FR3016097A1 - CONVERTER WITH SINUSOIDAL CURRENT ABSORPTION - Google Patents
CONVERTER WITH SINUSOIDAL CURRENT ABSORPTION Download PDFInfo
- Publication number
- FR3016097A1 FR3016097A1 FR1303119A FR1303119A FR3016097A1 FR 3016097 A1 FR3016097 A1 FR 3016097A1 FR 1303119 A FR1303119 A FR 1303119A FR 1303119 A FR1303119 A FR 1303119A FR 3016097 A1 FR3016097 A1 FR 3016097A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- converter
- inverter
- rectifier
- series
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 title claims abstract description 31
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 27
- 238000003860 storage Methods 0.000 claims abstract description 16
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 23
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 4
- 238000012886 linear function Methods 0.000 claims description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 2
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000005520 cutting process Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33584—Bidirectional converters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
La présente invention concerne un convertisseur à absorption sinusoïdale de courant recevant en entrée une tension alternative comprenant au moins une phase et fournissant en sortie une tension continue modulable ledit convertisseur comprenant - un transformateur (13) comportant au moins un enroulement primaire et un enroulement secondaire, chaque enroulement primaire étant connecté en série avec un premier redresseur (11) connecté en série avec un onduleur (12) comprenant au moins deux commutateurs et l'enroulement secondaire étant connecté en série à un redresseur commandé (14), - au moins une inductance (L) de stockage magnétique connectée en série entre chaque onduleur (12) et chaque enroulement primaire et/ou entre le redresseur commandé (14) et l'enroulement secondaire dudit transformateur (13) et - un module de commande (25) configuré pour générer des signaux de commande déphasés agencés pour piloter la commutation des commutateurs du groupe d'au moins un onduleur (12) et du redresseur commandé (14)The present invention relates to a sinusoidal current absorption converter receiving as input an alternating voltage comprising at least one phase and supplying as output a modulable DC voltage, said converter comprising: a transformer (13) comprising at least one primary winding and a secondary winding, each primary winding being connected in series with a first rectifier (11) connected in series with an inverter (12) comprising at least two switches and the secondary winding being connected in series with a controlled rectifier (14), - at least one inductor Magnetic storage (5) connected in series between each inverter (12) and each primary winding and / or between the controlled rectifier (14) and the secondary winding of said transformer (13) and - a control module (25) configured to generating phase shifted control signals arranged to drive switching of the group switches of at least one inverter (12) and controlled rectifier (14)
Description
CONVERTISSEUR A ABSORPTION SINUSOÏDALE DE COURANT La présente invention concerne le domaine de l'électronique de 5 puissance et notamment celui des systèmes électriques connectés aux réseaux de distribution d'énergie. La présente invention concerne plus particulièrement un convertisseur à absorption sinusoïdale de courant. 10 On attend d'un dispositif de conversion alternatif vers continu connecté sur un réseau qu'il ne perturbe pas ce dernier. Le dispositif doit donc se comporter comme une charge résistive et doit prélever sur ce réseau un courant qui est l'image de la tension alternative d'entée. Un tel dispositif est obtenu avec un correcteur de facteur de puissance ou PFC pour 15 Power Factor Corrector selon la terminologie anglo saxonne. Les correcteurs de facteur de puissance actuels utilisent généralement deux étages de conversions, un premier étage alternatif vers continu (ou AC/DC) de type élévateur (ou boost selon la terminologie anglo saxonne) et 20 un deuxième étage continu vers continu (ou DC/DC) de type Flyback. Un problème avec ces structures est qu'en plus de compliquer la chaine de convertisseur, le rendement est dégradé. La structure Flyback permet de réaliser un convertisseur AC/DC en un étage, mais a des limites. L'entrefer du transformateur pénalise la montée en 25 puissance et le rendement du convertisseur. De plus les semi-conducteurs du convertisseur doivent supporter des tensions importantes. La limite de fonctionnement en fréquence et en puissance de ce type de structure semble être atteinte. 30 Un but de l'invention est notamment de corriger un ou plusieurs des inconvénients de l'art antérieur en proposant une solution permettant de réaliser un convertisseur à absorption sinusoïdal compact capable de fonctionner à fréquence élevée.The present invention relates to the field of power electronics and in particular that of electrical systems connected to power distribution networks. The present invention more particularly relates to a converter sinusoidal current absorption. It is expected from an AC to DC converter connected to a network that it does not disturb the latter. The device must therefore behave as a resistive load and must draw on this network a current that is the image of the AC input voltage. Such a device is obtained with a power factor corrector or PFC for 15 Power Factor Corrector according to the English terminology. Current power factor correctors generally use two stages of conversions, a first stage AC (or AC / DC) elevator type (or boost according to the English terminology) and a second stage DC to DC (or DC / DC) Flyback type. A problem with these structures is that in addition to complicating the converter chain, the performance is degraded. The Flyback structure makes it possible to produce an AC / DC converter in one stage, but has limits. The transformer gap penalizes the rise in power and the efficiency of the converter. In addition, the semiconductors of the converter must withstand high voltages. The operating limit in frequency and power of this type of structure seems to be reached. An object of the invention is in particular to correct one or more of the disadvantages of the prior art by proposing a solution for producing a compact sinusoidal absorption converter capable of operating at a high frequency.
A cet effet, l'invention a pour objet un convertisseur à absorption sinusoïdale de courant recevant en entrée une tension alternative comprenant au moins une phase et fournissant en sortie une tension continue modulable ledit convertisseur comprenant un transformateur comportant au moins un enroulement primaire et un enroulement secondaire, chaque enroulement primaire étant connecté en série avec un premier redresseur connecté en série avec un onduleur comprenant au moins deux commutateurs et l'enroulement secondaire étant connecté en série à un redresseur commandé, au moins une inductance de stockage magnétique connectée en série entre chaque onduleur et chaque enroulement primaire et/ou entre le redresseur commandé et l'enroulement secondaire dudit transformateur et un module de commande configuré pour générer des signaux de commande déphasés agencés pour piloter la commutation des commutateurs du groupe d'au moins un onduleur et du redresseur commandé Suivant un mode de réalisation, la tension alternative d'entrée du 20 convertisseur comprend au moins deux phases et le groupe d'au moins une inductance de stockage magnétique est connectée en série entre chaque onduleur et chaque enroulement primaire. Suivant un mode de réalisation, au moins un onduleur est réalisé avec une structure choisie parmi une structure en demi-pont capacitif et une 25 structure en pont complet. Suivant un mode de réalisation, le redresseur commandé est réalisé avec une structure choisie parmi une structure en demi-pont capacitif, une structure en pont complet ou un redresseur point milieu. Suivant un mode de réalisation, le module de régulation comprend 30 une entrée sur laquelle est appliqué un signal permettant de générer le déphasage entre les signaux de commande des commutateurs du premier redresseur et de ceux dudit redresseur commandé.For this purpose, the subject of the invention is a sinusoidal current-absorption converter receiving as input an alternating voltage comprising at least one phase and supplying at its output a modulable DC voltage, said converter comprising a transformer comprising at least one primary winding and one winding. secondary, each primary winding being connected in series with a first rectifier connected in series with an inverter comprising at least two switches and the secondary winding being connected in series with a controlled rectifier, at least one magnetic storage inductance connected in series between each inverter and each primary winding and / or between the controlled rectifier and the secondary winding of said transformer and a control module configured to generate phase-shifted control signals arranged to drive switching of the switches of the group of at least one inverter and the rectifier ordered Next In one embodiment, the converter AC input voltage comprises at least two phases and the group of at least one magnetic storage inductor is connected in series between each inverter and each primary winding. According to one embodiment, at least one inverter is made with a structure chosen from a capacitive half-bridge structure and a complete bridge structure. According to one embodiment, the controlled rectifier is made with a structure chosen from a capacitive half-bridge structure, a full bridge structure or a mid-point rectifier. In one embodiment, the control module includes an input to which a signal is applied to generate the phase shift between the control signals of the switches of the first rectifier and those of said controlled rectifier.
Suivant un mode de réalisation, un filtre passe bas est connecté en série sur l'entrée du premier redresseur. Suivant un mode de réalisation, le circuit secondaire comprend une capacité de filtrage.In one embodiment, a low pass filter is connected in series with the input of the first rectifier. According to one embodiment, the secondary circuit comprises a filtering capacity.
L'invention a également pour objet un réseau électrique comprenant un convertisseur à absorption sinusoïdal de courant, tel que décrit précédemment, et au moins une source de tension alternative, ledit convertisseur étant connecté à son entrée à ladite source de tension lo alternative et fournissant à ces bornes de sortie une tension continue alimentant ledit réseau. L'invention a également pour objet un procédé de fabrication d'un convertisseur à absorption sinusoïdale de courant tel que décrit 15 précédemment comprenant une étape de conception dudit convertisseur à absorption sinusoïdale comportant une étape de dimensionnement de la valeur d'une inductance L de stockage magnétique, ladite étape de dimensionnement comprenant : une étape de définition d'une plage de déphasage pour laquelle le 20 courant de sortie dudit convertisseur à absorption sinusoïdale est une fonction sensiblement linéaire du déphasage, une étape de réduction de la largeur de ladite plage de déphasage de façon à réduire le courant dans les commutateurs lors de la commutation de ces derniers jusqu'à une valeur proche de zéro, 25 une étape d'estimation, à partir de la plage de déphasage, de la valeur de l'inductance. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description ci-après, donnée à 30 titre illustratif et non limitatif, et faite en référence aux dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1, représente un exemple de mode de réalisation d'un convertisseur à absorption sinusoïdale selon l'invention ; la figure 2, représente un mode de réalisation particulier d'un convertisseur à absorption sinusoïdale selon l'invention dans le cas d'une tension d'entrée monophasée ; la figure 3 représente, un exemple de mode de réalisation d'un convertisseur à absorption sinusoïdale selon l'invention dans le cas d'une tension d'entrée polyphasée ; - la figure 4 représente, par des chronogrammes, un exemple de io signaux de commande pour un convertisseur à absorption sinusoïdale dans le cas d'un signal d'entrée polyphasé ; la figure 5 représente un exemple d'allure de l'évolution du courant moyen en sortie du convertisseur à absorption sinusoïdale par rapport au déphasage entre un onduleur et le redresseur 15 commandé ; la figure 6 représente un exemple d'allure de l'évolution du courant traversant les commutateurs lors de leur commutation. La figure 1 représente, de façon schématique, un exemple de mode 20 de réalisation d'un convertisseur à absorption sinusoïdale de courant selon l'invention. Le convertisseur reçoit sur son entrée une tension alternative Ve et délivre en sortie une tension continue Vs. Le convertisseur à absorption sinusoïdale de courant peut comprendre un premier étage redresseur 11 connecté à un convertisseur 10 continu vers continu à commande par 25 déphasage (ou "phase shift" selon la terminologie anglo-saxonne). Le premier étage redresseur 11 peut être un pont à diodes. Le convertisseur continu vers continu 10 peut comprendre un transformateur 13 comprenant une entrée comportant au moins un enroulement primaire et une sortie comportant au moins un enroulement secondaire. Le transformateur 30 13 peut être un transformateur monophasé, triphasé ou d'une façon générale polyphasé. Dans le cas d'un transformateur 13 triphasé et plus généralement d'un transformateur polyphasé, l'entrée et la sortie de ce transformateur 13 comporte plusieurs enroulements connectés entre eux selon différents arrangements. Par la suite on considérera une tension polyphasée comme une multitude de tensions monophasées. Chaque enroulement primaire du transformateur 13 est connecté, en série, à une inductance de stockage magnétique L et à un convertisseur 5 commandé continu vers alternatif ou onduleur 12 convertissant une tension continue Ve en une tension alternative. L'onduleur 12 peut être réalisé à l'aide d'une structure de commutateurs de puissance, comme par exemple des transistors bipolaires à grille isolée (ou IGBT pour insulated Gate Bipolar Transistor) ou des transistors MOS pour Metal Oxide Semiconductor, montés 10 en pont. L'onduleur 12 peut être réalisé avec un demi pont capacitif comme illustré figure 2. Suivant des modes de réalisation alternatifs, l'onduleur 12 peut être réalisé avec une structure en pont complet, avec au moins deux bras. L'inductance L de stockage magnétique peut être placée dans le 15 circuit primaire, dans le circuit secondaire ou dans les deux circuits. La sortie du transformateur 13 peut être connecté à un deuxième convertisseur commandé alternatif vers continu ou redresseur commandé 14 convertissant la tension alternative en sortie du transformateur 13 en une tension continue Vs. Le redresseur commandé 14 peut être réalisé avec une 20 structure de commutateurs de puissance, comme par exemple des transistors bipolaires à grille isolée (ou IGBT pour insulated Gate Bipolar Transistor) ou des transistors MOS pour Metal Oxide Semiconductor, montés en pont. Le redresseur commandé 14 peut être réalisé avec un demi pont capacitif, une structure en pont complet, avec au moins deux bras ou tout 25 moyens équivalents. Suivant un mode de réalisation alternatif, le redresseur 14 peut être un redresseur point milieu. Chacun des onduleurs 12 et redresseur commandé 14 comprend au moins deux commutateurs de puissance. Afin de commander les différents commutateurs des onduleur 12 et 30 redresseur commandé 14, le convertisseur à absorption sinusoïdale de courant peut comprendre au moins un module 25 de commande (voir la figure 2) configuré pour générer des signaux de commande déphasés agencés pour piloter la commutation de ces commutateurs. Ce module 25 de commande peut être du type à modulation de largeur d'impulsion. Afin de 35 faire varier le déphasage entre les signaux de commande d'un onduleur 12 et d'un redresseur commandé 14, le module 25 de commande pilotant ces deux circuits peut par exemple comprendre une entrée sur laquelle on applique une tension dont la valeur permet de définir ledit déphasage. Le module 25 de commande peut par exemple être réalisé par un contrôleur, un microprocesseur, un dispositif comprenant divers circuits logiques et comparateurs, un circuit intégré dédié (ou ASIC pour ApplicationSpecific Integrated Circuit selon la terminologie anglo-saxonne) ou tout autre moyen équivalent. Le module de commande 25 permet d'agir sur l'amplitude du courant io consommé en entrée pour réguler la valeur de la tension de sortie. Le module de commande 25 permet de faire varier le déphasage entre les signaux de commandes des commutateurs de façon à asservir la tension de sortie pour que sa valeur soit égale à la tension souhaitée. Ainsi, si la valeur de la tension de sortie est inférieure à la tension désirée, le module de 15 commande 25 va modifier le déphasage entre les signaux de commande pour augmenter le courant consommé en entrée. Dans le cas contraire, si la valeur de la tension de sortie est trop élevée, le module de commande va modifier le déphasage entre les signaux de commande des commutateurs pour diminuer le courant pompé en entrée. 20 Le module de commande agit également sur une deuxième boucle de régulation qui asservit la forme d'onde du courant d'entrée à celle de la tension d'entrée pour qu'elle ait une forme sinusoïdale. Le module de commande agit donc sur deux boucles de régulation, une boucle rapide qui asservit la forme d'onde du courant d'entrée à celle de 25 la tension d'entrée et une boucle lente qui asservit l'amplitude du courant d'entrée à la valeur de la tension de sortie du convertisseur à absorption sinusoïdale. Suivant un mode de réalisation, le redresseur commandé 14 peut comprendre une capacité C de filtrage (voir la figure 2) afin de lisser le signal 30 en sortie dudit redresseur commandé 14. De façon avantageuse, le stockage inductif du convertisseur selon l'invention permet d'élever ou d'abaisser la tension, on peut ainsi réaliser un montage élévateur ou abaisseur de tension à partir de la même structure, en 35 modifiant le déphasage des signaux de commande des commutateurs.The invention also relates to an electrical network comprising a current sinusoidal absorption converter, as described above, and at least one AC voltage source, said converter being connected at its input to said alternative AC voltage source and providing these output terminals a DC voltage supplying said network. The invention also relates to a method for manufacturing a sinusoidal current converter as described above comprising a step of designing said sinusoidal absorption converter comprising a step of dimensioning the value of a storage inductance L magnetic, said dimensioning step comprising: a step of defining a phase shift range for which the output current of said sinusoidal absorption converter is a substantially linear function of the phase shift, a step of reducing the width of said phase shift range in order to reduce the current in the switches when switching them to a value close to zero, a step of estimating, from the phase shift range, the value of the inductance. Other features and advantages of the present invention will emerge more clearly on reading the following description, given by way of illustration and without limitation, and with reference to the appended drawings, in which: FIG. exemplary embodiment of a sinusoidal absorption converter according to the invention; FIG. 2 represents a particular embodiment of a sinusoidal absorption converter according to the invention in the case of a single-phase input voltage; FIG. 3 represents an exemplary embodiment of a sinusoidal absorption converter according to the invention in the case of a polyphase input voltage; FIG. 4 represents, by timing diagrams, an example of control signals for a sinusoidal absorption converter in the case of a polyphase input signal; FIG. 5 represents an example of the evolution of the average current at the output of the sinusoidal absorption converter with respect to the phase difference between an inverter and the controlled rectifier; FIG. 6 represents an example of the evolution of the current flowing through the switches during their switching. FIG. 1 schematically represents an exemplary embodiment 20 of a sinusoidal current absorption converter according to the invention. The converter receives on its input an alternating voltage Ve and outputs a DC voltage Vs. The sinusoidal current absorption converter may comprise a first rectifier stage 11 connected to a DC to DC converter 10 (phase-shifted). shift "according to the Anglo-Saxon terminology). The first rectifier stage 11 may be a diode bridge. The DC to DC converter 10 may comprise a transformer 13 comprising an input having at least one primary winding and an output having at least one secondary winding. The transformer 13 may be a single-phase, three-phase or generally polyphase transformer. In the case of a three-phase transformer 13 and more generally a polyphase transformer, the input and the output of this transformer 13 comprises several windings connected to each other in different arrangements. In the following, a polyphase voltage will be considered as a multitude of single-phase voltages. Each primary winding of the transformer 13 is connected, in series, to a magnetic storage inductance L and a DC to AC controlled converter 5 or inverter 12 converting a DC voltage Ve into an AC voltage. The inverter 12 can be made using a power switch structure, such as insulated gate bipolar transistors (or insulated gate bipolar transistors) or metal oxide semiconductor (MOS) transistors, which are mounted in the form of a transistor. bridge. The inverter 12 can be made with a capacitive half bridge as shown in FIG. 2. According to alternative embodiments, the inverter 12 can be made with a complete bridge structure, with at least two arms. The inductance L of magnetic storage can be placed in the primary circuit, in the secondary circuit or in both circuits. The output of the transformer 13 may be connected to a second AC to DC or controlled rectifier converter 14 converting the AC voltage at the output of the transformer 13 into a DC voltage Vs. The controlled rectifier 14 may be realized with a structure of power switches. such as Insulated Gate Bipolar Transistors (IGBTs) or MOS transistors for Metal Oxide Semiconductors, which are bridged. The controlled rectifier 14 can be realized with a capacitive half bridge, a complete bridge structure, with at least two arms or any equivalent means. According to an alternative embodiment, the rectifier 14 may be a mid-point rectifier. Each of the inverters 12 and controlled rectifier 14 comprises at least two power switches. In order to control the different switches of the inverter 12 and the controlled rectifier 14, the sinusoidal current absorption converter may comprise at least one control module (see FIG. 2) configured to generate phase-shifted control signals arranged to control the switching. of these switches. This control module 25 may be of the pulse width modulation type. In order to vary the phase difference between the control signals of an inverter 12 and a controlled rectifier 14, the control module 25 controlling these two circuits may for example comprise an input on which a voltage is applied whose value allows to define said phase shift. The control module 25 can for example be made by a controller, a microprocessor, a device comprising various logic circuits and comparators, a dedicated integrated circuit (or ASIC for ApplicationSpecific Integrated Circuit according to the English terminology) or any other equivalent means. The control module 25 makes it possible to act on the amplitude of the current consumed at the input to regulate the value of the output voltage. The control module 25 makes it possible to vary the phase difference between the control signals of the switches so as to slave the output voltage so that its value is equal to the desired voltage. Thus, if the value of the output voltage is lower than the desired voltage, the control module 25 will change the phase shift between the control signals to increase the input current consumed. In the opposite case, if the value of the output voltage is too high, the control module will change the phase shift between the switch control signals to decrease the pumped input current. The control module also acts on a second control loop which slaves the waveform of the input current to that of the input voltage so that it has a sinusoidal shape. The control module thus acts on two control loops, a fast loop which slaves the waveform of the input current to that of the input voltage and a slow loop which slaves the amplitude of the input current. to the value of the output voltage of the sinusoidal absorption converter. According to one embodiment, the controlled rectifier 14 may comprise a filtering capacitor C (see FIG. 2) in order to smooth the signal at the output of said controlled rectifier 14. Advantageously, the inductive storage of the converter according to the invention makes it possible to To raise or lower the voltage, it is thus possible to mount a step-up or down-converter from the same structure, by changing the phase shift of the switch control signals.
Un deuxième avantage du stockage inductif est que même avec une valeur de tension d'entrée faible, la structure est capable de délivrer de l'énergie en sortie, d'un niveau plus élevé.A second advantage of inductive storage is that even with a low input voltage value, the structure is able to deliver higher output energy.
La figure 2 représente un mode de réalisation particulier de l'invention dans le cas d'une tension d'entrée Ve monophasée. Dans ce mode de réalisation, le premier redresseur 11 est un pont de Graetz. En entrée de ce pont de diodes est connecté un filtre passe bas 20. Ce filtre permet de lisser le courant et filtrer les parasites dus au découpage du convertisseur à io absorption sinusoïdale. L'onduleur 12, connecté en série sur la sortie du pont de diode, est réalisé à l'aide d'un demi-pont capacitif. Chaque commutateur de l'onduleur 12 comprend un transistor bipolaire à grille isolée en parallèle avec une diode de roue libre. 15 Le secondaire du transformateur 13 est connecté en série à un deuxième convertisseur alternatif vers continu 14 commandé formé à l'aide de commutateurs montés en pont complet. Comme précédemment, chaque commutateur peut comprendre un transistor bipolaire à grille isolée en parallèle avec une diode de roue libre. Dans ce mode de réalisation, le circuit 20 secondaire connecté au secondaire du transformateur 13 comprend également une inductance L de stockage magnétique connecté en série entre la sortie du transformateur 13 et l'entrée du convertisseur alternatif vers continu 14 commandé. Le deuxième convertisseur alternatif/continu 14 commandé ou 25 redresseur est connecté à un module de commande 25 configuré pour piloter la commutation des commutateurs dudit convertisseur. Chaque module de commande 25 est également connecté au convertisseur continu/alternatif 12 afin de piloter la commutation de ces commutateurs. Chaque module de commande 25 permet de définir le déphasage entre les signaux de 30 commande de l'onduleur 12 et du deuxième redresseur commandé 14. Dans ce mode de réalisation particulier, la sortie du convertisseur à absorption sinusoïdale comprend une capacité de filtrage Cout connectée aux bornes du deuxième convertisseur 14 et configurée pour filtrer les tensions de sorties dudit convertisseur 14.FIG. 2 represents a particular embodiment of the invention in the case of a single-phase input voltage Ve. In this embodiment, the first rectifier 11 is a Graetz bridge. At the input of this diode bridge is connected a low-pass filter 20. This filter makes it possible to smooth the current and filter the noise due to the cutting of the sinusoidal absorption converter. The inverter 12, connected in series on the output of the diode bridge, is made using a capacitive half-bridge. Each switch of the inverter 12 comprises an insulated gate bipolar transistor in parallel with a freewheeling diode. The secondary of the transformer 13 is connected in series with a second controlled DC to DC converter 14 formed by full bridge switches. As before, each switch may comprise an insulated gate bipolar transistor in parallel with a freewheeling diode. In this embodiment, the secondary circuit connected to the secondary of the transformer 13 also comprises a magnetic storage inductance L connected in series between the output of the transformer 13 and the input of the AC to DC converter 14 controlled. The second rectifier / DC converter 14 or rectifier is connected to a control module 25 configured to drive the switching of the switches of said converter. Each control module 25 is also connected to the DC / AC converter 12 in order to control the switching of these switches. Each control module 25 makes it possible to define the phase difference between the control signals of the inverter 12 and the second controlled rectifier 14. In this particular embodiment, the output of the sinusoidal absorption converter comprises a filtering capacitor Cout connected to the terminals of the second converter 14 and configured to filter the output voltages of said converter 14.
Suivant un mode de réalisation, le module de commande 25 est configuré pour permettre de faire varier la phase entre les signaux de commande des commutateurs de puissance de l'onduleur 12 et du redresseur commandé 14 et ainsi ajuster l'amplitude de la tension en sortie du deuxième redresseur commandé 14 géré par ledit module de commande 25. Suivant le déphasage appliqué aux signaux de commande des commutateurs de l'onduleur 12 et du redresseur commandé 14, on peut réaliser soit un circuit élévateur de tension soit un montage atténuateur de tension. Le même circuit peut ainsi être utilisé pour réaliser les deux io fonctions. La figure 3 représente un exemple de mode de réalisation d'un convertisseur à absorption sinusoïdal de courant recevant en entrée plusieurs tensions alternatives (Vel, Ve2, - VeN) et fournissant en sortie une 15 tension continue modulable. Afin de simplifier les explications et de ne pas surcharger la figure, on a représenté le convertisseur dans le cas d'un signal polyphasé limité à trois phases et donc présentant trois tensions d'entrée (Vei, Ve2 et Ve3). Dans ce mode de réalisation, le transformateur 13 comprend au 20 primaire trois enroulements et au secondaire 1 enroulement et a un rapport de conversion égale à k où k représente un entier positif. Chaque circuit primaire connecté en entrée du transformateur 13 peut comprendre un onduleur 12 dont l'entrée est connectée en série avec un premier redresseur 11 et dont la sortie est connectée en série avec une 25 inductance (L) de stockage magnétique. Dans ce mode de réalisation particulier le premier redresseur 11 est un pont de diodes et l'onduleur 12 est formé à l'aide d'un demi-pont capacitif comprenant deux commutateurs, chaque commutateur étant monté en parallèle avec une diode de roue libre, et deux capacité Cp.According to one embodiment, the control module 25 is configured to allow the phase between the control signals of the power switches of the inverter 12 and the controlled rectifier 14 to be varied and thus to adjust the amplitude of the output voltage. the second controlled rectifier 14 managed by said control module 25. Depending on the phase shift applied to the control signals of the switches of the inverter 12 and the controlled rectifier 14, it is possible to realize either a voltage booster circuit or a voltage attenuator circuit. The same circuit can thus be used to perform both functions. FIG. 3 represents an exemplary embodiment of a sinusoidal current converter receiving at the input several alternating voltages (Vel, Ve2, - VeN) and providing a modulable DC voltage output. In order to simplify the explanations and not to overload the figure, the converter is shown in the case of a polyphase signal limited to three phases and therefore having three input voltages (Ve1, Ve2 and Ve3). In this embodiment, the transformer 13 comprises at the primary three windings and the secondary winding 1 and has a conversion ratio equal to k where k represents a positive integer. Each primary circuit connected to the input of the transformer 13 may comprise an inverter 12 whose input is connected in series with a first rectifier 11 and whose output is connected in series with a magnetic storage inductance (L). In this particular embodiment, the first rectifier 11 is a diode bridge and the inverter 12 is formed using a capacitive half-bridge comprising two switches, each switch being connected in parallel with a free-wheeling diode, and two Cp capacity.
30 Le convertisseur à absorption sinusoïdal illustré figure 3 comprend en outre un filtre 20 passe bas connecté en entrée d'un premier redresseur 11 double alternance. L'enroulement secondaire du transformateur 13 est connecté à un redresseur commandé 14 configuré pour convertir une tension alternative en une tension continue Vs. Dans certain mode de réalisation, une capacité C peut être connectée en sortie du redresseur commandé 14. Afin de commander les différents commutateurs de l'onduleur 12 et des redresseurs commandés 14, le convertisseur à absorption sinusoïdal peut comprendre au moins un module 25 de commande connecté aux différents onduleurs 12 et au redresseur commandé 14. Ce module 25 est configuré pour générer des signaux de commande déphasés agencés pour piloter la commutation de ces commutateurs. Suivant un mode de réalisation, le module 25 de commande peut être 10 du type à modulation de largeur d'impulsion afin de faire varier le rapport de cycle des signaux de commande. Suivant un mode de réalisation préféré, les signaux de commande sont générés avec un rapport de cycle sensiblement égal à 50%. Afin de faire varier le déphasage entre les signaux de commande des 15 onduleurs 12 et d'un redresseur commandé 13, le module 25 de commande pilotant ces deux circuits peut par exemple comprendre une entrée sur laquelle on applique une tension dont la valeur permet de définir ledit déphasage. Le module 25 de commande peut par exemple être réalisé par un 20 contrôleur, un microprocesseur, un dispositif comprenant divers circuits logiques et comparateurs, un circuit intégré dédié (ou ASIC pour ApplicationSpecific Integrated Circuit selon la terminologie anglo-saxonne) ou tout autre moyen équivalent. De façon avantageuse, le fait de placer une inductance de stockage 25 magnétique au niveau des onduleurs 12 permet d'avoir des circuits primaires totalement indépendants les uns des autres. A titre illustratif, la figure 4 présente des exemples de signaux de commande pour piloter les commutateurs des onduleurs 12 et du redresseur 30 commandés 14 du convertisseur à absorption sinusoïdale de courant dans le cas d'un signal d'entrée polyphasé et assurer la commande par déphasage du convertisseur continu vers continu 10. Dans ce mode de réalisation, chacun des signaux I_PO, I_P1, I_PN a un rapport cyclique de 50%. Les signaux I_POn, I_P1n, I_PNn sont les complémentaires des signaux I_PO, 35 I PI, I_PN aux temps morts ôt près. De façon connue, ces temps morts permettent de tenir compte du temps de commutation des commutateurs de puissance et ainsi éviter des courts circuits. Les signaux des deux premiers chronogrammes I_PO et I_POn correspondent à la commande du deuxième redresseur commandé 14. Ils 5 permettent de définir la référence de phase. Les 2N signaux des chronogrammes suivants I_P1 et I_P1n, I_P2 et I_P2n, I_PN et I_PNn correspondent aux signaux de commande des commutateurs des onduleurs 12 du primaire. Ces signaux permettent de définir le déphasage (pi, (P2, .-., (pN entre le redresseur commandé 12 et chaque onduleur 14.The sinusoidal absorption converter illustrated in FIG. 3 further comprises a low-pass filter 20 connected at the input of a first full-wave rectifier 11. The secondary winding of the transformer 13 is connected to a controlled rectifier 14 configured to convert an alternating voltage into a DC voltage Vs. In some embodiment, a capacitor C may be connected at the output of the controlled rectifier 14. In order to control the different In the switches of the inverter 12 and the controlled rectifiers 14, the sinusoidal absorption converter can comprise at least one control module connected to the different inverters 12 and to the controlled rectifier 14. This module 25 is configured to generate arranged phase-shifted control signals. to control the switching of these switches. According to one embodiment, the control module may be of the pulse width modulation type in order to vary the cycle ratio of the control signals. According to a preferred embodiment, the control signals are generated with a cycle ratio substantially equal to 50%. In order to vary the phase difference between the control signals of the inverters 12 and of a controlled rectifier 13, the control module 25 controlling these two circuits may for example comprise an input on which a voltage is applied whose value makes it possible to define said phase shift. The control module 25 may for example be made by a controller, a microprocessor, a device comprising various logic and comparator circuits, a dedicated integrated circuit (or ASIC for ApplicationSpecific Integrated Circuit) or any other equivalent means. . Advantageously, the fact of placing a magnetic storage inductance at the level of the inverters 12 makes it possible to have primary circuits that are totally independent of one another. By way of illustration, FIG. 4 shows examples of control signals for driving the switches of the inverters 12 and of the controlled rectifier 14 of the sinusoidal current absorption converter in the case of a polyphase input signal and to provide control by phase shift of the DC to DC converter 10. In this embodiment, each of the signals I_PO, I_P1, I_PN has a duty cycle of 50%. The signals I_POn, I_P1n, I_PNn are complementary to the signals I_PO, I I P, I_PN dead time near. In a known manner, these dead times make it possible to take into account the switching time of the power switches and thus avoid short circuits. The signals of the first two chronograms I_PO and I_POn correspond to the control of the second controlled rectifier 14. They allow to define the phase reference. The 2N signals of the following chronograms I_P1 and I_P1n, I_P2 and I_P2n, I_PN and I_PNn correspond to the control signals of the switches of the inverters 12 of the primary. These signals make it possible to define the phase shift (pi, (P2, .-., (PN between the controlled rectifier 12 and each inverter 14.
10 De façon avantageuse, la structure du convertisseur à absorption sinusoïdale selon l'invention permet, dans le cas d'une tension d'entrée polyphasée, de réaliser une source de tension continue avec un seul transformateur.Advantageously, the structure of the sinusoidal absorption converter according to the invention makes it possible, in the case of a polyphase input voltage, to produce a DC voltage source with a single transformer.
15 L'invention peut trouver son application dans des réseaux électriques continus. Ces réseaux peuvent, par exemple, être embarqués dans des moyens de transport terrestre, aérien et/ou maritime. Ce réseau électrique peut comprendre au moins une source de 20 tension alternative comprenant au moins une phase connecté en entrée d'un convertisseur à absorption sinusoïdale de courant tel que décrit précédemment, la tension continue alimentant ledit réseau électrique se retrouvant aux bornes de sortie dudit convertisseur.The invention can be applied in continuous electrical networks. These networks can, for example, be embedded in land, air and / or maritime transport means. This electrical network may comprise at least one AC voltage source comprising at least one phase connected at the input of a sinusoidal current-absorption converter as described above, the DC voltage supplying said electrical network ending up at the output terminals of said converter. .
25 La présente invention a également pour objet un procédé de fabrication d'un convertisseur à absorption sinusoïdale de courant comme défini précédemment comprenant au moins une étape de conception dudit convertisseur à absorption sinusoïdale comportant elle-même une étape de dimensionnement de la valeur d'une inductance L de stockage magnétique.The present invention also relates to a method for manufacturing a sinusoidal current absorption converter as defined above comprising at least one step of designing said sinusoidal absorption converter itself comprising a step of dimensioning the value of a inductance L of magnetic storage.
30 L'étape de dimensionnement de la valeur de l'inductance L de stockage magnétique d'un onduleur 12 va être présentée en référence aux figures 5 et 6. La figure 5 représente d'allure du courant Is moyen en sortie d'un onduleur 12 en fonction du déphasage Acp appliqué entre les signaux de 35 commande des commutateurs dudit onduleur 12 et ceux du redresseur commandé 14. La représentation graphique de ce courant a la forme d'une sinusoïde. Pour faire de la régulation, il est intéressant de se placer au niveau d'une partie sensiblement linéaire de la courbe comme par exemple celle entre les phases (Pa et (Pb. On choisit donc une plage de variation de phase ou plage de fonctionnement, permettant d'avoir une variation sensiblement linéaire du courant en fonction du déphasage appliqué entre l'onduleur 12 et le redresseur commandé 14. De façon connue, le fait de fixer la plage de fonctionnement permet de fixer une valeur de l'inductance. La figure 6 illustre la forme du courant I au niveau d'un commutateur 10 au moment de la commutation de ce dernier en fonction du temps t pour différentes valeurs (pi, cp2, (p3) du déphasage 39 appliqué entre l'onduleur 12 et le redresseur commandé 14. On remarque que lorsque l'on modifie la valeur du déphasage entre les signaux de commande des commutateurs de l'onduleur 12 et ceux du redresseur commandé 14, on modifie également la 15 valeur du pic de courant et la valeur maximale de ce courant est plus ou moins élevée. Ainsi, lorsque le commutateur va basculer, il va interrompre un courant plus ou moins élevé suivant le déphasage appliqué. Afin de réduire le courant dans les commutateurs au moment du basculement on réduit la plage de déphasage.The step of dimensioning the value of the magnetic storage inductance L of an inverter 12 will be presented with reference to FIGS. 5 and 6. FIG. 5 represents the shape of the average current Is output from an inverter 12 as a function of the phase shift Acp applied between the control signals of the switches of said inverter 12 and those of the controlled rectifier 14. The graphical representation of this current has the form of a sinusoid. In order to regulate, it is advantageous to be located at a substantially linear portion of the curve, such as that between the phases (Pa and (Pb). A range of phase variation or operating range is thus chosen. allowing a substantially linear variation of the current as a function of the phase difference applied between the inverter 12 and the controlled rectifier 14. In known manner, the fact of setting the operating range makes it possible to set a value of the inductance. 6 illustrates the shape of the current I at a switch 10 at the time of switching of the latter as a function of time t for different values (pi, cp2, (p3) of the phase shift 39 applied between the inverter 12 and the rectifier 14. Note that when changing the phase shift value between the switch control signals of the inverter 12 and the controlled rectifier 14, the peak current value and This current is more or less high. Thus, when the switch will switch, it will interrupt a higher or lower current following the applied phase shift. In order to reduce the current in the switches at the moment of switching, the phase shift range is reduced.
20 La deuxième étape de l'optimisation consiste à réduire la valeur de la largeur de la plage de fonctionnement pour que le courant aux bornes des commutateurs soit proche de zéro au moment du basculement de ces derniers afin de réaliser une commutation dite douce ou ZCS pour Zero Current Switching selon la terminologie anglo saxonne. L'étape suivante 25 consistera à déduire à l'aide de formules classiques connues de l'homme du métier de déduire de cette plage la valeur de l'inductance de stockage magnétique L. De façon avantageuse, le fait d'utiliser une valeur d'inductance L dégradée par rapport au cas où l'on couvrirait une plage de fonctionnement 30 de 900 permet de se trouver dans une zone où le courant de sortie est une fonction sensiblement linéaire du déphasage et d'effectuer des commutations douces. De plus le fait que la valeur de l'inductance L soit réduite permet de réduire le nombre de spires de cette dernière et donc les pertes dans ladite inductance. 35The second step of the optimization consists in reducing the value of the width of the operating range so that the current at the terminals of the switches is close to zero at the time of the switching of the latter in order to perform a so-called soft switching or ZCS for Zero Current Switching according to the Anglo-Saxon terminology. The next step will be to deduce using conventional formulas known to those skilled in the art to deduce from this range the value of the magnetic storage inductance L. Advantageously, the fact of using a value of Degraded inductance L compared to the case where an operating range of 900 is covered makes it possible to be in an area where the output current is a substantially linear function of the phase shift and to perform smooth switching operations. In addition, the fact that the value of the inductance L is reduced makes it possible to reduce the number of turns of the latter and therefore the losses in said inductance. 35
Claims (9)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR1303119A FR3016097B1 (en) | 2013-12-31 | 2013-12-31 | SINUSOIDAL CURRENT ABSORPTION CONVERTER |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR1303119A FR3016097B1 (en) | 2013-12-31 | 2013-12-31 | SINUSOIDAL CURRENT ABSORPTION CONVERTER |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR3016097A1 true FR3016097A1 (en) | 2015-07-03 |
| FR3016097B1 FR3016097B1 (en) | 2023-05-12 |
Family
ID=51063463
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR1303119A Active FR3016097B1 (en) | 2013-12-31 | 2013-12-31 | SINUSOIDAL CURRENT ABSORPTION CONVERTER |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR3016097B1 (en) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20110222318A1 (en) * | 2010-03-09 | 2011-09-15 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Isolated switching power supply apparatus |
-
2013
- 2013-12-31 FR FR1303119A patent/FR3016097B1/en active Active
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20110222318A1 (en) * | 2010-03-09 | 2011-09-15 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Isolated switching power supply apparatus |
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
| EVZELMAN M ET AL: "A Generic Model of a Gyrator Based APFC", APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION, 2009. APEC 2009. TWENTY-FOURTH ANNUAL IEEE, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, 15 February 2009 (2009-02-15), pages 755 - 759, XP031442767, ISBN: 978-1-4244-2811-3 * |
| JAUCH FELIX ET AL: "Modelling and ZVS control of an isolated three-phase bidirectional AC-DC converter", 2013 15TH EUROPEAN CONFERENCE ON POWER ELECTRONICS AND APPLICATIONS (EPE), IEEE, 2 September 2013 (2013-09-02), pages 1 - 11, XP032505516, DOI: 10.1109/EPE.2013.6634323 * |
| KHERALUWALA M H ET AL: "SINGLE PHASE UNITY POWER FACTOR CONTROL FOR DUAL ACTIVE BRIDGE CONVERTER", CONFERENCE RECORD OF THE INDUSTRY APPLICATIONS CONFERENCE IAS ANNUAL MEETING. TORONTO, OCT. 3 - 8, 1993; [CONFERENCE RECORD OF THE INDUSTRY APPLICATIONS CONFERENCE IAS ANNUAL MEETING], NEW YORK, IEEE, US, vol. PART 02, 3 October 1993 (1993-10-03), pages 909 - 916, XP000419552 * |
| PAN J ET AL: "A novel single-stage DAB power-factor-correction AC/DC converter with voltage feedback", PROCEEDINGS / THE FIFTH INTERNATIONAL CONFERENCE ON POWER ELECTRONICS AND DRIVE SYSTEMS, PEDS 2003 : 17 - 20 NOVEMBER 2003, NOVOTEL APOLLO HOTEL, SINGAPORE, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, vol. 2, 17 November 2003 (2003-11-17), pages 1115 - 1119, XP010694314, ISBN: 978-0-7803-7885-8, DOI: 10.1109/PEDS.2003.1283129 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR3016097B1 (en) | 2023-05-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP3090482A2 (en) | Multi-output power converter with phase-shift control | |
| JP5660025B2 (en) | Voltage conversion circuit and voltage conversion system including the voltage conversion circuit | |
| US8541989B2 (en) | Power supply apparatus | |
| US7679213B2 (en) | AC to DC converter circuit | |
| US8681522B2 (en) | Method for operating an electronically controlled inverter with switches that alternate between being elements of a boost-buck converter and an inverting Cuk converter | |
| EP3161951B1 (en) | Voltage converter comprising an isolated dc/dc converter circuit | |
| EP2864150A1 (en) | Method for controlling the charging of a battery of an electric vehicle in a non-contact charging system | |
| FR3014260A1 (en) | METHOD AND SYSTEM FOR CONTROLLING A BIDIRECTIONAL CHARGER OF A MOTOR VEHICLE BATTERY. | |
| JP2014236556A (en) | Pam drive unit of switched reluctance motor | |
| Ahmed | Modeling and simulation of ac–dc buck-boost converter fed dc motor with uniform PWM technique | |
| WO2016207969A1 (en) | Inverter with charging capability | |
| KR20110031551A (en) | Active boost power converter for single phase single-phase srm | |
| EP3207629B1 (en) | Isolated dc/dc converter | |
| JP2011109869A (en) | Power supply | |
| EP3369166B1 (en) | System for converting a dc electric power into an ac electric power with an energy recovery module | |
| FR3016097A1 (en) | CONVERTER WITH SINUSOIDAL CURRENT ABSORPTION | |
| KR102246884B1 (en) | Power conversion circuit | |
| EP3707800B1 (en) | Method for controlling a battery charger for electrical accumulators | |
| WO2016001547A1 (en) | Voltage converter comprising an isolated dc/dc converter circuit | |
| Neve et al. | Analysis and simulation of Z-source inverter fed to single phase induction motor drive | |
| EP2695289A2 (en) | Method for controlling a voltage inverter and associated device | |
| Chang et al. | An experimental switched-reluctance generator based distributed power system | |
| WO2019159632A1 (en) | Inverter electricity generator | |
| RU2578042C1 (en) | Three phase z-inverter | |
| FR3100395A1 (en) | Modular multilevel converter for low voltage application with optimized inductances and an increased number of levels |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 3 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 4 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 5 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 7 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 8 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 9 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 10 |
|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 11 |