FR3009771A1 - METHOD FOR CONTROLLING A PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS ELECTRIC MACHINE AND ELECTRONIC CONTROL DEVICE THEREFOR - Google Patents
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Abstract
L’invention concerne un procédé de commande d’une machine électrique synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor adapté pour être entrainé en rotation par rapport au stator, le procédé comprenant des étapes de : - Mesurer une tension continue (Vdc) fournie par une source d’alimentation, - Déterminer des valeurs de consigne (Id*, Iq*) de composantes de courant dans un repère tournant (d, q) associé au rotor, en fonction de la tension (Vdc) mesurée, d’une vitesse de rotation instantanée (Ωméca) du rotor par rapport au stator et d’un couple de consigne (Γ*), et - Commander un convertisseur continu-alternatif pour convertir la tension continue (Vdc) fournie par la source en tension de phase alternative (Vphase) appliquée au stator en vue de générer un courant de phase dans le stator conforme aux valeurs de consigne, dans lequel les valeurs de consigne (id*, lq*) de composantes de courant sont déterminées grâce à une table de commande dans laquelle sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de tension continue, de vitesse de rotation du rotor et de couple de consigne et pour chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées.The invention relates to a method for controlling a permanent magnet synchronous electric machine comprising a stator and a rotor adapted to be rotated with respect to the stator, the method comprising steps of: - Measuring a DC voltage (Vdc) supplied by a power source, - Determine setpoints (Id *, Iq *) of current components in a rotating reference mark (d, q) associated with the rotor, as a function of the measured voltage (Vdc), of a speed of rotation (Ωmeca) of the rotor relative to the stator and a set torque (Γ *), and - control a DC-AC converter to convert the DC voltage (Vdc) supplied by the source into AC phase voltage (Vphase) applied to the stator to generate a phase current in the stator according to the setpoint values, in which the setpoint values (id *, lq *) of current components are determined by means of a control table d wherein a plurality of triplets of DC voltage values, rotational speed of the rotor and setpoint torque are recorded and, for each triplet, pre-calculated reference values of associated current components.
Description
DOMAINE DE L'INVENTION L'invention concerne un procédé de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents, et dispositif électronique de 5 commande associé. ETAT DE LA TECHNIQUE Les machines électriques synchrones à aimants permanents comprennent généralement un stator et un rotor mobile en rotation par 10 rapport au stator. Le stator comprend un ensemble d'enroulements statoriques et le rotor comprend des aimants permanents. Pour entrainer en rotation le rotor, les enroulements statoriques sont alimentés par des tensions alternatives de manière à créer un flux magnétique tournant à travers le rotor. Comme le champ créé par le rotor a tendance à s'aligner 15 avec le champ créé par le stator, le rotor est entrainé en rotation par rapport au stator, la vitesse de rotation du rotor étant déterminée par la fréquence des tensions d'alimentation. Afin de minimiser les pertes par effet Joules dans la machine, il est connu de piloter l'alimentation de la machine de manière à ce que le flux 20 magnétique créé par le stator soit orthogonal au flux créé par le rotor. Cependant, lorsque le rotor est entrainé en rotation par rapport au stator, le rotor crée une force contre-électromotrice qui s'oppose à la tension de pilotage du stator. De ce fait, il n'est pas possible de piloter le moteur au-delà d'une vitesse de référence en maintenant les flux 25 orthogonaux. Afin d'augmenter la vitesse de rotation au-delà de la vitesse de référence, il est connu de commander le moteur en mode défluxé. A cet effet, l'alimentation de la machine est pilotée de manière à ce que le flux magnétique créé par le stator présente une composante qui s'oppose au 30 flux créé par le rotor. Cependant, la commande en mode défluxé a pour conséquence une augmentation des pertes Joules dans le moteur.FIELD OF THE INVENTION The invention relates to a method of controlling a synchronous permanent magnet electric machine, and associated electronic control device. STATE-OF-THE-ART Synchronous permanent magnet electric machines generally comprise a stator and a rotor movable in rotation with respect to the stator. The stator includes a set of stator windings and the rotor comprises permanent magnets. To drive the rotor in rotation, the stator windings are powered by alternating voltages so as to create a magnetic flux rotating through the rotor. Since the field created by the rotor tends to align with the field created by the stator, the rotor is rotated with respect to the stator, the rotational speed of the rotor being determined by the frequency of the supply voltages. In order to minimize Joule losses in the machine, it is known to control the feed of the machine so that the magnetic flux created by the stator is orthogonal to the flux created by the rotor. However, when the rotor is rotated relative to the stator, the rotor creates a counter-electromotive force which opposes the stator driving voltage. As a result, it is not possible to drive the motor beyond a reference speed while maintaining the orthogonal flows. In order to increase the speed of rotation beyond the reference speed, it is known to control the motor in the defluxed mode. For this purpose, the power supply of the machine is controlled so that the magnetic flux created by the stator has a component which opposes the flux created by the rotor. However, the control in the defluxed mode results in an increase in Joule losses in the engine.
Le document US 7,023,168 décrit un procédé de commande d'une machine à aimants permanents, dans lequel des composantes d'un courant de consigne Id, Ici sont déterminées à l'aide de tables pré-calculées en fonction d'une consigne de couple (Te**) désiré et d'une consigne de flux 5 statorique (Ws*). Les composantes de tension de consigne (Vd, Vq) sont calculées par un module de régulation à partir des composantes du courant de consigne Id, Ici afin de commander un convertisseur (PWM) associé à la machine. Un limiteur de couple permet de limiter la consigne de couple (Te**) en fonction de la vitesse de rotation du rotor (w) et de la tension 10 continue (Vdc) disponible pour alimenter le convertisseur. Le procédé permet de commander la machine en mode défluxé, de manière à augmenter la vitesse de rotation du moteur tout en maintenant la force contre-électromotrice générée par le moteur en-dessous de la tension générée par convertisseur. 15 Cependant, le procédé proposé ne permet pas de commander la machine à son meilleur rendement, c'est-à-dire en limitant au maximum les pertes par effet Joules dans la machine. De plus, le procédé proposé ne tient pas compte d'éventuelles variations des caractéristiques de la machine en fonction du régime de 20 fonctionnement de la machine. Enfin, comme la consigne de flux statorique varie à haute fréquence (fréquence de l'ordre de 10 à 20 kiloHertz), le procédé de commande nécessite l'utilisation d'un calculateur fonctionnant à haute fréquence pour la détermination des composantes du courant de consigne Id, lq. 25 RESUME DE L'INVENTION Un but de l'invention est de proposer un procédé de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents qui permet de limiter au maximum les pertes par effet Joules dans la machine. 30 Ce but est atteint dans le cadre de la présente invention grâce à un procédé de commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor adapté pour être entrainé en rotation par rapport au stator, le procédé comprenant des étapes de : - mesurer une tension continue (Vdc) fournie par une source d'alimentation, - déterminer des valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant dans un repère tournant (d, q) associé au rotor, en fonction de la tension (Vdc) mesurée, d'une vitesse de rotation instantanée (S)',,é') du rotor par rapport au stator et d'un couple de consigne (F*), et - commander un convertisseur continu-alternatif pour convertir la 10 tension continue (Vdc) fournie par la source en tension de phase alternative (Vphase) appliquée au stator en vue de générer un courant de phase dans le stator conforme aux valeurs de consigne (id*, ici*), dans lequel les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées grâce à une table de commande dans laquelle 15 sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de tension continue (Vdc réf), de vitesse de rotation du rotor (0 \ - -méca réf) et de couple fourni par la machine (Fréf), et pour chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées (id réf, .q réf)- La prise en compte dans la table de commande de la tension Vdc 20 disponible permet de piloter la tension de phase appliquée au stator en minimisant le courant de phase, et par conséquent les pertes Joules dans la machine. La réduction du courant de phase permet de diminuer la masse des composants du système de commande de la machine électrique, à 25 puissance demandée constante. De plus, la table de commande peut être élaborée en tenant compte des variations des caractéristiques de la machine, de manière à améliorer encore le rendement de la machine. Le procédé permet en outre de s'affranchir d'un calcul du flux 30 statorique de consigne, ce qui autorise l'utilisation d'un calculateur basse fréquence (fréquence de l'ordre de 1000 Hertz).Document US Pat. No. 7,023,168 describes a method of controlling a permanent magnet machine, in which components of a setpoint current Id, Here are determined using pre-calculated tables as a function of a torque setpoint ( Te **) desired and a stator flow setpoint (Ws *). The setpoint voltage components (Vd, Vq) are calculated by a control module from the components of the setpoint current Id, here to control a converter (PWM) associated with the machine. A torque limiter limits the torque setpoint (Te **) according to the rotation speed of the rotor (w) and the continuous voltage (Vdc) available to power the converter. The method enables the machine to be operated in the defluxed mode, so as to increase the rotational speed of the motor while maintaining the back electromotive force generated by the motor below the converter generated voltage. However, the proposed method does not make it possible to control the machine at its best efficiency, that is to say by limiting as far as possible the Joule effect losses in the machine. In addition, the proposed method does not take into account any variations in the characteristics of the machine depending on the operating speed of the machine. Finally, since the stator flux setpoint varies at high frequency (frequency of the order of 10 to 20 kilohertz), the control method requires the use of a high frequency calculator for determining the components of the setpoint current. Id, lq. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the invention is to provide a method for controlling a permanent magnet synchronous electric machine which makes it possible to limit as much as possible the Joule effect losses in the machine. This object is achieved in the context of the present invention by means of a control method of a permanent magnet synchronous electric machine comprising a stator and a rotor adapted to be rotated with respect to the stator, the method comprising steps of : - measure a DC voltage (Vdc) supplied by a power source, - determine setpoints (id *, iq *) of current components in a rotating reference (d, q) associated with the rotor, as a function of the measured voltage (Vdc), an instantaneous rotational speed (S) ',, é') of the rotor relative to the stator and a set torque (F *), and - controlling a DC-AC converter for converting the DC voltage (Vdc) supplied by the source into AC phase voltage (Vphase) applied to the stator for generating a phase current in the stator in accordance with the set values (id *, here *), wherein the setpoints (id *, iq *) of yard components are determined by means of a control table in which a plurality of triplets of DC voltage values (Vdc ref), rotational speed of the rotor (0 \ - -meca ref) and machine-supplied torque are recorded ( Fref), and for each triplet, pre-calculated setpoint values of associated current components (ref id, ref .q) - Taking into account in the control table the available voltage Vdc 20 makes it possible to control the voltage of phase applied to the stator by minimizing the phase current, and consequently the Joule losses in the machine. The reduction of the phase current makes it possible to reduce the weight of the components of the control system of the electric machine at constant demand power. In addition, the control table can be developed taking into account variations in the characteristics of the machine, so as to further improve the efficiency of the machine. The method also makes it possible to dispense with a calculation of the nominal stator flux, which allows the use of a low frequency calculator (frequency of the order of 1000 Hertz).
Dans une mise en oeuvre du procédé de commande, les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées par interpolation linéaire des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant enregistrées dans la table de commande.In an implementation of the control method, the setpoint values (id *, iq *) of current components are determined by linear interpolation of the pre-calculated setpoint values of current components recorded in the control table.
Dans une mise en oeuvre du procédé, les valeurs de consigne de composantes de courant enregistrées dans la table de commande ont été calculées de manière à minimiser un courant de phase (iphase) généré pour v chaque triplet de valeurs de tension continue, de vitesse de rotation du rotor associé, et de couple fourni par la machine associé.In one implementation of the method, the current component setpoint values recorded in the control table were calculated to minimize a phase current (iphase) generated for each triplet of values of DC voltage, rotation of the associated rotor, and torque provided by the associated machine.
En particulier, chaque valeur de consigne de composante de courant enregistrée dans la table de commande peut avoir été calculée par un algorithme d'optimisation mettant en oeuvre des étapes de : - pour un couple donné fourni par la machine, une valeur maximale donnée de tension continue d'alimentation de la machine, et une vitesse de 15 rotation donnée du rotor de la machine, déterminer des valeurs possibles de composantes de courant à partir d'un modèle de la machine, et - parmi les valeurs possibles déterminées, sélectionner les valeurs de consigne de composantes de courant pour lesquelles le courant de phase du moteur (i est le plus petit. ,-phase, 20 Le modèle de la machine peut inclure des paramètres (R, Ld, Lq, IF) de la machine qui varient en fonction des valeurs des composantes (id, iq) du courant de phase dans le stator. Autrement dit, le modèle de la machine considéré peut être non-linéaire. L'invention se rapporte également à un dispositif électronique de 25 commande d'une machine électrique synchrone à aimants permanents comprenant un stator et un rotor adapté pour être entrainée en rotation par rapport au stator, le dispositif comprenant un module de calcul adapté pour recevoir en entrée un signal de mesure d'une tension continue (Vdc) fournie par une source d'alimentation continue et pour générer en sortie un signal 30 (Duty 1, Duty 2, Duty 3) de commande d'un convertisseur continu-alternatif, le module de calcul étant configuré pour déterminer des valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant dans un repère tournant (d, q) associé au rotor en fonction du signal de mesure de la tension continue (Vdc), d'une vitesse de rotation (S2méca) du rotor par rapport au stator et d'un couple de consigne (F*), dans lequel les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant sont déterminées par le module de calcul grâce à une table de commande dans laquelle sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de tension continue (Vd'éf), de vitesse de rotation du rotor (0 \ --méca réf) et de couple fourni par la machine (Fréf), et pour chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant associées (Id réf, ) , .q réf,- Dans un mode de réalisation du dispositif, le module de calcul est configuré pour déterminer les valeurs de consigne (id*, iq*) de composantes de courant par interpolation linéaire des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant (i ,.d réf, iq réf) enregistrées dans la table de commande.In particular, each current component setpoint value recorded in the control table may have been calculated by an optimization algorithm implementing steps of: for a given torque supplied by the machine, a given maximum value of voltage continuous feeding of the machine, and a given rotational speed of the rotor of the machine, determining possible values of current components from a model of the machine, and - among the possible values determined, selecting the values of current components for which the phase current of the motor (i is the smallest., -phase, 20 The machine model may include parameters (R, Ld, Lq, IF) of the machine which vary in function of the values of the components (id, iq) of the phase current in the stator In other words, the model of the machine under consideration may be non-linear. A control device for a permanent magnet synchronous electric machine comprising a stator and a rotor adapted to be rotated with respect to the stator, the device comprising a calculation module adapted to receive as input a signal for measuring a voltage. continuous (Vdc) provided by a DC power source and for outputting a control signal (Duty 1, Duty 2, Duty 3) of a DC-AC converter, the calculation module being configured to determine values setpoint (id *, iq *) of current components in a rotating reference mark (d, q) associated with the rotor as a function of the DC voltage measurement signal (Vdc), a rotational speed (S2meca) of the rotor relative to the stator and a setpoint torque (F *), in which the setpoint values (id *, iq *) of current components are determined by the calculation module by means of a control table in which are recorded a plurality of triplets of values of DC voltage (Vdef), rotational speed of the rotor (0 \ -meca ref) and machine-supplied torque (Fref), and for each triplet, pre-calculated values of component setpoints associated currents (Id ref,), .q ref, - In one embodiment of the device, the calculation module is configured to determine the set values (id *, iq *) of current components by linear interpolation of the values pre-calculated setpoint current components (i, .d ref, iq ref) recorded in the control table.
De préférence, chaque valeur de consigne de composante de courant (id réf, iq réf) enregistrée dans la table de commande a été calculée de manière à minimiser le courant de phase (iphase, ) généré pour le triplet de y valeurs de tension continue, de vitesse de rotation du rotor associé, et de couple de consigne associé (Vdc réf, 0 -méca réf, Fréf)- En particulier, chaque valeur de consigne de composante de courant (id réf, iq réf) enregistrée dans la table de commande peut avoir été calculée par un algorithme d'optimisation mettant en oeuvre des étapes de : - pour un couple donné fourni par la machine (F), une valeur maximale de tension continue d'alimentation de la machine (Vdc), et une vitesse de rotation donnée du rotor de la machine (S2méca), déterminer des valeurs possibles de composantes de courant (id, iq) à partir d'un modèle de la machine, et - parmi les valeurs possibles déterminées, sélectionner les valeurs de consigne de composantes de courant pour lesquelles le courant de 30 phase du moteur (i phase) est le plus petit. ,-phase, Le modèle de la machine peut inclure des paramètres (R, Ld, Lq, et IF) de la machine qui varient en fonction des valeurs des composantes (id, iq) du courant de phase dans le stator. L'invention se rapporte également à un système de commande 5 d'une machine électrique synchrone à aimants permanents, comprenant : - un dispositif électronique de commande tel que défini précédemment, et - un convertisseur continu-alternatif adapté pour être alimenté par une source de courant continu et pour convertir la tension continue fournie 10 par la source en tension de phase alternative appliquée au stator en vue de générer un courant de phase dans le stator conforme aux valeurs de consigne déterminées par le module de calcul du dispositif électronique de commande. 15 PRESENTATION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages ressortiront encore de la description qui suit, laquelle est purement illustrative et non limitative et doit être lue en regard des dessins annexés, parmi lesquels : - la figure 1 représente de manière schématique un système de 20 commande d'un moteur synchrone, conforme à un mode de réalisation de l'invention, - la figure 2 représente de manière schématique un dispositif électronique de commande faisant partie du système de commande de la figure 1, 25 - la figure 3 représente de manière schématique le principe de la commande du moteur, - la figure 4 représente de manière schématique une table de commande utilisée par le dispositif électronique de commande, - la figure 5 est un diagramme illustrant de manière schématique les 30 composantes de courant permettant d'obtenir un couple donné, - la figure 6 est un diagramme représentant de manière schématique des valeurs de courant de phase en fonction de la vitesse de rotation et du couple fournis par le moteur, pour trois valeurs prédéfinies de tensions fournies par la source d'alimentation, - les figures 7A et 7B sont des diagrammes illustrant de manière schématique les couples de freinage pouvant être obtenus pour deux 5 valeurs de tensions fournies par la source d'alimentation. DESCRIPTION DETAILLEE D'UN MODE DE REALISATION Sur la figure 1, le système de commande 1 représenté comprend un convertisseur continu-alternatif (ou onduleur) 2 et un dispositif électronique 10 de commande 3. Le convertisseur 2 a pour fonction de convertir une tension continue d'alimentation Vdb fournie par une source d'énergie électrique 4 en trois tensions alternatives Va, Vb, Vb (ou tensions de phases) pour alimenter un moteur synchrone 5. 15 Le dispositif électronique de commande 3 a pour fonction de piloter le convertisseur 2 en fonction d'une vitesse de rotation de consigne S)',é'* du moteur 5. Le dispositif électronique de commande 3 reçoit en entrée un signal de consigne de vitesse de rotation S)',é'* et génère en sortie des signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 du convertisseur 2. 20 Les signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 définissent les rapports cycliques du convertisseur 2 et déterminent par conséquent les valeurs des trois tensions de phase Va, Vb, Vb appliquées au moteur 5. Plus précisément, les valeurs des trois tensions de phase appliquées au moteur 5 sont proportionnelles aux rapports cycliques Duty 1, Duty 2, Duty 3 du 25 convertisseur. La figure 2 représente plus en détail le dispositif électronique de commande 3. Le dispositif électronique de commande 3 comprend un module de régulation de vitesse 6 et un module de régulation de courant 7. 30 Le module de régulation de vitesse 6 reçoit en entrée la vitesse de rotation de consigne S)',é'* et génère en sortie des valeurs de composantes de courant de consigne id* et iq* correspondant aux composantes du courant de consigne i* dans un repère tournant d'axes d et q lié au rotor du moteur 5. Le module de régulation de courant 7 reçoit en entrée les valeurs de composantes de courant de consigne id* et iq* et génère en sortie des valeurs de composantes de tension de consigne V,* et Va* correspondant aux composantes de la tension de consigne V* dans un repère fixe d'axes a et p lié au stator du moteur 5. Le module de régulation de vitesse 6 comprend un sommateur 8, un correcteur 9, un limiteur de couple 10, un premier circuit de génération 10 de courant de consigne 11 et un deuxième circuit de génération de courant de consigne 12. Le sommateur 8 reçoit en entrée d'une part la vitesse de rotation de consigne S2mé'* et d'autre part une vitesse de rotation instantanée S2mé' mesurée du rotor par rapport au stator, et génère en sortie un signal 15 d'erreur 0 -méca* ç)méca représentatif de la différence entre la vitesse de consigne et la vitesse mesurée. Le correcteur 9 est un correcteur proportionnel-intégral (PI) qui reçoit en entrée le signal d'erreur et génère en sortie un signal représentatif d'un couple de consigne F** en fonction du signal d'erreur. 20 Le limiteur de couple 10 limite la valeur du signal de couple de consigne F** entre une valeur de couple minimale et une valeur de couple maximale et génère un signal de couple de consigne F* limité. Le premier circuit de génération de courant de consigne 11 génère une première composante courant de consigne id* (qui est la composante 25 du courant de consigne i* selon le premier axe d du repère d, q du rotor) en fonction du signal de couple de consigne F*, de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2méca et de la tension d'alimentation instantanée Vdc mesurée. De même, le deuxième circuit de génération de courant de 30 consigne 12 génère une deuxième composante de courant de consigne iq* (qui est la composante du courant de consigne i* selon le deuxième axe q du repère d, q du rotor) en fonction du signal de couple de consigne f*, de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2mé' et de la tension d'alimentation instantanée Vciq mesurée. Les valeurs de consigne des composantes de courant id* et iq* sont déterminées grâce à une table de commande enregistrée dans les circuits de génération de courant de consigne 11 et 12. Dans la table de commande, sont enregistrées une pluralité de triplets de valeurs de vitesse de rotation du moteur, de tension continue fournie par la source et de couple fourni par le moteur (0 \--méca réf, Vdc réf, F réf) de référence, et pour 10 chaque triplet, des valeurs pré-calculées de consigne de composantes (id réf, iq réf) de courant associées. Pour des valeurs de couple de consigne f*, de vitesse de rotation instantanée mesurée S2méqa, et de tension continue Vciq mesurée, chaque circuit de génération de courant de consigne 11, 12 calcule une valeur de 15 consigne de composante de courant id*, iq* par interpolation linéaire à partir de valeurs de référence pré-calculées id réf, iq réf enregistrées dans la table de commande. Le module de régulation de courant 7 comprend un premier sommateur 13, un deuxième sommateur 14, un premier correcteur 15, un 20 deuxième correcteur 16, un circuit de découplage 17, un circuit de transformation de Park inverse 18, un modulateur vectoriel 19, un circuit de transformation de Clarke 20, un circuit de transformation de Park 21, un premier circuit correcteur d'angle 22 et un deuxième circuit correcteur d'angle 23. 25 Le premier sommateur 13 reçoit en entrée d'une part la valeur de consigne de la première composante de courant id* et d'autre part une valeur d'une première composante id d'un courant mesuré, et génère en sortie un signal d'erreur id*-id représentatif de la différence entre la valeur de consigne id* de la première composante de courant et la valeur id de la 30 deuxième composante du courant mesuré.Preferably, each current component reference value (id ref, iq ref) recorded in the control table has been calculated so as to minimize the phase current (iphase) generated for the triplet of y DC voltage values, associated rotational speed of the rotor, and associated setpoint torque (Vdc ref, 0 -meca ref, Fref) - In particular, each current component reference value (ref id, iq ref) recorded in the control table may have been calculated by an optimization algorithm implementing steps of: - for a given torque provided by the machine (F), a maximum value of continuous voltage of the machine supply voltage (Vdc), and a speed of given rotation of the rotor of the machine (S2meca), determine possible values of current components (id, iq) from a model of the machine, and - among the possible values determined, select the component setpoint values neck for which the phase current of the motor (i phase) is the smallest. , -phase, The model of the machine can include parameters (R, Ld, Lq, and IF) of the machine that vary according to the values of the components (id, iq) of the phase current in the stator. The invention also relates to a control system 5 of a synchronous permanent magnet electric machine, comprising: an electronic control device as defined above, and a DC-AC converter adapted to be powered by a source of direct current and for converting the DC voltage supplied by the source into AC phase voltage applied to the stator for generating a phase current in the stator according to the set values determined by the computing module of the electronic control device. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Other features and advantages will become apparent from the description which follows, which is purely illustrative and nonlimiting and should be read with reference to the accompanying drawings, in which: FIG. 1 schematically represents a system of FIG. synchronous motor control, according to one embodiment of the invention; - Figure 2 schematically shows an electronic control device forming part of the control system of Figure 1, - Figure 3 represents schematic the principle of motor control, - Figure 4 schematically shows a control table used by the electronic control device, - Figure 5 is a diagram illustrating schematically the current components to obtain a given torque; FIG. 6 is a diagram schematically showing phase current values in accordance with FIG. of the rotational speed and torque supplied by the motor, for three predefined values of voltages supplied by the supply source, - Figures 7A and 7B are diagrams schematically illustrating the braking torques obtainable for two 5 voltage values provided by the power source. DETAILED DESCRIPTION OF AN EMBODIMENT In FIG. 1, the control system 1 represented comprises a DC-AC converter (or inverter) 2 and an electronic control device 10. The converter 2 has the function of converting a DC voltage. Vdb power supply provided by an electrical power source 4 in three alternating voltages Va, Vb, Vb (or phase voltages) for supplying a synchronous motor 5. The electronic control device 3 has the function of driving the converter 2 as a function of a nominal rotation speed S) ', é' * of the motor 5. The electronic control device 3 receives as input a speed reference signal S) ', é' * and outputs control signals Duty 1, Duty 2 and Duty 3 of the converter 2. The control signals Duty 1, Duty 2 and Duty 3 define the cyclical ratios of the converter 2 and therefore determine the values of the three phase voltages. Va, Vb, Vb applied to the motor 5. More precisely, the values of the three phase voltages applied to the motor 5 are proportional to the duty cycle Duty 1, Duty 2, Duty 3 of the converter. FIG. 2 shows in greater detail the electronic control device 3. The electronic control device 3 comprises a speed regulation module 6 and a current regulation module 7. The speed regulation module 6 receives as input the speed of set rotation S) ', é' * and generates as output values of nominal current components id * and iq * corresponding to the components of the setpoint current i * in a rotating reference mark of axes d and q linked to the rotor of the motor 5. The current regulating module 7 receives as input the values of the nominal current components id * and iq * and generates as output values of the nominal voltage components V, * and Va * corresponding to the components of the setpoint voltage V * in a fixed axis mark a and p linked to the stator of the motor 5. The speed regulation module 6 comprises an adder 8, a corrector 9, a torque limiter 10, a first generation circuit 10 current 11 and a second setpoint current generating circuit 12. The adder 8 receives as input on the one hand the set rotation speed S2m '' and on the other hand an instantaneous rotation speed S2mé 'measured of the rotor by relative to the stator, and generates an error signal 0 -méca * ç) meca representative of the difference between the set speed and the measured speed. The corrector 9 is a proportional-integral corrector (PI) which receives the error signal as input and generates a signal representative of a reference torque F ** as a function of the error signal. The torque limiter 10 limits the value of the setpoint torque signal F ** between a minimum torque value and a maximum torque value and generates a limited setpoint torque signal F *. The first reference current generating circuit 11 generates a first current reference component id * (which is the component 25 of the reference current i * along the first axis d of the reference d, q of the rotor) as a function of the torque signal. set point F *, the measured instantaneous rotation speed S2meca and the instantaneous supply voltage Vdc measured. Likewise, the second reference current generating circuit 12 generates a second reference current component iq * (which is the component of the reference current i * along the second axis q of the reference d, q of the rotor) as a function of of the reference torque signal f *, the measured instantaneous rotation speed S2mé 'and the instantaneous supply voltage Vciq measured. The setpoint values of the current components id * and iq * are determined by means of a control table stored in the reference current generating circuits 11 and 12. In the control table, a plurality of triplets of motor rotation speed, DC voltage supplied by the source and torque supplied by the motor (0 ref. of associated components (id ref, iq ref). For setpoint values f *, measured instantaneous rotation speed S2meqa, and measured DC voltage Vciq, each setpoint current generating circuit 11, 12 calculates a current component setpoint value id *, iq. * by linear interpolation from pre-calculated reference values id ref, iq ref recorded in the control table. The current regulation module 7 comprises a first summer 13, a second summer 14, a first corrector 15, a second corrector 16, a decoupling circuit 17, an inverse Park transformation circuit 18, a vector modulator 19, a Clarke transformation circuit 20, a Park 21 transformation circuit, a first angle correction circuit 22 and a second angle correction circuit 23. The first summer 13 receives as input the set point of the first current component id * and on the other hand a value of a first component id of a measured current, and generates as output an error signal id * -id representative of the difference between the setpoint value id * of the first current component and the id value of the second component of the measured current.
Le premier correcteur 15 est un correcteur proportionnel-intégral (PI) qui reçoit en entrée le signal d'erreur id*-id et génère en sortie un signal représentatif d'une première composante de tension de consigne Vd** (composante de la tension de consigne V** selon l'axe d du repère lié au rotor). La première composante de la tension de consigne Vd** est limitée en valeur absolue par une valeur de tension maximale. La valeur de tension maximale est égale à la valeur de la tension continue VdC mesurée multipliée par un gain. Le gain est égal à 1/V. De même, le deuxième sommateur 14 reçoit en entrée d'une part la valeur de consigne de la deuxième composante de courant iq* et d'autre part une valeur d'une deuxième composante iq du courant mesuré, et génère en sortie un signal d'erreur iq*-iq représentatif de la différence entre la valeur de consigne de la deuxième composante de courant et la valeur de la deuxième composante du courant mesuré.The first corrector 15 is a proportional-integral corrector (PI) which receives as input the error signal id * -id and generates as output a signal representative of a first voltage setpoint component Vd ** (component of the voltage setpoint V ** along the axis d of the marker linked to the rotor). The first component of the set voltage Vd ** is limited in absolute value by a maximum voltage value. The maximum voltage value is equal to the value of the measured DC voltage VdC multiplied by a gain. The gain is equal to 1 / V. Similarly, the second adder 14 receives as input on the one hand the set value of the second current component iq * and on the other hand a value of a second component iq of the measured current, and outputs a signal d iq * -iq error representative of the difference between the set value of the second current component and the value of the second component of the measured current.
Le deuxième correcteur 16 est un également correcteur proportionnel-intégral (PI) qui reçoit en entrée le signal d'erreur iq*-iq et génère en sortie un signal représentatif d'une deuxième composante de tension de consigne Vq** (composante de la tension de consigne V** selon l'axe q du repère lié au rotor). La deuxième composante de la tension de consigne Vq** est limitée en valeur absolue par une valeur de tension maximale. La valeur de tension maximale est égale à la valeur de la tension continue VdC mesurée multipliée par un gain. Le gain est égal à 1/V. Le circuit de découplage 17 reçoit en entrée les signaux représentatifs des composantes de tension de consigne Vd**, Vq** et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes de tension de consigne découplées Vd*, Vq*. Les composantes de tension de consigne découplées sont générés comme suit : Va* - Va* * é ca x iq x p x Lq vq* = vq** - nméca x id Xpx Ld gnéca X P X IF où p est le nombre de paires de pôles du moteur, IF est le flux des aimants, et Ld et Lq sont les inductances statoriques du moteur selon les axes d et d. Le circuit de transformation de Park inverse 18 reçoit en entrée les signaux représentatifs des composantes de tension de consigne découplées Vd*, Vq* dans le repère tournant d, q lié au rotor, et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes de tension de consigne Va*, Va* dans le repère fixe a, 13 lié au stator. La transformation de Park inverse appliquée par le circuit 18 permet de convertir les composantes de tension de consigne Vd*, Vq* exprimées dans le repère tournant d, q lié au rotor en composantes de tension de consigne correspondantes Va, Va exprimées dans le repère fixe a, 13 lié au stator, en fonction d'une position angulaire instantanée 0 du rotor par rapport au stator. Afin d'appliquer la transformation, le circuit 18 reçoit également en entrée un signal 0,1'_i représentatif de la position angulaire corrigée du rotor par rapport au stator. La transformation de Park inverse est ainsi définie par : Va*_ COSt9e,' - sin Oei' [Vi [sin Belec_1 cos Oei' [V *i Le modulateur vectoriel (SVM) 19 reçoit en entrée les signaux représentatifs des composantes de tension de consigne Va*, Va* et génère en sortie des signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 du convertisseur 2. Les signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 sont élaborés par le modulateur vectoriel 19 en fonction de la tension VdC fournie par la source d'énergie électrique 4. En effet, les signaux de pilotage Duty 1, Duty 2 et Duty 3 définissent les rapports cycliques qui permettent au convertisseur 2 de générer les trois tensions de phase Va, Vb, Vb appliquées au moteur 5 à partir de la tension Vdc. Le circuit de transformation de Clarke 20 reçoit en entrée trois signaux ia, ib, ic représentatifs de courants de phase instantanés circulant dans le stator, et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes de courant ia, ip dans le repère fixe a, 13 lié au stator. A cet effet, les courants de phase circulant dans les enroulements du stator sont mesurés. La transformation de Clarke appliquée par le circuit 20 permet de convertir les composantes triphasés ia, i i mesurées en composantes -b, -c diphasées ia, ia. La transformation de Clarke est définie par : ria i = 2 1 1 1 . la [Ipi 3 0 - 2 ic 2 2 2 Le circuit de transformation de Park 21 reçoit en entrée les signaux ia, ia représentatifs des composantes du courant de phase -phase mesuré dans le repère fixe a, R lié au stator, et génère en sortie des signaux représentatifs des composantes id, iq du courant mesuré dans le repère tournant lié au rotor. La transformation de Park appliquée par le circuit permet de convertir les composantes ia, ia du courant de phase mesuré exprimées dans le repère fixe a, R lié au stator en composantes id, iq du courant mesuré correspondantes exprimées dans le repère tournant d, q lié au rotor, en fonction de la position angulaire instantanée 0 du rotor par rapport au stator. Afin d'appliquer la transformation de Park, le circuit 21 reçoit également en entrée le signal eelec_2 représentatif de la position angulaire corrigée du rotor par rapport au stator, avec compensation du filtrage des mesures des courant ia, ib et ic. La transformation de Park est ainsi définie par : [id] [ cos Oeiec 2 sin Oeiec 21 rial [id - °elec 2 cos Oeiec 2]. Les signaux id, iq générés sont injectés en entrée respectivement du premier sommateur 13 et du deuxième sommateur 14.The second corrector 16 is also a proportional-integral corrector (PI) which receives as input the error signal iq * -iq and generates as output a signal representative of a second setpoint voltage component Vq ** (component of the setpoint voltage V ** along the axis q of the mark linked to the rotor). The second component of the set voltage Vq ** is limited in absolute value by a maximum voltage value. The maximum voltage value is equal to the value of the measured DC voltage VdC multiplied by a gain. The gain is equal to 1 / V. The decoupling circuit 17 receives as input the signals representative of the setpoint voltage components Vd **, Vq ** and generates as output signals representative of the decoupled set voltage components Vd *, Vq *. The decoupled set voltage components are generated as follows: Va * - Va * * ca x iq xpx Lq vq * = vq ** - nmeca x id Xpx Ld gnec XPX IF where p is the number of pairs of motor poles , IF is the flux of the magnets, and Ld and Lq are the stator inductors of the motor along the axes d and d. The inverse Park transformation circuit 18 receives as input the signals representative of the decoupled set voltage components Vd *, Vq * in the rotating reference mark d, q linked to the rotor, and outputs signals representing the setpoint voltage components. Va *, Va * in the fixed reference a, 13 linked to the stator. The inverse Park transformation applied by the circuit 18 makes it possible to convert the setpoint voltage components Vd *, Vq * expressed in the rotating reference mark d, q linked to the rotor into corresponding target voltage components Va, Va expressed in the fixed reference frame. a, 13 linked to the stator, according to an instantaneous angular position 0 of the rotor relative to the stator. In order to apply the transformation, the circuit 18 also receives as input a 0.1'_i signal representative of the corrected angular position of the rotor relative to the stator. The inverse Park transformation is thus defined by: Va * _ COSt9e, '- sin Oei' [Vi [sin Belec_1 cos Oei '[V * i The vector modulator (SVM) 19 receives as input the signals representative of the voltage components of setpoint Va *, Va * and output control signals Duty 1, Duty 2 and Duty 3 of the converter 2. The drive signals Duty 1, Duty 2 and Duty 3 are developed by the vector modulator 19 as a function of the voltage VdC supplied by the electrical power source 4. In fact, the drive signals Duty 1, Duty 2 and Duty 3 define the cyclic ratios which enable the converter 2 to generate the three phase voltages Va, Vb, Vb applied to the motor 5 from the voltage Vdc. The Clarke transformation circuit 20 receives as input three signals ia, ib, ic representative of instant phase currents flowing in the stator, and outputs signals representative of the current components ia, ip in the fixed reference frame a, 13 linked to the stator. For this purpose, the phase currents flowing in the stator windings are measured. The Clarke transformation applied by the circuit 20 makes it possible to convert the three-phase components ia, i i measured in components -b, -c diphasées ia, ia. The transformation of Clarke is defined by: ria i = 2 1 1 1. [0031] The Park 21 transformation circuit receives as input the signals ia, ia representative of the components of the phase current -phase measured in the fixed reference frame a, R linked to the stator, and generates in FIG. output of the signals representative of the components id, iq of the current measured in the rotating reference linked to the rotor. The Park transformation applied by the circuit makes it possible to convert the components ia, ia of the measured phase current expressed in the fixed reference frame a, R linked to the stator into components id, iq of the corresponding measured current expressed in the rotating reference frame d, q linked to to the rotor, depending on the instantaneous angular position 0 of the rotor relative to the stator. In order to apply the Park transformation, the circuit 21 also receives as input the signal eelec_2 representative of the corrected angular position of the rotor relative to the stator, with compensation of the filtering of the current measurements ia, ib and ic. The transformation of Park is thus defined by: [id] [cos Oeiec 2 sin Oeiec 21 rial [id - ° elec 2 cos Oeiec 2]. The signals id, iq generated are injected respectively at the input of the first summer 13 and the second summer 14.
Le circuit correcteur d'angle 22 est adapté pour générer le signal eelec_l représentatif de la position angulaire corrigée du rotor par rapport au stator, en fonction d'une part, de la position angulaire courante ernéca mesurée et de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2méca du rotor par rapport au stator. Le signal eelec_i est injecté en entrée du circuit de transformation de Park inverse 18 afin de réaliser les conversions des signaux de consigne entre le repère fixe a, 13 lié au stator et le repère tournant d, q lié au rotor. Le circuit correcteur d'angle 23 est adapté pour générer le signal eelec_2 représentatif de la position angulaire du rotor par rapport au stator 5 avec compensation du filtrage des mesures des courants ia, ib et ig, en fonction d'une part, de la position angulaire courante eméca mesurée et de la vitesse de rotation instantanée mesurée S2mé' du rotor par rapport au stator. Le signal eelec_2 est injecté en entrée du circuit de transformation de Park 21 afin de réaliser les conversions des signaux de mesure entre le repère fixe 10 a, 13 lié au stator et le repère tournant d, q lié au rotor. La figure 3 représente de manière schématique le principe de la commande du moteur 5. Le dispositif électronique de commande 3 reçoit en entrée les signaux de mesure suivants : 15 - un signal représentatif de la vitesse instantanée de rotation du moteur S2mé', - un signal représentatif de la tension Vdc fournie à l'onduleur par la source d'alimentation (tension de bus du convertisseur), et - des signaux représentatifs des composantes id et iq du courant 20 mesuré dans le stator. Le signal de mesure de la vitesse instantanée S2mé' est utilisé par le module de régulation de vitesse 6 pour générer un signal de consigne de couple f*. Le signal S2mé', le signal Vdc et le signal de consigne de couple f* 25 sont utilisés par les circuits de génération de courant de consigne 11, 12 pour générer des signaux de consigne de composantes de courant Id* et Ig* correspondant aux composantes du courant de consigne I* dans un repère d, q tournant associé au rotor du moteur 5. Les signaux de consigne de composantes de courant Id* et Ig* et les 30 signaux de mesure de composantes de courant id et iq sont utilisés par le module de régulation de courant 7 pour générer des signaux de pilotage Duty 1, Duty 2, Duty 3 du convertisseur, en fonction de la tension VdC fournie à l'onduleur. La figure 4 représente de manière schématique un exemple de table de commande 23 utilisée par les circuits 11, 12 de génération de 5 courant de consigne. La table de commande 23 comprend, pour une pluralité de valeurs de tension continue VdC éf de référence (appelés dans l'exemple « VdC min », « VdC moy » et « VdC max »), de vitesse de rotation du rotor 0 -méca réf de référence (comprise entre O et ç)max), et de couples Fréf de référence 10 (compris entre 0 et Fmax), des valeurs pré-calculées de consigne de composantes de courant Id, lq (chaque couple de valeurs pré-calculées id réf, iq réf étant représenté par une croix sur la figure 4). Les valeurs pré-calculées des composantes de courant id réf, iq réf sont enregistrées dans la table de commande 23 en dur et ne sont pas modifiables. 15 L'enveloppe P délimite la plage de fonctionnement du moteur 5. Les points de fonctionnement représentés par des croix qui sont situés en dehors de l'enveloppe P prennent des valeurs .d réf, iq réf identiques à celles du point de fonctionnement situé sur l'enveloppe P pour la même vitesse ç)méca. Autrement dit, les valeurs Id réf, iq réf sont saturées en couple. 20 Les valeurs de consigne de composantes de courant id réf, iq réf enregistrées dans la table de commande 23 ont été calculées de la manière suivante. Les valeurs possibles des composantes de courant id, iq sont calculées à l'aide d'un algorithme d'optimisation, en fonction du couple F* 25 souhaité et de la vitesse ç)méqa du moteur pour plusieurs valeurs possibles de tension VdC d'alimentation du convertisseur (par exemple Vdc min, Vdc moy et Vdc max). L'algorithme d'optimisation détermine les différentes valeurs possibles des composantes de courant id, iq permettant d'atteindre le couple 30 F* souhaité à la vitesse ç)méqa du moteur, en fonction d'un modèle du moteur de manière à satisfaire les conditions [1] à [4] suivantes : - Le moteur fonctionne en mode défluxé : id < 0 [1] - La tension de phase (Vphase = vd2 + TT 2 vq ) du moteur est inférieure à la tension disponible : Vphase (nméca, id, ici) < V ci3c [2] où Vdc est la tension disponible délivrée par la source d'alimentation de l'onduleur de tension. - Le courant de phase ( .-phase = id2 iq2) ) a moteur est inférieur à une valeur de courant de phase maximum : iphase < iphase maximum [3] où iphase maximum est la valeur de courant de phase maximum permis dans les phases du moteur. - Le couple F délivré par le moteur est égal au couple de consigne : F (id, = F* [4] où F* est le couple de consigne. Parmi les solutions satisfaisant le système d'équations [1], [2], [3] et [4], l'algorithme d'optimisation sélectionne les valeurs des composantes de courant Id, Ici qui minimisent le courant de phase du moteur iphase. Les composantes sélectionnées sont les composantes de référence.The angle correction circuit 22 is adapted to generate the signal eelec_l representative of the corrected angular position of the rotor with respect to the stator, as a function, on the one hand, of the current angular position measured ernéca and the measured instantaneous rotation speed S2méca of the rotor relative to the stator. The eelec_i signal is injected at the input of the inverse Park transformation circuit 18 in order to carry out the conversions of the setpoint signals between the fixed reference mark a, 13 linked to the stator and the rotating marker d, q linked to the rotor. The angle corrector circuit 23 is adapted to generate the signal eelec_2 representative of the angular position of the rotor relative to the stator 5 with compensation of the filtering of the current measurements ia, ib and ig, as a function, on the one hand, of the position current angular measured emeca and instantaneous rotational speed measured S2mé 'of the rotor relative to the stator. The eelec_2 signal is injected at the input of the Park 21 transformation circuit in order to carry out the conversions of the measurement signals between the fixed reference mark 10a, 13 linked to the stator and the rotating marker d, q linked to the rotor. FIG. 3 schematically represents the principle of controlling the motor 5. The electronic control device 3 receives as input the following measuring signals: a signal representative of the instantaneous speed of rotation of the motor S2mé ', - a signal representative of the voltage Vdc supplied to the inverter by the power source (bus voltage of the converter), and - signals representative of the components id and iq of the current measured in the stator. The instantaneous speed measurement signal S2mé 'is used by the speed regulation module 6 to generate a torque reference signal f *. The signal S2mé ', the signal Vdc and the torque reference signal f * 25 are used by the setpoint current generating circuits 11, 12 to generate current component reference signals Id * and Ig * corresponding to the components of the reference current I * in a rotating reference d * q associated with the rotor of the motor 5. The current component reference signals Id * and Ig * and the current component measurement signals id and iq are used by the current regulation module 7 for generating drive signals Duty 1, Duty 2, Duty 3 of the converter, as a function of the voltage VdC supplied to the inverter. Figure 4 schematically shows an example of a control table 23 used by the reference current generating circuits 11, 12. The control table 23 comprises, for a plurality of DC voltage values VdC and reference (called in the example "VdC min", "VdC moy" and "VdC max"), rotor speed 0-méca ref reference (between O and ç) max), and reference pairs Fref 10 (between 0 and Fmax), pre-calculated setpoint values of current components Id, lq (each pair of pre-calculated values id ref, iq ref being represented by a cross in Figure 4). The pre-calculated values of the current components id ref, iq ref are recorded in the control table 23 hard and can not be modified. The envelope P delimits the operating range of the motor 5. The operating points represented by crosses which are located outside the envelope P take values D ref, iq ref identical to those of the operating point located on the envelope P for the same speed ç) mecan. In other words, the values Id ref, iq ref are saturated in pairs. The reference current setpoint values ref ref, iq ref recorded in the control table 23 were calculated in the following manner. The possible values of the current components id, iq are calculated using an optimization algorithm, as a function of the desired torque F * 25 and the motor speed ç) of the motor for several possible values of voltage VdC of converter power supply (for example Vdc min, Vdc moy and Vdc max). The optimization algorithm determines the different possible values of the current components id, iq making it possible to reach the desired torque F * at the speed of the motor, depending on a model of the motor so as to satisfy the conditions [1] to [4] following: - The motor operates in defluxed mode: id <0 [1] - The phase voltage (Vphase = vd2 + TT 2 vq) of the motor is lower than the available voltage: Vphase (nméca , id, here) <V ci3c [2] where Vdc is the available voltage delivered by the power source of the voltage inverter. - The phase current (.-Phase = id2 iq2)) motor is less than a maximum phase current value: iphase <iphase maximum [3] where maximum iphase is the maximum phase current value allowed in the phases of the engine. - The torque F delivered by the motor is equal to the setpoint torque: F (id, = F * [4] where F * is the setpoint torque Among the solutions satisfying the system of equations [1], [2] , [3] and [4], the optimization algorithm selects the values of the current components Id, which minimize the phase current of the iphase motor The selected components are the reference components.
Pour chaque triplet vitesse du moteur S)méca, valeur de tension Vdc, valeur de couple F de consigne, les valeurs id, iq sélectionnées sont enregistrées dans la table de commande. La figure 5 est un diagramme illustrant de manière schématique les composantes de courant id, iq permettant d'obtenir un couple moteur F donné (par exemple 50 Newton mètre). Le diagramme montre que pour ce couple moteur donné, il existe plusieurs valeurs de composantes de courant id, iq possibles. L'algorithme d'optimisation permet de déterminer le couple Id, Ici qui minimise le courant de phase -phase en fonction de la vitesse du moteur ç)méca et de la tension Vdc d'alimentation du convertisseur 2.For each motor speed triplet S) mecan, voltage value Vdc, setpoint torque value F, the selected id, iq values are recorded in the control table. FIG. 5 is a diagram illustrating schematically the current components id, iq making it possible to obtain a given motor torque F (for example 50 Newton meters). The diagram shows that for this given motor torque, there are several values of current components id, iq possible. The optimization algorithm makes it possible to determine the torque Id, which minimizes the phase current -phase as a function of the speed of the motor (c) mecha and the supply voltage Vdc of the converter 2.
Le modèle du moteur utilisé par l'algorithme d'optimisation dépend du type de moteur considéré. Pour un moteur à pôles lisses ou pôles saillants, le moteur peut être modélisé de la manière suivante : - La tension de phase aux bornes du moteur est définie par : 2 (IP P gnéca R - iq Ld - p - gnéca ja) Vphase (nméca, id, iq [5] (Lci ' p - nméca - iq R d)2 où R est la résistance au stator du moteur, L d et Lq sont les inductances au stator d'axes d et q du moteur, ,Qméca est la vitesse de rotation du stator par rapport au stator, IF est le flux magnétique créé par les 10 aimant du moteur, et p est le nombre de paires de pôles du rotor. - Le courant de phase du moteur est défini par : ,\I = id2 + i,q2 iphase (id, iq) - Le couple électromagnétique créé par le moteur est défini par : F (ja, = ' p - iq - (IF + (La - Lq) - id) [7] 15 Il est à noter que les paramètres R, Ld, Lq, et IF ne sont pas nécessairement constants. Par exemple, les inductances Ld et Lq dépendent des composantes du courant id et i q en régime saturé. La figure 6 est un diagramme représentant de manière schématique des valeurs de courant de phase en fonction de la vitesse de rotation S2mé' 20 et du couple F fournis par le moteur, pour trois valeurs prédéfinies de tensions Vdc délivrées par la source d'alimentation. La prise en compte de la tension Vdc aux bornes de l'onduleur 2 permet d'atteindre une vitesse de rotation S2mé' et un couple F donnés du moteur 5 en alimentant le moteur 5 avec un courant de phase i le plus petit 25 possible. Le courant de phase i -phase généré varie en fonction de la tension Vdc disponible. Sur la figure 6, les valeurs de courant de phase représentées ont été déterminées pour des valeurs de tension Vdc égales à 240 Volts, 270 [6] Volts et 300 Volts respectivement, pour un moteur présentant les caractéristiques suivantes : - nombre de paires de pôles : p = 2, - flux généré par les aimants permanents IP = 0,0542 Webers (Wb), - résistance entre phases : R = 0,0166 Ohms (S2), - inductances : Ld = Lq = 0,092 millihenrys (mH). Une première application particulière du procédé de commande qui vient d'être décrit concerne l'optimisation du freinage du moteur. Lors du freinage du moteur, le moteur fonctionne en générateur, c'est-à-dire qu'il génère de l'énergie qui peut être récupérée pour augmenter le niveau de tension Vdc de la source d'alimentation. Le procédé de commande proposé permet de tenir compte de l'augmentation de la tension Vdc disponible, et ainsi d'augmenter la capacité de freinage du moteur.The engine model used by the optimization algorithm depends on the type of engine considered. For a motor with smooth poles or salient poles, the motor can be modeled in the following way: - The phase voltage at the motor terminals is defined by: 2 (IP P gneca R - iq Ld - p - gneca ja) Vphase ( where R is the stator resistance of the motor, L d and Lq are the inductances to the stator of axes d and q of the motor,, Qméca, nc, id, iq [5] (Lci 'p - nméca - iq R d) 2 is the rotational speed of the stator with respect to the stator, IF is the magnetic flux created by the magnet of the motor, and p is the number of pairs of poles of the rotor.-The phase current of the motor is defined by: I = id2 + i, q2 iphase (id, iq) - The electromagnetic torque created by the motor is defined by: F (ja, = 'p - iq - (IF + (La - Lq) - id) [7] 15 It should be noted that the parameters R, Ld, Lq, and IF are not necessarily constant, for example the inductances Ld and Lq depend on the components of the current id and iq under saturated conditions. schematically describing phase current values as a function of the rotation speed S2mé '20 and the torque F supplied by the motor, for three predefined values of voltages Vdc delivered by the power supply. The taking into account of the voltage Vdc at the terminals of the inverter 2 makes it possible to reach a given rotation speed S 2 and a given torque F of the motor 5 by supplying the motor 5 with a phase current i that is as small as possible. The phase current i -phase generated varies depending on the voltage Vdc available. In FIG. 6, the phase current values represented have been determined for voltage values Vdc equal to 240 volts, 270 [6] volts and 300 volts respectively, for an engine having the following characteristics: - number of pairs of poles : p = 2, - flux generated by the permanent magnets IP = 0.0542 Webers (Wb), - resistance between phases: R = 0.0166 Ohms (S2), - inductances: Ld = Lq = 0.092 millihenrys (mH). A first particular application of the control method which has just been described concerns the optimization of the engine braking. When braking the motor, the motor operates as a generator, that is, it generates energy that can be recovered to increase the voltage level Vdc of the power source. The proposed control method makes it possible to take into account the increase of the voltage Vdc available, and thus to increase the braking capacity of the motor.
Cette première application est particulièrement intéressante dans le cas d'un freinage à chaud du moteur, où les frottements mécaniques diminuent considérablement et ne contribuent plus au freinage. Les figures 7A et 7B sont des diagrammes illustrant de manière schématique les couples de freinage pouvant être obtenus pour deux 20 valeurs de tension Vdc= 270 Volts et Vdc= 450 Volts fournies par la source d'alimentation. Sur chacun de ces diagrammes : - la courbe A représente le couple frein à chaud nécessaire en présence de frottements, en fonction de la vitesse de rotation mécanique du 25 moteur, - la courbe B représente le couple frein à chaud nécessaire en l'absence de frottements, en fonction de la vitesse de rotation mécanique du moteur, - la courbe C représente le couple frein obtenu à 25°C, en fonction 30 de la vitesse de rotation mécanique du moteur, - la courbe D représente le couple frein obtenu à 180°C, en fonction de la vitesse de rotation mécanique du moteur.This first application is particularly interesting in the case of hot braking of the engine, where the mechanical friction decreases considerably and no longer contributes to braking. FIGS. 7A and 7B are diagrams schematically illustrating the braking torques obtainable for two voltage values Vdc = 270 Volts and Vdc = 450 Volts supplied by the power source. On each of these diagrams: curve A represents the hot-brake torque required in the presence of friction, as a function of the mechanical rotation speed of the engine, curve B represents the necessary hot-brake torque in the absence of friction, as a function of the mechanical rotational speed of the engine, - curve C represents the brake torque obtained at 25 ° C., as a function of the mechanical rotational speed of the engine, - curve D represents the brake torque obtained at 180 ° C. ° C, depending on the mechanical rotation speed of the motor.
Le paramètre Kt est la constante de couple du moteur en newton mètre par ampère (N.m/A). Pour une vitesse de 12000 tours par minute, une élévation de la tension Vdc de 180 volts permet un gain en couple de freinage de 6 Newtons.mètre. De plus, avec une tension d'alimentation Vdc de 450 Volts, le couple de freinage à chaud obtenu permet de couvrir le besoin en freinage sans modifier l'architecture électrique du convertisseur continu-alternatif ni modification du moteur. Une deuxième application particulière du procédé de commande concerne l'utilisation de plusieurs sources d'alimentation du convertisseur 2, les sources délivrant des tensions différentes. Par exemple, les aéronefs peuvent être équipés de plusieurs réseaux d'alimentation, tel qu'un réseau triphasé 115 Volts ou 230 Volts et un réseau raccordé à une batterie délivrant une tension Vdc continue. Le procédé de commande proposé permet de passer d'un réseau d'alimentation à l'autre sans modifier le procédé de commande, grâce à l'utilisation de la table de commande.The parameter Kt is the torque constant of the motor in newton meter per ampere (N.m / A). For a speed of 12000 revolutions per minute, a rise of the voltage Vdc of 180 volts allows a gain in braking torque of 6 Newtons.meter. Moreover, with a supply voltage Vdc of 450 Volts, the hot braking torque obtained makes it possible to cover the braking requirement without modifying the electrical architecture of the DC-AC converter or modifying the motor. A second particular application of the control method relates to the use of several power sources of the converter 2, the sources delivering different voltages. For example, the aircraft can be equipped with several power networks, such as a 115-volt or 230-volt three-phase network and a network connected to a battery delivering a continuous voltage Vdc. The proposed control method makes it possible to switch from one power supply network to another without modifying the control method, thanks to the use of the control table.
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6329781B1 (en) * | 1999-02-08 | 2001-12-11 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus of synchronous motors |
| US7023168B1 (en) * | 2004-09-13 | 2006-04-04 | General Motors Corporation | Field weakening motor control system and method |
| US20080116842A1 (en) * | 2006-11-17 | 2008-05-22 | Bing Cheng | Method and apparatus for motor control |
| US20090027000A1 (en) * | 2007-07-27 | 2009-01-29 | Gabriel Gallegos-Lopez | Linearity for field weakening in an interior permanent magnet machine |
| US20090284195A1 (en) * | 2007-07-27 | 2009-11-19 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Gain adjustment to improve torque linearity of an electric machine during operation in a field weakening region |
| US20120217911A1 (en) * | 2011-02-28 | 2012-08-30 | Deere & Company | Interior permanent magnet machine systems and methods for controlling interior permanent magnet machines |
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6329781B1 (en) * | 1999-02-08 | 2001-12-11 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus of synchronous motors |
| US7023168B1 (en) * | 2004-09-13 | 2006-04-04 | General Motors Corporation | Field weakening motor control system and method |
| US20080116842A1 (en) * | 2006-11-17 | 2008-05-22 | Bing Cheng | Method and apparatus for motor control |
| US20090027000A1 (en) * | 2007-07-27 | 2009-01-29 | Gabriel Gallegos-Lopez | Linearity for field weakening in an interior permanent magnet machine |
| US20090284195A1 (en) * | 2007-07-27 | 2009-11-19 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Gain adjustment to improve torque linearity of an electric machine during operation in a field weakening region |
| US20120217911A1 (en) * | 2011-02-28 | 2012-08-30 | Deere & Company | Interior permanent magnet machine systems and methods for controlling interior permanent magnet machines |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114050753A (en) * | 2022-01-12 | 2022-02-15 | 浙江大学 | Control method for electric vehicle motor full-operation area by using optimal current lookup table |
| CN114050753B (en) * | 2022-01-12 | 2022-05-10 | 浙江大学 | Control method for electric vehicle motor full-operation area by using optimal current lookup table |
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