FR2985054A1

FR2985054A1 - Synchronizing device for synchronizing audio signals, has sub-samplers sub-sampling audio signals into sub-sampled signals, respectively, and correlator determining delay between audio signals by correlating sub-sampled signals

Info

Publication number: FR2985054A1
Application number: FR1255087A
Authority: FR
Inventors: Gerald Soulier
Original assignee: Continental Automotive GmbH; Continental Automotive France SAS
Current assignee: Continental Automotive GmbH; Continental Automotive France SAS
Priority date: 2012-06-01
Filing date: 2012-06-01
Publication date: 2013-06-28

Abstract

The device (1) has a correlator (2) for determining a delay (delta t) between an audio signal (Si1) and another audio signal (Si2). A resetting unit (3) resets the former signal with respect to the latter signal to produce a synchronized signal (Ss1), and to leave unchanged the most delayed signal to produce another synchronized signal (Ss2). Two sub-samplers (4, 5) sub-sample the signals into sub-sampled signals (Sd1, Sd2), respectively, where the correlator determines the delay by correlating the sub-sampled signals, and none of the sub-samplers include an anti-aliasing filter.

Description

La présente invention concerne un dispositif de synchronisation de signaux similaires temporellement décalés. Afin de synchroniser au moins deux signaux similaires temporellement décalés, il est connu d'employer un processeur digital, tel un DSP (processeur spécialisé en traitement du signal ou en anglais : Digital Signal Processor) pour implémenter un dispositif de synchronisation. Un tel dispositif de synchronisation utilise typiquement un corrélateur qui, de manière connue, compare les signaux pour déterminer le retard les séparant et permettre de le corriger. Les signaux sont alors numérisés / échantillonnés. Selon le type de signal, la fréquence d'échantillonnage peut être élevée. La qualité du signal augmente avec la fréquence d'échantillonnage. Cependant, la quantité de calculs à faire réaliser par le processeur digital, le coût du processeur digital et les temps de réponse augmentent aussi avec la fréquence d'échantillonnage. Aussi est-il avantageux, avant de procéder à la corrélation, de réduire la 15 fréquence d'échantillonnage des signaux à synchroniser afin de réduire la quantité de calculs nécessaires. Une réduction de la fréquence d'échantillonnage peut être obtenue en réalisant un sous-échantillonnage des signaux. Selon le théorème bien connu de l'échantillonnage de Shannon, un signal échantillonné selon une fréquence d'échantillonnage F présente une bande passante BP 20 égale à la demi-fréquence F/2. Il s'ensuit qu'un sous-échantillonnage d'un tel signal, en réduisant la fréquence d'échantillonnage initiale F à une fréquence finale F' réduit aussi automatiquement la bande passante BP du signal à une bande passante finale BP' = F'/2. Les composantes de hautes fréquences, soit de fréquences supérieure à BP', qui se trouvent supprimées par une telle réduction de la fréquence d'échantillonnage se 25 « replient » vers les basses fréquences, soit les fréquences inférieures à BP', symétriquement à une fréquence de coupure égale à la bande passante finale BP'. Ce « repliement » provoque immanquablement une perturbation du signal, dont les composantes de basses fréquences se trouvent surchargées par le « repliement » des composantes de hautes fréquences en partie basse du spectre fréquentiel. Le 30 phénomène est d'autant plus marqué et donc d'autant plus perturbant que la réduction de la fréquence d'échantillonnage est importante et donc que le rapport de sous-échantillonnage est important. Afin d'éviter cet inconvénient, il est connu de l'homme du métier d'appliquer un filtrage anti-repliement, préalablement au sous-échantillonnage. Un tel filtrage anti35 repliement consiste en un filtrage passe-bas à forte pente selon une fréquence de coupure sensiblement égale à la bande passante finale BP' du signal, après sous- échantillonnage, soit à la demi-fréquence de sous-échantillonnage F'/2. Un tel filtrage nécessite cependant une importante quantité de calculs. Aussi le remède n'est-il pas satisfaisant. Il est recherché d'autres moyens pour réaliser un dispositif de synchronisation de signaux permettant une réduction de la 5 quantité de calculs nécessaire. Pour cela l'invention propose un dispositif de synchronisation d'un premier signal et d'au moins un deuxième signal, sensiblement similaire au premier signal et temporellement décalé par rapport au premier signal comprenant : un corrélateur apte à déterminer un retard entre le premier signal et le deuxième signal, un moyen de recalage 10 apte à recaler le premier signal relativement au deuxième signal en retardant le signal le plus avancé, parmi le premier et le deuxième signal, d'un délai égal au retard, afin de produire un premier signal synchronisé, et apte à laisser inchangé le signal le plus retardé, afin de produire un deuxième signal synchronisé, synchronisé avec le premier signal synchronisé, un premier sous-échantillonneur apte à sous-échantillonner le premier 15 signal en un premier signal sous-échantillonné, un deuxième sous-échantillonneur apte à sous-échantillonner le deuxième signal en un deuxième signal sous-échantillonné, le corrélateur étant apte à déterminer le retard en corrélant le premier signal sous-échantillonné et le deuxième signal sous-échantillonné, et aucun des sous-échantillonneurs ne comprenant de filtre anti-repliement. 20 Selon une autre caractéristique de l'invention, le premier signal, respectivement le deuxième signal, est un signal audio. Selon une autre caractéristique de l'invention, le premier signal est un signal issu d'une source et transmis par un premier canal, et le deuxième signal est un signal issu de la même source et transmis par un deuxième canal. 25 Selon une autre caractéristique de l'invention, le premier sous-échantillonneur est apte à sous-échantillonner selon un premier rapport de sous-échantillonnage, le deuxième sous-échantillonneur est apte à sous-échantillonner selon un deuxième rapport de sous-échantillonnage, et le premier et le deuxième rapports de sous-échantillonnage sont supérieurs ou égaux à 30. 30 Selon une autre caractéristique de l'invention, le premier rapport de sous- échantillonnage et le deuxième rapport de sous-échantillonnage sont égaux. Selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif comprend encore un niveleur apte à égaliser le niveau de puissance du premier signal et le niveau de puissance du deuxième signal en comparant le niveau de puissance du premier signal 35 synchronisé et le niveau de puissance du deuxième signal synchronisé. The present invention relates to a device for synchronizing similar temporally offset signals. In order to synchronize at least two similar temporally offset signals, it is known to use a digital processor, such as a DSP (specialized signal processing processor or in English: Digital Signal Processor) to implement a synchronization device. Such a synchronization device typically uses a correlator which, in known manner, compares the signals to determine the delay between them and allow to correct it. The signals are then digitized / sampled. Depending on the type of signal, the sampling frequency may be high. The quality of the signal increases with the sampling frequency. However, the amount of calculations to be made by the digital processor, the cost of the digital processor and the response times also increase with the sampling frequency. It is therefore advantageous, before correlation, to reduce the sampling frequency of the signals to be synchronized in order to reduce the amount of calculations required. A reduction of the sampling frequency can be obtained by subsampling the signals. According to the well-known Shannon sampling theorem, a signal sampled according to a sampling frequency F has a bandwidth BP equal to the half frequency F / 2. It follows that downsampling of such a signal by reducing the initial sampling frequency F to a final frequency F 'also automatically reduces the bandwidth BP of the signal to a final bandwidth BP' = F ' / 2. The high frequency components, that is frequencies greater than BP ', which are suppressed by such a reduction of the sampling frequency, "fold" towards the low frequencies, that is to say the frequencies lower than BP', symmetrically with a frequency cutoff equal to the final bandwidth BP '. This "folding" inevitably causes a signal perturbation, whose low frequency components are overloaded by the "folding" of the high frequency components at the lower end of the frequency spectrum. The phenomenon is all the more marked and therefore all the more disturbing as the reduction of the sampling frequency is important and therefore the downsampling ratio is important. In order to avoid this drawback, it is known to those skilled in the art to apply anti-aliasing filtering prior to sub-sampling. Such anti-aliasing filtering consists of high-pass low-pass filtering at a cut-off frequency substantially equal to the final bandwidth BP 'of the signal, after subsampling, or at the half-frequency of sub-sampling F' / 2. Such filtering, however, requires a large amount of calculations. So the remedy is not satisfactory. Other means are sought to provide a signal synchronization device which reduces the amount of computation required. For this purpose the invention proposes a device for synchronizing a first signal and at least a second signal, substantially similar to the first signal and temporally offset with respect to the first signal, comprising: a correlator able to determine a delay between the first signal and the second signal, a resetting means 10 adapted to reset the first signal relative to the second signal by delaying the most advanced signal, among the first and the second signal, by a delay equal to the delay, in order to produce a first signal synchronized, and able to leave unchanged the most delayed signal, to produce a second synchronized signal, synchronized with the first synchronized signal, a first sub-sampler able to subsample the first signal into a first subsampled signal, a second sub-sampler able to subsample the second signal into a second subsampled signal, the correlator r being able to determine the delay by correlating the first subsampled signal and the second subsampled signal, and none of the subsamplers including anti-aliasing filter. According to another characteristic of the invention, the first signal, or the second signal, is an audio signal. According to another characteristic of the invention, the first signal is a signal from a source and transmitted by a first channel, and the second signal is a signal from the same source and transmitted by a second channel. According to another characteristic of the invention, the first sub-sampler is able to subsample according to a first downsampling ratio, the second sub-sampler is able to subsample according to a second downsampling ratio, and the first and second downsampling ratios are greater than or equal to 30. According to another characteristic of the invention, the first downsampling ratio and the second downsampling ratio are equal. According to another characteristic of the invention, the device further comprises a leveler capable of equalizing the power level of the first signal and the power level of the second signal by comparing the power level of the first synchronized signal and the power level of the first signal. second synchronized signal.

Selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif comprend encore un mélangeur apte à produire un signal de sortie combinaison linéaire du premier signal synchronisé et du deuxième signal synchronisé. D'autres caractéristiques, détails et avantages de l'invention ressortiront plus 5 clairement de la description détaillée donnée ci-après à titre indicatif en relation avec des dessins sur lesquels : - la figure 1 illustre le problème que l'on se propose de résoudre, - la figure 2 illustre un mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention, - la figure 3 illustre une partie optionnelle pouvant compléter un dispositif 10 selon l'invention, - les figures 4 à 6 présentent un exemple de signal audio, avec un signal initial (figure 4), ce même signal initial après sous-échantillonnage et filtrage anti-repliement (figure 5), et ce même signal initial après sous-échantillonnage sans filtrage anti-repliement (figure 6), 15 - les figures 7 à 9 présentent un autre exemple de signal audio, avec un signal initial (figure 7) , ce même signal initial après sous-échantillonnage et filtrage anti-repliement (figure 8), et ce même signal initial après sous-échantillonnage sans filtrage anti-repliement (figure 9). La figure 1 illustre le problème que l'on se propose de résoudre au moyen de 20 l'invention. Sur cette figure sont représentés de manière comparative avec un même axe temporel, au moyen de courbes figurant l'amplitude en ordonnées en fonction du temps en abscisse, respectivement un premier signal Sil en haut et un deuxième signal Si2 en bas. Ces deux signaux sont des signaux figurant une grandeur proportionnelle et 25 son évolution dans le temps. Afin de pouvoir être traités par un processeur digital ces signaux Sil, Si2 sont typiquement échantillonnés. L'invention s'applique de manière générale à n signaux sensiblement similaires entre eux mais pouvant présenter cependant, deux à deux, un décalage temporel. Sans réduire la généralité de l'enseignement, la présente description est 30 donnée en se basant sur n = 2 signaux. L'homme du métier sait étendre l'enseignement donné, de 2 à plus de deux tels signaux. Il est entendu dans la présente par sensiblement similaire que les signaux Sil, Si2 présentent des formes comparables, à quelques exceptions près. Une première exception, qui fonde le problème, est que les signaux sont décalés 35 temporellement, en ce que l'un des signaux Sil, Si2 peut à tout moment être retardé ou avancé d'un écart temporel At relativement à l'autre. Une autre exception est que les signaux peuvent être modifiés de telle manière que leur amplitude soit temporairement réduite ou augmentée. Une autre exception est que l'un des signaux peut présenter une ou plusieurs anomalies localisées non significatives dans le temps. De plus tous les paramètres évoqués : écart temporel At, amplitude moyenne ou présence d'une anomalie, peuvent varier dans le temps. According to another characteristic of the invention, the device further comprises a mixer capable of producing a linear combination output signal of the first synchronized signal and the second synchronized signal. Other characteristics, details and advantages of the invention will become more clearly apparent from the detailed description given below as an indication in relation to drawings in which: FIG. 1 illustrates the problem that it is proposed to solve FIG. 2 illustrates an embodiment of a device according to the invention; FIG. 3 illustrates an optional part that can complete a device 10 according to the invention; FIGS. 4 to 6 show an example of an audio signal; with an initial signal (FIG. 4), this same initial signal after subsampling and anti-aliasing filtering (FIG. 5), and this same initial signal after subsampling without anti-aliasing filtering (FIG. 6), FIGS. 7 to 9 show another example of an audio signal, with an initial signal (FIG. 7), this same initial signal after subsampling and anti-aliasing filtering (FIG. 8), and this same initial signal after subsampling. e without anti-aliasing filtering (FIG. 9). Figure 1 illustrates the problem to be solved by means of the invention. In this figure are represented in a comparative manner with the same time axis, by means of curves showing the ordinate amplitude as a function of time on the abscissa, respectively a first signal Sil at the top and a second signal Si2 at the bottom. These two signals are signals representing a proportional magnitude and its evolution over time. In order to be processed by a digital processor these signals Si1, Si2 are typically sampled. The invention generally applies to n signals that are substantially similar to each other but that may, however, have a time shift two by two. Without reducing the generality of teaching, the present description is given based on n = 2 signals. The person skilled in the art knows how to extend the teaching given, from 2 to more than two such signals. It is understood herein to be substantially similar that the Si1, Si2 signals have comparable shapes, with some exceptions. A first exception, which bases the problem, is that the signals are time shifted, in that one of the signals Si1, Si2 can be delayed or advanced at any time by a time difference Δt relative to the other. Another exception is that the signals can be modified in such a way that their amplitude is temporarily reduced or increased. Another exception is that one of the signals may have one or more localized anomalies that are not significant in time. Moreover all the evoked parameters: temporal gap At, average amplitude or presence of an anomaly, can vary in time.

A un instant donné, un des signaux se déduit de l'autre par une homothétie selon l'axe des ordonnées (variation de l'amplitude) et par une translation selon l'axe des abscisses (retard At). De plus il peut apparaitre sur l'un et/ou l'autre signal des anomalies localisées. En revenant à la figure 1, les deux signaux Sil, Si2 apparaissent 10 principalement, en négligeant les autres différences, décalés d'un retard At l'un par rapport à l'autre. Ici, de manière illustrative, le premier signal Sil est avancé et le signal Si2 est retardé d'une durée relative At. Le contraire serait possible. L'ordre peut changer, le retard At voyant alors son signe changer. Le principe de la synchronisation, objet du dispositif 1 selon l'invention, 15 consiste à déterminer l'écart At, pour ensuite le corriger afin d'aligner temporellement les deux signaux Sil et Si2. Ceci est typiquement réalisé en retardant le signal le plus avancé, ici Sil. Il est ainsi obtenu un premier signal synchronisé Ss1 issu du signal le plus avancé, ici Sil, par un retard At et un deuxième signal synchronisé Ss2 identique au 20 signal le moins avancé, ici Si2. Il est ainsi obtenu deux signaux synchronisés Ss1 et Ss2, synchronisé entre eux, ou encore en phase. Afin d'illustrer le propos, les deux signaux Sil, Si2, peuvent être deux signaux représentatifs d'un même phénomène, issus d'une même source. Cependant ces deux signaux Sil, Si2 voyagent séparément chacun sur un support propre, sur un canal 25 différent. Un canal est ici un moyen de transmission et peut être filaire, ou sans fil (Infra- Rouge, hertzien, etc.) Du fait du canal différent, chaque signal peut indépendamment être légèrement modifié. Ainsi un signal peut indépendamment être retardé, la valeur de ce retard pouvant évoluer dans le temps. Le trajet emprunté par un signal peut varier. C'est le cas d'une transmission sans fil qui voit intervenir par exemple des trajets multiples ou 30 encore des codes correcteurs d'erreur, pouvant modifier le temps de transport. C'est aussi le cas d'un signal transmis par un réseau dont le trajet de routage varie de manière non déterministe. Du fait du transit par un canal, l'amplitude moyenne du signal peut être variable, par exemple du fait d'une transmission hertzienne provoquant une atténuation. 35 Toujours du fait du transit par un canal, un signal peut subir des perturbations. At a given moment, one of the signals is deduced from the other by a homothety along the y-axis (variation of the amplitude) and by a translation along the abscissa (delay At). Moreover it can appear on one and / or the other signal of localized anomalies. Returning to FIG. 1, the two signals Si1, Si2 appear mainly, neglecting the other differences, offset by a delay With respect to each other. Here, illustratively, the first signal Sil is advanced and the signal Si2 is delayed by a relative duration At. The opposite would be possible. The order may change, the delay At then seeing its sign change. The synchronization principle, which is the object of the device 1 according to the invention, consists of determining the difference Δt, and then correcting it so as to align the two signals Sil and Si2 temporally. This is typically done by delaying the most advanced signal, here Sil. There is thus obtained a first synchronized signal Ss1 from the most advanced signal, here Sil, by a delay At and a second synchronized signal Ss2 identical to the least advanced signal, here Si2. It is thus obtained two synchronized signals Ss1 and Ss2, synchronized with each other, or in phase. To illustrate the point, the two signals Si1, Si2, can be two signals representative of the same phenomenon, from the same source. However, these two signals Si1, Si2 travel separately each on a clean support, on a different channel. A channel is here a means of transmission and can be wired, or wireless (Infra-Red, radio, etc.) Due to the different channel, each signal can be independently slightly modified. Thus a signal can be independently delayed, the value of this delay may change over time. The path taken by a signal may vary. This is the case of a wireless transmission which involves, for example, multiple paths or even error correcting codes, which can modify the transport time. This is also the case of a signal transmitted by a network whose routing path varies in a non-deterministic manner. Due to the transit through a channel, the average amplitude of the signal may be variable, for example due to a radio transmission causing attenuation. Still due to transit through a channel, a signal may be disturbed.

Ces variations induites par deux canaux différents différencient les deux signaux Sil et Si2. Cependant, sous réserves que ces différences restent limitées, les signaux présentent toujours une forme et/ou une enveloppe sensiblement comparable. Il convient ici d'apprécier le terme « sensiblement comparable » au regard des 5 performances du corrélateur 2. Deux signaux restent sensiblement comparables tant que le corrélateur 2 est capable de les comparer pour déterminer le retard At qui les sépare. Bien que l'invention soit applicable à tous types de signaux, un exemple d'application concerne des signaux audio. Les signaux Sil, Si2 figurent alors l'enregistrement d'un même son, au moins initialement, des différences apparaissant 10 ensuite entre les signaux Sil, Si2. En application du théorème de l'échantillonnage de Shannon déjà évoqué, un signal audio est typiquement échantillonné à 44,1 kHz, valeur industriellement normalisée, supérieure au double de la bande passante de l'oreille humaine, égale à 22 kHz. Un premier exemple d'application pour laquelle l'invention peut être utilisée 15 est, dans le domaine audio, le recalage entre un signal sonore de radiodiffusion transmis d'une part de manière hertzienne analogique classique en modulation de fréquence FM et le même signal de radiodiffusion, transmis par l'intermédiaire de la radio numérique terrestre ou RNT. La RNT est un moyen émergent regroupant sous un vocable unique différents protocoles hertziens digitaux, englobés de manière générique. 20 Un autre exemple d'application pour laquelle l'invention peut être utilisée est un signal sonore de radiodiffusion transmis d'une part de manière hertzienne analogique classique en modulation de fréquence FM, et le même signal de radiodiffusion mais transmis via Internet. Un autre exemple d'application pour laquelle l'invention peut être utilisée est 25 un enregistrement d'un signal sonore (musique) tel que restitué depuis un disque par un lecteur de disque et l'enregistrement du même signal sonore tel que restitué depuis une mémoire numérique par un lecteur MP3. Il est ainsi possible de varier à l'infini les exemples d'application d'un dispositif de synchronisation 1 selon l'invention. 30 Pour réaliser une synchronisation selon le principe évoqué plus haut, un dispositif de synchronisation 1, tel qu'illustré à la figure 2, comprend un corrélateur 2 et un moyen de recalage 3. Le corrélateur 2 est un module apte à déterminer, et à réactualiser en permanence, le cas échéant, le décalage temporel ou retard At existant entre le premier 35 signal Sil et le deuxième signal Si2. Ceci peut s'effectuer, de manière connue, par inter-corrélation des signaux Sil, Si2. These variations induced by two different channels differentiate the two signals Sil and Si2. However, provided that these differences remain limited, the signals always have a substantially comparable shape and / or envelope. It is appropriate here to appreciate the term "substantially comparable" with respect to the performance of the correlator 2. Two signals remain substantially comparable as long as the correlator 2 is able to compare them to determine the delay At which separates them. Although the invention is applicable to all types of signals, an example of application relates to audio signals. The signals Si1, Si2 then represent the recording of the same sound, at least initially, differences subsequently appearing between the signals Si1, Si2. In application of the Shannon sampling theorem already mentioned, an audio signal is typically sampled at 44.1 kHz, an industrially normalized value, greater than twice the bandwidth of the human ear, equal to 22 kHz. A first example of an application for which the invention can be used is, in the audio field, the registration between a broadcast sound signal transmitted on the one hand in a conventional analog FM radio frequency modulation manner and the same signal of broadcasting, transmitted via digital terrestrial radio or TNR. RNT is an emerging medium grouping under a single term different digital radio protocols, encompassed in a generic way. Another example of an application for which the invention can be used is a broadcast audio signal transmitted on the one hand in a conventional FM radio frequency modulation analog manner, and the same broadcast signal transmitted via the Internet. Another example of an application for which the invention can be used is a recording of a sound signal (music) as reproduced from a disc by a disc player and the recording of the same sound signal as restored from a digital memory by an MP3 player. It is thus possible to infinitely vary the application examples of a synchronization device 1 according to the invention. To synchronize according to the principle mentioned above, a synchronization device 1, as illustrated in FIG. 2, comprises a correlator 2 and a resetting means 3. The correlator 2 is a module able to determine, and to continuously updating, if necessary, the time shift or delay At existing between the first signal Sil and the second signal Si2. This can be done, in a known manner, by inter-correlation of the signals Si1, Si2.

Le moyen de recalage 3 est apte à recaler le premier signal Sil relativement au deuxième signal Si2. Pour cela, selon un mode de réalisation possible, il retarde le signal le plus avancé, parmi le premier Sil et le deuxième signal Si2. Le signal le plus avancé, Sil à la figure 2, est alors retardé d'un délai At pris égal au retard At, déterminé par ailleurs par le corrélateur 2. Un tel moyen de recalage 3 peut selon un mode de réalisation possible être réalisé par au moins un moyen retardateur 31, 32. Un tel moyen retardateur 31, 32 peut être réalisé au moyen d'une file d'attente, encore nommée queue ou FIFO (abréviation anglaise de « First In First Out »). Ladite file d'attente est paramétrable pour retarder un signal Sil, Si2 d'une quantité variable égale au retard At. Ce paramétrage est réalisé en variant la longueur de la file qui contient des échantillons du signal ainsi retardé. Plus le délai At à réaliser est grand et plus la longueur de la file est grande, en nombre d'échantillons, augmente. Si l'hypothèse peut être faite que le signal le plus avancé est toujours le même, par exemple le premier signal Sil, un premier mode de réalisation est possible. Une telle hypothèse correspond par exemple à une application pour laquelle le canal emprunté par un signal, par exemple le deuxième signal Si2, est toujours plus lent. Dans ce cas, le moyen de recalage 3 peut avantageusement être réalisé avec un unique moyen retardateur 31, disposé sur le signal toujours le plus avancé, en l'occurrence Sil dans l'exemple donné. Si une telle hypothèse ne peut être faite, et que le signal le plus avancé est variable, au moins deux modes de réalisation sont possibles. Selon un premier mode de réalisation, il n'est utilisé qu'un unique moyen retardateur 31 et un aiguillage en amont oriente le signal le plus avancé vers ledit moyen retardateur 31. Selon un deuxième mode de réalisation il peut être utilisé deux moyens retardateur 31, 32 associés pour chacun d'entre eux à l'un des signaux Sil, Si2. Quel que soit le mode de réalisation, le moyen de recalage 3 produit un premier signal synchronisé Ss1 égal au signal le plus avancé retardé d'un délai At. Parallèlement, le signal le plus retardé, ici Si2, reste inchangé. Il est ainsi produit un deuxième signal synchronisé Ss2, identique au signal d'entrée le plus retardé. Le premier signal synchronisé Ss1 et le deuxième signal synchronisé Ss2, produits en sortie du dispositif 1, sont alors synchronisés entre eux. Selon un mode de réalisation simple un dispositif de synchronisation 1 peut se réduire à fournir en sortie deux tels signaux synchronisés Ssl, Ss2 en phase. The resetting means 3 is able to reset the first signal Sil relative to the second signal Si2. For this purpose, according to a possible embodiment, it delays the most advanced signal, among the first Sil and the second signal Si2. The most advanced signal, Sil in FIG. 2, is then delayed by a delay At taken equal to the delay At, determined elsewhere by the correlator 2. Such a resetting means 3 may according to one possible embodiment be realized by at least one delay means 31, 32. Such a delaying means 31, 32 can be achieved by means of a queue, also called queue or FIFO (abbreviation of "First In First Out"). Said queue is configurable to delay a signal Si1, Si2 by a variable amount equal to the delay At. This parameterization is achieved by varying the length of the queue which contains samples of the signal thus delayed. The longer the delay At to be realized, the longer the queue length, in number of samples, increases. If the assumption can be made that the most advanced signal is always the same, for example the first signal Sil, a first embodiment is possible. Such an assumption corresponds for example to an application for which the channel used by a signal, for example the second signal Si2, is always slower. In this case, the resetting means 3 can advantageously be made with a single delay means 31, arranged on the signal always the most advanced, in this case Sil in the example given. If such an assumption can not be made, and the most advanced signal is variable, at least two embodiments are possible. According to a first embodiment, only a single delay means 31 is used and an upstream switch directs the most advanced signal to said delaying means 31. According to a second embodiment, two delaying means can be used 31 , 32 associated for each of them with one of the signals Sil, Si2. Whatever the embodiment, the resetting means 3 produces a first synchronized signal Ss1 equal to the most advanced signal delayed by a delay At. At the same time, the most delayed signal, here Si2, remains unchanged. This produces a second synchronized signal Ss2, identical to the most delayed input signal. The first synchronized signal Ss1 and the second synchronized signal Ss2, produced at the output of the device 1, are then synchronized with each other. According to a simple embodiment, a synchronization device 1 can be reduced to output two such synchronized signals Ss1, Ss2 in phase.

Le dispositif de synchronisation 1 fonctionne en permanence et réactualise régulièrement le calcul du retard At afin d'appliquer un délai At correcteur permettant de remettre en phase les deux signaux Sil, Si2. The synchronization device 1 operates continuously and regularly updates the calculation of the delay At in order to apply a delay At correcting to put back in phase the two signals Si1, Si2.

La quantité de calculs nécessaire au corrélateur 2 pour réaliser la corrélation et déterminer le retard At croit avec la fréquence d'échantillonnage du signal Sil, Si2. Afin de réduire cette quantité de calculs, il est avantageux de réduire le nombre d'échantillons. Ceci peut être réalisé en réduisant la fréquence d'échantillonnage au moyen d'un sous- échantillonneur 4, 5. Le principe d'un sous-échantillonneur 4, 5 est simple. Sur une série de n échantillons successifs d'un signal Sil, Si2, il ne conserve qu'un échantillon. Un tel sous-échantillonneur 4, 5 réalise alors un sous-échantillonnage selon un rapport de sous-échantillonnage égal à n. La réduction de la quantité de calculs obtenue est d'autant plus importante 10 que le rapport de sous-échantillonnage est important. Il est ainsi envisageable, selon l'invention, d'employer des rapports de sous-échantillonnage supérieurs à 30 et pouvant même atteindre 50 ou 100. Un dispositif de synchronisation 1 selon un mode de réalisation de l'invention, comprend un premier sous-échantillonneur 4 apte à sous-échantillonner le premier 15 signal Sil en un premier signal sous-échantillonné Sdl, et un deuxième sous-échantillonneur 5 apte à sous-échantillonner le deuxième signal Si2 en un deuxième signal sous-échantillonné Sd2. Il est préférable, afin d'obtenir un bon fonctionnement du corrélateur 2 que les deux signaux Sdl, Sd2 à corréler soient échantillonnés à la même fréquence 20 d'échantillonnage. Aussi si les deux signaux d'entrée Sil, Si2 sont initialement échantillonnés à la même fréquence d'échantillonnage, les deux sous- échantillonneurs 4, 5 présentent un même rapport de sous-échantillonnage. Selon l'invention, le corrélateur 2 détermine le retard At en corrélant le premier signal sous-échantillonné Sdl et le deuxième signal sous-échantillonné Sd2, plutôt que 25 de corréler le premier signal d'entrée Sil et le deuxième signal d'entrée Si2. Compte tenu de la déclinaison classique du théorème de l'échantillonnage de Shannon, l'homme du métier ne conçoit pas d'utiliser un premier sous-échantillonneur 4, respectivement un deuxième sous-échantillonneur 5, sans lui adjoindre en amont un filtre anti-repliement 8, respectivement 9, afin de ne pas perturber le signal obtenu Sdl, Sd2. 30 Or la réalisation digitale d'un tel filtre anti-repliement 8, 9 nécessite une importante quantité de calculs. Afin de réaliser l'anti-repliement il convient d'appliquer au signal Sil, Si2, préalablement au sous-échantillonnage, un filtre passe bas de fréquence de coupure égale à la bande passante finale du signal Sdl, Sd2, soit à la demi-fréquence d'échantillonnage finale, après sous-échantillonnage. De plus ce filtre passe bas doit 35 présenter une bonne qualité de coupure, soit une pente de coupure forte, ce qui augmente encore la quantité de calculs. The amount of computation required for correlator 2 to perform the correlation and determine the delay At increases with the sampling frequency of signal Sil, Si2. In order to reduce this amount of calculations, it is advantageous to reduce the number of samples. This can be achieved by reducing the sampling rate by means of a sub-sampler 4, 5. The principle of a sub-sampler 4, 5 is simple. On a series of n successive samples of a signal Sil, Si2, it retains only one sample. Such sub-sampler 4, 5 then performs a sub-sampling according to a downsampling ratio equal to n. The reduction in the amount of computation obtained is all the more important as the ratio of subsampling is important. It is thus conceivable, according to the invention, to employ sub-sampling ratios greater than 30 and possibly even 50 or 100. A synchronization device 1 according to one embodiment of the invention comprises a first subsystem. sampler 4 able to subsample the first signal S1 in a first subsampled signal Sd1, and a second subsampler 5 able to subsample the second signal S1 into a second subsampled signal Sd2. It is preferable, in order to obtain a good functioning of the correlator 2, that the two signals Sd1, Sd2 to be correlated are sampled at the same sampling frequency. Also if the two input signals Sil, Si2 are initially sampled at the same sampling frequency, the two subsamplers 4, 5 have the same downsampling ratio. According to the invention, the correlator 2 determines the delay At by correlating the first subsampled signal Sd1 and the second downsampled signal Sd2, rather than correlating the first input signal Sil and the second input signal Si2. . Given the traditional variation of Shannon's sampling theorem, the skilled person does not conceive of using a first sub-sampler 4 or a second sub-sampler 5, without adding an upstream anti-sampling filter. folding 8, respectively 9, so as not to disturb the signal obtained Sdl, Sd2. However, the digital production of such an anti-aliasing filter 8, 9 requires a large amount of calculations. In order to carry out the anti-aliasing, a low-pass filter of cut-off frequency equal to the final bandwidth of the signal Sd1, Sd2, ie at half-time, must be applied to signal Si1, Si2 before subsampling. final sampling frequency, after sub-sampling. In addition, this lowpass filter must have a good cutoff quality, ie a sharp cutoff slope, which further increases the amount of calculations.

De plus lorsque de forts rapport de sous-échantillonnage, supérieurs à quelques dizaines, sont utilisés, il apparait un autre phénomène préjudiciable, lié à l'utilisation d'un filtre anti-repliement. L'utilisation d'un filtre anti-repliement / passe-bas modifie le signal Sil, Si2, 5 afin de ne conserver que la partie basse du spectre fréquentiel. Cette modification a pour conséquence de réduire la dynamique du signal. Ce phénomène est d'autant plus important que le rapport de sous-échantillonnage est important. Ainsi, par exemple, partant d'un signal audio, initialement échantillonné à 44,1 kHz, auquel est appliqué un sous-échantillonnage selon un rapport de 100, il est 10 obtenu un signal finalement échantillonné à 441 Hz. Sa bande passante étant de 220 Hz, le spectre fréquentiel dudit signal ne contient, après anti-repliement aucune composante fréquentielle supérieure à 220 Hz. Ceci est illustré par un exemple donné aux figures 4 à 6. Elles présentent des diagrammes temporels figurant chacun un signal dont l'amplitude est figurée en 15 ordonnée, en fonction du temps figuré en abscisse. La figure 4 présente un signal initial. La figure 5 présente ce même signal après sous échantillonnage avec application d'un filtre anti-repliement. Il apparait un signal plat ne présentant plus aucune oscillation. Un tel signal, dépourvu de forme et /ou d'élément caractéristique est difficilement utilisable pour un corrélateur 2. 20 Ce cas est un cas extrême correspondant à un signal initial ne comportant pas de composante basse fréquence. Il en résulte après sous-échantillonnage et filtrage antirepliement un signal plat (figure 5) inutilisable pour réaliser la corrélation. Un autre exemple est présenté aux figures 7 à 9. Elles présentent des diagrammes temporels figurant chacun un signal dont l'amplitude est figurée en 25 ordonnée, en fonction du temps figuré en abscisse. La figure 7 présente un signal initial. La figure 8 présente ce même signal après sous échantillonnage avec application d'un filtre anti-repliement. Il apparait un phénomène typique où le signal après sous-échantillonnage et filtrage anti-repliement (figure 8), du fait du filtrage passe bas à fréquence de coupure très basse, ne comprend plus que le tempo ou rythmique. Ce 30 signal, très répétitif, présente de manière périodique un même motif. Une telle répétition est fortement sujette à leurrer un corrélateur 2, qui peut prendre un motif pour un autre, conduisant à des erreurs de corrélation. Un tel résultat préjudiciable est fréquent dans le cas de signaux audio. En effet un signal audio, que ce soit de la voix ou de la musique, présente un intervalle de 35 bande passante sensiblement inclus dans celui de l'oreille humaine, comprise entre 20 Hz et 22 kHz. Un signal audio ne comprend le plus souvent que le tempo ou rythmique dans la partie la plus basse du spectre, partie justement conservée par le filtre anti-repliement. Moreover, when high subsampling ratios, greater than a few tens, are used, there appears another detrimental phenomenon, related to the use of an anti-aliasing filter. The use of an anti-aliasing / low-pass filter modifies the signal Si1, Si2, in order to keep only the low part of the frequency spectrum. This modification has the effect of reducing the signal dynamics. This phenomenon is all the more important since the sub-sampling ratio is important. Thus, for example, starting from an audio signal, initially sampled at 44.1 kHz, to which subsampling is applied in a ratio of 100, a signal finally sampled at 441 Hz is obtained. Its bandwidth is 220 Hz, the frequency spectrum of said signal does not contain, after anti-aliasing, any frequency component higher than 220 Hz. This is illustrated by an example given in FIGS. 4 to 6. They present time diagrams, each of which contains a signal whose amplitude is represented in ordinate, as a function of time figured on the abscissa. Figure 4 shows an initial signal. FIG. 5 shows this same signal after sub-sampling with the application of an anti-aliasing filter. There appears a flat signal with no oscillation. Such a signal, devoid of shape and / or of characteristic element is difficult to use for a correlator 2. This case is an extreme case corresponding to an initial signal having no low frequency component. This results after subsampling and antireflection filtering a flat signal (Figure 5) unusable to achieve the correlation. Another example is shown in FIGS. 7 to 9. They present time diagrams, each of which represents a signal whose amplitude is plotted on the y-axis, as a function of the time shown on the abscissa. Figure 7 shows an initial signal. FIG. 8 shows this same signal after sub-sampling with application of an anti-aliasing filter. It appears a typical phenomenon where the signal after subsampling and anti-aliasing filtering (FIG. 8), because of the low pass filtering at very low cutoff frequency, only includes the tempo or rhythmic. This very repetitive signal periodically presents the same pattern. Such a repetition is highly prone to deceiving a correlator 2, which may take a pattern for another, leading to correlation errors. Such a detrimental result is common in the case of audio signals. Indeed, an audio signal, whether of voice or music, has a bandwidth range substantially included in that of the human ear, between 20 Hz and 22 kHz. An audio signal usually includes only the tempo or rhythm in the lowest part of the spectrum, precisely preserved part by the anti-aliasing filter.

Dans quelques cas plus spécifiques le spectre des basses fréquences ne contient pas d'information : cas de solo d'instrument, ou de musique électronique issue de synthétiseur dans des passages sans accompagnement, par exemple. Il convient de retenir, au regard de l'invention, que le principe de la corrélation 5 compare principalement les formes ou les enveloppes des courbes. Dans son principe, la corrélation s'attache aux éléments comparables remarquables entre les deux signaux. Ceci permet d'ailleurs d'accommoder un certain nombre de différences, tant que les deux signaux restent globalement similaires. La corrélation, mettant à profit des éléments remarquables, se trouve facilitée par des signaux présentant une certaine variabilité, une 10 certaine dynamique. L'application d'un filtre anti-repliement, en réduisant la dynamique du signal, a ainsi pour conséquence de produire des signaux plus difficilement corrélables. Ce phénomène est d'autant plus marqué que le rapport de sous-échantillonnage est grand. L'ingéniosité des inventeurs a consisté à ne pas inclure de tel filtre anti- 15 repliement en amont des sous-échantillonneurs dans un dispositif de synchronisation 1. Ceci est particulièrement inventif en ce qu'il est nécessaire d'aller à l'encontre d'une habitude très forte de l'homme du métier qui associe systématiquement un filtre anti-repliement en amont d'un sous-échantillonneur 4, 5. De manière surprenante, l'absence de filtre anti-repliement, si elle perturbe 20 indubitablement les deux signaux Sdl, Sd2, n'empêche nullement le corrélateur 2 de réaliser la corrélation, mais au contraire, la favorise. Les performances du corrélateur 2 se trouvent nettement améliorées. Ceci peut s'expliquer par le fait que la dynamique des signaux Sil, Si2 dans les hautes fréquences n'est pas supprimée comme dans l'inconvénient illustré par la 25 figure 5. Au contraire, bien que le repliement du spectre occasionné par le sous-échantillonnage « perturbe » le signal, en ce qu'il ne serait plus utilisable en tant que tel, ce repliement est avantageux en ce que la dynamique du signal n'est pas supprimée mais au contraire repliée vers les basses fréquences. Cette dynamique est ainsi toujours présente dans le signal Sdl, Sd2, et de manière comparable sur les deux signaux Sdl 30 et Sd2. Ceci favorise la présence d'éléments caractéristiques avantageusement utilisables par le corrélateur 2. Ainsi pour revenir aux signaux illustratifs des figures 4 à 9, la figure 4 présente un premier signal d'entrée, la figure 5 présente ce même signal après sous-échantillonnage et filtrage anti-repliement. Au contraire la figure 6 présente ce même 35 signal, après sous-échantillonnage sans filtrage anti-repliement. Il est visible que si le signal de la figure 5 présente peu de dynamique, au contraire le signal de la figure 6 présente une enveloppe présentant de nombreuses variations. In some more specific cases the spectrum of the low frequencies does not contain information: case of solo of instrument, or of electronic music resulting from synthesizer in passages without accompaniment, for example. It should be borne in mind, according to the invention, that the principle of the correlation 5 compares mainly the shapes or the envelopes of the curves. In principle, the correlation focuses on the remarkable comparable elements between the two signals. This makes it possible to accommodate a certain number of differences, as long as the two signals remain globally similar. The correlation, taking advantage of remarkable elements, is facilitated by signals presenting a certain variability, a certain dynamic. The application of an anti-aliasing filter, by reducing the signal dynamics, has the consequence of producing signals that are more difficult to correlate. This phenomenon is all the more marked as the ratio of subsampling is large. The ingenuity of the inventors has consisted in not including such an anti-refolding filter upstream of the sub-samplers in a synchronization device 1. This is particularly inventive in that it is necessary to go against a very strong habit of those skilled in the art which systematically associates an anti-aliasing filter upstream of an undersampler 4, 5. Surprisingly, the absence of anti-aliasing filter, if it undoubtedly disturbs the two signals Sdl, Sd2, does not prevent the correlator 2 from carrying out the correlation, but on the contrary, favors it. The performance of the correlator 2 is significantly improved. This can be explained by the fact that the dynamics of the signals Sil, Si 2 in the high frequencies is not suppressed as in the disadvantage illustrated by FIG. 5. On the contrary, although the aliasing caused by the sub -sampling "disturbs" the signal, in that it would no longer be usable as such, this aliasing is advantageous in that the signal dynamics is not suppressed but instead folded towards the low frequencies. This dynamic is thus always present in the signal Sd1, Sd2, and in a comparable manner on the two signals Sd1 and Sd2. This favors the presence of characteristic elements advantageously usable by the correlator 2. Thus to return to the signals illustrative of FIGS. 4 to 9, FIG. 4 presents a first input signal, FIG. 5 presents this same signal after downsampling and anti-aliasing filtering. On the contrary, FIG. 6 shows the same signal, after sub-sampling without anti-aliasing filtering. It is visible that if the signal of Figure 5 has little dynamic, on the contrary the signal of Figure 6 has an envelope with many variations.

De même la figure 7 présente un deuxième signal d'entrée, la figure 8 présente ce même signal après sous-échantillonnage et filtrage anti-repliement. Au contraire ce même signal sous-échantillonné mais sans filtrage anti-repliement de la figure 9 conserve une variabilité importante et offre ainsi plus de prise à un corrélateur 2. Similarly Figure 7 shows a second input signal, Figure 8 shows the same signal after subsampling and anti-aliasing filtering. On the other hand, the same subsampled signal but without anti-aliasing filter of FIG. 9 retains a large variability and thus offers more control to a correlator 2.

La corrélation, fonctionnant sur les variations ou les éléments caractéristiques de ladite enveloppe, fonctionne bien mieux sur un tel signal. Il convient encore de remarquer que la « perturbation » est occasionnée sur les signaux sous-échantillonnés Sdl, Sd2 qui sont utilisés en parallèle pour la corrélation. Les signaux synchronisés Ssl, Ss2, produits en sortie du dispositif de synchronisation sont directement issus des signaux d'entrée Sil, Si2 et ne subissent ainsi pas la « perturbation » occasionnée par le sous-échantillonnage. Aussi le sous-échantillonnage et la « perturbation » qui l'accompagne ne sont pas appliqués aux signaux synchronisés Ssl, Ss2 produits en sortie, là où la « perturbation » serait préjudiciable, et sont appliqués aux signaux sous-échantillonnés Sdl, Sd2 qu'ils contribuent à améliorer tant au regard de l'augmentation de la performance de corrélation qu'au regard de la réduction de la quantité de calcul nécessaire à leur traitement. Selon un mode de réalisation, un dispositif de synchronisation 1 peut se limiter au schéma de la figure 2 et fournir en sortie deux signaux synchronisés Ssl, Ss2. Selon un autre mode de réalisation, un tel dispositif 1 peut encore être complété par un étage de traitement en sortie. Tel que représenté à la figure 3, un tel étage peut comprendre un niveleur 6. Un tel niveleur 6 a pour fonction d'égaliser, avantageusement de manière automatique, les niveaux de puissance des signaux qu'il reçoit en entrée. Ainsi il est possible de basculer d'un premier signal à un deuxième signal sans observer de variation de niveau de puissance. Le niveau de puissance des signaux en sortie reste ainsi sensiblement constant, indépendamment des variations de niveau de puissance qui peuvent être observées sur l'un ou l'autre des signaux en entrée. Dans le cas de signaux audio, ceci permet d'améliorer le confort d'écoute, en ce qu'un volume sonore identique est observé lorsque l'on passe d'un signal à l'autre. Ceci est typiquement réalisé en comparant le niveau de puissance des signaux reçus en entrée Sil, Si2, Ssl, Ss2. Pour cela le niveleur 6 comprend typiquement un estimateur de puissance 61, capable de mesurer / comparer les niveaux de puissance des signaux, et un premier moyen de réglage 62 de puissance, tel un amplificateur à gain variable, apte à modifier la puissance du premier signal Sil, Ss1 en lui appliquant un premier gain, et un deuxième moyen de réglage 63 de puissance, apte à modifier la puissance du deuxième signal Si2, Ss2 en lui appliquant un deuxième gain. Le premier gain et le deuxième gain sont modifiables en fonction d'indications de modification fournies par l'estimateur de puissance 61. The correlation, operating on the variations or the characteristic elements of said envelope, works much better on such a signal. It should also be noted that the "disturbance" is caused on the undersampled signals Sdl, Sd2 which are used in parallel for the correlation. The synchronized signals Ss1, Ss2 produced at the output of the synchronization device are directly derived from the input signals Si1, Si2 and thus do not undergo the "disturbance" caused by the sub-sampling. Thus subsampling and the accompanying "disturbance" are not applied to the synchronized signals Ss1, Ss2 output, where the "disturbance" would be detrimental, and are applied to subsampled signals Sdl, Sd2 that they help to improve both the increase in correlation performance and the reduction in the amount of computation required for their treatment. According to one embodiment, a synchronization device 1 may be limited to the diagram of FIG. 2 and output two synchronized signals Ss1, Ss2. According to another embodiment, such a device 1 can be further completed by an output processing stage. As shown in FIG. 3, such a stage may comprise a leveler 6. Such a leveler 6 has the function of equalizing, advantageously automatically, the power levels of the signals that it receives as input. Thus it is possible to switch from a first signal to a second signal without observing power level variation. The power level of the output signals thus remains substantially constant, independently of the power level variations that can be observed on one or the other of the input signals. In the case of audio signals, this improves listening comfort, in that an identical sound volume is observed when going from one signal to another. This is typically done by comparing the power level of the input signals Sil, Si2, Ss1, Ss2. For this the leveler 6 typically comprises a power estimator 61, capable of measuring / comparing the power levels of the signals, and a first power adjusting means 62, such as a variable gain amplifier, capable of modifying the power of the first signal Sil, Ss1 by applying to it a first gain, and a second power adjustment means 63, able to modify the power of the second signal Si2, Ss2 by applying a second gain thereto. The first gain and the second gain are modifiable according to indications of modification provided by the power estimator 61.

La difficulté d'un tel niveleur 6 est d'estimer comparativement le niveau de puissance des deux signaux reçus Sil, Si2, particulièrement si ces signaux Sil, Si2 sont temporellement décalés. En présence d'un décalage temporel, qui plus est inconnu, il est difficile de comparer le niveau de puissance des deux signaux. En effet, l'estimation du niveau de puissance d'un premier signal peut avoir lieu pendant un passage ou le niveau de puissance est localement faible, tandis que l'estimation du niveau de puissance d'un deuxième signal peut avoir lieu pendant un passage où, au contraire, le niveau est localement fort. Un remède connu à cet inconvénient consiste à moyenner la mesure du niveau de puissance sur une durée de l'ordre de grandeur du décalage temporel maximum traitable par un dispositif 1. Ce temps peut être très long, jusqu'à quelques secondes ou dizaines de secondes pour une application typique. Ceci entraîne encore une augmentation des quantités de calcul nécessaires, ce que l'on souhaite éviter. Aussi, de manière avantageuse, selon l'invention, le fait d'appliquer le niveleur 6, non pas aux signaux d'entrée Sil, Si2, mais en aval aux signaux synchronisés Ss1, Ss2, déjà en phase, est une méthode alternative simple, permettant une estimation comparative des niveaux de puissance, en comparant une faible quantité d'échantillons des signaux Ssl, Ss2. Les signaux Ss1 et Ss2 étant synchronisés, il est bien comparé la même puissance et la comparaison est ici pertinente, sans entraîner d'augmentation de la quantité de calculs. Un dispositif de synchronisation 1 peut encore comprendre un mélangeur 7 apte à sélectionner un signal de sortie So parmi les deux signaux produits Ssl, Ss2. Cette sélection est avantageusement réaliser de manière continue. Aussi le mélangeur 7 est apte à produire un signal de sortie So qui est une combinaison linéaire du premier signal synchronisé Ss1 et du deuxième signal synchronisé Ss2. Pour cela un mélangeur 7 peut comprendre un sommateur 71 apte à ajouter deux signaux et deux moyens de réglage de puissance 72, 73 de gain variable respectif G1 et G2. Le premier des signaux ajoutés est le premier signal synchronisé Ss1 dont le niveau de puissance est modifié par le premier moyen de réglage de puissance 72, tandis que le deuxième est le deuxième signal synchronisé Ss2 dont le niveau de puissance est modifié par le deuxième moyen de réglage de puissance 73. Ceci permet d'obtenir un signal So en sortie tel que : So = G1 x Ss1 + G2 x Ss2. The difficulty of such a leveler 6 is to estimate comparatively the power level of the two received signals Si1, Si2, especially if these signals Si1, Si2 are temporally offset. In the presence of a time shift, which is more unknown, it is difficult to compare the power level of the two signals. Indeed, the estimation of the power level of a first signal can take place during a passage where the power level is locally low, whereas the estimation of the power level of a second signal can take place during a passage. where, on the contrary, the level is locally strong. One known remedy for this drawback consists in averaging the measurement of the power level over a period of the order of magnitude of the maximum time shift that can be handled by a device 1. This time can be very long, up to a few seconds or tens of seconds. for a typical application. This further results in an increase in the amount of calculation required, which we wish to avoid. Also, advantageously, according to the invention, the fact of applying the leveler 6, not to the input signals Sil, Si2, but downstream to the synchronized signals Ss1, Ss2, already in phase, is a simple alternative method , allowing a comparative estimation of the power levels, by comparing a small quantity of samples of the signals Ss1, Ss2. The signals Ss1 and Ss2 being synchronized, it is well compared the same power and the comparison is here relevant, without causing an increase in the amount of calculations. A synchronization device 1 may further comprise a mixer 7 capable of selecting an output signal S0 from the two produced signals Ss1, Ss2. This selection is advantageously carried out continuously. Also the mixer 7 is able to produce an output signal So which is a linear combination of the first synchronized signal Ss1 and the second synchronized signal Ss2. For this purpose, a mixer 7 may comprise an adder 71 able to add two signals and two power adjustment means 72, 73 of respective variable gain G1 and G2. The first of the added signals is the first synchronized signal Ss1 whose power level is modified by the first power adjustment means 72, while the second is the second synchronized signal Ss2 whose power level is modified by the second means of power setting 73. This makes it possible to obtain an output signal So such that: S0 = G1 x Ss1 + G2 x Ss2.

Claims

REVENDICATIONS1. Device for synchronizing a first signal (Sil) and at least one second signal (Si2), substantially similar to the first signal (Sil) and temporally offset with respect to the first signal (Sil), comprising: - a correlator (2) capable of determining a delay (At) between the first signal (Sil) and the second signal (Si2), - resetting means (3) capable of resetting the first signal (Sil) relative to the second signal (Si2) by delaying the signal (Sil, Si2) the most advanced, among the first (Sil) and the second signal (Si2), a delay (4t) equal to the delay (4t), to produce a first synchronized signal (Ssl), and leaving unchanged the most delayed signal, to produce a second synchronized signal (Ss2), synchronized with the first synchronized signal (Ssl), characterized in that it further comprises: - a first sub-sampler (4) adapted to subsampling the first signal (Sil) into a first subsampled signal (Sdl), - one second second subsampler (5) able to subsample the second signal (Si2) into a second subsampled signal (Sd2), and in that the correlator (2) is able to determine the delay (4t) by correlating the first subsampled signal (Sd1) and the second undersampled signal (Sd2), and that none of the subsamplers (4,5) include anti-aliasing filter.

2. Device according to claim 1, wherein the first signal (Sil), respectively the second signal (Si2), is an audio signal.

3. Device according to claim 1 or 2, wherein the first signal (Sil) is a signal from a source and transmitted by a first channel, and wherein the second signal (Si2) is a signal from the same source and transmitted by a second channel.

4. Device according to any one of claims 1 to 3, wherein the first subsampler (4) is able to subsample in a first downsampling ratio, where the second subsampler (5) is adapted to downsampling to a second downsampling ratio, and wherein the first and second downsampling ratios are greater than or equal to 30.

The apparatus of claim 4, wherein the first downsampling ratio and the second downsampling ratio are equal.

6. Device according to any one of claims 1 to 5, further comprising a leveler (6) capable of equalizing the power level of the first signal (Sil) and the power level of the second signal (Si2) by comparing the level of power of the first synchronized signal (Ss1) and the power level of the second synchronized signal (Ss2).

7. Device according to any one of claims 1 to 6, further comprising a mixer (7) capable of producing an output signal (So) linear combination of the first synchronized signal (Ssl) and the second synchronized signal (Ss2).