Domaine technique [0001] La présente invention concerne un procédé et un dispositif de démodulation de signaux à résidu de porteuse, par exemple des signaux SP-L/PM (de l'anglais : Split Phase-Level/Phase Modulation) et plus généralement de signaux constitués de symboles modulés BPSK avec une certaine mise-en-forme, et un résidu de porteuse, la mise en forme des symboles BPSK étant orthogonale ou quasi-orthogonale au résidu de porteuse, et pouvant désigner des séquences d'étalement de spectre. Etat de la technique [0002] L'approche classique de démodulation de signaux SP-L/PM est illustrée à la figure 1. Elle consiste en la récupération de la porteuse sur le résidu de porteuse à l'aide d'une boucle à verrouillage de phase (PLL, phase-locked loop) d'ordre 2 ou 3, l'extraction de la partie du signal modulée par les symboles de données, ensuite la récupération de l'horloge symbole et finalement l'échantillonnage des bits de données. Les bits de données démodulés sont ensuite typiquement envoyés vers un bloc de décision ou un algorithme de Viterbi pour retrouver l'information encodée dans le cas d'un encodage convolutif à l'émission. Un exemple de cette approche est discuté dans l'article « Analysis and Optimization of the Performance of a Convolutionally Encoded Deep-Space Link in the Presence of Spacecraft Oscillator Phase Noise » de S. Shambayati (TMO Progress Report 42-140, 2000) [0003] L'article "The Behavior of a Costas Loop in the Presence of Space Telemetry Signais" de T. M. Nguyen (IEEE Transactions on Communications, vol. 40, no. 1, 1992) décrit la suppression de la porteuse d'un signal de télémétrie à l'aide d'une boucle de Costas. [0004] A la connaissance de l'inventeur, tous les démodulateurs de signaux SPL/PM traditionnels suppriment la porteuse à l'aide d'une structure en boucle en amont de l'étage de récupération de l'horloge de symboles. Un point faible des démodulateurs traditionnels est le manque de robustesse en présence de bruit de phase de porteuse important. 1 Objet de l'invention [0005] Un objet de la présente invention est de fournir une structure de démodulateur permettant de recevoir un signal entaché d'un fort bruit de phase et avec un faible rapport signal à bruit. TECHNICAL FIELD [0001] The present invention relates to a method and a device for demodulating carrier-residue signals, for example SP-L / PM (Split Phase-Level / Phase Modulation) signals and more generally signals consisting of BPSK modulated symbols with some formatting, and a carrier residue, the formatting of the BPSK symbols being orthogonal or quasi-orthogonal to the carrier residue, and possibly designating spread spectrum sequences. STATE OF THE ART [0002] The conventional SP-L / PM signal demodulation approach is illustrated in FIG. 1. It consists of the recovery of the carrier on the carrier residue by means of a locking loop. 2 or 3 phase-locked loop (PLL), extracting the portion of the signal modulated by the data symbols, then recovering the symbol clock and finally sampling the data bits. The demodulated data bits are then typically sent to a decision block or a Viterbi algorithm to retrieve the encoded information in the case of a convolutional encoding on transmission. An example of this approach is discussed in S. Shambayati's article "Analysis and Optimization of the Performance of a Convolutionally Encoded Deep-Space Link in the Presence of Spacecraft Oscillator Phase Noise" (TMO Progress Report 42-140, 2000) [ 0003] The article "The Behavior of a Costas Loop in the Presence of Space Telemetry Signals" by TM Nguyen (IEEE Transactions on Communications, Vol 40, No. 1, 1992) describes the removal of the carrier from a signal of telemetry using a Costas loop. [0004] To the inventor's knowledge, all traditional SPL / PM signal demodulators suppress the carrier using a loop structure upstream of the symbol clock recovery stage. A weak point of traditional demodulators is the lack of robustness in the presence of significant carrier phase noise. SUMMARY OF THE INVENTION [0005] An object of the present invention is to provide a demodulator structure for receiving a signal tainted by a high phase noise and with a low signal-to-noise ratio.
Description générale de l'invention [0006] Afin de résoudre le problème mentionné ci-dessus, la présente invention propose un procédé de démodulation d'un signal comprenant une séquence de données, représentées par des symboles BPSK avec mise en forme biphase, et un résidu de porteuse. Dans le procédé selon l'invention, le signal en entrée est multiplié avec une réplique de porteuse dont la fréquence est une estimée de la fréquence instantanée de la porteuse du signal. En aval de cette multiplication, on extrait le résidu de porteuse par un filtre NRZ (c.-à-d. un filtre dont la réponse impulsionnelle est une mise en forme NRZ ou, autrement dit, une fonction porte) synchronisé sur l'échantillon optimal (c.-à-d. l'échantillon qui maximise le rapport signal-à-bruit pour les symboles en sortie du filtre biphase). On effectue ensuite une estimation de canal (c.-à-d. une estimation du facteur multiplicatif complexe sur les symboles) par un moyenneur en aval du filtre NRZ, à partir de laquelle on calcule l'estimée de la fréquence instantanée de la porteuse (utilisée pour constituer la réplique de porteuse). Quant aux données, elles sont extraites à l'aide d'un filtre biphase (c.-à-d. un filtre dont la réponse impulsionnelle est une mise-en-forme biphase) et la compensation de la phase de porteuse est effectuée en aval du filtre biphase sur la base de l'estimation de canal. Un aspect de l'invention concerne un programme d'ordinateur comprenant des instructions conçues pour mettre en oeuvre le procédé lorsqu'il est exécuté par un ordinateur. [0007] Un autre aspect de l'invention concerne un démodulateur configuré pour mettre en oeuvre le procédé énoncé ci-dessus. Un tel démodulateur comprend un mélangeur pour multiplier le signal avec la réplique de porteuse dont la fréquence est une estimée de la fréquence instantanée de la porteuse du signal, un filtre NRZ synchronisé sur l'échantillon optimal pour extraire le résidu de porteuse, un moyenneur en aval du filtre NRZ pour effectuer une estimation de canal, un estimateur pour calculer ladite estimée de la fréquence instantanée de la porteuse à partir de l'estimation de canal, un filtre biphase pour extraire la séquence de données et des moyens pour compenser la phase de porteuse avec l'estimation de canal. 2 3 [0008] Selon l'invention, la récupération de la phase porteuse est donc effectuée au moyen d'une structure directe (c.-à-d. un estimateur) et la poursuite de fréquence porteuse est basée sur un estimateur instantané utilisant la sortie de l'estimateur de phase. [0009] On appréciera que la démodulation selon l'invention permette de recevoir avec seulement une faible dégradation un signal à résidu de porteuse entaché d'un fort bruit de phase et avec un rapport de signal à bruit défavorable. Par conséquent, l'invention permet notamment d'envisager au niveau émetteur, récepteur ou répéteur (dans le cas d'un satellite relais) l'utilisation d'oscillateurs de moindre qualité (et donc de moindre coût) sans dégrader le bilan de liaison. [0010] En présence d'une rampe Doppler importante sur la liaison et d'un faible rapport signal-à-bruit, il convient de compenser la fréquence (p.ex. à partir de données orbitographiques dans le cas d'une liaison avec une satellite) préalablement à la démodulation. [0011] On notera que l'invention s'applique particulièrement aux liaisons à faible débit (100 à quelques 10 Kbits/s), à haute fréquence (p.ex. en bandes S, X, Ku, Ka, Q/V), et faible rapport signal à bruit, dont notamment : o les liaisons de relais TMTC (télémétrie/télécommande) d'un satellite en orbite basse (satellite LEO : Low Earth Orbit) via un satellite géostationnaire (satellite GEO : Geostationary Earth Orbit) en bande X ou Ka ; o les liaisons de TMTC entre une sonde spatiale lointaine et une station terrestre en bande X ou Ka. [0012] De préférence, on récupère l'horloge de symboles en aval de la correction de fréquence porteuse (c.-à-d. en aval de la multiplication du signal avec la réplique de porteuse). On utilise l'horloge symbole pour synchroniser le sous-échantillonnage en sortie du filtre NRZ et du filtre biphase. Contrairement au cas classique, la récupération de l'horloge symbole est donc opérée en amont de la récupération de la phase de la porteuse. Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, on utilise une raie spectrale après non-linéarité en sortie du filtre biphase pour la récupération de l'horloge de symboles. D'autres approches à moindre complexité et/ou plus performantes, telles que des structures bouclées après non-linéarité en sortie du filtre biphase peuvent être envisagées. 4 [0013] L'estimateur de la fréquence instantanée comprend de préférence un filtre intégrateur. [0014] De préférence, l'estimation de canal fournit des valeurs d'estimation de canal au rythme des symboles par intégration d'un nombre N de valeurs de sortie du filtre NRZ. Pour estimer la fréquence instantanée de la porteuse, on peut alors calculer l'argument du produit de la valeur d'estimation de canal actuelle et du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal précédente, ou du produit du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal actuelle et de la valeur d'estimation de canal précédente. La valeur obtenue est de préférence lissée au moyen du filtre intégrateur avant de servir de valeur d'entrée pour la réplique de porteuse. Brève description des dessins [0015] D'autres particularités et caractéristiques de l'invention ressortiront de la description détaillée de quelques modes de réalisation avantageux présentés ci-dessous, à titre d'illustration, avec référence aux dessins annexés. Ceux-ci montrent: Fig. 1: est un schéma de principe d'un procédé de démodulation de signal à résidu de porteuse classique ; Fig. 2: est le diagramme de constellation d'une modulation SP-L/PM avec un indice de modulation de 65° ; Fig. 3: est une représentation en fonction du temps des voies 1 et Q de la modulation de la figure 2 ; Fig. 4: est une représentation du spectre de la modulation de la figure 2 ; Fig. 5 : est un schéma de principe d'un exemple préféré d'un démodulateur selon l'invention pour la réception d'un signal avec encodage convolutif modulé SP-L/PM ; Fig. 6 : est un schéma de principe plus détaillé du bloc de gauche de la figure 5 ; Fig. 7 : est une illustration d'une simulation de l'estimation de la fréquence porteuse par un démodulateur tel que montré aux figures 5 et 6 en présence de bruit de phase porteuse ; Fig. 8 : est une illustration d'une simulation de la récupération de l'horloge de symboles par un démodulateur tel que montré aux figures 5 et 6 ; Fig. 9 : est une illustration du gabarit de bruit de phase considéré pour une simulation des performances de l'invention ; Fig. 10 est une illustration de la dégradation du taux d'erreur (BER, de l'anglais Bit Error Rate) en fonction du rapport de l'énergie par bit Eb sur la densité spectrale de bruit N0, en l'absence de bruit de phase ; Fig. 11 est une illustration de la dégradation du taux d'erreur en fonction du rapport Eb/N0, en présence d'un bruit de phase avec le gabarit de bruit de phase montré à la figure 9 et un débit binaire égal à 1 Kbits/s avec codage convolutif (soit 2 Kbauds). Description d'une exécution préférée [0016] Fig. 2 montre le diagramme de constellation de la modulation d'un signal SPL/PM. Un tel signal peut être exprimé sous la forme : r(t) _ (a +13Ldks(t-kTs))p exp(i2nft+i6) k où r(t) désigne le signal reçu, p l'amplitude réelle du signal reçu, s(t) la mise-enforme biphase, Ts la durée d'un symbole, dk le k-ième bit de donnée modulé BPSK (valeur +1 ou -1), f la fréquence de la porteuse et 8 la phase de la porteuse. a et [3 sont des valeurs réelles dépendant de l'indice de modulation telles que a2+oa2=1. Plus précisément, a=cos((P) et [3=sin((P), où (P représente l'indice de modulation. Sur la figure 2, (P correspond à l'angle entre l'axe horizontal et la droite qui relie l'origine et le point supérieur de la constellation. [0017] La figure 3 montre l'évolution temporelle de la forme d'onde de modulation (c.-à-d. la partie sans porteuse) d'un signal SP-L/PM (avec p=1). On reconnaît la modulation biphase de la voie Q. La voie 1 est constante et correspond au résidu de porteuse. Celui-ci peut être interprété comme une série continue de symboles pilotes. Ces pilotes et les symboles de données (de la voie Q) sont orthogonaux (c.- à-d. la corrélation croisée des symboles pilotes et des symboles de données est nulle). [0018] La figure 4 montre la densité spectrale d'une modulation SP-L/PM. Le pic central correspond au résidu de porteuse, les lobes sont dus à la modulation biphase. General Description of the Invention [0006] In order to solve the problem mentioned above, the present invention proposes a method of demodulating a signal comprising a data sequence, represented by BPSK symbols with biphase formatting, and a carrier residue. In the method according to the invention, the input signal is multiplied with a carrier replica whose frequency is an estimate of the instantaneous frequency of the carrier of the signal. Downstream of this multiplication, the carrier residue is extracted by an NRZ filter (ie a filter whose impulse response is an NRZ shaping or, in other words, a gate function) synchronized on the sample. optimal (ie the sample that maximizes the signal-to-noise ratio for the symbols at the output of the biphase filter). A channel estimate (i.e., an estimate of the complex multiplicative factor on the symbols) is then performed by an averager downstream of the NRZ filter, from which the estimate of the instantaneous frequency of the carrier is calculated. (used to form the carrier replica). As for the data, they are extracted using a biphase filter (ie a filter whose impulse response is a biphase formatting) and the carrier phase compensation is performed in downstream of the biphase filter based on the channel estimate. One aspect of the invention relates to a computer program comprising instructions designed to implement the method when executed by a computer. Another aspect of the invention relates to a demodulator configured to implement the method enunciated above. Such a demodulator comprises a mixer for multiplying the signal with the carrier replica whose frequency is an estimate of the instantaneous frequency of the signal carrier, a NRZ filter synchronized to the optimal sample for extracting the carrier residue, an averaging device. downstream of the NRZ filter to perform a channel estimation, an estimator for calculating said estimate of the instantaneous carrier frequency from the channel estimate, a biphase filter for extracting the data sequence and means for compensating the phase of carrier with channel estimation. According to the invention, the recovery of the carrier phase is thus carried out by means of a direct structure (ie an estimator) and the carrier frequency tracking is based on an instantaneous estimator using the output of the phase estimator. It will be appreciated that the demodulation according to the invention allows to receive with only a slight degradation a signal to carrier residue tainted by a strong phase noise and with an adverse signal to noise ratio. Therefore, the invention makes it possible in particular to consider at the transmitter, receiver or repeater (in the case of a relay satellite) the use of lower quality oscillators (and therefore lower cost) without degrading the link budget . In the presence of a large Doppler ramp on the link and a low signal-to-noise ratio, it is necessary to compensate the frequency (for example from orbitographic data in the case of a link with a satellite) prior to demodulation. Note that the invention is particularly applicable to low-speed links (100 to some 10 Kbits / s), high frequency (eg in bands S, X, Ku, Ka, Q / V) , and low signal-to-noise ratio, including: o TMTC relay links (telemetry / remote control) of a low-Earth orbit satellite (LEO: Low Earth Orbit) via a geostationary satellite (GEO satellite: Geostationary Earth Orbit) in X or Ka band; o TMTC links between a distant space probe and an X or Ka-band terrestrial station. Preferably, the symbol clock is retrieved downstream of the carrier frequency correction (i.e., downstream from the multiplication of the signal with the carrier replica). The symbol clock is used to synchronize the downsampling at the output of the NRZ filter and the biphase filter. Contrary to the classical case, the recovery of the symbol clock is thus carried out upstream of the recovery of the phase of the carrier. According to an advantageous embodiment of the invention, a spectral line is used after non-linearity at the output of the biphase filter for the recovery of the symbol clock. Other approaches that are less complex and / or more efficient, such as structures looped after non-linearity at the output of the biphase filter can be envisaged. The instantaneous frequency estimator preferably comprises an integrating filter. [0014] Preferably, the channel estimate provides channel estimation values at the symbol rate by integrating a number N of NRZ filter output values. To estimate the instantaneous frequency of the carrier, one can then calculate the product argument of the current channel estimation value and the complex conjugate of the previous channel estimate value, or the complex conjugate product of the value. the current channel estimate and the previous channel estimate value. The value obtained is preferably smoothed by means of the integrating filter before serving as an input value for the carrier replica. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS [0015] Other features and characteristics of the invention will become apparent from the detailed description of some advantageous embodiments presented below, by way of illustration, with reference to the accompanying drawings. These show: Fig. Fig. 1 is a block diagram of a conventional carrier residue signal demodulation method; Fig. 2: is the constellation diagram of a SP-L / PM modulation with a modulation index of 65 °; Fig. 3: is a time representation of the channels 1 and Q of the modulation of FIG. 2; Fig. 4: is a representation of the spectrum of the modulation of Figure 2; Fig. 5: is a block diagram of a preferred example of a demodulator according to the invention for receiving a signal with modulated convolutional encoding SP-L / PM; Fig. Figure 6 is a more detailed block diagram of the left block of Figure 5; Fig. 7: is an illustration of a simulation of the estimation of the carrier frequency by a demodulator as shown in FIGS. 5 and 6 in the presence of carrier phase noise; Fig. 8: is an illustration of a simulation of the recovery of the symbol clock by a demodulator as shown in Figures 5 and 6; Fig. 9: is an illustration of the phase noise mask considered for a simulation of the performances of the invention; Fig. 10 is an illustration of the Bit Error Rate (BER) degradation as a function of the ratio of the energy per Eb bit to the noise spectral density N0, in the absence of phase noise. ; Fig. 11 is an illustration of the degradation of the error rate according to the ratio Eb / N0, in the presence of a phase noise with the phase noise mask shown in FIG. 9 and a bit rate equal to 1 Kbits / s with convolutional encoding (ie 2 Kbauds). Description of a preferred embodiment [0016] FIG. 2 shows the constellation diagram of the modulation of an SPL / PM signal. Such a signal can be expressed as: r (t) _ (a + 13Ldks (t-kTs)) p exp (i2nft + i6) k where r (t) designates the received signal, p the actual amplitude of the signal received, s (t) biphase setting, Ts the duration of a symbol, dk the k-th bit of modulated data BPSK (value +1 or -1), f the frequency of the carrier and 8 the phase of the carrier. a and [3 are real values depending on the modulation index such that a2 + oa2 = 1. More precisely, a = cos ((P) and [3 = sin ((P), where (P represents the modulation index) In Figure 2, (P corresponds to the angle between the horizontal axis and the straight line which connects the origin and the upper point of the constellation Figure 3 shows the temporal evolution of the modulation waveform (ie the non-carrier part) of an SP signal -L / PM (with p = 1) The biphase modulation of the Q-channel is recognized and the channel 1 is constant and corresponds to the carrier residue, which can be interpreted as a continuous series of pilot symbols. the data symbols (of the Q-channel) are orthogonal (ie the cross-correlation of the pilot symbols and data symbols is zero) [0018] Figure 4 shows the spectral density of an SP modulation -L / PM The central peak corresponds to the carrier residue, the lobes are due to the biphase modulation.
[0019] L'architecture d'un exemple préféré d'un démodulateur 10 selon l'invention est montrée à la figure 5. Le signal r(t) est supposé suréchantillonné au rythme L.Rs, où Rs désigne le rythme des symboles de données et L > 1. Le mélangeur 12 multiplie d'abord le signal reçu avec une réplique de porteuse dont la fréquence résulte d'une estimation directe de la fréquence instantanée de la porteuse du signal. Le démodulateur 10 exploite le fait que les symboles de données et les symboles pilotes sont orthogonaux : pour extraire le résidu de porteuse, on opère un filtrage NRZ (convolution avec une fonction porte dont le support est de longueur TS), tandis que pour extraire la séquence de bits de données, on opère un filtrage biphase (convolution avec un symbole biphase). Le filtre NRZ 14 et le filtre biphase 16 sont synchronisés sur l'horloge de symboles pour sélectionner les échantillons optimaux respectifs. [0020] Dans la suite, on appellera yk les échantillons de résidu de porteuse en sortie du filtre NRZ et xk les échantillons de bits de données modulées en sortie du filtre biphase. Si on suppose que la fréquence de la porteuse est exactement compensée (fk = f ) et que les filtres NRZ et biphase sont de puissance unitaire, on a yk = ak + nk(» avec ak = ap exp(i6) , et = ciakdk + nk(2) _ iakuk + nk(2) , a où nkcl> et nkc2> sont des termes de bruit. On note que si l'estimée Jk diffère de la fréquence de porteuse, on doit tenir compte de cette différence dans l'amplitude complexe ak. [0021] A chaque pas de temps (au rythme des symboles Rs) les valeurs yk sont écrites dans un registre 18 de longueur N et un moyenneur (représenté par Z) calcule la somme du contenu du registre. La moyenne (notée âk) est obtenue par division par N. En parallèle, les valeurs xk sont écrites dans une ligne à retard 20. Dans un étage de multiplication 21, le conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal âk est multipliée avec la valeur xk pour compenser la phase de porteuse. La partie imaginaire de ce produit sert de donnée d'entrée pour un algorithme de Viterbi 22. [0022] L'estimateur de fréquence instantanée de porteuse, situé en aval de l'estimateur de canal, est désigné par le numéro de référence 24. L'estimateur 24 comprend un étage de multiplication 26 qui calcule le produit de la valeur d'estimation de canal actuelle âk et du conjugué complexe de la valeur d'estimation de canal précédente âk_l. L'estimateur calcule ensuite l'argument de ce produit (à l'étage 28). Le résultat obtenu correspond à la différence de phase entre âk_1 et âk (c.-à-d. sur un intervalle de temps de durée TS), donc à une fréquence. On obtient finalement l'estimée Jk de la fréquence porteuse f par un filtre intégrateur 30 : fk - (1 - c». arg(ak_1ak) /(27t ) + c'- fk_1 . [0023] Le paramètre de l'estimateur de fréquence est le facteur d'oubli c' (nombre réel entre 0 et 1). On peut traduire c' en le nombre de symboles moyennés équivalent par 1/(1-c'). Avec c' = 0,95, on trouve, par exemple, un nombre de symboles moyennés de 20. [0024] L'estimée de la fréquence porteuse sert de donnée d'entrée pour le générateur de la réplique de porteuse 32. Le générateur 32 est montré plus en détail à la figure 6. Comme l'estimateur de fréquence porteuse fournit une estimée Jk au rythme de symboles mais le signal reçu r(t) est suréchantillonné d'un facteur L, l'estimée fk est convertie en un incrément de phase cpl par intervalle de temps TS/L. A chaque pas de temps (au rythme LRs), on produit un échantillon de réplique de porteuse en augmentant de l'incrément cpl la phase d'un nombre complexe. La figure 6 illustre également l'étage de récupération d'horloge de symboles 34. De manière générale, la récupération d'horloge est réalisée d'une manière similaire à celle exposée dans l'article « Digital Filter and Square Timing Recovery », de M. Oerder et H. Meyr (IEEE Transactions on Communications, vol. 36, no. 5, 1988). Le signal de sortie du filtre biphase 16 est échantillonné au rythme MRs, avec 4 M L. Le module de ces échantillons est ensuite élevé au carré. La série d'échantillons filtrés et élevés au carré possède une composante spectrale au rythme des symboles, dont la phase est proportionnelle au décalage entre le filtre biphase et les symboles du signal reçu. Le terme exp(i2nm/(M/2)) montré sur le schéma varie à chaque nouvel échantillon reçu (m augmente d'une unité). Par sommation dans le 8 filtre intégrateur, on obtient El 1 exp(127[m /(M / 2» , ce qui correspond à une transformée de Fourier. En sortie du filtre intégrateur, on calcule l'argument (angle(.)) de cette transformée de Fourier. angle(.)/(2pi).Ts donne finalement le décalage entre l'instant de référence du filtre et celui de l'échantillonnage optimal. L'étage de récupération d'horloge de symboles 34 effectue donc juste un choix d'échantillons en sortie des filtres. [0025] La figure 7 montre une simulation de l'estimation de la fréquence de porteuse, en présence de bruit, par un démodulateur tel que montré aux figures 5 et 6. La figure 8 montre une simulation de la récupération de l'horloge symbole en présence d'une dérive du rythme de symboles de 10-4.Sur la figure 8, l'instant d'échantillonnage optimal est exprimé en échantillons par rapport à une référence, sur l'exemple à L=128 échantilllons par symbole. [0026] Pour illustrer les performances de l'invention, les figures 10 et 11 montrent la dégradation (simulée) du taux d'erreur en fonction rapport Eb/NO en l'absence, respectivement en présence de bruit de phase. Pour la simulation, on a assumé un débit de 2 kbaud (équivalent à 1 kbits/s avec le codage convolutif), un indice de modulation (P de 55° et un gabarit de bruit de phase tel qu'illustré à la figure 9 (correspondant à une variance d'Allan de 90 Hz). [0027] A la figure 9, la courbe pointillée représente la densité spectrale (dsp) en dBRad2/Hz du filtre utilisé pour modéliser la densité spectrale en dBRad2/Hz du bruit de phase visée (gabarit) représentée par la courbe en tirets. La courbe mixte représente le bruit de phase mesurable sur la porteuse en dBc/Hz. Comme on se trouve dans des ordres de grandeurs de bruit de phase très difficilement mesurables (en dBc/Hz) à moins de 100 Hz de la porteuse, le passage à la variance d'Allan est justifié. [0028] Pour les simulations des figures 10 et 11, la récupération d'horloge symbole est supposée parfaite (pas simulée), raison pour laquelle les paramètres y associés n'ont pas besoin d'être indiqués. A côté du symbole de chaque courbe on a indiqué le nombre N (longueur du moyenneur) en symboles (derrière le mot phase) et le facteur 1/(1-c') (derrière le mot freq). The architecture of a preferred example of a demodulator 10 according to the invention is shown in FIG. 5. The signal r (t) is assumed oversampled to the rhythm L.Rs, where Rs denotes the rhythm of the symbols of Data and L> 1. The mixer 12 first multiplies the received signal with a carrier replica whose frequency results from a direct estimation of the instantaneous frequency of the carrier of the signal. The demodulator 10 exploits the fact that the data symbols and the pilot symbols are orthogonal: to extract the carrier residue, NRZ filtering (convolution with a gate function whose support is of length TS) is carried out, whereas to extract the sequence of data bits, biphase filtering is performed (convolution with a biphase symbol). The NRZ filter 14 and the biphase filter 16 are synchronized to the symbol clock to select the respective optimum samples. In the following, yk will be called the carrier residue samples at the output of the NRZ filter and xk the modulated data bit samples at the output of the biphase filter. If we assume that the frequency of the carrier is exactly compensated (fk = f) and that the NRZ and biphase filters are of unit power, we have yk = ak + nk (»with ak = ap exp (i6), and = ciakdk + nk (2) _ iakuk + nk (2), where nkcl> and nkc2> are noise terms Note that if the estimate Jk differs from the carrier frequency, then this difference must be taken into account. complex amplitude ak. At each time step (at the rate of the symbols Rs) the values yk are written in a register 18 of length N and an averager (represented by Z) calculates the sum of the contents of the register. (denoted âk) is obtained by division by N. In parallel, the values xk are written in a delay line 20. In a multiplication stage 21, the complex conjugate of the channel estimation value kk is multiplied with the value xk to compensate the carrier phase The imaginary part of this product serves as input for a Viterbi algorithm 22. The carrier instantaneous frequency estimator, located downstream of the channel estimator, is designated by reference numeral 24. The estimator 24 includes a multiplication stage 26 which calculates the product of the value. current channel estimation âk and the complex conjugate of the previous channel estimation value kk_l. The estimator then calculates the argument for this product (at stage 28). The result obtained corresponds to the phase difference between âk_1 and âk (ie over a time interval of duration TS), therefore at a frequency. Finally, the estimate Jk of the carrier frequency f is obtained by an integrating filter 30: fk - (1 - c → arg (ak_1ak) / (27t) + c'-fk_1 [0023] The parameter of the estimator of frequency is the forgetting factor c '(real number between 0 and 1) We can translate c' into the number of equivalent averaged symbols by 1 / (1-c '). With c' = 0.95, we find for example, a number of averaged symbols of 20. The estimate of the carrier frequency serves as the input data for the generator of the carrier replica 32. The generator 32 is shown in more detail in FIG. 6 Since the carrier frequency estimator provides an estimate Jk at the symbol rate but the received signal r (t) is oversampled by a factor L, the estimate fk is converted into a phase increment cpl per time slot TS / L. At each time step (LRs rhythm), a carrier replica sample is produced by increasing the increment cpl the phase of a complex number. re 6 also illustrates the symbol clock recovery stage 34. In general, the clock recovery is performed in a manner similar to that described in the article "Digital Filter and Square Timing Recovery" of M Oerder and H. Meyr (IEEE Transactions on Communications, vol. 36, no. 5, 1988). The output signal of the biphase filter 16 is sampled at the rate MRs, with 4 M. The module of these samples is then squared. The series of filtered and squared samples has a spectral component at the rate of the symbols, whose phase is proportional to the offset between the biphase filter and the symbols of the received signal. The exp (i2nm / (M / 2)) shown in the diagram varies with each new sample received (m increases by one). By summation in the 8 integrating filter, we obtain El 1 exp (127 [m / (M / 2), which corresponds to a Fourier transform At the output of the integrating filter, we calculate the argument (angle (.)) of this Fourier transform angle (.) / (2pi) .Ts finally gives the offset between the reference time of the filter and that of the optimal sampling. The symbol clock recovery stage 34 thus performs just A selection of samples at the output of the filters Figure 7 shows a simulation of the estimate of the carrier frequency, in the presence of noise, by a demodulator as shown in FIGS. 5 and 6. FIG. a simulation of the recovery of the symbol clock in the presence of a drift of the symbol rate of 10-4.On FIG. 8, the optimal sampling instant is expressed in samples with respect to a reference, on the example at L = 128 samples per symbol. [0026] To illustrate the performance of the invent FIGS. 10 and 11 show the (simulated) degradation of the error ratio as a function of ratio Eb / NO in the absence, respectively, in the presence of phase noise. For the simulation, a bit rate of 2 kbaud (equivalent to 1 kbit / s with convolutional coding) was assumed, a modulation index (P of 55 ° and a phase noise mask as shown in FIG. corresponding to an Allan variance of 90 Hz.) In FIG. 9, the dotted curve represents the spectral density (dsp) in dBRad2 / Hz of the filter used to model the spectral density in dBRad2 / Hz of the phase noise. target (template) represented by the dashed curve The mixed curve represents the measurable phase noise on the carrier in dBc / Hz., as we are in orders of phase noise magnitudes very difficult to measure (in dBc / Hz) less than 100 Hz of the carrier, the shift to Allan's variance is justified. [0028] For the simulations of FIGS. 10 and 11, symbol clock recovery is assumed to be perfect (not simulated), which is why associated parameters do not need to be indicated. For each curve, the number N (length of the averager) is indicated in symbols (behind the word phase) and the factor 1 / (1-c ') (behind the word freq).
Légende: 10 Démodulateur 12 Mélangeur 14 Filtre NRZ 16 Filtre biphase 18 registre 20 Ligne à retard 22 Algorithme de Viterbi 24 Estimateur de fréquence de porteuse 26 Etage de multiplication 28 Etage de calcul d'argument 30 Filtre intégrateur 32 Générateur de réplique de porteuse 34 Etage de récupération d'horloge de symboles Legend: 10 Demodulator 12 Mixer 14 NRZ Filter 16 Two-Phase Filter 18 Register 20 Delay Line 22 Viterbi Algorithm 24 Carrier Frequency Estimator 26 Multiplication Step 28 Argument Calculation Step 30 Integrator Filter 32 Carrier Replica Generator 34 Step symbol clock recovery