Procédé et dispositif de traitement d'un signal d'entrée pour augmenter le rapport signal sur bruit et convertisseur correspondant La présente invention concerne un procédé et un dispositif de traitement d'un signal d'entrée pour augmenter le rapport signal sur bruit. Finalement, l'invention concerne également un convertisseur analogique-numérique, convertisseur numérique-analogique ou transmetteur radiofréquence comprenant un dispositif selon l'invention. Dans les systèmes figés, les images issues de la conversion numérique-analogique sont supprimées à l'aide d'un filtrage analogique mettant en oeuvre des éléments électroniques passifs. L'émergence de standards en télécommunication offrant des hauts débits se fait au détriment de l'occupation spectrale. Par exemple, il est peu rentable de laisser un utilisateur dans un standard surexploité offrant de faibles débits quand d'autres standards sous-utilisés sont disponibles dans les fréquences voisines. Or, on essaie d'avoir des systèmes reconfigurables selon l'utilisation. Par exemple, de tels systèmes doivent supporter des nombreux standards et ce sur une large bande fréquentielle. Pour couvrir des bandes de plus en plus larges et être configurables, la partie numérique des émetteurs radiofréquence (RF) tend à s'étendre jusqu'à l'antenne. L'utilisation des filtres analogiques, par exemple un filtre d'interpolation analogique sur le signal avant son émission par l'antenne, devient donc difficile. Il est alors nécessaire de s'assurer que le traitement numérique avant la conversion discret vers continu ne produit pas de raies parasites sur toute la bande fréquentielle du système. Dans une chaîne d'émission capable de couvrir de multiples standards dans une très large bande fréquentielle, par exemple plusieurs Gigahertz de 0.8 GHz à 6 GHz, il est donc nécessaire que toutes les émissions hors-bande dues à la chaîne d'émission soient supprimées au maximum. Par exemple, les émissions hors bande peuvent être, entre autres, des bruits de quantification, les images dues à l'échantillonnage, et/ou distorsion d'intermodulation (IMD). Il existe deux méthodes communément utilisées pour réduire les émissions hors bande. La plus simple consiste en une augmentation de la cadence d'échantillonnage du signal de base effectuée au niveau d'un processeur du signal numérique (DSP - digital signal processor) afin de repousser les images. Ce sur-échantillonnage est très rapidement limité par la vitesse maximale atteignable par le DSP. Typiquement, on se trouve très vite bloqué par la largeur de bande du système. Si celui-ci est de quelques GHz, la fréquence d'échantillonnage doit être du même ordre de grandeur. De plus, un émetteur comprenant un tel système de sur-échantillonnage a une consommation énergétique importante, ce qui empêche une implémentation d'un tel système dans des dispositifs portables. La publication de Yijun Zhou and Jiren Yuan « A 10-Bit Wide-Band CMOS Direct Digital RF Amplitude Modulator », IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 38, no. 7, juillet 2003, pages 1182-1188, divulgue une interpolation linéaire afin de réduire les premières images dues à l'échantillonnage. Une interpolation implémentée en dehors du DSP a, quant à elle, l'intérêt de ne pas avoir besoin d'utiliser des cadences ou fréquences difficilement atteignables par un DSP, car en partant d'une fréquence d'échantillonnage faible, l'interpolation va se charger de générer des échantillons supplémentaires grâce à un filtre FIR (Finite Impulse Response) qui se charge de supprimer les images introduites par une fonction bloqueur d'ordre zéro de la conversion numérique-analogique. Par exemple, A. Kavousian, D.K. Su, M. Hekmat, A. Shirvani, and B.A. Wooley « A Digitally Modulated Polar CMOS Power Amplifier With 20-Mhz Channel Bandwidth », IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 43, no 10, 2008, pages 2251 à 2258, propose une interpolation en effectuant une recombinaison de quatre voies déphasées de 45°. Une interpolation produit elle-même un signal de forme bloqueur d'ordre zéro présentant la capacité d'atténuer les premières images. Typiquement l'ordre de l'interpolation doit être choisi de sorte que la suppression des images soit effectuée sur toute la bande fréquentielle d'intérêt. Généralement, L-1 échantillons supplémentaires sont réalisés avec une multitude de retard ou une horloge cadencée à L fois la fréquence d'échantillonnage. Les retards sont difficilement reconfigurables, ce qui empêche l'utilisation de l'interpolateur pour plusieurs valeurs de largeur de bande du signal utile. Une horloge d'un tel système, quant à elle, ne peut avoir une fréquence trop élevée sans diminuer le rendement du système. Le fait de profiter de la réponse en sinc2 permet certes de diminuer les images, mais cela joue aussi sur la déformation du spectre dans le lobe principal où se trouve le signal utile en bande de base. Il faut donc faire attention que lors de la suppression des images, le signal utile ne soit pas trop déformé. L'interpolation linéaire est donc une technique intéressante pour une utilisation limitée à un standard où les images doivent être supprimées sur une largeur de bande de quelque fois la largeur de bande du signal utile. Il n'est pas judicieux de placer les images en dehors de la bande utile en ayant recours à un sur-échantillonnage lorsque la bande devient importante, par exemple quelques Gigahertz, car il est alors nécessaire de concevoir des filtres interpolateurs très complexes. De plus, le convertisseur numérique-analogique doit posséder une bande passante de l'ordre de quelques Gigahertz et la consommation des circuits fonctionnant à de telles cadences rend difficile l'utilisation de cette solution pour des dispositifs portables. The present invention relates to a method and a device for processing an input signal to increase the signal-to-noise ratio. Finally, the invention also relates to an analog-to-digital converter, digital-to-analog converter or radiofrequency transmitter comprising a device according to the invention. In the fixed systems, the images resulting from the digital-to-analog conversion are suppressed by means of an analog filtering implementing passive electronic elements. The emergence of telecommunication standards offering high speeds is detrimental to spectral occupancy. For example, it is unprofitable to leave a user in an overexploited standard with low bit rates when other underused standards are available in neighboring frequencies. However, we try to have reconfigurable systems according to use. For example, such systems must support many standards over a wide frequency band. To cover increasingly wider bands and be configurable, the digital portion of radio frequency (RF) transmitters tends to extend to the antenna. The use of analog filters, for example an analog interpolation filter on the signal before it is transmitted by the antenna, thus becomes difficult. It is then necessary to ensure that the digital processing before the discrete-to-continuous conversion does not produce parasitic lines over the entire frequency band of the system. In a transmission chain capable of covering multiple standards in a very wide frequency band, for example several Gigahertz from 0.8 GHz to 6 GHz, it is therefore necessary that all out-of-band emissions due to the transmission channel are suppressed. at most. For example, out-of-band emissions can be, among other things, quantization noises, images due to sampling, and / or intermodulation distortion (IMD). There are two commonly used methods to reduce out-of-band emissions. The simplest is to increase the sampling rate of the basic signal made at a digital signal processor (DSP) in order to repel images. This oversampling is very quickly limited by the maximum speed achievable by the DSP. Typically, one is very quickly blocked by the bandwidth of the system. If this is a few GHz, the sampling frequency should be of the same order of magnitude. In addition, a transmitter comprising such an oversampling system has a high energy consumption, which prevents an implementation of such a system in portable devices. The publication of Yijun Zhou and Jiren Yuan "A 10-Bit Wide-Band Direct CMOS Digital RF Amplitude Modulator," IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 38, no. 7, July 2003, pages 1182-1188, discloses linear interpolation to reduce the first images due to sampling. An interpolation implemented outside the DSP has, for its part, the advantage of not having to use rates or frequencies difficult to reach by a DSP, because starting from a low sampling frequency, the interpolation will be responsible for generating additional samples through a Finite Impulse Response (FIR) filter that deletes the images introduced by a zero-order blocker function of the digital-to-analog conversion. For example, A. Kavousian, D. K. Su, M. Hekmat, A. Shirvani, and B. A. Wooley "A Digitally Modulated Polar CMOS Power Amplifier With 20-MHz Channel Bandwidth," IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 43, No. 10, 2008, pages 2251 to 2258, proposes an interpolation by performing a recombination of four channels out of phase by 45 °. An interpolation itself produces a zero-order blocker signal having the ability to attenuate the first images. Typically the order of the interpolation must be chosen so that the deletion of the images is performed over the entire frequency band of interest. Generally, L-1 additional samples are made with a multitude of delay or a clock clocked at L times the sampling frequency. Delays are difficult to reconfigure, which prevents the use of the interpolator for multiple bandwidth values of the wanted signal. A clock of such a system, meanwhile, can not have a frequency too high without reducing the efficiency of the system. Taking advantage of the response in sinc2 certainly makes it possible to reduce the images, but it also plays on the deformation of the spectrum in the main lobe where the useful signal in baseband is located. It is therefore necessary to be careful that during the suppression of the images, the useful signal is not too deformed. Linear interpolation is therefore an interesting technique for use limited to a standard where images must be deleted over a bandwidth of sometimes the bandwidth of the wanted signal. It is not advisable to place the images outside the useful band by using oversampling when the band becomes large, for example some Gigahertz, because it is then necessary to design very complex interpolator filters. In addition, the digital-to-analog converter must have a bandwidth of the order of a few Gigahertz and the consumption of circuits operating at such rates makes it difficult to use this solution for portable devices.
Les méthodes communément utilisées ne peuvent s'appliquer qu'à des systèmes de bandes de fréquence étroites. De plus, ils sont coûteux en termes de surface de silicium. La présente invention vise à résoudre les inconvénients de l'état de la technique, en particulier d'alléger les contraintes sur la partie analogique du système interne de filtrage et d'atténuer les images produites par l'échantillonnage. A cette fin, l'invention propose un procédé de traitement d'un signal d'entrée pour augmenter le rapport signal sur bruit, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes : - la génération, en parallèle, d'au moins deux signaux intermédiaires numériques en parallèle ayant au moins deux fréquences d'échantillonnage différentes à partir du signal d'entrée ; et - la recombinaison d'au moins deux des signaux intermédiaires numériques pour obtenir un signal de sortie. Typiquement un signal numérique dans les modes de réalisation selon l'invention est un signal en temps discret. Dans un mode particulier de réalisation, au moins quatre, par exemple au moins huit, signaux intermédiaires numériques sont générés en parallèle, ayant en particulier chacun une fréquence d'échantillonnage différente. Dans un mode particulier de réalisation, l'étape de la recombinaison comporte les étapes suivantes : - la création d'un premier signal intermédiaire analogique respectif basé sur chacun des signaux intermédiaires numériques ; et - la recombinaison d'au moins deux des premiers signaux intermédiaires analogiques. Dans un mode de réalisation, au moins deux, en particulier tous les premiers signaux intermédiaires analogiques sont synchronisés. Dans un mode de réalisation, la création d'un premier signal intermédiaire analogique comprend en outre une conversion numérique-analogique du signal intermédiaire numérique respectif. Par exemple, les signaux intermédiaires analogiques peuvent être une conversion analogique du signal intermédiaire numérique. Selon une caractéristique avantageuse, l'amplitude de chaque premier signal intermédiaire analogique est basée sur l'amplitude respective du signal intermédiaire numérique. Dans un mode de réalisation, l'amplitude de chaque premier signal intermédiaire correspond à l'amplitude respective du signal intermédiaire numérique. Commonly used methods can only be applied to narrow frequency band systems. In addition, they are expensive in terms of silicon area. The present invention aims to solve the disadvantages of the state of the art, in particular to reduce the constraints on the analog part of the internal filtering system and to attenuate the images produced by the sampling. To this end, the invention proposes a method of processing an input signal to increase the signal-to-noise ratio, characterized in that it comprises the following steps: the generation, in parallel, of at least two parallel digital intermediate signals having at least two different sampling frequencies from the input signal; and recombining at least two of the digital intermediate signals to obtain an output signal. Typically a digital signal in the embodiments according to the invention is a discrete time signal. In a particular embodiment, at least four, for example at least eight, digital intermediate signals are generated in parallel, in particular each having a different sampling frequency. In a particular embodiment, the step of the recombination comprises the following steps: the creation of a first respective analog intermediate signal based on each of the digital intermediate signals; and - recombining at least two of the first analog intermediate signals. In one embodiment, at least two, in particular all first analog intermediate signals are synchronized. In one embodiment, the creation of a first analog intermediate signal further comprises a digital-to-analog conversion of the respective digital intermediate signal. For example, the intermediate analog signals may be an analog conversion of the digital intermediate signal. According to an advantageous characteristic, the amplitude of each first analog intermediate signal is based on the respective amplitude of the digital intermediate signal. In one embodiment, the amplitude of each first intermediate signal corresponds to the respective amplitude of the digital intermediate signal.
Selon une autre caractéristique avantageuse, les fréquences d'échantillonnage des signaux intermédiaires numériques sont inférieures à 20 fois la bande passante du signal d'entrée. Dans un mode de réalisation, les fréquences d'échantillonnage des signaux intermédiaires numériques sont inférieures à 10 fois la bande passante du signal d'entrée. Selon une autre caractéristique avantageuse, les fréquences d'échantillonnage des signaux intermédiaires numériques sont inférieures à 5 fois la bande passante du signal d'entrée. Dans un mode de réalisation, toutes les fréquences d'échantillonnage des signaux intermédiaires numériques sont différentes entre eux. Selon une caractéristique avantageuse, le signal de sortie est analogique et le signal d'entrée est numérique ayant une fréquence d'échantillonnage de base. Dans un mode de réalisation, le procédé comprend en outre l'étape suivante : l'ajustement du poids relatif entre les signaux intermédiaires numériques dans le signal de sortie. L'ajustement du poids relatif entre les signaux intermédiaire numériques peut être effectué avant ou après une conversion numérique-analogique des signaux intermédiaires numériques. Selon une autre caractéristique avantageuse, l'étape d'ajustement comprend l'amplification ou l'atténuation d'au moins l'un des signaux intermédiaires analogiques et/ou l'amplification ou l'atténuation numériquement d'au moins l'un des signaux intermédiaires numériques. Dans un exemple de réalisation l'amplification ou l'atténuation d'un signal intermédiaire numérique ou analogique est choisie pour ajuster la puissance des images. Par exemple, une amplification ou atténuation d'un premier signal intermédiaire numérique ou analogique peut être différent d'une amplification ou atténuation d'un deuxième signal intermédiaire numérique ou analogique. Dans un mode de réalisation, la génération d'au moins une des signaux intermédiaires numériques comprend respectivement une interpolation. Selon une caractéristique avantageuse, au moins l'une des fréquences d'échantillonnage des signaux intermédiaires numériques est différente d'un multiple de la fréquence d'échantillonnage de base. Selon une caractéristique avantageuse, toutes les fréquences d'échantillonnage des signaux intermédiaires numériques sauf une sont différentes d'un multiple de la fréquence d'échantillonnage de base. Dans un mode de réalisation, la fréquence d'échantillonnage d'un signal intermédiaire numérique parmi les au moins deux signaux intermédiaires numériques correspond à la fréquence d'échantillonnage de base. According to another advantageous characteristic, the sampling frequencies of the digital intermediate signals are less than 20 times the bandwidth of the input signal. In one embodiment, the sampling rates of the digital intermediate signals are less than 10 times the bandwidth of the input signal. According to another advantageous characteristic, the sampling frequencies of the digital intermediate signals are less than 5 times the bandwidth of the input signal. In one embodiment, all the sampling frequencies of the digital intermediate signals are different from each other. According to an advantageous characteristic, the output signal is analog and the input signal is digital having a basic sampling frequency. In one embodiment, the method further comprises the step of: adjusting the relative weight between the digital intermediate signals in the output signal. The adjustment of the relative weight between the digital intermediate signals can be performed before or after a digital-to-analog conversion of the digital intermediate signals. According to another advantageous characteristic, the adjustment step comprises amplifying or attenuating at least one of the intermediate analog signals and / or amplifying or attenuating numerically at least one of the digital intermediate signals. In an exemplary embodiment, amplification or attenuation of an intermediate digital or analog signal is chosen to adjust the power of the images. For example, an amplification or attenuation of a first digital or analog intermediate signal may be different from an amplification or attenuation of a second digital or analog intermediate signal. In one embodiment, the generation of at least one of the digital intermediate signals respectively comprises interpolation. According to an advantageous characteristic, at least one of the sampling frequencies of the digital intermediate signals is different from a multiple of the basic sampling frequency. According to an advantageous characteristic, all the sampling frequencies of the digital intermediate signals except one are different from a multiple of the basic sampling frequency. In one embodiment, the sampling frequency of a digital intermediate signal among the at least two digital intermediate signals corresponds to the basic sampling frequency.
Selon une caractéristique avantageuse, le procédé comprenant en outre l'étape de modulation de chaque signal intermédiaire numérique converti en analogique ou du signal de sortie analogique avec un deuxième signal intermédiaire analogique comprenant une porteuse. Dans un mode de réalisation, le deuxième signal intermédiaire analogique est un signal modulé en phase et/ou en fréquence. Selon une caractéristique avantageuse, le signal d'entrée numérique représente une amplitude et/ou une enveloppe d'un signal d'origine discret. Selon une autre caractéristique avantageuse, le signal de sortie est numérique et signal d'entrée est analogique. Dans un mode de réalisation, la génération d'au moins deux signaux intermédiaires numériques comprend une conversion analogique-numérique. L'invention concerne aussi un dispositif de traitement d'un signal d'entrée pour augmenter le rapport signal sur bruit comprenant un dispositif de saut de fréquence générant en parallèle au moins deux signaux intermédiaires numériques à partir du signal d'entrée, au moins deux des signaux intermédiaires numériques ayant au moins deux fréquences d'échantillonnage différentes ; et un dispositif de recombinaison adapté pour combiner au moins deux des premiers signaux intermédiaires numériques. Dans un mode de réalisation, le dispositif de recombinaison comprend : - un générateur d'un signal analogique associé à chaque signal intermédiaire numérique pour générer un premier signal intermédiaire analogique respectif basé sur chacun des signaux intermédiaires numériques ; et - un combinateur susceptible de combiner au moins deux des signaux intermédiaires analogiques. Selon une caractéristique avantageuse, les générateurs d'un signal analogique comprend un convertisseur numérique-analogique pour convertir le signal intermédiaire numérique respectif. Dans un mode de réalisation le dispositif est caractérisé par un mélangeur pour chaque signal intermédiaire numérique converti en analogique pour moduler ledit signal respectif avec un deuxième signal intermédiaire analogique comprenant une porteuse, les mélangeurs étant agencés dans le dispositif de recombinaison. Selon une caractéristique avantageuse, un mélangeur pour moduler le signal de sortie avec un deuxième signal intermédiaire analogique comprenant une porteuse. Par exemple, le signal de sortie ou le signal de sortie modulé peut être envoyé par une antenne en cas d'un transmetteur. According to an advantageous characteristic, the method further comprises the step of modulating each digital intermediate signal converted to analog or the analog output signal with a second analog intermediate signal comprising a carrier. In one embodiment, the second analog intermediate signal is a signal modulated in phase and / or in frequency. According to an advantageous characteristic, the digital input signal represents an amplitude and / or an envelope of a signal of discrete origin. According to another advantageous characteristic, the output signal is digital and the input signal is analog. In one embodiment, the generation of at least two digital intermediate signals comprises an analog-to-digital conversion. The invention also relates to a device for processing an input signal for increasing the signal-to-noise ratio comprising a frequency hopping device generating in parallel at least two digital intermediate signals from the input signal, at least two digital intermediate signals having at least two different sampling frequencies; and a recombination device adapted to combine at least two of the first digital intermediate signals. In one embodiment, the recombination device comprises: a generator of an analog signal associated with each digital intermediate signal for generating a respective first analog intermediate signal based on each of the digital intermediate signals; and a combiner capable of combining at least two of the intermediate analog signals. According to an advantageous characteristic, the generators of an analog signal comprises a digital-to-analog converter for converting the respective digital intermediate signal. In one embodiment the device is characterized by a mixer for each digital intermediate signal converted to analog to modulate said respective signal with a second analog intermediate signal comprising a carrier, the mixers being arranged in the recombination device. According to an advantageous characteristic, a mixer for modulating the output signal with a second analog intermediate signal comprising a carrier. For example, the output signal or the modulated output signal can be sent by an antenna in case of a transmitter.
Selon une caractéristique avantageuse, le dispositif est adapté d'effectuer un procédé selon l'invention. En outre, plusieurs unités du dispositif selon l'invention, même pour le traitement en parallèle des signaux avec des fréquences d'échantillonnage différentes, peuvent être réalisées dans un même composant ou puce. En outre, l'invention vise un convertisseur analogique-numérique, convertisseur numérique-analogique, ou transmetteur radiofréquence comprenant un dispositif selon l'invention. Dans un mode de réalisation, les fréquences d'échantillonnage sont en dessous de deux fois la bande passante. L'utilisation de plusieurs fréquences d'échantillonnage du signal discret d'entrée, ou pour échantillonner un signal continu d'entrée dans le cas d'un convertisseur analogique-numérique, permet la suppression ou l'atténuation des images, en particulier dues à l'échantillonnage, sur une très large bande fréquentielle, par exemple dans un mode de réalisation par une approche à plusieurs voies. Grâce à cette nouvelle architecture du traitement du signal, il est possible de se dispenser de l'utilisation d'un filtrage analogique, par exemple d'un filtre passe-bas. On se retrouve alors avec un système entièrement numérique et configurable, et alors capable de supporter plusieurs standards de télécommunication, et ce sur une large bande fréquentielle. De plus, le recours à plusieurs fréquences à faible cadence au lieu et place d'une seule fréquence élevée réduit la consommation d'énergie. Le procédé et le dispositif selon l'invention proposent une architecture qui est capable de contrôler les émissions spectrales sur une large bande fréquentielle et ceci quelque soit le standard utilisé. Pour ce faire, le procédé et/ou le dispositif selon l'invention proposent d'utiliser un ou plusieurs convertisseurs ou dispositifs de saut de fréquence générant plusieurs signaux à des fréquences d'échantillonnage différentes. Chaque échantillonnage produit des images aux multiples de sa fréquence d'échantillonnage. Ainsi, dans des modes de réalisation, il est possible de choisir les fréquences d'échantillonnage de manière que les images n'apparaissent pas à la même fréquence, ce qui laisse leur amplitude initiale inchangée dans le signal de sortie analogique. Cependant, tous les fondamentaux des signaux, par exemple le signal en bande de base, tombent à la même fréquence, ainsi il y a une addition de leurs amplitudes. Alors, la puissance du signal en bande de base est beaucoup plus important que les puissances des images dues à l'échantillonnage. Il en résulte une augmentation du rapport signal sur bruit, permettant entre autres de respecter les contraintes d'émissions radio fréquence de la plupart des standards, par exemple des normes de télécommunication LTE, WiFi, EDGE, et UMTS. Typiquement, en lieu et place d'un convertisseur à fréquence de fonctionnement élevée, une multitude de convertisseurs ou dispositifs de saut de fréquence à faible cadence sont utilisés. De plus, les besoins de filtrage en sortie sont allégés par l'atténuation des images hors bande. Dans un mode de réalisation, le procédé et le dispositif selon l'invention se base sur une architecture polaire, par exemple à plusieurs voies s'articulant autour d'un amplificateur de puissance numérique (DPA- Digital Power Amplifier). Il est alors possible d'ajuster spectralement les raies parasites. D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront de la description faite ci-dessous, en référence aux dessins annexés qui illustrent des exemples de réalisation dépourvus de tout caractère limitatif et dans lesquels : - Figure 1 présente une comparaison des spectres d'une interpolation linéaire, d'un signal de référence et d'un signal issu d'un dispositif de saut de fréquence ; - Figure 2 présente schématiquement le spectre d'un signal de référence et d'un signal issu d'un dispositif de saut de fréquence ; - Figure 3 présente schématiquement le spectre d'un signal issu d'un dispositif de saut de fréquence selon un mode de réalisation ; - Figure 4 présente schématiquement le spectre d'un signal issu d'un dispositif de saut de fréquence selon un autre mode de réalisation ; - Figure 5 montre schématiquement un dispositif selon un mode de réalisation ; - Figure 6 présente schématiquement un amplificateur de puissance selon un mode de réalisation selon l'invention ; - Figure 7 montre schématiquement un signal d'amplitude dans le domaine du temps et son spectre avec un premier rapport de temps entre les fréquences d'échantillonnage ; - Figure 8 montre schématiquement un signal d'amplitude dans le domaine du temps et son spectre avec un deuxième rapport de temps entre les fréquences d'échantillonnage ; - Figure 9 montre schématiquement un autre mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention ; - Figure 10 montre schématiquement un autre mode de réalisation d'un dispositif selon l'invention ; - Figure 11 montre schématiquement les spectres des signaux dans les voies 1 à 4 du mode de réalisation de la Figure 10 ; - Figure 12 montre schématiquement le spectre de la bande de base et du signal de sortie du mode de réalisation de la Figure 10 ; - Figure 13 présente schématiquement le spectre de la bande de base et du signal de sortie d'un autre mode de réalisation ; - Figure 14 montre schématiquement un dispositif selon une autre variante de réalisation ; - Figures 15a à 15c montre schématiquement un dispositif selon une autre variante de réalisation et le spectre du signal de sortie ; - Figures 16a à 16c montre schématiquement un dispositif selon une autre variante de réalisation et le spectre du signal de sortie ; - Figure 17 montre schématiquement un dispositif selon encore une autre variante de réalisation ; et - Figure 18 montre schématiquement un convertisseur analogique-numérique selon un mode de réalisation selon l'invention. Pour expliquer les différents modes de réalisation du procédé et du dispositif selon l'invention, premièrement le principe de base sera expliqué puis celui-ci appliqué dans plusieurs modes de réalisation d'une architecture polaire à amplificateur de puissance contrôlé numériquement. Enfin, l'invention sera appliquée à un convertisseur numérique-analogique et à un convertisseur analogique-numérique. Généralement, selon l'invention, plusieurs fréquences d'échantillonnage sont utilisées afin de diminuer l'importance des images causées par l'échantillonnage vis-à-vis du fondamental du signal. Typiquement, le saut de fréquence ou « frequency hopping », c'est-à-dire l'utilisation de plusieurs fréquences d'échantillonnage pour un signal donné, ne permet certes pas une diminution aussi importante des images qu'une interpolation de ce signal avec un ordre important, mais évite néanmoins l'apparition d'images trop importantes sur une très large bande fréquentielle. La Figure 1 montre un spectre d'un signal de référence numérique sans traitement spécifique, un spectre d'un signal issu d'un dispositif de saut de fréquence ayant comme signal d'entrée le signal de référence et d'un signal issu d'un dispositif d'interpolation linéaire ayant également comme signal d'entrée le signal de référence. Dans un mode de réalisation qui peut être combiné avec d'autres modes de réalisation, le dispositif de saut de fréquence fait un changement de fréquence, par exemple la génération d'une fréquence égale ou supérieure à la fréquence d'entrée, et génère dans ce dernier cas, des échantillons supplémentaires par une interpolation. Le spectre du signal de référence présente des images 5 à un multiple de sa fréquence d'échantillonnage qui est d'environ 4 fois la fréquence normalisée par rapport à la largeur de bande du signal. Le spectre du signal issu d'un dispositif d'interpolation linéaire présente des images 7 et le spectre du signal issu d'un dispositif de saut de fréquence présente des images 10. On voit, par exemple, autour d'une fréquence normalisée de 4, que le spectre du signal interpolé linéairement est autour de 5dB plus petit que le signal issu d'un dispositif de saut de fréquence. De plus, le saut de fréquence génère des images 10 à plus de fréquences qu'une interpolation linéaire, mais qui sont beaucoup moins importantes que les images 5 du signal de référence. Dans le procédé et/ou le dispositif selon l'invention, une fréquence d'échantillonnage est remplacée par une multitude de fréquences échantillonnage. Ainsi les images 10 produites aux différentes fréquences ne sont pas présentées aux mêmes fréquences contrairement au fondamental 12, ce qui permet de diminuer leur amplitude (relative) par rapport au fondamental 12. Typiquement l'atténuation des images est donc fonction du nombre des fréquences utilisées. Par exemple, en cas d'utilisation de deux fréquences d'échantillonnage, l'atténuation est autour de -3dB ; en cas de l'utilisation de quatre fréquences d'échantillonnage, l'atténuation est autour de -6dB ; ... ; et en cas de l'utilisation de N fréquences d'échantillonnage, l'atténuation est autour de -10*log 10 (N). La première image 10 non atténuée d'un spectre d'un signal issu d'un dispositif de « frequency hopping » ou de saut de fréquence, se situe au plus petit commun multiple (PPCM) des fréquences d'échantillonnage utilisées. D'autres images moins atténuées apparaissent aux PPCM des couples de fréquences. Il est donc possible de choisir les fréquences d'échantillonnage de manière à repousser le plus loin possible les premières images 10 non supprimées. Par exemple dans un mode de réalisation qui peut être combiné avec un autre mode de réalisation, il est possible de choisir les fréquences selon les critères suivants : le nombre de fréquences est fonction de l'atténuation désirée des images, et/ou les rapports entre les fréquences est fonction de la première image non atténuée désirée. La Figure 2 montre schématiquement le spectre d'un signal de référence ayant une fréquence d'échantillonnage de base et un signal issu d'un dispositif de saut de fréquence qui a utilisé le signal de référence en entrée. Le dispositif de saut de fréquence utilise dans le cas de la Figure 2, quatre fréquences d'échantillonnage différentes qui sont : 1 *fs, 1,25*fs, 1,75*fs et 2,75*fs avec fs valant 4 fois la largeur de bande Bw du signal de référence. Typiquement, dans un mode de réalisation, fs correspond à la fréquence d'échantillonnage de base. Pour simplifier le spectre de la Figure 2, toutes les fréquences sont normalisées par rapport à la largeur de bande Bw du signal de référence. On voit bien dans la Figure 2 que l'amplitude des images 10 du signal issu du dispositif de saut de fréquence est moins importante que celles des images 5 du signal de référence dans le même ordre de fréquence. Plus le nombre de fréquences est élevé, plus il sera difficile de trouver des rapports premiers à « basse » fréquence. Les Figures 3 et 4 montrent différents choix de fréquences d'échantillonnage pour le saut de fréquence. En particulier, les Figures 3 et 4 montrent respectivement le spectre du signal issu d'un dispositif de saut de fréquence. Typiquement il est possible de prendre des écarts entre les fréquences d'échantillonnage qui sont des multiples de la largeur de bande du signal utile. Dans de nombreux cas c'est une bonne condition pour avoir une dispersion correcte des images et pour éviter des recouvrements partiels des images. Néanmoins, l'écartement entre fréquences peut jouer directement sur la contrainte de rapport premier entre celles-ci. La Figure 3 montre une première image 110 due à la première fréquence d'échantillonnage fsl ayant une largeur de bande 112 correspondant à une largeur de bande Bw du signal en bande de base ou du fondamental 102. La première image 110 due à la première fréquence fsl se situe autour de 3 de la fréquence normalisée. La deuxième image 114 due à la première fréquence d'échantillonnage fsl se trouve autour de 6 de la fréquence normalisée. La seconde image 114 due à la première fréquence d'échantillonnage fsl a une largeur de bande 116 correspondant à la largeur de bande Bw. La seconde fréquence d'échantillonnage est choisie selon la relation suivante : fs2=fsl +Bw, où Bw est la largeur de bande du signal de base ou du fondamental 102. La première image 120 due à la deuxième fréquence d'échantillonnage et qui a une largeur de bande 122 correspondant à la largeur de bande Bw, est située autour de 4 fois la fréquence normalisée. Il y a en plus une deuxième image 124 due à la deuxième fréquence d'échantillonnage ayant une largeur de bande 126. Dans la Figure 4, la deuxième fréquence fs2 est choisie selon la relation suivante : fs2 est égal à fsl+Bw/2, où Bw est la largeur de bande du signal de référence en bande de base 102 ou du fondamental. On voit que l'écartement entre les fréquences joue directement sur la contrainte du rapport premier entre eux. Par exemple dans un mode de réalisation, il peut être intéressant d'utiliser le fait que la réponse en sinus cardinal de l'échantillonnage génère des « zéros » (notch) au milieu de la bande passante du signal. On peut par exemple choisir des fréquences de sorte que le maximum d'images soit dans le pire des cas, là où il y a une superposition des images, décalé de Bw/2. Il est visible dans la Figure 4, qu'un recouvrement partiel peut être obtenu sans détériorer le rapport signal sur bruit. Cela permet donc d'avoir des fréquences séparées par des multiples de la moitié de la largeur de bande de signal utile et donc de lâcher les contraintes sur les fréquences d'échantillonnage, car même aux premiers rapports, la fréquence la plus élevée sera deux fois moindre que dans le cas d'un écartement multiple de la largeur de bande. La Figure 5 montre un transmetteur ou émetteur radiofréquence 200 comprenant un dispositif de conversion d'un signal d'entrée numérique en un signal analogique 210. Le transmetteur radiofréquence est basé sur une architecture polaire. Un signal d'origine est traité dans un processeur de signal numérique (DSP) 220 pour séparer le signal d'origine numérique entre une composante d'enveloppe ou d'amplitude numérique et une composante de phase numérique. La composante d'amplitude est transmise par une connexion numérique d'amplitude 230, à un dispositif de saut de fréquence 240. Par ailleurs, la composante de phase numérique est transmise par une connexion numérique de phase 250, à un oscillateur contrôlé 260. L'information du signal d'origine est alors transmise en bande de base dans la connexion numérique d'amplitude 230 et la connexion numérique de phase 250. L'information de la phase est directement modulée dans l'oscillateur 260 autour d'une fréquence fc d'une porteuse. Le signal d'amplitude est changé cycliquement en fréquence dans le dispositif de saut de fréquence 240. En sortie, le dispositif de saut de fréquence 240 délivre un signal d'amplitude intermédiaire numérique qui comporte alors l'information d'amplitude du signal d'origine numérique dans plusieurs fréquences d'échantillonnages qui changent cycliquement. Ce signal d'amplitude intermédiaire numérique est transmis par une connexion de signal intermédiaire numérique 270, à un amplificateur de puissance 280 dans lequel la porteuse modulée en phase en sortie de l'oscillateur 260, est alors modulée en amplitude par l'enveloppe ou l'amplitude du signal d'origine. Dans un mode de réalisation, l'amplificateur de puissance est un amplificateur d'amplitude contrôlé numériquement. A sa sortie 282, on obtient alors un signal de la porteuse modulée en phase et en amplitude. La Figure 6 montre schématiquement l'amplificateur de puissance 280 en détail. La connexion 265 transporte la porteuse modulée par l'information de phase tandis que la connexion 270 véhicule le signal d'amplitude en bandes de base. Dans un mode de réalisation, l'amplificateur de puissance peut comprendre un convertisseur numérique-analogique 284 et un multiplieur ou modulateur 286 qui est relié au sortie du convertisseur numérique-analogique 284. Le signal d'amplitude intermédiaire numérique est converti par ledit convertisseur numérique-analogique 284 en un signal d'amplitude analogique. Le convertisseur numérique-analogique 284 supporte, dans ce mode de réalisation, plusieurs fréquences d'échantillonnage. Le signal d'amplitude intermédiaire analogique est ensuite modulé avec la porteuse modulée en phase dans le modulateur 286. La fréquence d'échantillonnage du signal d'amplitude intermédiaire numérique est changée cycliquement dans le dispositif de saut de fréquence 240. Par exemple, les fréquences peuvent être changées régulièrement. Ce cas est illustré dans la Figure 7. Dans un premier laps de temps Ti, une première fréquence d'échantillonnage fsl est appliquée au signal numérique d'amplitude, entré par la connexion numérique d'amplitude 230 et dans un deuxième laps de temps T2 consécutif, une deuxième fréquence d'échantillonnage fs2 est appliquée pour générer ledit signal d'amplitude intermédiaire numérique. En haut de la Figure 7, on voit schématiquement le signal d'amplitude intermédiaire dans l'espace du temps et son spectre en-dessous. On voit dans la Figure 7, que les puissances des images produites par les deux fréquences d'échantillonnage différentes sont approximativement égales car les laps de temps de Ti et de T2 sont sensiblement égaux. Néanmoins, les amplitudes ou puissances des images produites par les différentes fréquences d'échantillonnage ne sont pas forcément identiques. Dans l'exemple de la Figure 8, le signal d'amplitude ou le signal idéal est échantillonné dans un premier laps de temps Ti avec une première fréquence fsl et dans un deuxième laps de temps T2 avec une deuxième fréquence d'échantillonnage fs2. Le premier laps de temps Ti est plus long que le deuxième laps de temps T2. De plus, la première fréquence d'échantillonnage fsl est supérieure à la deuxième fréquence d'échantillonnage fs2. Comme on peut le voir dans le spectre, l'image située autour de la première fréquence d'échantillonnage à une plus grande amplitude que l'image du signal généré par la deuxième fréquence d'échantillonnage fs2. Si les deux fréquences d'échantillonnage fsl, fs2 ne sont pas appliquées durant le même laps de temps, dans un cas simple à deux fréquences d'échantillonnage, le spectre de l'amplitude sera composé de deux spectres ne possédant pas la même puissance spectrale. Ceci se traduit par une diminution du rapport signal sur bruit. Dans ce mode de réalisation, un contrôle précis du laps de temps durant lequel chaque fréquence est appliquée peut assurer un bon rapport signal sur bruit. Dans ce mode de réalisation avec un changement cyclique des fréquences d'échantillonnage, on peut contrôler le changement de la fréquence d'échantillonnage au bon échantillon afin d'éviter l'introduction de glitches et d'autres distorsions spectrales. La Figure 9 montre un autre mode de réalisation dans lequel le dispositif de saut de fréquence 240 change cycliquement la fréquence d'échantillonnage. Les mêmes numéros de référence désignent les mêmes éléments que dans les Figures 5 et 6. Dans ce mode de réalisation, le convertisseur numérique-analogique 284 du signal d'amplitude intermédiaire numérique, l'oscillateur contrôlé 260 pour générer un signal de phase modulée par une porteuse fc et le mélangeur 286, sont intégrés dans la même unité 290, par exemple la même puce. According to an advantageous characteristic, the device is adapted to perform a method according to the invention. In addition, several units of the device according to the invention, even for the parallel processing of the signals with different sampling frequencies, can be performed in the same component or chip. In addition, the invention is an analog-digital converter, digital-analog converter, or radio frequency transmitter comprising a device according to the invention. In one embodiment, the sampling rates are below twice the bandwidth. The use of several sampling frequencies of the discrete input signal, or for sampling a continuous input signal in the case of an analog-digital converter, allows the suppression or attenuation of the images, in particular due to sampling, over a very wide frequency band, for example in one embodiment by a multi-channel approach. Thanks to this new architecture of the signal processing, it is possible to dispense with the use of an analog filtering, for example of a low-pass filter. We are left with a fully digital and configurable system, and then able to support several telecommunication standards, and this on a broad frequency band. In addition, the use of multiple low-rate frequencies instead of a single high frequency reduces power consumption. The method and the device according to the invention propose an architecture which is capable of controlling the spectral emissions over a wide frequency band and this whatever the standard used. To do this, the method and / or the device according to the invention propose to use one or more converters or frequency hopping devices generating several signals at different sampling frequencies. Each sampling produces images at multiples of its sampling frequency. Thus, in embodiments, it is possible to choose the sampling frequencies so that the images do not appear at the same frequency, leaving their initial amplitude unchanged in the analog output signal. However, all signal fundamentals, for example the baseband signal, fall at the same frequency, so there is an addition of their amplitudes. So, the power of the baseband signal is much greater than the powers of the images due to sampling. This results in an increase in the signal-to-noise ratio, which makes it possible, among other things, to respect the radio frequency emission constraints of most standards, for example LTE, WiFi, EDGE and UMTS telecommunication standards. Typically, instead of a high operating frequency converter, a multitude of converters or frequency hopping devices at low rates are used. In addition, the output filtering requirements are alleviated by the attenuation of out-of-band images. In one embodiment, the method and the device according to the invention is based on a polar architecture, for example a multi-channel system articulated around a digital power amplifier (DPA). It is then possible to spectrally adjust the parasitic lines. Other features and advantages of the present invention will emerge from the description given below, with reference to the appended drawings which illustrate embodiments having no limiting character and in which: FIG. 1 shows a comparison of the spectra of a linear interpolation of a reference signal and a signal from a frequency hopping device; - Figure 2 schematically shows the spectrum of a reference signal and a signal from a frequency hopping device; - Figure 3 schematically shows the spectrum of a signal from a frequency hopping device according to one embodiment; - Figure 4 schematically shows the spectrum of a signal from a frequency hopping device according to another embodiment; - Figure 5 shows schematically a device according to one embodiment; - Figure 6 schematically shows a power amplifier according to an embodiment of the invention; Figure 7 schematically shows an amplitude signal in the time domain and its spectrum with a first time ratio between the sampling frequencies; FIG. 8 schematically shows an amplitude signal in the time domain and its spectrum with a second time ratio between the sampling frequencies; FIG. 9 schematically shows another embodiment of a device according to the invention; - Figure 10 shows schematically another embodiment of a device according to the invention; FIG. 11 schematically shows the spectra of the signals in the channels 1 to 4 of the embodiment of FIG. 10; Figure 12 schematically shows the spectrum of the baseband and the output signal of the embodiment of Figure 10; - Figure 13 schematically shows the spectrum of the baseband and the output signal of another embodiment; - Figure 14 shows schematically a device according to another embodiment; FIGS. 15a to 15c schematically show a device according to another variant embodiment and the spectrum of the output signal; - Figures 16a to 16c shows schematically a device according to another embodiment and the spectrum of the output signal; - Figure 17 schematically shows a device according to yet another embodiment; and - Figure 18 shows schematically an analog-digital converter according to an embodiment according to the invention. To explain the different embodiments of the method and the device according to the invention, firstly the basic principle will be explained and then this one applied in several embodiments of a polar architecture with a digitally controlled power amplifier. Finally, the invention will be applied to a digital-to-analog converter and an analog-to-digital converter. Generally, according to the invention, several sampling frequencies are used in order to reduce the importance of the images caused by the sampling with respect to the fundamental signal. Typically, the frequency hopping or "frequency hopping", that is to say the use of several sampling frequencies for a given signal, certainly does not allow such a significant decrease in the images that an interpolation of this signal with an important order, but nevertheless avoids the appearance of too large images on a very wide frequency band. FIG. 1 shows a spectrum of a digital reference signal without specific processing, a spectrum of a signal coming from a frequency hopping device having as input signal the reference signal and a signal derived from a linear interpolation device also having as an input signal the reference signal. In an embodiment that can be combined with other embodiments, the frequency hopping device makes a frequency change, for example generating a frequency equal to or greater than the input frequency, and generates in the latter case, additional samples by interpolation. The spectrum of the reference signal has images at a multiple of its sampling frequency which is about 4 times the normalized frequency with respect to the signal bandwidth. The spectrum of the signal coming from a linear interpolation device has images 7 and the spectrum of the signal coming from a frequency hopping device has images 10. For example, it can be seen around a normalized frequency of 4 , that the spectrum of the linearly interpolated signal is around 5dB smaller than the signal from a frequency hopping device. In addition, frequency hopping generates images 10 at more frequencies than linear interpolation, but which are much smaller than the images of the reference signal. In the method and / or the device according to the invention, a sampling frequency is replaced by a multitude of sampling frequencies. Thus the images 10 produced at the different frequencies are not presented at the same frequencies in contrast to the fundamental 12, which makes it possible to reduce their amplitude (relative) with respect to the fundamental 12. Typically the attenuation of the images is therefore a function of the number of frequencies used. . For example, when using two sampling frequencies, the attenuation is around -3dB; in the case of the use of four sampling frequencies, the attenuation is around -6 dB; ...; and in case of the use of N sampling frequencies, the attenuation is around -10 * log 10 (N). The first unmitigated image 10 of a spectrum of a signal coming from a frequency hopping or frequency hopping device is located at the least common multiple (PPCM) of the sampling frequencies used. Other, less attenuated images appear in the PPCMs of frequency pairs. It is therefore possible to choose the sampling frequencies so as to push as far as possible the first images 10 not deleted. For example, in one embodiment that can be combined with another embodiment, it is possible to choose the frequencies according to the following criteria: the number of frequencies is a function of the desired attenuation of the images, and / or the ratios between the frequencies is a function of the first desired unmitigated image. Figure 2 shows schematically the spectrum of a reference signal having a basic sampling frequency and a signal from a frequency hopping device that has used the input reference signal. The frequency hopping device uses in the case of Figure 2, four different sampling frequencies which are: 1 * fs, 1.25 * fs, 1.75 * fs and 2.75 * fs with fs being 4 times the bandwidth Bw of the reference signal. Typically, in one embodiment, fs is the basic sampling frequency. To simplify the spectrum of Figure 2, all the frequencies are normalized with respect to the bandwidth Bw of the reference signal. It can be seen in FIG. 2 that the amplitude of the images of the signal coming from the frequency hopping device is smaller than those of the images of the reference signal in the same frequency order. The higher the number of frequencies, the more difficult it will be to find first reports at "low" frequencies. Figures 3 and 4 show different sample rate choices for frequency hopping. In particular, Figures 3 and 4 respectively show the spectrum of the signal from a frequency hopping device. Typically it is possible to take deviations between the sampling frequencies which are multiples of the bandwidth of the wanted signal. In many cases it is a good condition to have a correct dispersion of images and to avoid partial overlapping of images. Nevertheless, the spacing between frequencies can play directly on the first ratio constraint between them. Figure 3 shows a first image 110 due to the first sampling frequency fs1 having a bandwidth 112 corresponding to a bandwidth Bw of the baseband or fundamental signal 102. The first image 110 due to the first frequency fsl is around 3 of the normalized frequency. The second image 114 due to the first sampling frequency fs1 is around 6 of the normalized frequency. The second image 114 due to the first sampling frequency fs1 has a bandwidth 116 corresponding to the bandwidth Bw. The second sampling frequency is chosen according to the following relation: fs2 = fs1 + Bw, where Bw is the bandwidth of the basic signal or the fundamental 102. The first image 120 due to the second sampling frequency and which has a bandwidth 122 corresponding to the bandwidth Bw is around 4 times the normalized frequency. There is in addition a second image 124 due to the second sampling frequency having a bandwidth 126. In FIG. 4, the second frequency fs2 is chosen according to the following relation: fs2 is equal to fs1 + Bw / 2, where Bw is the bandwidth of the baseband reference signal 102 or the fundamental. We see that the spacing between the frequencies plays directly on the constraint of the first relationship between them. For example, in one embodiment, it may be advantageous to use the fact that the cardinal sine response of the sampling generates "zeros" (notch) in the middle of the signal bandwidth. We can for example choose frequencies so that the maximum of images is in the worst case, where there is a superimposition of the images, shifted by Bw / 2. It is visible in Figure 4, that a partial recovery can be obtained without deteriorating the signal-to-noise ratio. This makes it possible to have frequencies separated by multiples of half of the useful signal bandwidth and thus to release the constraints on the sampling frequencies, because even at the first reports, the highest frequency will be twice less than in the case of multiple bandwidth spacing. Figure 5 shows a radio transmitter or transmitter 200 comprising a device for converting a digital input signal into an analog signal 210. The radio frequency transmitter is based on a polar architecture. An origin signal is processed in a digital signal processor (DSP) 220 to separate the digital source signal between a digital envelope or amplitude component and a digital phase component. The amplitude component is transmitted by a digital amplitude connection 230 to a frequency hopping device 240. Furthermore, the digital phase component is transmitted by a digital phase connection 250 to a controlled oscillator 260. information of the original signal is then transmitted in baseband in the digital amplitude connection 230 and the digital phase connection 250. The information of the phase is directly modulated in the oscillator 260 around a frequency fc a carrier. The amplitude signal is cyclically changed in frequency in the frequency hopping device 240. At the output, the frequency hopping device 240 delivers a digital intermediate amplitude signal which then comprises the amplitude information of the signal. digital origin in several sample frequencies that change cyclically. This digital intermediate amplitude signal is transmitted by a digital intermediate signal connection 270, to a power amplifier 280 in which the phase-modulated carrier output from the oscillator 260, is then amplitude-modulated by the envelope or the amplifier. amplitude of the original signal. In one embodiment, the power amplifier is a digitally controlled amplitude amplifier. At its output 282, a signal of the carrier modulated in phase and in amplitude is then obtained. Figure 6 schematically shows the power amplifier 280 in detail. The connection 265 transports the modulated carrier by the phase information while the connection 270 conveys the amplitude signal in base bands. In one embodiment, the power amplifier may comprise a digital-to-analog converter 284 and a multiplier or modulator 286 which is connected to the output of the digital-to-analog converter 284. The digital intermediate amplitude signal is converted by said digital converter -analogique 284 in an analog amplitude signal. The digital-to-analog converter 284 supports, in this embodiment, several sampling frequencies. The analog intermediate amplitude signal is then modulated with the phase-modulated carrier in the modulator 286. The sampling frequency of the digital intermediate amplitude signal is changed cyclically in the frequency hopping device 240. For example, the frequencies can be changed regularly. This case is illustrated in FIG. 7. In a first period of time T1, a first sampling frequency fs1 is applied to the digital amplitude signal, inputted by the digital amplitude connection 230 and in a second period of time T2. as a result, a second sampling frequency fs2 is applied to generate said digital intermediate amplitude signal. At the top of Figure 7, we see schematically the intermediate amplitude signal in the space of time and its spectrum below. It can be seen in FIG. 7 that the powers of the images produced by the two different sampling frequencies are approximately equal because the time periods of Ti and T2 are substantially equal. Nevertheless, the amplitudes or powers of the images produced by the different sampling frequencies are not necessarily identical. In the example of FIG. 8, the amplitude signal or the ideal signal is sampled in a first period of time T1 with a first frequency fs1 and in a second period T2 with a second sampling frequency fs2. The first lapse of time Ti is longer than the second lapse of time T2. In addition, the first sampling frequency fs1 is greater than the second sampling frequency fs2. As can be seen in the spectrum, the image around the first sampling frequency has a greater amplitude than the image of the signal generated by the second sampling frequency fs2. If the two sampling frequencies fs1, fs2 are not applied during the same period of time, in a simple case with two sampling frequencies, the spectrum of the amplitude will be composed of two spectra not having the same spectral power. . This results in a decrease in the signal-to-noise ratio. In this embodiment, accurate control of the amount of time each frequency is applied can provide a good signal-to-noise ratio. In this embodiment with a cyclic change of the sampling frequencies, the change of the sampling frequency to the right sample can be controlled in order to avoid the introduction of glitches and other spectral distortions. Figure 9 shows another embodiment in which the frequency hopping device 240 cyclically changes the sampling frequency. The same reference numbers denote the same elements as in FIGS. 5 and 6. In this embodiment, the digital-to-analog converter 284 of the digital intermediate amplitude signal, the controlled oscillator 260, for generating a phase signal modulated by a carrier fc and the mixer 286 are integrated in the same unit 290, for example the same chip.
La Figure 10 montre schématiquement un émetteur 300 comprenant un dispositif de conversion d'un signal d'entrée numérique en un signal analogique 310 d'un autre mode de réalisation. Dans le mode de réalisation de la Figure 10, un dispositif de saut de fréquence 340 fait une conversion de fréquence en parallèle. Les mêmes numéros de référence désignent les mêmes éléments que dans les Figures 5 et 6 avec un rajout de 100. Le dispositif de saut de fréquence 340 crée en parallèle quatre signaux d'amplitude intermédiaires numériques, chacun représentant l'amplitude ou l'enveloppe du signal d'origine mais en ayant une fréquence d'échantillonnage différente entre eux. Par exemple, le premier signal d'amplitude intermédiaire numérique peut avoir une première fréquence d'échantillonnage fsl, le deuxième signal d'amplitude intermédiaire numérique peut avoir une deuxième fréquence d'échantillonnage fs2, le troisième signal d'amplitude intermédiaire numérique peut avoir une troisième fréquence d'échantillonnage fs3 et le quatrième signal d'amplitude numérique intermédiaire peut avoir une quatrième fréquence d'échantillonnage fs4. Pour les signaux d'amplitude intermédiaire numériques ayant une fréquence supérieure au signal d'entrée du dispositif de saut de fréquence, ce dernier fait une interpolation pour générer des valeurs intermédiaires. On a donc recours à plusieurs interpolations au lieu d'une comme dans un émetteur classique. Chaque signal d'amplitude intermédiaire numérique sort du dispositif de saut de fréquence par une voie ou connexion de signal d'amplitude intermédiaire numérique 370a, 370b, 370c, 370d différente. L'émetteur ou transmetteur 300 dispose de quatre amplificateurs de puissance numérique 380a, 380b, 380c, 380d, dont l'amplitude est contrôlée numériquement et dont chacun est connecté à l'une des connexions 370a, 370b, 370c, 370d portant un signal d'amplitude intermédiaire numérique. Le signal de la porteuse fc modulée en phase par l'oscillateur contrôlé 360 est délivré à chaque amplificateur de puissance 380a, 380b, 380c, 380d, par des connexions 365a, 365b, 365c, 365d respectives. Les signaux de porteuse modulée en phase sont modulés en amplitude par les signaux d'amplitude intermédiaire numériques dans les amplificateurs de puissance numériques (DPA) 380a, 380b, 380c, 380d. Aux sorties des amplificateurs de puissance numériques (DPA) 380a, 380b, 380c, 380d, quatre signaux intermédiaires analogiques sont mis à disposition et sont recomposés dans un seul signal de sortie par un dispositif d'addition de signaux 390. Le signal de sortie généré par le dispositif d'addition 390 peut alors être envoyé par une antenne. Les amplificateurs de puissance numérique 380a-d peuvent être conçus comme l'amplificateur 280 montré dans la Fig. 6. Par exemple, un tel émetteur 300 peut également n'avoir que deux voies entre le dispositif de saut de fréquence 340 et les amplificateurs de puissance respectifs ou, dans un autre mode de réalisation, plus de quatre voies pour quatre fréquences d'échantillonnage différentes. Les contributions en termes d'images seront identiques si chacune des voies 370a, 370b, 370c, 370d est caractérisée par la même amplitude du fondamental. La Figure 11 montre le spectre en bande de base des signaux intermédiaires analogiques en sortie des différents amplificateurs de puissance 380a, 380b, 380c, 380d, dans le cas où fsl =2*fs (voie 1), fs2=3*fs (voie 2), fs3 =5*fs (voie 3) et fs4=7*fs (voie 4) avec fs=4*Bw. Les axes fréquentiels dans la Figure 11 sont normalisés par rapport à fs. La Figure 12 montre le spectre obtenu après la recombinaison des quatre voies montrées dans la Figure 11, par exemple à la sortie du dispositif d'addition 390. Pour une comparaison, la Figure 12 représente une courbe d'un spectre obtenu avec une seule fréquence d'échantillonnage ce qui correspond à une configuration standard d'un émetteur. Dans la Figure 13, un deuxième jeu de fréquences a été utilisé. La Figure 13 montre le spectre obtenu après la recombinaison des quatre voies. Les fréquences d'échantillonnage sont choisies de manière suivante : fsl = fs, fs2=1,125*fs, fs3 = 1,5*fs, et fs4 = 1,625*fs avec fs= 4*Bw. L'axe fréquentiel est normalisé par rapport à fs. Pour comparaison, la Figure 13 représente une courbe d'un spectre obtenu avec une seule fréquence d'échantillonnage ce qui correspond à une configuration standard d'un émetteur. Une atténuation de 6dB peut être observée entre le signal de référence qui a seulement une fréquence d'échantillonnage et celui obtenu dans le cas d'une architecture à plusieurs cadences. L'atténuation est d'environ 1 dB lorsque les images de trois et de quatre voies tombent à la même fréquence 9*fs= fs1 *9 = fs2*8 = fs3*6. La première fréquence où les images des quatre voies tombent au même endroit se situe au plus petit commun multiple (PPCM) des quatre fréquences d'échantillonnage, c'est-à-dire PPCM (fsl, fs2, fs3, fs4) égal à 23.4*fs. Ainsi, si l'on se place dans le cas d'un signal de largeur de bande Bw = 20 MHz échantillonné à fs égal à 80 MHz, la première image non atténuée se situe à 1,872 GHz en utilisant quatre fréquences d'échantillonnage inférieures à 150 MHz. On voit clairement que les images ne se situent pas aux mêmes fréquences, ce qui permet de ne pas avoir de superposition de celles-ci et d'avoir un spectre certes plus chargé mais dont les images indésirables restent inférieures au cas où une seule fréquence d'échantillonnage est utilisée. La comparaison des Figures 12 et 13 démontre la possibilité de contrôler des émissions spectrales du système en jouant sur les fréquences des voies fsl , fs2, fs3, fs4. Il est possible de contrôler les émissions selon les deux critères : la fréquence de la première image non atténuée, et/ou la présence de plages fréquentielles sans image. Figure 10 shows schematically a transmitter 300 comprising a device for converting a digital input signal to an analog signal 310 of another embodiment. In the embodiment of Figure 10, a frequency hopping device 340 makes a frequency conversion in parallel. The same reference numbers designate the same elements as in FIGS. 5 and 6 with an addition of 100. The frequency hopping device 340 creates in parallel four digital intermediate amplitude signals, each representing the amplitude or envelope of the signal but having a different sampling frequency between them. For example, the first digital intermediate amplitude signal may have a first sampling frequency fs1, the second digital intermediate amplitude signal may have a second sampling frequency fs2, the third digital intermediate amplitude signal may have a second sampling frequency fs1 third sampling frequency fs3 and the fourth intermediate digital amplitude signal may have a fourth sampling frequency fs4. For digital intermediate amplitude signals having a frequency higher than the input signal of the frequency hopping device, the latter makes an interpolation to generate intermediate values. We therefore use several interpolations instead of one as in a conventional transmitter. Each digital intermediate amplitude signal is output from the frequency hopping device by a different digital intermediate amplitude signal channel or connection 370a, 370b, 370c, 370d. The transmitter or transmitter 300 has four digital power amplifiers 380a, 380b, 380c, 380d, the amplitude of which is digitally controlled and each of which is connected to one of the connections 370a, 370b, 370c, 370d carrying a signal. digital intermediate amplitude. The carrier signal fc modulated in phase by the controlled oscillator 360 is delivered to each power amplifier 380a, 380b, 380c, 380d by respective connections 365a, 365b, 365c, 365d. The phase modulated carrier signals are amplitude modulated by the digital intermediate amplitude signals in digital power amplifiers (DPAs) 380a, 380b, 380c, 380d. At the outputs of the digital power amplifiers (DPAs) 380a, 380b, 380c, 380d, four analog intermediate signals are provided and are recomposed in a single output signal by a signal adding device 390. The output signal generated by the addition device 390 can then be sent by an antenna. The digital power amplifiers 380a-d may be designed as the amplifier 280 shown in FIG. 6. For example, such a transmitter 300 may also have only two channels between the frequency hopping device 340 and the respective power amplifiers or, in another embodiment, more than four channels for four sampling frequencies. different. The contributions in terms of images will be identical if each of the channels 370a, 370b, 370c, 370d is characterized by the same amplitude of the fundamental. FIG. 11 shows the baseband spectrum of the intermediate analog output signals of the different power amplifiers 380a, 380b, 380c, 380d, in the case where fs1 = 2 * fs (channel 1), fs2 = 3 * fs (channel 2), fs3 = 5 * fs (lane 3) and fs4 = 7 * fs (lane 4) with fs = 4 * Bw. The frequency axes in Figure 11 are normalized to fs. FIG. 12 shows the spectrum obtained after the recombination of the four channels shown in FIG. 11, for example at the output of the adding device 390. For a comparison, FIG. 12 represents a curve of a spectrum obtained with a single frequency. sampling which corresponds to a standard configuration of a transmitter. In Figure 13, a second set of frequencies has been used. Figure 13 shows the spectrum obtained after the recombination of the four channels. The sampling frequencies are chosen as follows: fs1 = fs, fs2 = 1.125 * fs, fs3 = 1.5 * fs, and fs4 = 1.625 * fs with fs = 4 * Bw. The frequency axis is normalized with respect to fs. For comparison, Figure 13 shows a curve of a spectrum obtained with a single sampling frequency which corresponds to a standard configuration of a transmitter. An attenuation of 6dB can be observed between the reference signal which has only one sampling frequency and that obtained in the case of a multi-rate architecture. Attenuation is approximately 1 dB when the three- and four-channel images fall at the same frequency 9 * fs = fs1 * 9 = fs2 * 8 = fs3 * 6. The first frequency where the images of the four channels fall at the same place is the least common multiple (MCP) of the four sampling frequencies, ie MCP (fs1, fs2, fs3, fs4) equal to 23.4. * fs. Thus, in the case of a bandwidth signal Bw = 20 MHz sampled at fs equal to 80 MHz, the first non-attenuated image is at 1.872 GHz using four sampling frequencies less than 80 MHz. 150 MHz. It is clear that the images are not at the same frequencies, which makes it possible not to have a superposition of them and to have a spectrum certainly more charged but whose undesirable images remain inferior to the case where a single frequency of sampling is used. The comparison of FIGS. 12 and 13 demonstrates the possibility of controlling spectral emissions of the system by playing on the frequencies of the channels fs1, fs2, fs3, fs4. It is possible to control the emissions according to the two criteria: the frequency of the first image not attenuated, and / or the presence of frequency ranges without image.
L'architecture du mode de réalisation montré dans la Figure 10 permet en outre de corriger les problèmes de saut de fréquence cyclique du mode de réalisation de la Figure 5 qui sont la sensibilité au rapport cyclique de fréquences et la complexité du bloc de saut de fréquences devant être capable de changer cycliquement le rapport de transformation entre la fréquence de sortie et la fréquence d'entrée. De plus une fois les voies configurées pour fonctionner aux fréquences désirées, celles-ci n'ont plus à être modifiées, ce qui simplifie grandement la conception du circuit logique. La Figure 14 montre schématiquement un autre mode de réalisation d'un émetteur. Les mêmes numéros de référence désignent les mêmes éléments que dans la Figure 10 avec un rajout de 100. Dans le mode de réalisation de la Figure 14, chaque signal d'amplitude intermédiaire numérique est converti dans un signal d'amplitude intermédiaire continu par des convertisseurs numériques-analogiques 484a, 484b, 484c, 484d respectifs. Les signaux d'amplitude intermédiaires continus sont ensuite recomposés par un dispositif d'addition 490. Le signal de sortie du dispositif d'addition 490 est ensuite modulé avec le signal de la porteuse modulée en phase dans le mixeur 486. La Figure 15a montre schématiquement un autre mode de réalisation d'un émetteur. Les mêmes numéros de référence désignent les mêmes éléments que dans la Figure 10 avec un rajout de 400. Cet mode de réalisation comprend deux connexions 770a, 770b pour les signaux intermédiaires numériques. Sur les connexions pour les signaux intermédiaires numériques respectivement un dispositif 775a, 775b pour amplifier numériquement les signaux est agencé. Or, il est possible d'ajuster numériquement le gain sur les connexions 770a, 770b indépendamment. Dans un autre mode de réalisation, les dispositifs 775a, 775b sont intégrés dans l'amplificateur de puissance numérique 780a, 780b ou dans le dispositif de saut de fréquence 740. Dans le dernier cas, les signaux intermédiaires numériques sortent du dispositif de saut de fréquence avec le gain numérique voulu. Le dispositif d'amplification 775a amplifie numériquement le signal sur la connexion 770a avec un gain A, et le dispositif d'amplification 775b amplifie numériquement le signal sur la connexion 770b avec un gain A2. La Figure 15b montre schématiquement le spectre du signal de sortie, si le gain A, est égal au gain A2 et la Figure 15c montre schématiquement le spectre du signal de sortie, si le gain A, est supérieur au gain A2. Or, la puissance des images se situant sur les multiples de la première fréquence d'échantillonnage fs1 est supérieure de la puissance des images se situant sur les multiples de la deuxième fréquence d'échantillonnage. Or, en comparant les spectres on peut voir qu'en réglant les gains, la puissance des images du signal de sortie ayant un rapport différent entre eux peuvent êtres contrôlées. The architecture of the embodiment shown in FIG. 10 furthermore makes it possible to correct the problems of cyclic frequency hopping of the embodiment of FIG. 5 which are the sensitivity to the duty cycle and the complexity of the frequency hopping block. having to be able to cyclically change the transformation ratio between the output frequency and the input frequency. Moreover, once the channels configured to operate at the desired frequencies, they no longer have to be modified, which greatly simplifies the design of the logic circuit. Figure 14 schematically shows another embodiment of a transmitter. The same reference numbers denote the same elements as in FIG. 10 with an addition of 100. In the embodiment of FIG. 14, each digital intermediate amplitude signal is converted into a continuous intermediate amplitude signal by converters. digital-to-analog 484a, 484b, 484c, 484d respectively. The intermediate intermediate amplitude signals are then recomposed by an adding device 490. The output signal of the adding device 490 is then modulated with the signal of the carrier modulated in phase in the mixer 486. FIG. 15a shows schematically another embodiment of a transmitter. The same reference numbers denote the same elements as in FIG. 10 with an addition of 400. This embodiment comprises two connections 770a, 770b for the digital intermediate signals. On the connections for the digital intermediate signals respectively a device 775a, 775b for digitally amplifying the signals is arranged. However, it is possible to digitally adjust the gain on the connections 770a, 770b independently. In another embodiment, the devices 775a, 775b are integrated in the digital power amplifier 780a, 780b or in the frequency hopping device 740. In the latter case, the digital intermediate signals leave the frequency hopping device with the desired digital gain. The amplification device 775a digitally amplifies the signal on the connection 770a with a gain A, and the amplification device 775b numerically amplifies the signal on the connection 770b with a gain A2. Figure 15b schematically shows the spectrum of the output signal, if the gain A is equal to the gain A2 and Figure 15c shows schematically the spectrum of the output signal, if the gain A is greater than the gain A2. However, the power of the images lying on the multiples of the first sampling frequency fs1 is greater than the power of the images lying on the multiples of the second sampling frequency. Now, by comparing the spectra we can see that by adjusting the gains, the power of the images of the output signal having a different ratio between them can be controlled.
La Figure 16a montre schématiquement un autre mode de réalisation d'un émetteur. Les mêmes numéros de référence désignent les mêmes éléments que dans la Figure 10 avec un rajout de 500. Par rapport aux Figures 15a à 15b un amplificateur analogique respectif 885a, 885b est agencé après les amplificateurs de puissance numériques 880a, 880b pour amplifier les signaux intermédiaires analogiques. L'amplificateur analogique 885a a un premier gain A, et le l'amplificateur analogique 885b a un deuxième gain A2. L'amplificateur analogique 885a, 885b peut aussi être intégré dans l'amplificateur de puissance numérique 880a, 880b. Comme dans les Figures 15b et 15c, la Figure 16b montre schématiquement le spectre du signal de sortie, si le gain A, est égal au gain A2 et la Figure 16c montre schématiquement le spectre du signal de sortie, si le gain A, est supérieur au gain A2. Analogiquement au mode de réalisation montré dans les Figures 15a à 15c, les amplificateurs analogiques sont utilisés pour régler la puissance des images des fréquences d'échantillonnage des différentes voies. Dans les modes de réalisation de la Fig. 15a et 16a l'amplification des différents voies est ajustée pour encore réduire l'impact des images. Or, la puissance des images contribuant au bruit peuvent être optimisées pour obtenir un rapport signal sur bruit supérieure au mode de réalisation sans ajustement de puissances ou du poids des différentes voies. La Figure 17 montre schématiquement un convertisseur numérique-analogique 500 selon un mode de réalisation de l'invention. Un signal d'entrée numérique dans une connexion 530 est entré dans un dispositif de saut de fréquence 540, qui génère à partir du signal d'entrée numérique quatre signaux intermédiaires numériques en parallèle avec quatre fréquences d'échantillonnage fsl, fs2, fs3, fs4 différentes. Par exemple, dans le dispositif de saut de fréquence 540, le signal d'entrée est interpolé pour obtenir les signaux intermédiaires numériques avec les fréquences d'échantillonnage fsl, fs2, fs3, fs4 respectives. Chaque signal intermédiaire numérique est ensuite transmis par une connexion 570a, 570b, 570c, 570d pour être converti respectivement par un convertisseur numérique-analogique 584a, 584b, 584c, 584d, pour obtenir un signal intermédiaire continu. Les signaux intermédiaires continus sont ensuite combinés par un dispositif d'addition 590 pour obtenir un seul signal de sortie continu. De cette manière également dans un simple convertisseur numérique-analogique, le problème d'images peut être réduit. Par exemple, un tel convertisseur ne nécessite plus un filtre passe-bas et demande moins de puissance de calcul. La Figure 18 montre un convertisseur analogique-numérique 600 selon un autre mode de réalisation de l'invention. Un signal d'entrée délivré sur une connexion 630 est échantillonné par des convertisseurs analogiques-numériques 684a, 684b, 684c, 684d ayant respectivement quatre fréquences d'échantillonnage fsl, fs2, fs3, fs4 différentes. Figure 16a schematically shows another embodiment of a transmitter. The same reference numbers designate the same elements as in FIG. 10 with an addition of 500. Compared with FIGS. 15a to 15b, a respective analog amplifier 885a, 885b is arranged after the digital power amplifiers 880a, 880b to amplify the intermediate signals. analog. Analog amplifier 885a has a first gain A, and analog amplifier 885b has a second gain A2. The analog amplifier 885a, 885b can also be integrated into the digital power amplifier 880a, 880b. As in Figures 15b and 15c, Figure 16b shows schematically the spectrum of the output signal, if the gain A is equal to the gain A2 and Figure 16c shows schematically the spectrum of the output signal, if the gain A is greater at A2 gain. Analogously to the embodiment shown in FIGS. 15a to 15c, the analog amplifiers are used to adjust the power of the images of the sampling frequencies of the different channels. In the embodiments of FIG. 15a and 16a the amplification of the different channels is adjusted to further reduce the impact of the images. However, the power of the images contributing to the noise can be optimized to obtain a signal-to-noise ratio higher than the embodiment without adjustment of power or the weight of the different channels. Figure 17 shows schematically a digital to analog converter 500 according to an embodiment of the invention. A digital input signal in a connection 530 is input to a frequency hopping device 540 which generates from the digital input signal four digital intermediate signals in parallel with four sampling frequencies fs1, fs2, fs3, fs4 different. For example, in the frequency hopping device 540, the input signal is interpolated to obtain the digital intermediate signals with the respective sampling frequencies fs1, fs2, fs3, fs4. Each digital intermediate signal is then transmitted through a connection 570a, 570b, 570c, 570d to be respectively converted by a digital-to-analog converter 584a, 584b, 584c, 584d, to obtain a continuous intermediate signal. The intermediate intermediate signals are then combined by an adding device 590 to obtain a single continuous output signal. In this way also in a simple digital to analog converter, the problem of images can be reduced. For example, such a converter no longer requires a low-pass filter and requires less computing power. Figure 18 shows an analog-to-digital converter 600 according to another embodiment of the invention. An input signal delivered on a connection 630 is sampled by analog-to-digital converters 684a, 684b, 684c, 684d respectively having four different sampling frequencies fs1, fs2, fs3, fs4.
Les convertisseurs analogique-numérique peuvent ensemble constituer un dispositif de saut de fréquence 640. Les signaux intermédiaires numériques créés par les convertisseurs analogiques-numériques 684a, 684b, 684c, 684d, sont transmis par une connexion respective 670a, 670b, 670c, 670d à un dispositif de recombinaison 690, qui fait une conversion des quatre signaux numériques intermédiaires en un seul signal numérique recombiné avec une fréquence d'échantillonnage fs5. Le signal recombiné est ensuite transmis à un dispositif de traitement numérique 695. Typiquement les dispositifs de traitement numérique comme le dispositif de recombinaison 690 et le dispositif de traitement numérique 695 ne coûtent pas chers contrairement aux convertisseurs analogiques-numériques fonctionnant à de hautes fréquences. De cette manière on peut utiliser des convertisseurs analogiques-numériques fonctionnant à des cadences faibles ou des fréquences d'échantillonnage faibles par rapport aux bandes passantes. Par exemple, les fréquences fs1, fs2, fs3, fs4 peuvent être sous le seuil de deux fois la bande passante du signal d'entrée. De plus, des convertisseurs analogiques-numériques fonctionnant à faible fréquence d'échantillonnage consomment moins d'énergie que des convertisseurs analogiques-numériques travaillant à de hautes fréquences. Il peut être nécessaire d'avoir dans la configuration du convertisseur 600, des filtres mais avec des exigences moins importantes que dans le convertisseur utilisant seulement une fréquence d'échantillonnage. Bien entendu d'autres modes de réalisation peuvent être envisagés. The analog-to-digital converters may together constitute a frequency hopping device 640. The digital intermediate signals created by the analog-to-digital converters 684a, 684b, 684c, 684d are transmitted by a respective connection 670a, 670b, 670c, 670d to a recombination device 690, which converts the four intermediate digital signals into a single recombined digital signal with a sampling frequency fs5. The recombined signal is then transmitted to a digital processing device 695. Typically digital processing devices such as the recombination device 690 and the digital processing device 695 are not expensive, unlike analog-to-digital converters operating at high frequencies. In this way it is possible to use analog-digital converters operating at low rates or low sampling frequencies with respect to bandwidths. For example, the frequencies fs1, fs2, fs3, fs4 may be under the threshold of twice the bandwidth of the input signal. In addition, analog-to-digital converters operating at a low sampling frequency consume less power than analog-to-digital converters operating at high frequencies. It may be necessary to have in the configuration of the converter 600 filters but with less important requirements than in the converter using only a sampling frequency. Of course other embodiments can be envisaged.