pour « metal oxyde semi-conductor fieldeffect transistor » en langue anglaise) de puissance ou d'un transistor à haute mobilité HEMT (pour « high electron mobility transistor » en langue anglaise) par exemple en nitrure de gallium GaN, ou d'un transistor JFET (pour « Junction Field Effect Transistor » en langue anglaise). Dans ce cas, le collecteur C et l'émetteur E sont remplacés par un drain et une source. Ces derniers forment donc les électrodes de puissance. Dans un autre mode de réalisation, l'interrupteur 20 est un transistor bipolaire. Dans ce cas, la grille G est remplacée par une base, qui forme alors l'électrode de commande. Le générateur 32 est alors modifié en conséquence. [0074] La diode 21 peut être réalisée différemment. La diode 21 fait par exemple partie du transistor 20, comme c'est généralement le cas dans les MOSFET. Par exemple, la diode 21 est réalisée à l'intérieur du transistor 20, en étant ménagée au sein d'un empilement de couches semi-conductrices qui forme le transistor. La fonction diode peut aussi apparaître suite à la polarisation en inverse dans le transistor comme dans le cas de JFET verticaux ou des HEMT. [0075] Les électrodes peuvent être différentes. Certains composants comportent une connexion supplémentaire afin de séparer le circuit de commande du circuit de puissance. [0076] Le circuit 22 peut être omis. Dans ce cas, la capacité Co ne dépend que des capacités parasites présentes dans la partie 23. De même, l'inductance Lt1 peut être obtenue uniquement par la présence d'éléments parasites. [0077] La fréquence fo peut être choisie différemment. Par exemple, elle est déterminée à partir de critères temporels comme la demi-période de résonance et le temps de commutation du commutateur seul, tel que mesuré sans circuit résonant 35 LC. [0078] Les signaux logiques et de puissance peuvent présenter des valeurs différentes. En particulier, dans le cas de convertisseurs de faible puissance, l'écart entre les valeurs maximales d'intensité et/ou de tension des signaux de puissance et logique n'est pas forcément aussi élevé. [0079] Le capteur 30 peut fonctionner différemment. Par exemple, le capteur 30 comporte un calculateur numérique pour calculer la dérivée dVidt. Le capteur 30 peut être embarqué à l'intérieur du convertisseur 4 et non pas sur la carte 6. En variante, le calcul de la dérivée dVidt est réalisé non pas directement par le capteur 30, mais par un dispositif séparé prévu à cet effet, incorporé à l'intérieur du circuit 6. Le capteur 30 ne se limitant alors qu'à mesurer la tension V et à fournir un signal représentatif de cette tension V à destination du circuit 6. posol Le générateur 32 peut être placé différemment. Par exemple, le générateur 32 ne fait pas partie du circuit 6 et peut être fourni indépendamment de ce circuit 6.The unit 58 relays the closing order only if the authorization signal is received after the order has been received and no reverse order of switching, said opening order, ordering the switch to the open state of the transistor 20, has been received in the meantime by the unit 58. The unit 58 has for this purpose a memory. The unit 58 is also configured to store the received closing order and to reset the unit 50 and the comparators 52, 54 if an opening command ordering the opening of the transistor 20 is received by the unit. 58 before the module 34 had the opportunity to switch the transistor 20. For example, the unit 58 comprises a RS type logic flip-flop. The closing order is given by the gate 56 and the opening command is given by the input connected to the scheduler 24. By switching the transistor 20 for a moment favorable to the switching, a further protection is provided. soft switching, which reduces energy losses during switching (so-called "switching energy"). Forcing the commutation after a delay Tmax after receiving the closing command makes it possible not to stop the operation of the converter in the rare cases where a condition favorable to closing would not be able to settle in a reasonable delay. However, the delay Tmax is not applied systematically, as generally known devices such as that described by the aforementioned patent US-6614288-A1. In this patent, switching can occur only after this delay, which theoretically allows the voltage at the terminals of the switch to vary so that a condition favorable to the closure can be established. . This has the disadvantage of extending the switching time since in all cases the delay must be respected, even when the transistor is already in a favorable condition for switching before the expiration of this period. On the contrary, here, switching can occur before the expiration of the delay as soon as at least one of the conditions V = 0 or dVidt = 0 is fulfilled. It is then avoided to impose an undue delay before proceeding to the closing of the transistor 20, which improves the performance of the assembly 2. In other words, the module 34 makes it possible to follow the time window during which a soft switching is allowed, whatever the point of operation of the converter 4. Indeed, the precise times when the conditions V = 0 or dVidt = 0 are satisfied are not known in advance and may vary according to conditions outside the converter 4. [0059] In addition, the condition dVidt = 0 allows switching when the condition V = 0 is not strictly met. For example, the voltage V decreases until it reaches a minimum value, close to zero, but nevertheless not zero. Gentle switching is however possible when the voltage V reaches its minimum, because they sufficiently approach the zero-voltage switching condition. It is therefore legitimate to consider the condition dVidt = 0 as indicating a condition favorable to the closing of the transistor 20. Thus, by adding this condition dVidt = 0, the closing of the transistor 20 is allowed under good conditions even if the condition V = 0 is not satisfied. This avoids having to wait for the expiration of the delay Tmax while the conditions lend themselves to such a closure. Again, this avoids imposing an undue delay before closing the transistor 20, which improves the performance of the assembly 2. Advantageously, the assembly 2 comprises a low-pass filter 40 with a cutoff frequency fc, for filtering the voltage signal measured by the sensor 30 so as to eliminate the high frequency components. In doing so, the filter 40 makes it possible to reduce the parasitic oscillations that the signal measured between the source and the drain of the transistor 20 may reduce. However, such oscillations result in local minima in the voltage V. Such local minima could be interpreted erroneously by the module 34, as corresponding to the condition dVidt = 0 and cause the premature delivery of the control signal of the transistor 20, when in fact the transistor 20 is not in a moment favorable to the switching. Thus, by reducing the possibility of occurrence of such local minima through filtering by the filter 40, the risk of "false positives" in the detection of a favorable moment is reduced. The efficiency of the module 34 is thus improved. This filter 40 is for example interposed electrically between firstly the sensor 30 and secondly the collector C and the emitter E. For example, the filter 40 is a low-pass filter of order 2. The cut-off frequency fc of the filter 40 is preferably chosen in the range delimited by [fo / 100; 100 * fo] and more preferably in the range [fo / 50; 50 * fo] and even more preferably in the range [fo / 10; 10 * fo]. Preferably, fc is greater than or equal to 1.05 * f0 or 1.01 * fo. [0063] An example of operation of the set 2 will now be described with reference to the flow chart of FIG. 4 and FIG. FIGS. 1 to 3 First, during a step 100, a closing command is issued by the scheduler 24 to control the closing of the transistor 20 of the switch 10. This command is then immediately received. by the unit 50, which starts automatically and immediately to increment the duration Dt elapsed from the reception of this order. Then, during a step 102, as the duration Dt incremented by the unit 50 is strictly less than the value of the delay Tm, the module 34 automatically repeats in loop the detection of the state favorable to the closure of the transistor 20. To do this, the sensor 30 continuously measures the voltage V across the terminals 5 of the transistor 20 and determines the instantaneous derivative dV / dt. The values of the voltage V and of the derivative dV / dt are respectively transmitted to the comparators 52 and 54. The latter respectively check whether the conditions V = 0 and dV / dt = 0 are fulfilled. If at least one of these two conditions is fulfilled, then the corresponding comparator transmits an authorization signal to gate 56 to allow switching of transistor 20. In the case where the condition is not fulfilled, the corresponding comparator does not issue an authorization signal. Once an authorization signal has been issued, during a step 104, the gate 56 automatically transmits the authorization signal it has received to the unit 58. [0067] If the closing order and the authorization signal have been received by the unit 58, and no contrary order has been received in the meantime by the unit 58, then, in a step 106, it transmits the closing command to the generator 32. The latter immediately transmits, in response, the control signal destined for the gate G to trigger the switching of the transistor 20. [0068] Otherwise, for example if the In the meantime, unit 58 has received an opening command from circuit 6 to switch transistor 20 to the open state, so the process is stopped. Step 100 is again applied as soon as a new closing order of transistor 20 is emitted by generator 32. If at the end of step 102 no favorable condition could be detected (and Therefore no switching of the transistor 20 could be controlled) and the duration Dt calculated by the unit 50 reaches a value equal to the delay T '. , then the unit 50 automatically and automatically transmits (step 108) the authorization signal to the gate 56 to allow the switching of the transistor 20. The step 104 is then applied. [0070] Many other embodiments are possible. The converter 4 may be made differently and may in particular have a different architecture. The converter 4 is for example an inverter or a rectifier. The converter 4 and the converters 4A and 4B are for example polyphase converters, with a number of phases other than three. The converter 4 may be a single-phase converter. The converters 4A and 4B may be inverters arranged in a half bridge or full bridge architecture. The number of switches T1 to T12 may be different. For example, the converter 4 comprises only eight such switches, for example grouped by four to form two single-phase inverters arranged in full bridge. The circuit 6 may be different. In a variant, the generator 32 is electrically connected to the module 34 upstream of this module 34. In this case, the module 34, and therefore the units 50 and 58, directly receive the control signal in the place of the control command . This module 34 is therefore implemented differently, in particular with regard to the voltage and / or current values of the control signal which may be greater than those of the control command. It is the same if the generator 32 is electrically connected downstream of the unit 50 but upstream of the unit 58. The switch 20 can be made differently. In general, any power transistor can be used. For example, it is a field effect transistor such as a transistor MOSFET (for "metal oxide semi-conductor fieldeffect transistor" in English) power or a high mobility transistor HEMT (for " for example GaN gallium nitride, or a JFET (for Junction Field Effect Transistor) transistor. In this case, the collector C and the emitter E are replaced by a drain and a source. These therefore form the power electrodes. In another embodiment, the switch 20 is a bipolar transistor. In this case, the gate G is replaced by a base, which then forms the control electrode. The generator 32 is then modified accordingly. The diode 21 can be made differently. The diode 21 is for example part of the transistor 20, as is generally the case in the MOSFETs. For example, the diode 21 is formed inside the transistor 20, being formed in a stack of semiconductor layers which forms the transistor. The diode function can also appear following the reverse bias in the transistor as in the case of vertical JFETs or HEMTs. The electrodes may be different. Some components have an additional connection to separate the control circuit from the power circuit. The circuit 22 may be omitted. In this case, the capacitance Co only depends on the parasitic capacitances present in the part 23. Similarly, the inductance Lt1 can be obtained solely by the presence of parasitic elements. The frequency fo can be chosen differently. For example, it is determined from time criteria such as the resonant half-period and the switch time of the switch alone, as measured without a LC resonant circuit. The logic and power signals may have different values. In particular, in the case of low power converters, the difference between the maximum intensity and / or voltage values of the power and logic signals is not necessarily as high. The sensor 30 may operate differently. For example, the sensor 30 includes a digital computer to calculate the derivative dVidt. The sensor 30 can be embedded inside the converter 4 and not on the card 6. In a variant, the calculation of the derivative dVidt is carried out not directly by the sensor 30, but by a separate device provided for this purpose. incorporated in the circuit 6. The sensor 30 is then limited only to measure the voltage V and to provide a signal representative of this voltage V to the circuit 6. posol The generator 32 may be placed differently. For example, the generator 32 is not part of the circuit 6 and can be provided independently of this circuit 6.
10 Alternativement, le générateur 32 est intégré au sein du convertisseur 4. [0081] Le filtre 40 peut être réalisé de manière passive sans amplification. [0082] L'ordre de commutation peut présenter une forme différente. Par exemple, cet ordre est un signal appliqué continûment. Dans ce cas, l'unité 58 est réalisée différemment. L'étape 104 est alors modifiée en conséquence. L'unité 58 est par 15 exemple un transistor commandé par le signal d'autorisation délivré par la porte 56. [0083] Le filtre 40 peut être placé à l'intérieur du circuit 6, notamment lorsque le capteur 30 est à l'intérieur du circuit 6. Le filtre 40 peut également être omis. [0084] Le délai Tmax peut être choisi différemment.Alternatively, the generator 32 is integrated within the converter 4. The filter 40 can be made passively without amplification. The switching order may have a different shape. For example, this order is a signal applied continuously. In this case, the unit 58 is made differently. Step 104 is then modified accordingly. The unit 58 is for example a transistor controlled by the authorization signal delivered by the gate 56. The filter 40 can be placed inside the circuit 6, in particular when the sensor 30 is inside. 6. The filter 40 can also be omitted. The delay Tmax can be chosen differently.