FR3007843A1 - METHOD AND DEVICE FOR DETERMINING THE PHASE OF AN ALTERNATIVE SIGNAL - Google Patents
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Abstract
La présente invention concerne un procédé et un dispositif de détermination de la phase d'un signal alternatif comprenant les étapes consistant à : Disposer d'un signal alternatif (S_IN) ; Réaliser une détection d'un passage du signal alternatif (S_IN) par une première valeur seuil prédéterminée (V_SEUIL1) selon un premier sens de franchissement de la première valeur seuil (V_SEUIL1) prédéterminée ; Réaliser une détection d'un passage du signal alternatif (S_IN) par une seconde valeur de seuil prédéterminée (l_SEUIL2) selon un second sens de franchissement de la seconde valeur de seuil prédéterminée (V_SEUIL2) opposé au premier sens de franchissement.The present invention relates to a method and a device for determining the phase of an AC signal comprising the steps of: Arranging an AC signal (S_IN); Realizing a detection of a passage of the AC signal (S_IN) by a first predetermined threshold value (V_SEUIL1) according to a first direction of crossing of the first predetermined threshold value (V_SEUIL1); Performing a detection of a passage of the AC signal (S_IN) by a second predetermined threshold value (l_SEUIL2) in a second direction of crossing the second predetermined threshold value (V_SEUIL2) opposite the first direction of crossing.
Description
La présente invention concerne un procédé et un dispositif de détermination de la phase d'un signal alternatif. Les informations relatives à la phase d'un signal alternatif sont utiles dans différent types d'applications.The present invention relates to a method and a device for determining the phase of an alternating signal. The phase information of an AC signal is useful in different types of applications.
Ces informations peuvent notamment être exploitées pour la mesure de déphasage entre plusieurs signaux relatifs à des grandeurs caractéristiques d'un même circuit électrique, par exemple entre l'intensité et la tension pour un circuit donné, dans des applications de mesure de la puissance électrique.This information may in particular be used for the phase shift measurement between several signals relating to characteristic quantities of the same electrical circuit, for example between the intensity and the voltage for a given circuit, in applications for measuring the electrical power.
Parmi les autres applications, la synchronisation de plusieurs circuits électroniques ou la commande d'équipements électriques, par exemple de moteurs, devant recevoir des signaux de commande à des instants de passage d'un signal par des valeurs particulières prédéfinies, peuvent être citées.Among other applications, the synchronization of several electronic circuits or the control of electrical equipment, for example motors, to receive control signals at times of passage of a signal by specific predefined values, may be cited.
Il est ainsi connu de réaliser la détermination de la phase d'un signal par exemple en utilisant un système de détection des passages par zéro (« zero-crossing » en langue anglaise) des signaux concernés, comme cela est décrit par exemple du document EP0499866, ou encore par échantillonnage et traitement numérique du signal. Ces dispositions donnent satisfaction en ce 20 qu'elles permettent effectivement de déterminer la phase d'un signal alternatif. Il apparaît toutefois que les systèmes de détection de passage par zéro sont sensibles aux caractéristiques électriques des composants électroniques utilisés (par exemple l'offset) ou présentent des structures complexes, notamment de filtrage, pour s'affranchir de ces caractéristiques. 25 Les systèmes utilisant un traitement numérique nécessitent pour leur part une puissance de calcul importante, en particulier pour la gestion des fenêtres d'acquisition autour des passages par zéro ou pour le traitement numérique. La présente invention a pour but de résoudre tout ou partie des 30 inconvénients mentionnés ci-dessus. A cet effet, la présente invention concerne un procédé de détermination de la phase d'un signal alternatif comprenant les étapes consistant à : - Disposer d'un signal alternatif; - Réaliser une détection d'un passage du signal alternatif par une première valeur de seuil prédéterminée selon un premier sens de franchissement de la première valeur de seuil prédéterminée ; - Réaliser une détection d'un passage du signal alternatif par une 5 seconde valeur de seuil prédéterminée selon un second sens de franchissement de la seconde valeur de seuil prédéterminée opposé au premier sens de franchissement. Les dispositions selon l'invention permettent d'obtenir des informations représentatives de la phase ou de la polarité d'un signal alternatif 10 à amplitude et/ou fréquences variables, simple et robuste par rapport aux variations des caractéristiques des composants électroniques utilisés et ne nécessitant pas ou peu de calcul numérique. On entend ici par phase, dans le cas d'un signal alternatif, l'argument de la fonction périodique ou pseudopériodique définissant la 15 variation du signal en fonction du temps. La détection d'instants de passage du signal par deux seuils dans deux sens de franchissement ou de variation opposés permet de compenser les erreurs de mesure dues à la détection du passage par chacun des seuils, car ses erreurs se soustraient par exemple dans le calcul de la différence de 20 temps entre l'instant de passage par le premier seuil dans un premier sens, et l'instant de passage par le second seuil dans le second sens. Cette compensation des erreurs sur les instants de passage par les seuils permet de réaliser une détermination ou une estimation de la phase plus satisfaisante à la fois dans les cas ou les caractéristiques de phase et 25 d'amplitude du signal alternatif sont constantes, mais également dans les cas où les caractéristiques de phase et d'amplitude du signal varient au cours du temps dans des proportions bornées. Selon un aspect de l'invention, le procédé comprend en outre une étape consistant à générer un signal de sortie à partir du signal alternatif 30 considéré comme un signal d'entrée, ledit signal de sortie prenant une première valeur et une seconde valeur prédéterminées, l'étape de génération du signal de sortie comprenant les étapes consistant à : - déclencher une transition du signal de sortie entre la première valeur de sortie prédéterminée et la deuxième valeur de sortie prédéterminée lors des 35 passages du signal d'entrée par une première valeur seuil prédéterminée, le signal d'entrée dans un premier sens de franchissement ; et - déclencher une transition du signal de sortie entre la deuxième valeur de sortie prédéterminée et la première valeur de sortie prédéterminée lors des passages du signal d'entrée par une deuxième valeur seuil prédéterminée, le signal d'entrée selon le second sens de franchissement contraire au premier sens de franchissement. Ces dispositions permettent de fournir un signal exploitable aisément pour les applications de détermination de phase. Selon un mode de mise en oeuvre du procédé, le signal de sortie est un signal binaire prenant seulement comme valeur les deux valeurs haute 10 et basse. Selon un aspect de l'invention, le procédé comprend une étape consistant à estimer le décalage temporel entre un instant de passage par une valeur prédéterminée, en particulier par une valeur nulle du signal d'entrée, et un instant de passage par la première valeur de seuil ou la seconde valeur de 15 seuil. Ces dispositions permettent de préciser l'estimation de la phase du signal en fonction des caractéristiques du signal. Selon un aspect de l'invention, l'estimation du décalage temporel est réalisée en prenant en compte une valeur nominale d'amplitude du signal 20 alternatif, une grandeur représentant une fréquence nominale du signal alternatif et la valeur de seuil considérée. Ces dispositions permettent de déterminer ou de borner les décalages temporels, et/ou de régler ceux-ci lors de la phase de conception du dispositif mettant en oeuvre le procédé. 25 Selon un aspect de l'invention, la deuxième valeur seuil prédéterminée est sensiblement égale en valeur absolue et de signe opposé à la première valeur seuil prédéterminée. Ces dispositions permettent de s'assurer que les retards entre le passage par zéro du signal et les passages par chacun des seuils sont 30 identiques pour les deux seuils et se compensent notamment dans le calcul de la différence de temps entre le passage par le premier seuil dans un premier sens de franchissement et le passage par le second seuil dans un second sens de franchissement. Il est ainsi possible d'obtenir un signal de sortie tel que défini 35 précédemment dont le rapport cyclique est identique à celui du signal alternatif considéré comme le signal d'entrée.It is thus known to carry out the determination of the phase of a signal, for example by using a system for detecting the zero-crossing in the English language of the signals concerned, as described, for example, in document EP0499866. , or by sampling and digital signal processing. These arrangements are satisfactory in that they effectively make it possible to determine the phase of an alternating signal. However, it appears that the zero crossing detection systems are sensitive to the electrical characteristics of the electronic components used (for example the offset) or have complex structures, including filtering, to overcome these characteristics. The systems using a digital processing require for their part an important calculation power, in particular for the management of the acquisition windows around the zero crossings or for the digital processing. The present invention aims to solve all or some of the disadvantages mentioned above. To this end, the present invention relates to a method for determining the phase of an alternating signal comprising the steps of: - Arranging an alternating signal; - Realizing a detection of a passage of the AC signal by a first predetermined threshold value in a first direction of crossing the first predetermined threshold value; - Realizing a detection of a passage of the AC signal by a second predetermined threshold value in a second direction of crossing the second predetermined threshold value opposite to the first direction of crossing. The arrangements according to the invention make it possible to obtain information representative of the phase or the polarity of an alternating signal 10 with amplitude and / or variable frequencies, simple and robust with respect to variations in the characteristics of the electronic components used and not requiring no or little numerical calculation. By phase, in the case of an alternating signal, is meant here the argument of the periodic or pseudoperiodic function defining the variation of the signal as a function of time. The detection of instants of passage of the signal by two thresholds in two opposite direction of crossing or variation makes it possible to compensate for the measurement errors due to the detection of the passage through each of the thresholds, since its errors are foregone for example in the calculation of the difference in time between the moment of passage through the first threshold in a first direction and the moment of passage through the second threshold in the second direction. This compensation of errors on the times of passage through the thresholds makes it possible to make a determination or estimate of the phase more satisfactory both in cases where the phase and amplitude characteristics of the alternating signal are constant, but also in the cases where the phase and amplitude characteristics of the signal vary over time in bounded proportions. According to one aspect of the invention, the method further comprises a step of generating an output signal from the AC signal considered as an input signal, said output signal taking a first predetermined value and a second value, the step of generating the output signal comprising the steps of: - triggering a transition of the output signal between the first predetermined output value and the second predetermined output value when passing the input signal by a first value predetermined threshold, the input signal in a first direction of crossing; and - triggering a transition of the output signal between the second predetermined output value and the first predetermined output value during the passage of the input signal by a second predetermined threshold value, the input signal in the second opposite direction of crossing. at the first direction of crossing. These arrangements make it possible to provide an easily exploitable signal for phase determination applications. According to one embodiment of the method, the output signal is a binary signal taking only the two high and low values as a value. According to one aspect of the invention, the method comprises a step of estimating the time offset between a passage time by a predetermined value, in particular by a zero value of the input signal, and a time of passage through the first value. threshold or the second threshold value. These provisions make it possible to specify the estimate of the phase of the signal as a function of the characteristics of the signal. According to one aspect of the invention, the estimate of the time offset is made by taking into account a nominal amplitude value of the alternating signal, a quantity representing a nominal frequency of the AC signal and the threshold value considered. These arrangements make it possible to determine or limit the time offsets, and / or to adjust them during the design phase of the device implementing the method. According to one aspect of the invention, the second predetermined threshold value is substantially equal in absolute value and of opposite sign to the first predetermined threshold value. These provisions make it possible to ensure that the delays between the zero crossing of the signal and the passages through each of the thresholds are identical for the two thresholds and compensate for each other in particular in the calculation of the time difference between the passage through the first threshold. in a first direction of crossing and the passage through the second threshold in a second direction of crossing. It is thus possible to obtain an output signal as defined previously, whose duty cycle is identical to that of the AC signal considered as the input signal.
Selon un mode de mise en oeuvre du procédé, une étape de transmission du signal alternatif ou d'un signal dérivé du signal alternatif est réalisée par un mode de transmission à travers un élément d'isolation galvanique, par exemple par un mode de transmission optique.According to one embodiment of the method, a step of transmitting the alternating signal or a signal derived from the alternating signal is carried out by a transmission mode through a galvanic isolation element, for example by an optical transmission mode. .
La présente invention concerne également un procédé de comparaison de phase entre un premier signal alternatif et un second signal alternatif comprenant : - la réalisation des étapes de détermination d'un procédé de détermination de la phase d'un premier signal alternatif tel que décrit ci-dessus ; - la réalisation des étapes de détermination d'un procédé de détermination de la phase d'un second signal alternatif tel que décrit ci-dessus ; et - une étape de détermination d'un décalage temporel entre les instants de passage d'une valeur seuil dans un même sens de franchissement par un premier signal alternatif et par le second signal alternatif. Ces dispositions permettent de réaliser une détermination aisée du 20 déphasage entre deux signaux. Cette détermination est utile notamment pour réaliser des calculs de puissance dans lesquels le déphasage entre la tension et l'intensité doit être pris en compte. La présente invention concerne également un dispositif de détermination de la phase d'un signal alternatif comprenant un circuit de 25 détection électronique agencé pour : - détecter un passage du signal alternatif par une première valeur de seuil prédéterminée selon un premier sens de franchissement de la première valeur de seuil prédéterminée ; et - détecter un passage du signal alternatif par une seconde valeur de 30 seuil prédéterminée selon un second sens de franchissement de la seconde valeur de seuil prédéterminée opposé au premier sens de franchissement. Selon un aspect de l'invention, le circuit de détection électronique est agencé pour générer un signal de sortie à partir du signal alternatif considéré comme un signal d'entrée, le signal de sortie prenant une première 35 valeur de sortie et une seconde valeur de sortie prédéterminées, le circuit de détection électronique est agencé pour : déclencher une transition du signal de sortie entre la première valeur de sortie prédéterminée et la deuxième valeur de sortie prédéterminée lors des passages du signal d'entrée par une première valeur seuil prédéterminée, le signal d'entrée ayant un premier sens de franchissement ; et déclencher une transition du signal de sortie entre la deuxième valeur de sortie prédéterminée et la première valeur de sortie prédéterminée lors des passages du signal d'entrée par une deuxième valeur seuil prédéterminée, le signal d'entrée évoluant selon le second sens de franchissement contraire au premier sens de franchissement.The present invention also relates to a phase comparison method between a first alternating signal and a second alternating signal comprising: - carrying out the steps of determining a method for determining the phase of a first alternating signal as described hereinafter above ; - Performing the steps of determining a method for determining the phase of a second AC signal as described above; and a step of determining a time shift between the instants of passage of a threshold value in the same direction of crossing by a first alternating signal and by the second alternating signal. These arrangements make it possible to make an easy determination of the phase shift between two signals. This determination is useful in particular for performing power calculations in which the phase shift between the voltage and the intensity must be taken into account. The present invention also relates to a device for determining the phase of an alternating signal comprising an electronic detection circuit arranged to: detect a passage of the alternating signal by a first predetermined threshold value according to a first direction of crossing of the first signal; predetermined threshold value; and detecting a passage of the alternating signal by a second predetermined threshold value in a second crossing direction of the second predetermined threshold value opposite to the first direction of crossing. According to one aspect of the invention, the electronic detection circuit is arranged to generate an output signal from the AC signal considered as an input signal, the output signal taking a first output value and a second output value. predetermined output, the electronic detection circuit is arranged to: trigger a transition of the output signal between the first predetermined output value and the second predetermined output value during the passage of the input signal by a first predetermined threshold value, the signal entry with a first direction of crossing; and triggering a transition of the output signal between the second predetermined output value and the first predetermined output value during the passage of the input signal by a second predetermined threshold value, the input signal operating along the second opposite direction of crossing. at the first direction of crossing.
Selon un aspect de l'invention, le circuit électronique de détection comprend un étage d'entrée et un étage de sortie et au moins un élément d'isolation galvanique entre l'étage d'entrée et l'étage de sortie. Selon un aspect de l'invention, le circuit de détection électronique comprend au moins un premier élément de détection de passage du premier 15 seuil et un second élément de détection de passage du second seuil. Selon un aspect de l'invention, au moins un élément de détection du passage de seuil comprend un optocoupleur comportant : - une diode électroluminescente et - un phototransistor, 20 Selon un aspect de l'invention, le premier élément de détection du passage de seuil et le second élément de détection du passage de seuil comprennent respectivement un premier optocoupleur et un second optocoupleur, l'anode de la diode du premier optocoupleur étant reliée à la cathode de la diode du second optocoupleur et l'anode de la diode du second 25 optocoupleur étant reliée à la cathode de la diode du premier optocoupleur Selon un mode de réalisation du dispositif, une diode est disposée dans le sens passant entre l'anode de la diode du premier optocoupleur et la cathode de la diode du second optocoupleur. Selon un mode de réalisation du dispositif, une diode est disposée 30 dans le sens passant entre l'anode de la diode du second optocoupleur et la cathode de la diode du premier optocoupleur. Selon un mode de réalisation du dispositif, une résistance est disposée entre l'anode de la diode du premier optocoupleur et la cathode de la diode du second optocoupleur et/ou entre l'anode de la diode du second 35 optocoupleur et la cathode de la diode du premier optocoupleur.According to one aspect of the invention, the electronic detection circuit comprises an input stage and an output stage and at least one galvanic isolation element between the input stage and the output stage. According to one aspect of the invention, the electronic detection circuit comprises at least a first passage detection element of the first threshold and a second passage detection element of the second threshold. According to one aspect of the invention, at least one threshold crossing detection element comprises an optocoupler comprising: a light-emitting diode and a phototransistor According to one aspect of the invention, the first threshold-crossing detection element and the second sensing element of the threshold passage comprise respectively a first optocoupler and a second optocoupler, the anode of the diode of the first optocoupler being connected to the cathode of the diode of the second optocoupler and the anode of the diode of the second Optocoupler being connected to the cathode of the diode of the first optocoupler According to one embodiment of the device, a diode is disposed in the direction between the anode of the diode of the first optocoupler and the cathode of the diode of the second optocoupler. According to one embodiment of the device, a diode is arranged in the direction between the anode of the diode of the second optocoupler and the cathode of the diode of the first optocoupler. According to one embodiment of the device, a resistor is disposed between the anode of the diode of the first optocoupler and the cathode of the diode of the second optocoupler and / or between the anode of the diode of the second optocoupler and the cathode of the diode of the first optocoupler.
Selon un autre mode de réalisation du dispositif, un élément de détection du passage de seuil comporte un transistor. Selon un aspect de l'invention, le circuit de détection électronique comprend un circuit numérique mettant en oeuvre une fonction de type « RS », les sorties du premier élément de détection de passage du premier seuil et du second élément de détection de passage du second seuil étant connectées en entrée du circuit numérique. Selon un aspect de l'invention, le dispositif comprend des moyens d'ajustement des valeurs seuil.According to another embodiment of the device, a threshold crossing detection element comprises a transistor. According to one aspect of the invention, the electronic detection circuit comprises a digital circuit implementing a function of "RS" type, the outputs of the first passage detection element of the first threshold and the second passage detection element of the second. threshold being connected to the input of the digital circuit. According to one aspect of the invention, the device comprises means for adjusting the threshold values.
La présente invention concerne également un ensemble de comparaison de phase entre un premier signal alternatif et un second signal alternatif comprenant : - Un premier dispositif de détermination de la phase d'un premier signal alternatif selon l'invention; - Un second dispositif de détermination de la phase d'un second signal alternatif selon l'invention ; et - Un élément de détermination d'un décalage temporel entre les instants de passage d'une valeur seuil dans un même sens de franchissement par un premier signal alternatif et par le second signal alternatif. L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description détaillée qui est exposée ci-dessous en regard du dessin annexé dans lequel : Figure 1 est une représentation schématique d'un premier mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention. Figure 2 est une représentation des signaux traités par le dispositif de la figure 1. Figure 3 représente un organigramme schématique d'un mode de réalisation d'un procédé de détermination de phase d'un signal alternatif selon 30 l'invention. Figures 4 et 5 sont des représentations comparées des signaux traités par un dispositif ou un procédé selon l'invention et les signaux traités par un dispositif ou un procédé selon l'état de la technique. Figure 6 est une représentation schématique d'un second mode de 35 réalisation d'un dispositif selon l'invention.The present invention also relates to a phase comparison assembly between a first alternating signal and a second alternating signal comprising: a first device for determining the phase of a first alternating signal according to the invention; A second device for determining the phase of a second alternating signal according to the invention; and an element for determining a time shift between the instants of passage of a threshold value in the same direction of crossing by a first alternating signal and by the second alternating signal. The invention will be better understood with the aid of the detailed description which is explained below with reference to the appended drawing in which: FIG. 1 is a schematic representation of a first embodiment of a device according to the invention. Figure 2 is a representation of the signals processed by the device of Figure 1. Figure 3 shows a schematic flow diagram of an embodiment of a phase determination method of an AC signal according to the invention. Figures 4 and 5 are comparative representations of the signals processed by a device or a method according to the invention and the signals processed by a device or a method according to the state of the art. Figure 6 is a schematic representation of a second embodiment of a device according to the invention.
Figure 7 est une représentation schématique d'un troisième mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention. Figure 8 est une représentation schématique d'un circuit utilisant deux dispositifs selon l'invention.Figure 7 is a schematic representation of a third embodiment of a device according to the invention. Figure 8 is a schematic representation of a circuit using two devices according to the invention.
Figures 9 et 10 sont des représentations des signaux traités par le circuit de la figure 8. Figure 11 représente un organigramme schématique d'un mode de réalisation d'un procédé de comparaison de phase de signaux alternatifs selon l'invention.Figures 9 and 10 are representations of the signals processed by the circuit of Figure 8. Figure 11 shows a schematic flow diagram of an embodiment of a phase comparison method of alternative signals according to the invention.
Dans la description détaillée qui va suivre des figures définies ci- dessus, les mêmes éléments ou les éléments remplissant des fonctions identiques pourront conserver les mêmes références de manière à simplifier la compréhension de l'invention. Un premier mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention est maintenant décrit en référence à la figure 1. Ce dispositif comporte un circuit électronique C qui comprend deux optocoupleurs 14 et 16, présentant chacun une diode électroluminescente 14a, 16a connectée aux bornes de l'étage d'entrée 10 et un phototransistor 14b, 16b. L'anode de la première diode 14a est connecté à la cathode de la deuxième diode 16a et réciproquement.In the following detailed description of the figures defined above, the same elements or elements fulfilling identical functions may retain the same references so as to simplify the understanding of the invention. A first embodiment of a device according to the invention is now described with reference to FIG. 1. This device comprises an electronic circuit C which comprises two optocouplers 14 and 16, each having a light-emitting diode 14a, 16a connected to the terminals of FIG. the input stage 10 and a phototransistor 14b, 16b. The anode of the first diode 14a is connected to the cathode of the second diode 16a and vice versa.
La diode électroluminescente 14a est conçue pour émettre de la lumière uniquement lorsque le signal S_IN aux bornes de l'étage d'entrée 10 est supérieur à une première valeur seuil, V_SEUIL1. La diode électroluminescente 16a est conçue pour émettre uniquement lorsque le signal image flottant S_IN aux bornes de l'étage 25 d'entrée 10 est inférieur à une deuxième valeur VSEUIL2. Les deux optocoupleurs sont du même type, et ont des caractéristiques électriques équivalentes. Ainsi, la deuxième valeur seuil V SEUIL2 est sensiblement égale en valeur absolue et de signe opposé à la première valeur seuil V_SEUIL.1. 30 Les phototransistors 14b, 16b, sont connectés à une borne VCC d d'alimentation par des résistances respectivement R14 et R16. Les sorties des deux optocoupleurs sont connectées aux bornes d'entrée In1 et In2 d'une bascule RS. Le signal S_OUT est généré par la bascule RS. 35 Le signal d'entrée S_IN correspond ici à la tension aux bornes de l'étage d'entrée 10.The light-emitting diode 14a is designed to emit light only when the signal S_IN across the input stage 10 is greater than a first threshold value, V_SEUIL1. The light-emitting diode 16a is designed to transmit only when the floating image signal S_IN across the input stage 10 is less than a second value VSEUIL2. Both optocouplers are of the same type, and have equivalent electrical characteristics. Thus, the second threshold value V SEUIL2 is substantially equal in absolute value and opposite sign to the first threshold value V_SEUIL.1. The phototransistors 14b, 16b are connected to a supply terminal VCC by resistors R14 and R16, respectively. The outputs of the two optocouplers are connected to the input terminals In1 and In2 of an RS flip-flop. The S_OUT signal is generated by the RS flip-flop. The input signal S_IN here corresponds to the voltage across the input stage 10.
S IN = Vd + Id*R Vd étant la tension aux borne d'une diode caractéristique de cette diode électroluminescente, respectivement de la diode 14a ou 16a suivant l'alternance du signal d'entrée et le sens de conduction des diodes 14a OU 16a. La condition pour qu'une diode électroluminescente émette de la lumière est que le courant Id soit supérieur à une valeur de courant seuil I_led caractéristique de la diode : Id >= l_led Ceci revient donc à la relation suivante sur la tension ou signal d'entrée : S IN >= Vd + R* I led La tension de seuil correspondant est donc: V_SEUIL = Vd + R* l_led La figure 2 illustre l'application d'un signal d'entrée de tension v(t) sur le dispositif de figure 1. Un signal de tension v(t) alternatif de période T est considéré à titre d'exemple, en utilisant les conventions suivantes: v(t) = V *sin (w*t + (p0 ) = V *sin (217*f*t + (p0 ) dans lequel : - w*t + (p0 est la phase du signal qui correspond à l'argument de la fonction sinus ; - (p0 est la phase initiale ; Cette phase initiale est nulle sur la figure 2 : (p0=0 ; - f est la fréquence ; Comme illustré par la figure 2, les transitions montantes du signal S OUT correspondent aux instants ts1, ts3, ts(2n+1) de passage du signal S_IN par la valeur prédéterminée V_SEUIL1, dans le sens montant ; les transitions descendantes du signal S_OUT correspondent aux instants ts2, ts4, ts(2n) de passage du signal S_IN par la valeur prédéterminée V_SEUIL2, dans le sens descendant. Les instants de passage ts(2n+1) du signal S_IN par la valeur prédéterminée V_SEUIL1, dans le sens montant, présentent un retard 0 par rapport aux passages du même signal S_IN par zéro, dans le sens montant ; les instants de passage ts(2n) du signal S_IN par la valeur prédéterminée - V_SEUIL2, sensiblement égale et de signe opposé à V_SEUIL1, dans le sens descendant, présentent un retard sensiblement égal à 0 par rapport aux passages du signal S_IN par zéro dans le sens descendant. Ainsi, les transitions montantes du signal S_OUT présentent un retard 0 par rapport aux passages du signal S_IN par 0, dans le sens montant ; 5 les transitions descendantes du signal S_OUT présentent un retard 0 par rapport aux passages du signal S_IN par 0, dans le sens descendant. L'étage d'entrée 10 comprend avantageusement une résistance R connectée en série aux diodes électroluminescentes 14a, 16a. La résistance R permet d'ajuster le seuil de détection du signal d'entrée S_IN et par conséquent d'ajuster le retard 10 0 introduit par le circuit électronique C. Une augmentation de la résistance R entraine une augmentation du retard 0 tandis qu'une réduction de la résistance entraine une réduction du retard 0. Ainsi, la valeur du retard 0 dans la bande de fréquence déterminée peut être ajustée et encadrée en phase de conception. 15 Ainsi, le dispositif de la figure 1 permet de mettre en oeuvre un procédé détermination de la phase ou de la polarité d'un signal alternatif selon l'invention tel que représenté sur la figure 3, qui comprend les étapes consistant à : - Disposer El d'un signal alternatif S_IN ; 20 - Réaliser E2 une détection d'un passage du signal alternatif S_IN par une première valeur seuil prédéterminée V_SEUIL1 selon un premier sens de franchissement de la première valeur seuil V_SEUIL1 prédéterminée ; - Réaliser E3 une détection d'un passage du signal alternatif S_IN par 25 une seconde valeur de seuil prédéterminée V_SEUIL2 selon un second sens de franchissement de la seconde valeur de seuil prédéterminée V_SEUIL2 opposé au premier sens de franchissement. Les étapes de détection E2 et E3 sont effectuées en parallèle et de 30 façon continue. Une étape E4 consistant à générer un signal de sortie S_OUT est également réalisée consistant à : - déclencher une transition du signal de sortie binaire (S_OUT) entre la première valeur de sortie prédéterminée (H,L) et la deuxième valeur de sortie 35 prédéterminée (L,H) lors des passages du signal d'entrée (S_IN) par une première valeur seuil prédéterminée (V_SEUIL1), le signal d'entrée (S_IN) ayant un premier sens de franchissement ; et - déclencher une transition du signal de sortie binaire (S_OUT) entre la deuxième valeur de sortie prédéterminée (L) et la première valeur de sortie prédéterminée (H) lors des passages du signal d'entrée (S_IN) par une deuxième valeur seuil prédéterminée (V_SEUIL2), le signal d'entrée (S_IN) selon le second sens de franchissement contraire au premier sens de franchissement. Le décalage temporel 0 entre un instant (t) de passage par zéro du signal d'entrée (S_IN), et un instant (t) de passage par la première valeur de seuil (V_SEUIL1) peut être estimé dans une étape E5 en prenant en compte une valeur nominale d'amplitude du signal alternatif (V, I), une grandeur représentant une fréquence nominale du signal alternatif et la valeur de seuil considérée.S IN = Vd + Id * R Vd being the voltage at the terminals of a diode characteristic of this light-emitting diode, respectively of the diode 14a or 16a according to the alternation of the input signal and the direction of conduction of the diodes 14a OR 16a . The condition for a light-emitting diode to emit light is that the current Id is greater than a threshold current value I_led characteristic of the diode: Id> = l_led This therefore amounts to the following relation on the voltage or input signal The corresponding threshold voltage is thus: V_SEUIL = Vd + R * l_led FIG. 2 illustrates the application of a voltage input signal v (t) on the device of FIG. Figure 1. A voltage signal v (t) of period T is considered as an example, using the following conventions: v (t) = V * sin (w * t + (p0) = V * sin ( 217 * f * t + (p0) where: - w * t + (p0 is the phase of the signal that corresponds to the argument of the sine function, - (p0 is the initial phase, This initial phase is zero on the FIG. 2: (p0 = 0; f is the frequency; as illustrated in FIG. 2, the rising transitions of the signal S OUT correspond to the instants ts1, ts3, ts (2n + 1) of the signal passing through S_IN by the predetermined value V_SEUIL1, in the rising direction; the downward transitions of the signal S_OUT correspond to the instants ts2, ts4, ts (2n) of passage of the signal S_IN by the predetermined value V_SEUIL2, in the downward direction. The instants of passage ts (2n + 1) of the signal S_IN by the predetermined value V_SEUIL1, in the ascending direction, have a delay 0 with respect to the passages of the same signal S_IN by zero, in the ascending direction; the instants of passage ts (2n) of the signal S_IN by the predetermined value - V_SEUIL2, substantially equal and of sign opposite to V_SEUIL1, in the downward direction, have a delay substantially equal to 0 compared to the passages of the signal S_IN by zero in the downward direction. Thus, the rising transitions of the signal S_OUT have a delay 0 relative to the passages of the signal S_IN by 0, in the uplink direction; The downward transitions of the signal S_OUT have a delay 0 with respect to the S_IN signal passes by 0 in the downstream direction. The input stage 10 advantageously comprises a resistor R connected in series with the electroluminescent diodes 14a, 16a. The resistor R makes it possible to adjust the detection threshold of the input signal S_IN and consequently to adjust the delay introduced by the electronic circuit C. An increase in the resistance R causes an increase in the delay 0 while a reduction of the resistor causes a reduction of the delay 0. Thus, the value of the delay 0 in the determined frequency band can be adjusted and framed in the design phase. Thus, the device of FIG. 1 makes it possible to implement a method for determining the phase or the polarity of an alternating signal according to the invention as represented in FIG. 3, which comprises the steps of: El of an alternative signal S_IN; - Realizing E2 a detection of a passage of the AC signal S_IN by a first predetermined threshold value V_SEUIL1 according to a first direction of crossing of the first predetermined threshold value V_SEUIL1; - Realizing E3 a detection of a passage of the AC signal S_IN by a second predetermined threshold value V_SEUIL2 in a second direction of crossing the second predetermined threshold value V_SEUIL2 opposite the first direction of crossing. The detection steps E2 and E3 are carried out in parallel and continuously. A step E4 of generating an output signal S_OUT is also performed consisting of: - triggering a transition of the binary output signal (S_OUT) between the first predetermined output value (H, L) and the second predetermined output value ( L, H) during the passages of the input signal (S_IN) by a first predetermined threshold value (V_SEUIL1), the input signal (S_IN) having a first direction of crossing; and - triggering a transition of the binary output signal (S_OUT) between the second predetermined output value (L) and the first predetermined output value (H) during the passage of the input signal (S_IN) by a second predetermined threshold value (V_SEUIL2), the input signal (S_IN) according to the second direction of crossing contrary to the first direction of crossing. The time offset θ between a zero crossing time (t) of the input signal (S_IN) and an instant (t) of passage through the first threshold value (V_SEUIL1) can be estimated in a step E5 by taking a nominal amplitude value of the AC signal (V, I), a magnitude representing a nominal frequency of the AC signal and the considered threshold value.
Ainsi, à titre d'exemple, considérons le décalage temporel 0 entre le passage par 0 du signal v(t) et le franchissement dans le sens montant du premier seuil V_SEUIL1. Le premier passage du signal v(t) par V_SEUIL1 est effectué à l'instant ts1= 0. A cet instant : v(t) = V_SEUIL1 = V* sin (w*O) Il en résulte donc que la valeur de 0 peut être calculée de la façon suivante : 0 = (1/w) * arcsin (V_SEUIL1 N) En conséquence, dans la mesure ou l'amplitude du signal V, la 25 fréquence f sont connues ou bornées, la valeur correspondant de 0 peut être calculée ou bornée. Une comparaison est maintenant réalisée, en référence à la figure 4 entre : - la mise en oeuvre d'un procédé de détermination de phase selon 30 l'invention, dans lequel le premier et le deuxième seuil sont de valeur absolue égale mais de signe opposé, d'une part, et - une mise en oeuvre d'un procédé selon l'état de la technique mettant en oeuvre un seuil unique, dans un cas correspondant à des caractéristiques constantes du 35 signal d'entrée en amplitude et en fréquence Un signal de tension v(t) alternatif de période T est considéré à titre d'exemple, en utilisant les conventions utilisées précédemment en référence à la figure 2: v(t) = V * sin (w*t + (p0 ) = V * sin (2*7-c*f*t + (po ) Selon le mode de mise en oeuvre de l'invention représenté sur la partie supérieure de la figure 4, les valeurs du signal de sortie sont les suivantes : S OUT = L entre : - le passage de v(t) par + V_SEUIL1, dans le sens montant; et - le passage de v(t) par - V_SEUIL1, dans le sens descendant S OUT = H sinon. Ainsi, La valeur de S_OUT est égale à L tant que la phase (p du signal alternatif S_IN est comprise entre w*ev et ir + w*ev , Les instants de passage du signal v(t) par les valeurs de seuil ±V_SEUIL1 correspondant à des transitions du signal de sortie S_OUT V interviennent pour des valeurs temporelles 0+ev, T/2+ev, T+ev, 3T/2+ ev. Il en découle que la durée pendant laquelle le signal S_OUT est à sa valeur L correspond à ir/w, soit la moitié de la période ( T/2).Thus, by way of example, let us consider the time shift 0 between the passage through 0 of the signal v (t) and the crossing in the upstream direction of the first threshold V_SEUIL1. The first passage of the signal v (t) by V_SEUIL1 is carried out at the instant ts1 = 0. At this instant: v (t) = V_SEUIL1 = V * sin (w * O) It follows therefore that the value of 0 can be calculated in the following way: 0 = (1 / w) * arcsin (V_SEUIL1 N) Consequently, insofar as the amplitude of the signal V, the frequency f are known or bounded, the corresponding value of 0 can be calculated or bounded. A comparison is now made, with reference to FIG. 4, between: the implementation of a phase determination method according to the invention, in which the first and second thresholds are of equal absolute value but of opposite sign; on the one hand, and - an implementation of a method according to the state of the art implementing a single threshold, in a case corresponding to constant characteristics of the amplitude and frequency input signal A Alternate voltage signal v (t) of period T is considered by way of example, using the conventions used previously with reference to FIG. 2: v (t) = V * sin (w * t + (p0) = V * sin (2 * 7-c * f * t + (po) According to the embodiment of the invention shown in the upper part of FIG. 4, the values of the output signal are as follows: S OUT = L between: - the passage of v (t) by + V_SEUIL1, in the rising direction, and - the passage of v (t) by - V_SEUIL1, in the downward direction S OUT = H otherwise. Thus, the value of S_OUT is equal to L as long as the phase (p of the alternating signal S_IN is between w * ev and ir + w * ev, the instants of passage of the signal v (t) by the threshold values ± V_SEUIL1 corresponding to transitions of the output signal S_OUT V occur for time values 0 + ev, T / 2 + ev, T + ev, 3T / 2 + ev, it follows that the duration during which the signal S_OUT is at its value L corresponds to ir / w, which is half the period (T / 2).
Autrement dit, le rapport cyclique (« Duty cycle ») du signal de sortie S_OUT qui est défini par la formule : (T/2 - ev + ev)/T présente une valeur de 50%. Ce rapport cyclique est donc indépendant du seuil de détection, et 25 a fortiori du rapport seuil de détection/amplitude. Il est ainsi possible d'obtenir un signal binaire (S_OUT) qui prend : - une valeur L pendant une durée proche de la durée pendant laquelle le signal alternatif S_IN d'entrée est positif, c'est-à-dire pour une phase du signal entre 0 et z ; et 30 - une valeur H pendant une durée proche de la durée pendant laquelle le signal alternatif d'entrée est négatif, c'est-à-dire pour une phase du signal ente ir et 2*ff. Selon un procédé selon l'état de la technique utilisant un seuil unique de détection, représenté sur la partie inférieure de la figure 4, les 35 valeurs du signal de sortie sont les suivantes : S OUT = L entre - le passage de v(t) par + V_SEUIL1, dans le sens montant; et - le passage de v(t) par +V_SEUIL1, dans le sens descendant S OUT= H sinon. Ainsi, la valeur de S_OUT est égale à L tant que la phase cp du 5 signal alternatif S_IN est comprise entre * v et z - w*Ov Les instants de passage du signal v(t) par les valeurs de seuil ±V_SEUIL1 correspondant à des transitions du signal de sortie S_OUT V interviennent pour des valeurs temporelles 0+0v, T/2-0v, T+0v, 3T/2- 0 y. 10 Il en découle que la durée pendant laquelle le signal S_OUT est à sa valeur L correspond à (ir - 2* w*Ov ) /w , soit ( T/2 - 2* ev ). Cette durée présente une erreur par rapport à la durée recherchée correspondant à la durée pendant laquelle S_IN est positif. Autrement dit, le rapport cyclique (« Duty cycle ») du signal de 15 sortie S_OUT, qui est défini par la formule : ((T/2) ± 2* ev )/T présente une valeur de 50% ± 2* 0 v / T si le signal d'entrée a des caractéristiques constantes en termes d'amplitude et de fréquence Ce rapport cyclique est donc dépendant du seuil de détection, et du 20 rapport seuil de détection/amplitude. Une comparaison est maintenant réalisée, en référence à la figure entre : - la mise en oeuvre d'un procédé de détermination de phase selon l'invention, dans lequel le premier et le deuxième seuil sont de valeur absolue 25 égale mais de signe opposé, d'une part, et - une mise en oeuvre d'un procédé selon l'état de la technique mettant en oeuvre un seuil unique, dans un cas correspondant à des caractéristiques du signal d'entrée variables en amplitude et en fréquence, contrairement au cas de la 30 figure 4. Dans le cas où les caractéristiques du signal d'entrée varient, comme dans la configuration présentée sur la figure 5 où l'amplitude du signal varie, des erreurs de détection apparaissent car les retards entre le passage par zéro du signal et le passage par un seuil varient. 35 Ainsi, selon le mode de mise en oeuvre de l'invention représenté sur la partie supérieure de la figure 5, les instants de passage du signal v(t) par les valeurs de seuil ±V_SEUIL1 correspondant à des transitions du signal de sortie S _ OUT V interviennent pour des valeurs temporelles 0-Fev1, _ T/2+ev2, T+ev3. Toutefois, les retards (ev1, ev2, ev3..) des transitions du signal 5 S _ OUT V par rapport aux passages par 0 du signal alternatif se compensent _ au moins partiellement, notamment dans le calcul du rapport cyclique. Ainsi, à titre d'exemple, la différence de temps entre le premier instant tv1 de passage par le premier seuil dans le sens croissant et le premier instant tv2 de passage par le second seuil dans le sens décroissant s'écrit : 10 tv2-tv1=T/2+ ev1 - ev2. Les erreurs dues aux retards ev1 et ev2 se soustraient. Selon un procédé selon l'état de la technique utilisant un seuil unique de détection, représenté sur la partie inférieure de la figure 5, les instants de passage du signal v(t) par les valeurs de seuil ±V_SEUIL1 15 correspondant à des transitions du signal de sortie S_OUT_V interviennent pour des valeurs temporelles 0-Fev1, T/2-0v2, T-Fev3, 3T/2-0v4. Les erreurs dues aux retards (ev1, ev2, ev3..) des transitions du signal S_OUT_V par rapport aux passages par 0 du signal alternatif s'additionnent notamment dans le calcul du rapport cyclique. 20 Selon un second mode de réalisation du dispositif représenté sur la figure 6, le dispositif comporte un circuit électronique C qui comprend deux optocoupleurs 14 et 16, présentant chacun une diode électroluminescente 14a, 16a connectée aux bornes de l'étage d'entrée 10 et un phototransistor 14b, 16b. L'anode de la première diode 14a est reliée à la cathode de la 25 deuxième diode 16a par l'intermédiaire d'une résistance R et d'une diode D2 dans le sens passant. L'anode de la seconde diode 16a est reliée à la cathode de la première diode 14a par l'intermédiaire de la résistance R et d'une diode D1 dans le sens passant. Ainsi, la résistance R n'est plus positionnée en amont des deux 30 optocoupleurs comme dans le premier mode de réalisation, mais entre ceux-ci. Par ailleurs, les composants de ce circuit sont similaires à ceux du premier mode de réalisation. Les diodes D1 et D2 présentes dans ce second mode de réalisation permettent de protéger les optocoupleurs du circuit, et de définir un 35 parcours d'établissement du courant de l'étage d'entrée, suivant les alternances.In other words, the duty cycle of the output signal S_OUT which is defined by the formula: (T / 2 - ev + ev) / T has a value of 50%. This duty cycle is therefore independent of the detection threshold, and a fortiori of the detection threshold / amplitude ratio. It is thus possible to obtain a binary signal (S_OUT) which takes: a value L for a duration close to the duration during which the input AC signal S_IN is positive, that is to say for a phase of the signal between 0 and z; and a value H for a period of time close to the time during which the input AC signal is negative, that is, for a phase of the signal falling and 2 * ff. According to a method according to the state of the art using a single detection threshold, shown in the lower part of FIG. 4, the values of the output signal are as follows: S OUT = L between - the passage of v (t ) by + V_SEUIL1, in the uplink direction; and - the passage of v (t) by + V_SEUIL1, in the downward direction S OUT = H otherwise. Thus, the value of S_OUT is equal to L as long as the phase cp of the alternating signal S_IN is between * v and z - w * Ov The instants of passage of the signal v (t) by the threshold values ± V_SEUIL1 corresponding to transitions of the output signal S_OUT V occur for time values 0 + 0v, T / 2-0v, T + 0v, 3T / 2- 0 y. It follows that the duration during which the signal S_OUT is at its value L corresponds to (ir - 2 * w * Ov) / w, ie (T / 2 - 2 * ev). This duration has an error with respect to the desired duration corresponding to the duration during which S_IN is positive. In other words, the duty cycle S_OUT of the output signal S_OUT, which is defined by the formula: ((T / 2) ± 2 * ev) / T has a value of 50% ± 2 * 0 v / T if the input signal has constant characteristics in terms of amplitude and frequency This duty cycle is therefore dependent on the detection threshold and the detection / amplitude threshold ratio. A comparison is now made with reference to the figure between: the implementation of a phase determination method according to the invention, in which the first and second thresholds are of equal absolute value but of opposite sign, on the one hand, and - an implementation of a method according to the state of the art implementing a single threshold, in a case corresponding to input signal characteristics variable in amplitude and frequency, contrary to the In the case where the characteristics of the input signal vary, as in the configuration shown in Figure 5 where the signal amplitude varies, detection errors occur because the delays between the zero crossing of the signal and the passage through a threshold vary. Thus, according to the embodiment of the invention shown in the upper part of FIG. 5, the instants of passage of the signal v (t) by the threshold values ± V_SEUIL1 corresponding to transitions of the output signal S _ OUT V intervene for time values 0-Fev1, _ T / 2 + ev2, T + ev3. However, the delays (ev1, ev2, ev3 ..) of the transitions of the signal S S OUT V relative to the 0 passes of the alternating signal compensate for at least partially, in particular in the calculation of the duty cycle. Thus, by way of example, the time difference between the first time tv1 passing through the first threshold in the increasing direction and the first time tv2 passing through the second threshold in the decreasing direction is written as: tv2-tv1 = T / 2 + ev1 - ev2. Errors due to ev1 and ev2 delays are subtracted. According to a method according to the state of the art using a single detection threshold, represented on the lower part of FIG. 5, the instants of passage of the signal v (t) by the threshold values ± V_SEUIL1 corresponding to transitions of the output signal S_OUT_V occur for time values 0-Fev1, T / 2-0v2, T-Fev3, 3T / 2-0v4. The errors due to the delays (ev1, ev2, ev3 ..) of the transitions of the signal S_OUT_V with respect to the 0 passes of the alternating signal are added in particular in the calculation of the duty cycle. According to a second embodiment of the device shown in FIG. 6, the device comprises an electronic circuit C which comprises two optocouplers 14 and 16, each having a light-emitting diode 14a, 16a connected to the terminals of the input stage 10 and a phototransistor 14b, 16b. The anode of the first diode 14a is connected to the cathode of the second diode 16a via a resistor R and a diode D2 in the forward direction. The anode of the second diode 16a is connected to the cathode of the first diode 14a through the resistor R and a diode D1 in the forward direction. Thus, the resistor R is no longer positioned upstream of the two optocouplers as in the first embodiment, but between them. Moreover, the components of this circuit are similar to those of the first embodiment. The diodes D1 and D2 present in this second embodiment make it possible to protect the optocouplers of the circuit, and to define a path for establishing the current of the input stage, according to the alternations.
Ainsi, le parcours du courant selon une alternance comprend la diode 16a, puis la résistance R, puis la diode D1, puis selon une autre alternance la diode 14a, puis la résistance R, puis la diode D2 Le rôle de la résistance R est limiter la valeur du courant Id 5 traversant les optocoupleurs et de permettre un ajustement du seuil de détection VSEUIL qui est donné par la formule : V_SEUIL = 2*Vd + R* l_led Il apparaît que le schéma représentatif des signaux dans ce second mode de réalisation est identique à celui obtenu pour le premier mode de la 10 réalisation tel que représenté sur la figure 2. Selon un troisième mode de réalisation représenté sur la figure 7, le premier optocoupleur 14 du premier mode de réalisation a été remplacé par un transistor 18. La base ou grille du transistor est connectée à la sortie de la 15 résistance R, et le collecteur ou drain est relié à l'entrée de la bascule RS. Ce troisième mode de réalisation permet d'utiliser un composant de type transistor moins onéreux que le premier mode. Le seuil correspondant au transistor VSEUIL1 est différent du seuil correspondant à l'optocoupleur V_SEUIL2, ces deux seuils étant ajustables. 20 Ce troisième mode de réalisation ne présente pas d'isolation galvanique entre l'étage d'entrée et l'étage de sortie. Un circuit électronique comprenant deux dispositifs selon l'invention est à présent décrit en référence aux figures 8 à 10, le circuit étant destiné à la détermination du déphasage entre un signal de tension u et un signal 25 d'intensité i pour un même circuit d'alimentation d'une charge LOAD. Deux dispositifs selon l'invention utilisés pour la détermination de la phase d'un signal u ou i peuvent être identifiées sur la figure 8. En particulier, un dispositif similaire à celui de la figure 6 est disposé entre les points A et B du circuit, en parallèle avec la charge. Ce 30 dispositif est agencé pour obtenir une détermination de la phase de la tension u. Par ailleurs, un dispositif similaire à celui de la figure 1 est disposé entre les points C et D du circuit, en série avec la charge. Ce dispositif est agencé pour obtenir une détermination de la phase du courant i. Ce second 35 dispositif est disposé en parallèle de deux branches comprenant respectivement des diodes D10, D11 dans un premier sens de passage et des diodes D12, D13 dans un second sens de passage opposé au premier, de façon à maintenir une tension donnée aux bornes du deuxième dispositif . L'utilisation des dispositifs selon le premier mode de réalisation ou le second mode de réalisation est donnée à titre d'exemple seulement. Il serait 5 possible d'utiliser indifféremment l'un ou l'autre des modes de réalisation précédemment décrits pour chaque portion de circuit. Le but de l'application est de déterminer le déphasage entre v(t) et i(t). Ceci peut être réalisé à partir des transitions des signaux binaires S_OUT_v , S_OUT_i identifiés sur les figures 9 et 10, en mesurant une 10 différence temporelle AE) entre les fronts montants ou descendants des signaux binaires S_OUT_v , S_OUT. Une correction peut être appliquée pour tenir compte des retards introduits par les circuits entre les passages par 0 des signaux v(t), i(t) et les transitions des signaux binaires S_OUT_v , S_OUT_i ; ces retards sont bornés 15 et peuvent être ajustés. Dans l'exemple considéré les seuils de tension sont de même valeur absolue et de signe opposés comme les seuils de courant. En référence aux figures 9 et 10, un signal de tension v(t) et un signal de tension i(t) alternatifs sont considérés à titre d'exemple, en utilisant 20 les conventions suivantes: v(t) = V *sin (w*t + (pov ) la phase du signal v(t) est, à tout moment t, w*t + (pov i(t) = I *sin (w*t + (poi ) la phase du signal i(t) est, à tout moment t, w*t+ (poi 25 Le déphasage entre les signaux v(t) et i(t) peut ainsi être défini comme la différence A(p entre la phase de v(t) et phase de i(t). A(p = (w*t + (pov) - (w*t+ (poi ) = (pov - (poi Il apparaît, en considérant une phase initiale nulle pour la tension comme cela est représenté sur la figure 10, soit (pov = 0, que (poi = - A(p et 30 donc : i(t) = I *sin (w*t - Ag)) v(t) = V *sin (w*t) A partir de ces relations, il est possible d'obtenir le déphasage A(p entre les signaux v et i en observant le décalage AE) mesuré entre les 35 transitions des signaux S_OUT_V et S_OUT_I correspondant aux passages des seuils de tension et de courant dans un même sens de franchissement.Thus, the course of alternating current comprises the diode 16a, then the resistor R, then the diode D1, then in another alternation the diode 14a, then the resistor R, then the diode D2 The role of the resistor R is limited the value of the current Id 5 passing through the optocouplers and to allow an adjustment of the detection threshold VSEUIL which is given by the formula: V_SEUIL = 2 * Vd + R * l_led It appears that the representative diagram of the signals in this second embodiment is identical to that obtained for the first embodiment of the embodiment as shown in Figure 2. According to a third embodiment shown in Figure 7, the first optocoupler 14 of the first embodiment has been replaced by a transistor 18. The The base or gate of the transistor is connected to the output of the resistor R, and the collector or drain is connected to the input of the RS flip-flop. This third embodiment makes it possible to use a component of the transistor type that is less expensive than the first mode. The threshold corresponding to the transistor VSEUIL1 is different from the threshold corresponding to the optocoupler V_SEUIL2, these two thresholds being adjustable. This third embodiment has no galvanic isolation between the input stage and the output stage. An electronic circuit comprising two devices according to the invention is now described with reference to FIGS. 8 to 10, the circuit being intended for determining the phase shift between a voltage signal u and a signal of intensity i for the same circuit. feeding a LOAD load. Two devices according to the invention used for determining the phase of a signal u or i can be identified in FIG. 8. In particular, a device similar to that of FIG. 6 is arranged between points A and B of the circuit. , in parallel with the load. This device is arranged to obtain a determination of the phase of the voltage u. Furthermore, a device similar to that of Figure 1 is disposed between the points C and D of the circuit, in series with the load. This device is arranged to obtain a determination of the phase of the current i. This second device is arranged in parallel with two branches respectively comprising diodes D10, D11 in a first direction of passage and diodes D12, D13 in a second direction of passage opposite the first, so as to maintain a given voltage across the terminals. second device. The use of the devices according to the first embodiment or the second embodiment is given by way of example only. It would be possible to use either of the previously described embodiments for each circuit portion interchangeably. The purpose of the application is to determine the phase shift between v (t) and i (t). This can be done from the transitions of the binary signals S_OUT_v, S_OUT_i identified in Figures 9 and 10, by measuring a time difference AE) between the rising and falling edges of the binary signals S_OUT_v, S_OUT. A correction can be applied to take into account the delays introduced by the circuits between the 0 passes of the signals v (t), i (t) and the transitions of the binary signals S_OUT_v, S_OUT_i; these delays are bounded and can be adjusted. In the example considered, the voltage thresholds are of the same absolute value and of opposite sign as the current thresholds. With reference to FIGS. 9 and 10, a voltage signal v (t) and an alternating voltage signal i (t) are considered by way of example, using the following conventions: v (t) = V * sin ( w * t + (pov) the phase of the signal v (t) is, at any time t, w * t + (pov i (t) = I * sin (w * t + (poi) the phase of signal i ( The phase shift between the signals v (t) and i (t) can thus be defined as the difference A (p between the phase of v (t) and the phase of i (t) A (p = (w * t + (pov) - (w * t + (poi) = (pov - (poi It appears, considering a zero initial phase for the voltage as shown in the figure 10, ie (pov = 0, that (poi = - A (p and hence: i (t) = I * sin (w * t - Ag)) v (t) = V * sin (w * t) A From these relationships, it is possible to obtain the phase shift A (p between the signals v and i by observing the shift AE) measured between the transitions of the signals S_OUT_V and S_OUT_I corresponding to the passages of the voltage and current thresholds. in the same direction of crossing.
En considérant par exemple le décalage A0 entre l'instant de passage tvl montant du signal de tension v par le premier seuil de tension V_SEUIL1 et l'instant de passage tif montant du signal d'intensité par le premier seuil d'intensité I_SEUILl, on obtient : AE) = ti1 - tv1 = (A(p+ei ) - e Il est donc possible de déduire que : Acp = A0 - ei + ev Il est donc possible de déterminer Acp en fonction de A0 qui peut être mesuré entre les transitions des signaux S_OUT_V et S_OUT_I et de ei 10 et ev qui peuvent être prédéterminés ou bornés. En effet, selon un raisonnement identique à celui détaillé en référence à la figure 2 pour le premier mode de réalisation, il apparaît que, pour des signaux alternatifs tels que définis ci-dessus : ev = (1/w) * arcsin (V_SEUIL1 /U) 15 ei = (1/w) * arcsin (I_SEUIL1 /I) Ces grandeurs sont de plus ajustables en phase de conception. Ainsi, le circuit de la figure 8 permet de mettre en oeuvre un procédé de comparaison de phase entre un premier signal alternatif i et un second signal alternatif u selon l'invention tel que représenté sur la figure 11, 20 comprenant : - la réalisation El' des étapes de détermination d'un procédé de détermination de la phase P1 d'un premier signal alternatif S_IN_V ; - la réalisation E2' des étapes de détermination d'un procédé de détermination P1 de la phase d'un second signal alternatif S_IN_I ; puis une étape E3' de détermination d'un décalage temporel Acp 25 entre les instants de passage d'une valeur seuil I_SEUILl, V_SEUIL1 ou I SEUIL2, V_SEUIL2 dans un même sens de franchissement par un premier signal alternatif S_IN_V et par le second signal alternatif S_IN_I. Selon une autre application non illustrée aux figures, le procédé et le dispositif selon l'invention peuvent être utilisés pour la synchronisation de 30 sources d'alimentation électriques disposées en parallèles. Bien que l'invention ait été décrite en liaison avec des exemples particuliers de réalisation, il est bien évident qu'elle n'y est nullement limitée et qu'elle comprend tous les équivalents techniques des moyens décrits ainsi que leurs combinaisons si celles-ci entrent dans le cadre de l'invention. 35By considering for example the offset A0 between the moment of passage tvl amount of the voltage signal v by the first voltage threshold V_SEUIL1 and the instant of passage tif amount of the intensity signal by the first intensity threshold I_SEUILl, one gets: AE) = ti1 - tv1 = (A (p + ei) - e It is thus possible to deduce that: Acp = A0 - ei + ev It is thus possible to determine Acp as a function of A0 which can be measured between transitions S_OUT_V and S_OUT_I signals and ei 10 and ev which can be predetermined or bounded.In fact, according to a reasoning identical to that detailed with reference to Figure 2 for the first embodiment, it appears that for alternative signals as defined above: ev = (1 / w) * arcsin (V_SEUIL1 / U) 15 ei = (1 / w) * arcsin (I_SEUIL1 / I) These quantities are also adjustable during the design phase. circuit of FIG. 8 makes it possible to implement a method for comparing phase between a a first alternating signal i and a second alternating signal u according to the invention as shown in FIG. 11, comprising: - carrying out El 'steps for determining a method for determining the phase P1 of a first alternating signal S_IN_V; the realization E2 'of the steps of determining a determination method P1 of the phase of a second alternating signal S_IN_I; then a step E3 'of determining a time shift Acp 25 between the instants of passage of a threshold value I_SEUIL1, V_SEUIL1 or I SEUIL2, V_SEUIL2 in the same direction of crossing by a first alternating signal S_IN_V and by the second alternating signal S_IN_I. According to another application not illustrated in the figures, the method and the device according to the invention can be used for the synchronization of electrical power sources arranged in parallel. Although the invention has been described in connection with particular embodiments, it is obvious that it is not limited thereto and that it comprises all the technical equivalents of the means described and their combinations if they are within the scope of the invention. 35
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0296595A2 (en) * | 1987-06-26 | 1988-12-28 | SIP SOCIETA ITALIANA PER l'ESERCIZIO DELLE TELECOMUNICAZIONI P.A. | Instrument for measuring the phase jitter of analog signals |
| EP0500473A1 (en) * | 1991-02-22 | 1992-08-26 | SAT (Société Anonyme de Télécommunications) | Phase/frequency comparator for a clock recovery circuit |
| US5319304A (en) * | 1992-05-01 | 1994-06-07 | General Electric Company | Device for monitoring load |
| GB2333214A (en) * | 1998-01-09 | 1999-07-14 | Mitel Semiconductor Ltd | Data slicer |
| FR2940555A1 (en) * | 2008-12-19 | 2010-06-25 | Thales Sa | Self-calibrating filtering device for global positioning system signal receiver, has latch to control current control device that controls current supply of filter to minimize difference between output signal phase and another signal phase |
| WO2010106253A2 (en) * | 2009-03-20 | 2010-09-23 | Universite Du Sud Toulon Var | Method and device for filtering electrical consumption curves and allocating consumption to categories of appliances |
-
2013
- 2013-06-27 FR FR1356184A patent/FR3007843B1/en active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0296595A2 (en) * | 1987-06-26 | 1988-12-28 | SIP SOCIETA ITALIANA PER l'ESERCIZIO DELLE TELECOMUNICAZIONI P.A. | Instrument for measuring the phase jitter of analog signals |
| EP0500473A1 (en) * | 1991-02-22 | 1992-08-26 | SAT (Société Anonyme de Télécommunications) | Phase/frequency comparator for a clock recovery circuit |
| US5319304A (en) * | 1992-05-01 | 1994-06-07 | General Electric Company | Device for monitoring load |
| GB2333214A (en) * | 1998-01-09 | 1999-07-14 | Mitel Semiconductor Ltd | Data slicer |
| FR2940555A1 (en) * | 2008-12-19 | 2010-06-25 | Thales Sa | Self-calibrating filtering device for global positioning system signal receiver, has latch to control current control device that controls current supply of filter to minimize difference between output signal phase and another signal phase |
| WO2010106253A2 (en) * | 2009-03-20 | 2010-09-23 | Universite Du Sud Toulon Var | Method and device for filtering electrical consumption curves and allocating consumption to categories of appliances |
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