FR3012233A1

FR3012233A1 - METHOD FOR CHARACTERIZING A PERIODIC DIGITAL SIGNAL

Info

Publication number: FR3012233A1
Application number: FR1360127A
Authority: FR
Inventors: Herve Le-Gall
Original assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Current assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Priority date: 2013-10-17
Filing date: 2013-10-17
Publication date: 2015-04-24

Abstract

L'invention est relative à une technique de caractérisation d'un signal numérique périodique sous test (Vd), comprenant les étapes consistant à produire un signal de référence numérique (Vref) représentant une évolution attendue du signal sous test ; calculer un premier produit entre le signal sous test et la dérivée du signal de référence ; calculer un deuxième produit entre le signal de référence et la dérivée du signal sous test ; calculer la variance (VAR) de la différence des premier et deuxième produits sur M échantillons représentant un nombre entier N de périodes du signal sous test ; et établir une caractéristique du signal sous test à partir de la variance.The invention relates to a technique for characterizing a periodic digital signal under test (Vd), comprising the steps of producing a digital reference signal (Vref) representing an expected evolution of the signal under test; calculating a first product between the signal under test and the derivative of the reference signal; calculating a second product between the reference signal and the derivative of the signal under test; calculating the variance (VAR) of the difference of the first and second products over M samples representing an integer N of periods of the signal under test; and establish a characteristic of the signal under test from the variance.

Description

PROCEDE DE CARACTERISATION D'UN SIGNAL NUMERIQUE PERIODIQUE Domaine technique de l'invention L'invention est relative au test de convertisseurs analogiques-numériques, et plus 5 particulièrement à la caractérisation du signal numérique produit par le convertisseur à partir d'un signal de test de caractéristiques connues. Arrière-plan de l'invention La figure 1 représente schématiquement une configuration pouvant être utilisée pour tester un convertisseur analogique-numérique ADC. Le convertisseur reçoit un signal de 10 test analogique Va fourni par un équipement de test. Le signal Va est, par exemple, une sinusoïde pure de fréquence et amplitude connues, déterminées par l'équipement de test. Le convertisseur échantillonne le signal Va à une fréquence fs pour produire un signal numérique Vd. Le signal numérique Vd subit une transformée de Fourier rapide (FFT). Les informations spectrales fournies par la transformée de Fourier sont utilisées par un 15 élément de calcul CALC pour produire diverses caractéristiques du signal numérique, souvent le rapport signal sur bruit SNR, le rapport signal sur bruit et distorsion SINAD (de l'anglais « SIgnal-to-Noise-And-Distortion »), et la distorsion harmonique totale THD. Le rapport SINAD permet en particulier de déterminer le nombre de bits utile du convertisseur, dénommé ENOB (« Effective Number Of Bits »). 20 La figure 2 est un exemple de spectre produit par une transformée FFT d'un enregistrement d'échantillons du signal de test. L'amplitude est en dB et l'axe horizontal représente le rapport entre la fréquence considérée et la fréquence d'échantillonnage. On observe la raie fondamentale près de 0 et son symétrique près de 1. On a désigné par h3 la raie correspondant à la troisième harmonique. 25 La norme IEEE 1241 définit une terminologie et des méthodes de test des convertisseurs analogiques-numériques. Les caractéristiques mentionnées ci-dessus et d'autres utilisées ci-après sont définies dans cette norme. Le SINAD est notamment défini comme le rapport entre la valeur efficace du signal sinusoïdal et l'écart-type du signal par rapport à une sinusoïde de référence. Cette 30 définition suggère que le SINAD peut être calculé au vol sur une séquence d'échantillons. Un tel calcul requiert toutefois de produire une sinusoïde de référence parfaitement synchronisée sur le signal à tester, ce qui entraîne une certaine complexité de mise en oeuvre. Lorsqu'on souhaite calculer d'autres caractéristiques que le SINAD, comme le SNR et la THD, on utilise plutôt une analyse FFT. Une analyse FFT est une technique efficace pour caractériser un convertisseur analogique-numérique. Elle requiert cependant des ressources non négligeables - pour 5 produire de bons résultats, l'analyse est faite sur un enregistrement d'au moins 256 échantillons, et requiert dans ce cas 2048 multiplications de combinaisons différentes des échantillons. Les échantillons ne sont pas utilisés séquentiellement par l'analyse, et doivent donc être stockés dans une mémoire. Pour ces raisons, il n'est pas envisageable de mettre en oeuvre cette technique au sein même des circuits à tester, par exemple sous 10 forme de dispositif de test embarqué (BIST). Résumé de l'invention On souhaite disposer d'une technique efficace de caractérisation d'un signal numérique, notamment celui produit par un convertisseur analogique-numérique, dont la complexité est compatible avec une intégration au sein des circuits à tester. 15 On tend à satisfaire ce besoin en prévoyant un procédé de caractérisation d'un signal numérique périodique sous test, comprenant les étapes suivantes : produire un signal de référence numérique représentant une évolution attendue du signal sous test ; calculer un premier produit entre le signal sous test et la dérivée du signal de référence ; calculer un deuxième produit entre le signal de référence et la dérivée du signal sous test ; 20 calculer la variance de la différence des premier et deuxième produits sur M échantillons représentant un nombre entier N de périodes du signal sous test ; et établir une caractéristique du signal sous test à partir de la variance. Selon un mode de mise en oeuvre, les calculs sont effectués au vol pour chaque échantillon du signal sous test et du signal de référence, une dérivée pour un échantillon 25 courant d'un signal étant fournie comme la différence entre l'échantillon courant et l'échantillon précédent. Selon un mode de mise en oeuvre, le signal de référence est sinusoïdal, et la caractéristique est le rapport signal sur bruit (SNR) avec N = 1. Selon un mode de mise en oeuvre, le signal de référence est sinusoïdal, et la 30 caractéristique est le rapport signal sur bruit et distorsion (SINAD) avec N = M/4 + 1 ou N = M/4 - 1.FIELD OF THE INVENTION The invention relates to the testing of analog-to-digital converters, and more particularly to the characterization of the digital signal produced by the converter from a test signal. of known characteristics. BACKGROUND OF THE INVENTION FIG. 1 schematically represents a configuration that can be used to test an ADC analog-to-digital converter. The converter receives an analog test signal Va supplied by test equipment. The signal Va is, for example, a pure sinusoid of known frequency and amplitude, determined by the test equipment. The converter samples the signal Va at a frequency fs to produce a digital signal Vd. The digital signal Vd undergoes a fast Fourier transform (FFT). The spectral information provided by the Fourier transform is used by a computing element CALC to produce various characteristics of the digital signal, often the signal-to-noise ratio SNR, the signal-to-noise ratio, and SINAD distortion. to-Noise-And-Distortion "), and THD total harmonic distortion. The SINAD report makes it possible in particular to determine the number of useful bits of the converter, called ENOB ("Effective Number Of Bits"). FIG. 2 is an example of a spectrum produced by an FFT transform of a sample record of the test signal. The amplitude is in dB and the horizontal axis represents the ratio between the frequency considered and the sampling frequency. We observe the fundamental line near 0 and its symmetrical close to 1. We have designated by h3 the line corresponding to the third harmonic. The IEEE 1241 standard defines a terminology and test methods for analog-to-digital converters. The features mentioned above and others used hereinafter are defined in this standard. SINAD is defined as the ratio between the rms value of the sinusoidal signal and the standard deviation of the signal from a reference sinusoid. This definition suggests that SINAD can be calculated in flight over a sequence of samples. Such a calculation requires, however, to produce a reference sinusoid perfectly synchronized to the signal to be tested, which leads to a certain complexity of implementation. When it is desired to calculate other characteristics than SINAD, such as SNR and THD, FFT analysis is used instead. FFT analysis is an efficient technique for characterizing an analog-to-digital converter. However, it requires significant resources - to produce good results, the analysis is done on a record of at least 256 samples, and in this case requires 2048 multiplications of different combinations of the samples. The samples are not used sequentially by the analysis, and must therefore be stored in a memory. For these reasons, it is not possible to implement this technique within the circuits to be tested, for example in the form of an on-board test device (BIST). SUMMARY OF THE INVENTION It is desired to have an efficient technique for characterizing a digital signal, in particular that produced by an analog-digital converter, the complexity of which is compatible with integration within the circuits to be tested. This need is fulfilled by providing a method of characterizing a periodic digital signal under test, comprising the steps of: producing a digital reference signal representing an expected evolution of the signal under test; calculating a first product between the signal under test and the derivative of the reference signal; calculating a second product between the reference signal and the derivative of the signal under test; Calculating the variance of the difference of the first and second products over M samples representing an integer N of periods of the signal under test; and establish a characteristic of the signal under test from the variance. According to one embodiment, the calculations are made in flight for each sample of the signal under test and the reference signal, a derivative for a current sample of a signal being provided as the difference between the current sample and the sample. previous sample. According to one embodiment, the reference signal is sinusoidal, and the characteristic is the signal-to-noise ratio (SNR) with N = 1. According to one embodiment, the reference signal is sinusoidal, and the signal is sinusoidal. characteristic is the signal to noise and distortion ratio (SINAD) with N = M / 4 + 1 or N = M / 4 - 1.

Selon un mode de mise en oeuvre, le procédé comprend les étapes suivantes : appliquer un signal d'entrée ayant une fréquence fi J fois supérieure à la fréquence du signal sous test, J étant un entier ; échantillonner le signal d'entrée à une fréquence fs telle que Jfs = Mfi ; et conserver, pour former le signal sous test, un échantillon tous les D échantillons du signal d'entrée, où D = (N + KM)/J et K est un entier tel que D soit entier. Selon un mode de mise en oeuvre, M est une puissance de 2 et J est impair. Selon un mode de mise en oeuvre, M = 64, J = 3, N = 1 et D = 43. Selon un mode de mise en oeuvre, M = 64, J = 3, N = 15 et D = 5. Description sommaire des dessins Des modes de réalisation seront exposés dans la description suivante, faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : - la figure 1, précédemment décrite, représente une configuration de test d'un convertisseur analogique-numérique ; - la figure 2 est un exemple de spectre fourni par une analyse FFT ; - la figure 3 est un schéma bloc d'un mode de réalisation de circuit de caractérisation de signal numérique nécessitant peu de ressources ; - les figures 4A et 4B représentent un exemple de reconstruction d'une période unique du signal de test à partir d'échantillons correspondant à plusieurs périodes ; - la figure 5 illustre un exemple de décimation des échantillons du signal de test, permettant de reconstituer au vol un enregistrement représentant une période du signal de test ; - la figure 6A représente un signal de test dont la fréquence est choisie pour produire un enregistrement contenant approximativement quatre échantillons par période ; et - la figure 6B illustre une décimation des échantillons du signal de test, permettant d'obtenir au vol un enregistrement équivalent à celui de la figure 6A sans modifier la fréquence du signal de test.According to one embodiment, the method comprises the following steps: applying an input signal having a frequency fi J times greater than the frequency of the signal under test, J being an integer; sampling the input signal at a frequency fs such that Jfs = Mfi; and keeping, to form the signal under test, a sample every D samples of the input signal, where D = (N + KM) / J and K is an integer such that D is integer. According to one mode of implementation, M is a power of 2 and J is odd. According to one embodiment, M = 64, J = 3, N = 1 and D = 43. According to one embodiment, M = 64, J = 3, N = 15 and D = 5. Brief description Embodiments will be set forth in the following description, given without limitation in connection with the accompanying figures in which: - Figure 1, previously described, shows a test configuration of an analog-digital converter; FIG. 2 is an example of a spectrum provided by an FFT analysis; FIG. 3 is a block diagram of a digital signal characterization circuit embodiment requiring few resources; FIGS. 4A and 4B show an example of reconstruction of a single period of the test signal from samples corresponding to several periods; FIG. 5 illustrates an example of decimation of the samples of the test signal, making it possible to reconstitute on the fly a recording representing a period of the test signal; Figure 6A shows a test signal whose frequency is chosen to produce a record containing approximately four samples per period; and FIG. 6B illustrates a decimation of the samples of the test signal, making it possible to obtain on the flight a recording equivalent to that of FIG. 6A without modifying the frequency of the test signal.

Description d'un mode de réalisation de l'invention Pour réduire la complexité d'un circuit de caractérisation d'un signal numérique périodique, on propose ici une technique spécifique fonctionnant dans le domaine temporel et utilisant les échantillons du signal de test au vol. Cette technique est en outre conçue pour produire des caractéristiques de signal comparables à celles produites par une analyse FFT. Cette technique utilise deux modes pour produire toutes les caractéristiques (SNR, SINAD et THD) fournies par une analyse FFT classique. Dans chaque mode, on peut utiliser le même signal de test périodique analogique, par exemple une sinusoïde pure 10 de fréquence et amplitude connues. Dans un premier mode, on analyse au vol M échantillons représentant une seule période du signal de test, où M est un entier, de préférence une puissance de 2, suffisamment grand statistiquement. Ce mode permettra de produire le SNR. Dans un deuxième mode, on analyse au vol M échantillons représentant un nombre 15 entier N de périodes du signal de test, N étant un nombre, de préférence premier avec M, choisi tel que N/M soit proche de 1/4 par excès ou par défaut. En d'autres termes N = M/4 - 1 ou N = M/4 + 1. Ce mode permettra de produire le SINAD. La distorsion harmonique totale THD correspond à la différence SINAD - SNR, en variance. 20 Plus spécifiquement, l'analyse faite, dans le premier ou deuxième mode, est le calcul de la variance V de l'expression suivante sur M échantillons : dVre f dVcL DX, = Vd, Vref (1) dt dt Où Vd est le signal numérique, sous test, produit par le convertisseur analogique-numérique ADC, Vref un signal de référence numérique correspondant à l'évolution 25 attendue du signal sous test Vd, et i le rang de l'échantillon (i = 0, 1,... M-1). Les dérivées dans cette expression peuvent être déterminées au vol selon différentes techniques de calcul de pente. On préfèrera une technique simple consistant à faire la différence entre l'échantillon courant et l'échantillon précédent. En pratique, les calculs seront effectués sur des sinusoïdes normalisées, indépendantes de la fréquence. 30 La variance est ajustée par un coefficient multiplicatif égal à la mesure utilisée dans la technique de dérivation pour le pas entre les échantillons, correspondant au terme en l/t résultant de la dérivation. Ainsi, en utilisant simplement la différence entre l'échantillon courant et l'échantillon précédent, donc en supposant que le pas entre les échantillons est normalisé à 1, le coefficient multiplicatif vaut 1. Les calculs ci-après sont faits dans ce contexte.DESCRIPTION OF AN EMBODIMENT OF THE INVENTION In order to reduce the complexity of a circuit for characterizing a periodic digital signal, a specific technique operating in the time domain and using the samples of the flight test signal is proposed here. This technique is further designed to produce signal characteristics comparable to those produced by FFT analysis. This technique uses two modes to produce all the characteristics (SNR, SINAD and THD) provided by a standard FFT analysis. In each mode, it is possible to use the same analog periodic test signal, for example a pure sinusoid of known frequency and amplitude. In a first mode, M samples representing a single period of the test signal are analyzed on the fly, where M is an integer, preferably a power of 2, sufficiently large statistically. This mode will produce the SNR. In a second mode, M samples representing an integer number N of periods of the test signal are analyzed on the fly, N being a number, preferably first, with M, chosen such that N / M is close to 1/4 by excess or by default. In other words N = M / 4 - 1 or N = M / 4 + 1. This mode will produce the SINAD. The total harmonic distortion THD corresponds to the difference SINAD - SNR, in variance. More specifically, the analysis made, in the first or second mode, is the calculation of the variance V of the following expression on M samples: dVre f dVcL DX, = Vd, Vref (1) dt dt Where Vd is the digital signal, under test, produced by the analog-digital converter ADC, Vref a digital reference signal corresponding to the expected evolution of the signal under test Vd, and i the rank of the sample (i = 0, 1,. .. M-1). Derivatives in this expression can be determined in flight according to different slope calculation techniques. A simple technique of differentiating between the current sample and the previous sample is preferred. In practice, the calculations will be performed on normalized sinusoids, independent of the frequency. The variance is adjusted by a multiplicative coefficient equal to the measurement used in the derivation technique for the pitch between the samples, corresponding to the term in l / t resulting from the derivation. Thus, by simply using the difference between the current sample and the previous sample, so assuming that the pitch between the samples is normalized to 1, the multiplicative coefficient is 1. The following calculations are made in this context.

Le SNR et le SINAD sont en fait déduits de l'écart-type, la racine carrée de la variance, mais on préfère calculer la variance, car le calcul est plus simple à faire au vol (pas de racine carrée). Une fois qu'on a établi les variances, on a : 1 SNR = .\/21/1 1 SINAD = THD = 1 .\/2(V2 - V1) où Vi et V2 sont les variances trouvées respectivement dans les premier et deuxième modes, et les amplitudes des signaux sont normalisées à 1.The SNR and SINAD are in fact deduced from the standard deviation, the square root of the variance, but it is preferred to calculate the variance, since the computation is simpler to do on the fly (no square root). Once the variances are established, we have: 1 SNR =. \ / 21/1 1 SINAD = THD = 1. \ / 2 (V2 - V1) where Vi and V2 are the variances found respectively in the first and second modes, and the amplitudes of the signals are normalized to 1.

Ces égalités sont complexes à démontrer mathématiquement. En réalité elles sont approximatives, mais des essais conduits par l'inventeur ont permis de vérifier expérimentalement qu'elles produisent des valeurs avec une précision satisfaisante par rapport à une analyse FFT dans la plupart des conditions de test réelles. De préférence, pour obtenir les meilleurs résultats, notamment pour le SNR, le signal sous test Vd a une composante continue nulle, et la distorsion harmonique est de l'ordre de -40 dB ou inférieure, ce qui correspond à la plupart des conditions de test réelles. Le calcul est insensible au déphasage entre les signaux Vd et Vref. La présence d'un déphasage produit un décalage de la valeur moyenne des valeurs DX, (1), qui dépend du déphasage. La variance étant calculée par rapport à la valeur moyenne, la valeur effective de cette valeur moyenne n'influe pas sur le résultat. Cela permet de s'affranchir d'une synchronisation du signal Vref sur le signal Vd. Les natures de l'expression (1) et de la fonction quadratique de la variance sont telles que la variance est invariable, si on ne tient pas compte du bruit, sur tout multiple de M/2 échantillons. En effet, l'expression (1) produit, sur M échantillons, une évolution symétrique par rapport au centre de l'intervalle. La variance, ne tenant pas compte du signe, produit le même résultat pour chacune des parties symétriques. /2V2 La figure 3 est un schéma bloc d'un mode de réalisation de circuit de caractérisation permettant de mettre en oeuvre cette analyse. Le signal de test analogique Va étant un signal périodique de caractéristiques connues, de préférence une sinusoïde, le signal de référence Vref peut être fourni par une table TAB produisant séquentiellement M échantillons « exacts » correspondant à une période. Pour des valeurs de sinusoïde, la table peut ne contenir que M/4 valeurs correspondant à un quart de période, ou utiliser l'algorithme de CORDIC, afin de réduire sa surface silicium. Le signal Vd produit par le convertisseur ADC est multiplié en 10 par la dérivée du signal Vref, produite par un dérivateur 12. Le signal Vref est multiplié en 14 par la dérivée du signal Vref, produite par un dérivateur 16. La sortie du multiplieur 14 est soustraite en 18 à la sortie du multiplieur 10. La sortie du soustracteur 18 est fournie à un circuit VAR configuré pour calculer la variance de manière séquentielle sur M échantillons consécutifs. Les valeurs successives du signal Vref sont choisies dans la table, par exemple, par un compteur CNT qui est cadencé à partir du signal d'échantillonnage fs. Pour permettre une adaptation à de nombreuses situations de test et une commutation entre les deux modes susmentionnés (SNR et SINAD), la sortie du convertisseur ADC, à l'aide d'un registre REG, et le compteur CNT sont cadencés par un signal d'échantillonnage dérivé fd obtenu en divisant en 20 le signal fs par un facteur de décimation programmable D.These equalities are complex to demonstrate mathematically. In reality they are approximate, but tests conducted by the inventor have experimentally verified that they produce values with satisfactory accuracy compared to FFT analysis under most real test conditions. Preferably, to obtain the best results, in particular for the SNR, the signal under test Vd has a zero DC component, and the harmonic distortion is of the order of -40 dB or less, which corresponds to most of the conditions of real test. The calculation is insensitive to the phase shift between the signals Vd and Vref. The presence of a phase shift produces an offset of the average value of the values DX, (1), which depends on the phase shift. Since the variance is calculated in relation to the average value, the effective value of this average value does not affect the result. This makes it possible to dispense with a synchronization of the signal Vref on the signal Vd. The natures of the expression (1) and the quadratic function of the variance are such that the variance is invariable, if one does not take into account the noise, on any multiple of M / 2 samples. Indeed, the expression (1) produces, on M samples, a symmetrical evolution with respect to the center of the interval. The variance, ignoring the sign, produces the same result for each of the symmetrical parts. Fig. 3 is a block diagram of a characterization circuit embodiment for carrying out this analysis. Since the analog test signal Va is a periodic signal of known characteristics, preferably a sinusoid, the reference signal Vref can be provided by a table TAB sequentially producing M "exact" samples corresponding to a period. For sine values, the table may contain only M / 4 values corresponding to a quarter period, or use the CORDIC algorithm to reduce its silicon area. The signal Vd produced by the converter ADC is multiplied by the derivative of the signal Vref, produced by a differentiator 12. The signal Vref is multiplied by the derivative of the signal Vref, produced by a differentiator 16. The output of the multiplier 14 is subtracted at 18 at the output of the multiplier 10. The output of the subtractor 18 is supplied to a VAR circuit configured to calculate the variance sequentially over M consecutive samples. The successive values of the signal Vref are chosen from the table, for example by a counter CNT which is clocked from the sampling signal fs. To allow adaptation to many test situations and switching between the two aforementioned modes (SNR and SINAD), the output of the ADC converter, using a register REG, and the counter CNT are clocked by a signal d derived fd sampling obtained by dividing the fs signal by a programmable decimation factor D.

Par ailleurs, le contenu du compteur CNT peut être multiplié par un facteur programmable q avant de servir à la sélection de la valeur du signal Vref. Le choix et l'utilisation des facteurs D et q seront maintenant expliqués. Les M échantillons analysés au vol par cette technique représentent un nombre entier de périodes du signal de test. Selon la terminologie de la norme IEEE 1241, la fréquence fi du signal de test et la fréquence d'échantillonnage fs sont alors choisies pour être « cohérentes », à savoir telles que Jfs =Mfi, où J est un entier représentant le nombre de périodes du signal de test dans la série de M échantillons. Le nombre J permet de trouver une adaptation satisfaisante entre les fréquences fi et fs. Pour trouver le SNR à l'aide de la méthode décrite ici, on aurait tendance à choisir J=1, de sorte que la série de M échantillons corresponde à une seule période du signal de test. Toutefois, ce choix implique que le signal de test a une fréquence relativement basse, M fois inférieure à la fréquence d'échantillonnage. Le convertisseur serait alors testé loin de la limite de Nyquist.Moreover, the content of the counter CNT can be multiplied by a programmable factor q before being used to select the value of the signal Vref. The choice and use of factors D and q will now be explained. The M samples analyzed in flight by this technique represent an integer number of periods of the test signal. According to the terminology of the IEEE 1241 standard, the frequency fi of the test signal and the sampling frequency fs are then chosen to be "coherent", ie such that Jfs = Mfi, where J is an integer representing the number of periods of the test signal in the series of M samples. The number J makes it possible to find a satisfactory adaptation between the frequencies fi and fs. To find the SNR using the method described here, one would tend to choose J = 1, so that the series of M samples corresponds to a single period of the test signal. However, this choice implies that the test signal has a relatively low frequency, M times lower than the sampling frequency. The converter would then be tested far from the Nyquist limit.

En pratique, on utilise des valeurs de J supérieures à 1, de sorte à tester le convertisseur plus près de ses limites. Une procédure de reconstruction, telle qu'illustrée ci-après, est alors appliquée pour faire correspondre la série de M échantillons à une seule période normalisée.In practice, values of J greater than 1 are used, so as to test the converter closer to its limits. A reconstruction procedure, as illustrated below, is then applied to match the series of M samples to a single normalized period.

De préférence, les nombres J et M sont premiers entre eux. Cela permet d'obtenir M échantillons tous différents et d'améliorer la résolution des mesures. On considère ci-après, à titre d'exemple, un enregistrement de M = 64 échantillons, et J = 3. Ainsi fi = 3/64 fs. La figure 4A illustre une série de 64 échantillons ro à r63 pris dans ces conditions à la fréquence fs. Ces échantillons sont dits « réels » en ce qu'ils correspondent à l'échantillonnage du signal de test Va tel qu'il se présente. Ainsi, la série contient J=3 périodes du signal de test. Cela ne convient pas au calcul du SNR, ni au calcul du SINAD. La figure 4B illustre une reconstruction d'une série équivalente d'échantillons eo à e63, représentant une seule période, à partir des échantillons réels de la figure 4A. La norme IEEE 1241, dans sa section 4.4, propose une reconstruction similaire, pour produire une période de « bonne » résolution à partir de plusieurs périodes de « mauvaise » résolution. Elle propose un algorithme relativement complexe permettant de réordonner les échantillons dans une mémoire, et cela dans un cas d'échantillonnage non cohérent.Preferably, the numbers J and M are prime to each other. This makes it possible to obtain M all different samples and to improve the resolution of the measurements. An example of this is a record of M = 64 samples, and J = 3. Thus fi = 3/64 fs. Figure 4A illustrates a series of 64 samples r0 to r63 taken under these conditions at the frequency fs. These samples are called "real" in that they correspond to the sampling of the test signal Va as it stands. Thus, the series contains J = 3 periods of the test signal. This is not suitable for calculating the SNR, nor for calculating SINAD. Figure 4B illustrates a reconstruction of an equivalent series of samples e0 to e63, representing a single period, from the actual samples of Figure 4A. The IEEE 1241 standard, in section 4.4, proposes a similar reconstruction, to produce a period of "good" resolution from several periods of "bad" resolution. It proposes a relatively complex algorithm making it possible to reorder the samples in a memory, and this in a case of non-coherent sampling.

Cet algorithme n'est pas utilisable ici. Dans le cas de la figure 4B, on assemble des échantillons successifs par triplets en partant de l'échantillon ro. Les trois échantillons de chaque triplet sont cherchés respectivement dans la première période, la troisième période, et la deuxième période du signal de la figure 4A. On trouve ainsi la succession ro, r43, r22, r1, r44, r23... que l'on attribue à des échantillons équivalents eo, el, e2... Dans cet exemple, on attribue à un échantillon équivalent e d'indice i l'échantillon réel r d'indice 431 MOD 64. Dans le cas général, pour un échantillon e d'indice i, on prend l'échantillon réel r d'indice (1 + 101)1/J MOD AI, où K est trouvé tel que (1 + 101)/J soit entier. Cette technique de reconstruction s'applique à un ensemble de M échantillons stockés 30 en mémoire. Or on souhaite pouvoir effectuer cette reconstruction au vol pour éviter l'emploi d'une mémoire.This algorithm is not usable here. In the case of FIG. 4B, successive samples are assembled by triplets starting from the sample ro. The three samples of each triplet are searched respectively in the first period, the third period, and the second period of the signal of Figure 4A. We thus find the sequence ro, r43, r22, r1, r44, r23 ... that we assign to equivalent samples eo, el, e2 ... In this example, we assign to an equivalent sample e of index i the real sample r of index 431 MOD 64. In the general case, for a sample e of index i, we take the real sample r of index (1 + 101) 1 / J MOD AI, where K is found such that (1 + 101) / J is integer. This reconstruction technique applies to a set of M samples stored in memory. Or we want to perform this reconstruction flight to avoid the use of a memory.

La figure 5 illustre une telle reconstruction au vol. Dans l'exemple de la figure 4A, il suffit de prendre un échantillon sur 43 du signal de test échantillonné à la fréquence fs. Cela revient à diviser la fréquence d'échantillonnage par 43, ce qui peut être obtenu dans le circuit de la figure 3 en choisissant D=43 et q=1. De façon générale D (1 + KM)/J, où K est trouvé pour que D soit entier. Bien entendu, la production de la série de M échantillons prend alors D fois plus longtemps que si on exploitait en séquence tous les échantillons produits à la fréquence fs. Cette durée, compte tenu des fréquences d'échantillonnage utilisés, de l'ordre du gigahertz, est toutefois négligeable dans la durée de test d'un circuit.Figure 5 illustrates such a reconstruction in flight. In the example of FIG. 4A, it suffices to take one sample out of 43 of the test signal sampled at the frequency fs. This amounts to dividing the sampling frequency by 43, which can be obtained in the circuit of FIG. 3 by choosing D = 43 and q = 1. In a general way D (1 + KM) / J, where K is found so that D is integer. Of course, the production of the series of M samples then takes D times longer than if one operated in sequence all the samples produced at the frequency fs. This duration, taking into account the sampling frequencies used, of the order of the gigahertz, is however negligible in the test duration of a circuit.

Maintenant, pour calculer le SINAD, on souhaite que la série de M échantillons représente N = M/4 ±1 périodes du signal de test, à savoir 15 ou 17 périodes dans cet exemple. On préfère, pour simplifier les explications, prendre N=15, car 15 est un multiple de J=3. Pour cela, on pourrait multiplier la fréquence du signal de test par 5. La fréquence du signal de test passe alors de 3/64 fs à 15/64 fs.Now, to calculate the SINAD, it is desired that the series of M samples represents N = M / 4 ± 1 periods of the test signal, namely 15 or 17 periods in this example. To simplify the explanations, we prefer N = 15, since 15 is a multiple of J = 3. For that, one could multiply the frequency of the test signal by 5. The frequency of the test signal then passes from 3/64 fs to 15/64 fs.

La figure 6A représente une série de 64 échantillons pris à la fréquence fs à partir d'un tel signal. On remarque que chaque période du signal contient 4 ou 5 échantillons. Si on avait pris N=17, chaque période contiendrait 3 ou 4 échantillons. Chaque période est donc échantillonnée, volontairement, avec une résolution plutôt médiocre. Par contre, les 64 échantillons sont tous différents, ce qui permet d'améliorer la résolution du point de vue statistique, comme pour le calcul de la variance. On ne souhaite généralement pas changer la fréquence du signal de test. L'équipement de test ne le permet pas toujours, ou ne permet que de faibles variations. En outre, le convertisseur ADC fonctionnerait dans des conditions différentes de celles de la mesure du SNR, alors qu'on souhaiterait faire la mesure du SINAD dans les mêmes conditions.Figure 6A shows a series of 64 samples taken at the frequency fs from such a signal. Note that each period of the signal contains 4 or 5 samples. If N = 17, each period would contain 3 or 4 samples. Each period is sampled, voluntarily, with a rather mediocre resolution. On the other hand, the 64 samples are all different, which makes it possible to improve the resolution from the statistical point of view, as for the calculation of the variance. It is generally not desired to change the frequency of the test signal. Test equipment does not always allow it, or allows only small variations. In addition, the ADC converter would operate under conditions different from those of the measurement of the SNR, while one would like to measure the SINAD under the same conditions.

La figure 6B illustre une technique alternative permettant de conserver le même signal de test dans les deux modes. Il suffit de prendre un échantillon sur 5 du signal de test échantillonné à la fréquence fs. Cela revient à diviser la fréquence fs par 5, ce qui peut être obtenu dans le circuit de la figure 3 en choisissant D=5. Dans ce cas on choisit q=N=15 pour que les valeurs produites par la table TAB pour le signal de référence Vref évoluent selon une sinusoïde de même fréquence. De façon générale, on choisit D (N + KM)/J, où K est trouvé pour que D soit entier. Ainsi, si on avait choisi N=17, on aurait D=27 (avec K=1). Le fait que N soit divisible par J permet de prendre K=0, et donc d'établir plus vite la série requise de M échantillons. On a décrit une technique permettant de calculer deux caractéristiques différentes d'un signal numérique périodique en fonction de deux valeurs de N, N=1 pour le SNR, et N=15 pour le SINAD. En fait, d'autres valeurs de N permettent de calculer encore d'autres caractéristiques, qui n'ont pas toutes été explorées. Par exemple, des essais révèlent que les valeurs N = M/8 ±1 permettent de calculer séparément la contribution des harmoniques paires et la contribution des harmoniques impaires. Pour améliorer la précision du SINAD on peut utiliser deux signaux de référence Vref déphasés de n/2 et calculer en parallèle deux jeux de valeurs DX, l'une en utilisant le signal sous test Vd et le signal de référence original, l'autre en utilisant le même signal sous test et le signal de référence déphasé. La variance est alors calculée sur la moyenne de ces deux jeux de valeurs. La précision obtenue pour le SINAD est alors équivalente à celle produite par une analyse FFT.15Figure 6B illustrates an alternative technique for retaining the same test signal in both modes. Just take one sample out of 5 of the test signal sampled at the frequency fs. This amounts to dividing the frequency fs by 5, which can be obtained in the circuit of FIG. 3 by choosing D = 5. In this case, q = N = 15 is chosen so that the values produced by the table TAB for the reference signal Vref evolve according to a sinusoid of the same frequency. In general, we choose D (N + KM) / J, where K is found so that D is integer. Thus, if we had chosen N = 17, we would have D = 27 (with K = 1). The fact that N is divisible by J makes it possible to take K = 0, and thus to establish more quickly the required series of M samples. A technique has been described for calculating two different characteristics of a periodic digital signal as a function of two values of N, N = 1 for the SNR, and N = 15 for the SINAD. In fact, other values of N make it possible to calculate other characteristics, which have not all been explored. For example, tests reveal that the values N = M / 8 ± 1 make it possible to calculate separately the contribution of the even harmonics and the contribution of the odd harmonics. To improve the accuracy of the SINAD, two n / 2 phase-shifted reference signals Vref can be used and two sets of DX values to be calculated in parallel, one using the signal under test Vd and the original reference signal, the other using using the same signal under test and the reference signal out of phase. The variance is then calculated on the average of these two sets of values. The precision obtained for the SINAD is then equivalent to that produced by an FFT analysis.

Claims

REVENDICATIONS1. A method of characterizing a periodic digital signal under test (Vd), comprising the steps of: - producing a digital reference signal (Vref) representing an expected evolution of the signal under test; - calculate a first product between the signal under test and the derivative of the reference signal; - calculate a second product between the reference signal and the derivative of the signal under test; calculating the variance (VAR) of the difference of the first and second products over M samples representing an integer N of periods of the signal under test; and - establishing a characteristic of the signal under test from the variance.

The method of claim 1, wherein the calculations are performed in flight for each sample of the signal under test and the reference signal, a derivative for a current sample of a signal being provided as the difference between the current sample and the previous sample.

The method of claim 1, wherein the reference signal is sinusoidal, and the characteristic is the signal-to-noise ratio (SNR) with N = 1.

4. The method of claim 1, wherein the reference signal is sinusoidal, and the characteristic is the signal-to-noise and distortion ratio (SINAD) with N = M / 4 + 1 or N = M / 4-1.

5. The method of claim 1, comprising the steps of: - applying an input signal (Va) having a frequency fi J times greater than the frequency of the signal under test, J being an integer; sampling the input signal at a frequency fs such that Jfs = Mfi; and- keeping, to form the signal under test, a sample every D samples of the input signal, where D = (N + KM) / J and K is an integer such that D is integer.

6. The method of claim 5, wherein M is a power of 2 and J is odd.

The method of claim 6, wherein M = 64, J = 3, N = 1 and D = 43.

The method of claim 6, wherein M = 64, J = 3, N = 15 and D = 5.