FR2964463A1

FR2964463A1 - Circuit for controlling charging of e.g. non-calibrated battery in portable telephone, has mass referenced output differential voltage amplifier including output connected to grid of N-type FET or to another grid of P-type FET

Info

Publication number: FR2964463A1
Application number: FR1003508A
Authority: FR
Inventors: Hafid Amrani; Hubert Cordonnier
Original assignee: CDDIC SAS
Current assignee: CDDIC SAS
Priority date: 2010-09-02
Filing date: 2010-09-02
Publication date: 2012-03-09
Anticipated expiration: 2030-09-02
Also published as: FR2964463B1

Abstract

The circuit has a capacitor (15) parallely connected with a resistor (14). An N-type FET (13) comprises a source connected to a voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and a drain connected to another resistor (10). A differential output differential voltage amplifier (11) is cascaded with a mass referenced output differential voltage amplifier (12). The mass referenced output differential voltage amplifier has an output connected to a grid of the N-type FET or to another grid of a P-type FET (16).

Description

-1- Circuit de contrôle de charge de batterie sans calibration DESCRIPTION DE L'INVENTION ABREGE Un circuit de contrôle de charge de batterie a pour but de fournir à une batterie déchargée un courant de charge constant, suivi d'une tension de charge constante qui est maintenue jusqu'à ce que le courant de charge diminue au-dessous d'une limite prédéterminée. Les points les plus critiques d'une telle charge de batterie concernent la précision de la tension de charge constante, et la précision de la mesure du courant de charge pendant cette phase de charge à tension constante. Les solutions couramment utilisées pour résoudre ces problèmes utilisent des méthodes de calibration, qui sont très coûteuses et très complexes. En effet, dans ces méthodes classiques, soit une calibration est faite en usine après la fabrication des circuits intégrés, soit le circuit de contrôle de charge de batterie nécessite des convertisseurs analogiques numériques et des softwares embarqués complexes avec beaucoup d'espace mémoire. Le circuit présenté propose une solution pour répondre à ces points critiques, sans utilisation de calibration, ce qui le rend très intéressant en terme de coût (surface silicium réduite) et de production (temps de test). Quand la charge est terminée, ce circuit peut également être utilisés pour mesurer précisément le courant de décharge de la batterie. Le circuit de contrôle de charge de batterie de la présente invention est particulièrement (mais pas exclusivement) approprié pour la charge de batterie de type lithium-ion (Li+), les batteries d'acide, et d'autres batteries rechargeables. -1- Battery Charge Control Circuit Without Calibration DESCRIPTION OF THE INVENTION ABRIDED A battery charge control circuit is intended to provide a discharged battery with a constant charging current, followed by a constant charging voltage which is maintained until the charging current decreases below a predetermined limit. The most critical points of such a battery charge are the accuracy of the constant charging voltage, and the accuracy of the measurement of the charging current during this constant voltage charging phase. Solutions commonly used to solve these problems use calibration methods, which are very expensive and very complex. Indeed, in these conventional methods, a calibration is made in the factory after the manufacture of integrated circuits, or the battery charge control circuit requires digital analog converters and embedded softwares with a lot of memory space. The presented circuit proposes a solution to answer these critical points, without use of calibration, which makes it very interesting in terms of cost (reduced silicon surface) and production (test time). When charging is complete, this circuit can also be used to accurately measure the discharge current of the battery. The battery charge control circuit of the present invention is particularly (but not exclusively) suitable for lithium-ion (Li +) type battery charging, acid batteries, and other rechargeable batteries.

DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION Avec cette l'invention, les circuits présentés se rapportent généralement aux circuits implémentés sur une seule puce (dites Embedded) de circuits mixtes (digital et analogique), dans les nouvelles technologies (nano technologies) CMOS, et dans les technologies CMOS plus anciennes (et peu coûteuses). Plus spécifiquement mais non exclusivement, la révélation actuelle se rapporte à l'implémentation de la gestion de la charge et de la décharge d'une batterie sur une seule puce (dite Embedded battery management), et la description qui suit fait référence à ces champs d'application pour des facilités d'illustration uniquement. Cette invention se rapporte généralement aux circuit de contrôle de charge de batterie. ETAT DE LA TECHNIQUE ANTERIEURE Avec la popularité croissante du matériel électronique portatif, l'équipement alimenté par batteries est devenu de plus en plus populaire. Des terminaux mobiles telles que les téléphones portables sont généralement alimentés par une batterie. Beaucoup de types de batteries sont conçus pour un usage unique. De telles batteries sont jetées lorsqu'elles sont déchargées. Cependant, quelques batteries sont conçues pour être rechargeables. TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION With this invention, the circuits presented generally relate to circuits implemented on a single chip (so-called Embedded) of mixed circuits (digital and analog), in new technologies (nano technologies) CMOS, and in older (and inexpensive) CMOS technologies. More specifically but not exclusively, the current revelation relates to the implementation of the management of the charge and discharge of a battery on a single chip (so-called embedded battery management), and the following description refers to these fields. for illustration purposes only. This invention generally relates to battery charge control circuitry. STATE OF THE PRIOR ART With the increasing popularity of portable electronic equipment, battery powered equipment has become increasingly popular. Mobile devices such as mobile phones are usually powered by a battery. Many types of batteries are designed for single use. Such batteries are discarded when discharged. However, some batteries are designed to be rechargeable.

Il y a trois types de batteries rechargeables qui peuvent satisfaire les contraintes de conception imposées à une batterie pour téléphone portable. Les trois types de batterie sont Nickel-Cadmium (NiCad), Nickel Metal Hybride (NiMH), et Lithium Ion (Li-Ion). Chaque type de batterie possède ses avantages et ses inconvénients. La batterie de type Li-Ion est actuellement la batterie rechargeable la plus coûteuse utilisée dans des applications téléphones portables. Cependant, cet inconvénient est compensé par de nombreux avantages comparativement aux autres types de deux batteries. Une batterie de type Li-Ion ne souffre pas de la dégradation de sa capacité due aux -2- effets de mémoire, lorsqu'elle est rechargée avant sa pleine décharge. De plus, la batterie de type Li-Ion a la densité d'énergie la plus forte parmi les trois types de batterie rechargeable cités plus haut. Par exemple, la densité d'énergie de la batterie de type Li-Ion est presque deux fois plus importante que celle d'une batterie de type NiCad. Ceci est particulièrement important dans des applications de téléphone portable ou d'autres applications, où il y a une tendance à augmenter les temps d'autonomie en mode discussion et en mode de repos, tout en cherchant à diminuer la taille et le poids de l'appareil portatif. Une seule cellule de Li-Ion a une tension d'approximativement 4.1 volts (ou 4.2 volts). Cette tension élevée évite d'avoir à utiliser plusieurs cellules de batteries en série pour créer une tension équivalente, nécessaire au fonctionnement des téléphones portables. Cependant, une batterie de type Li-Ion a une tolérance très faible en surtension. Ainsi, l'alimentation servant à charger une batterie de type Li-Ion doit maintenir la tension de charge finale dans une tolérance très précise. Cette tension de charge finale d'une batterie Li-Ion est particulièrement importante parce que la vie et la capacité de la cellule de Li-Ion est dégradée si cette tension de fm de charge varie de 4.1 volts (ou 4.2 volts) de plus ou moins quelques dizaines de pourcents (par exemple plus ou moins 0.5 pourcent, ce qui correspond à plus ou moins 20 milli volts). De plus, une tension de charge plus élevée que ce qui peut être toléré par la batterie, peut provoquer l'explosion de la batterie. Les batteries rechargeables exigent ainsi certaines contraintes sur leurs circuits de contrôle de charge. Les circuits typiques de charge de batterie transfèrent la puissance à partir d'une source d'énergie, telle qu'une prise murale AC, ou un dispositif USB, ou d'une alternateur de voiture. Le processus de recharge inclut typiquement des contraintes fortes sur les tensions et les courants de charge à partir de cette source d'énergie. En particulier, si les tensions ou les courants de charges fournis à la batterie sont trop grands, la batterie peut être endommagée, ou pire, exploser. D'autre part, si les tensions ou les courants de charge fournis à la batterie sont trop petits, le processus de charge peut être inefficace. Par exemple, une utilisation inefficace de la spécification de charge de la batterie peut mener à des temps de remplissage très longs. De plus, si le processus de charge n'est pas efficace, la capacité de la cellule de la batterie (c'est à dire, la quantité d'énergie que la batterie peut contenir) n'est pas optimisée. D'ailleurs, une recharge inefficace peut impacter la durée de vie de la batterie (c'est à dire, le nombre de cycles de charge/décharge qui peuvent être fournis par la batterie). En outre, une charge inefficace peut résulter dans des changements dans le temps des caractéristiques de la batterie. Ces problèmes sont compliqués par le fait que des caractéristiques des batteries en tensions et courants de recharge, peuvent être différents d'une batterie à l'autre. Par conséquent, il est vraiment souhaitable de mesurer constamment l'état de charge de la batterie, et de charger la batterie lorsque la capacité résiduelle de la batterie diminue. Dans une batterie, la tension ne diminue pas de manière significative, mais les courants de décharge diminuent remarquablement lorsque la capacité résiduelle diminue. Dans les architectures classiques, une résistance est reliée à la borne positive de la batterie, et une tension différentielle est directement mesurée à travers cette résistance par un convertisseur ADC (Convertisseur Analogique Digital). Avec un circuit de mesure de courant, la valeur courante du courant de charge peux être obtenue en divisant la tension différentielle V aux bornes de la résistance de valeur R, en utilisant la loi d'Ohm (I=V/R). Il est aussi connu qu'un tel type de circuit de mesure de courant de charge, amplifie cette tension différentielle V grâce à un amplificateur différentiel, avant d'être envoyée à un convertisseur ADC (Convertisseur Analogique Digital). Cependant, pour mesurer correctement le courant de charge et décharge d'une batterie, et surtout la tension de la batterie, un tel circuit de contrôle de charge de batterie doit être très précis. De tels circuits utilisent souvent des procédures de calibration, ce qui augmente de coût et de complexité. En effet, dans ces méthodes classiques, soit une calibration est faite en usine après la fabrication des circuits intégrés, soit le circuit de contrôle de charge de batterie 2964463 -3- nécessite des convertisseurs analogiques numériques et des softwares embarqués complexes avec beaucoup d'espace mémoire. Dans un système de charge de batterie de type lithium-ion ou une batterie d'acide, une première phase de charge à courant constant (dit CC) est appliquée à la batterie, afin de la recharger rapidement. Lorsque la batterie atteint sa 5 valeur de tension finale, le système de charge de batterie commute à une phase de charge à tension constante (dit CV), afin de maintenir la batterie à son niveau de tension final. La phase de charge à courant constant (dit CC) ne peut pas être appliqué à la batterie lorsque celle ci a atteint sa tension fmale, sinon la capacité de stockage de l'énergie de la batterie serait dépassée, ce qui détruirait la batterie. Cependant, afm de réduire au minimum la durée du cycle de charge de la batterie, la durée de la phase de charge à courant constant (dit CC) doit être maximale. Par 10 exemple, le courant de charge typique pour des batteries de téléphones portables est approximativement de un ampère (1A). Par conséquent, la précision de la transition entre les modes de fonctionnement CC et CV est un facteur crucial dans la charge de la batterie. Lors de la phase à tension constante (dit CV), le courant de charge diminue progressivement. Cette phase est maintenue jusqu'à ce que la batterie devienne entièrement chargée, c'est à dire jusqu'à ce que le courant de charge soit nul ou très faible. Ce courant de charge à partir duquel la charge peut 15 être coupée est appelé courant de fin de charge. Le courant de fin de charge d'une batterie Lithium Ion est défini par deux paramètres : le niveau de tension de charge, et du courant de charge. La précision de la valeur de la tension de la batterie pendant cette phase à tension constante (dite CV), et la précision de la mesure du courant de charge pendant cette phase, sont les points le plus critique dans une charge de batterie. Un objet de notre invention est de présenter un circuit de contrôle de charge de batterie pour répondre à ces points 20 critiques, sans utilisation de calibration, ce qui le rend très intéressant en terme de coût (surface silicium réduite) et de production (temps de test). Quand la charge est terminée, ce circuit peut également être utilisés pour mesurer précisément le courant de décharge de la batterie. DESCRIPTION BREVE DE L'INVENTION 25 Un circuit de charge de batterie a pour but de fournir à une batterie déchargée un courant de charge constant (dit CC) (de valeur C - par exemple C=1A) jusqu'à ce que la tension de la batterie atteigne une valeur prédéterminée de tension (par exemple 4.1V ou 4.2V pour des batteries de type Lithium Ion). Cette phase de charge à courant constant CC est suivie d'une phase à tension constante (dit CV) (par exemple 4.1V ou 4.2V pour des batteries de type Lithium Ion). Cette phase à tension constante CV est maintenue jusqu'à ce que le courant de charge de la batterie 30 descende au dessous d'une valeur prédéterminée (par exemple C/10). A ce moment, la charge de la batterie peut être terminée (la batterie est entièrement chargée). La précision de la valeur de la tension de la batterie pendant la phase à tension constante (dite CV), et la précision de la mesure du courant de charge pendant cette phase, sont les points le plus critique dans une charge de batterie. Un objet de notre invention est de présenter un circuit de contrôle de charge de batterie pour répondre à ces points 35 critiques, sans utilisation de calibration, ce qui le rend très intéressant en terme de coût (surface silicium réduite) et de production (temps de test). Quand la charge est terminée, ce circuit peut également être utilisés pour mesurer précisément le courant de décharge de la batterie. Le courant dans la batterie est déterminé en mesurant la chute de tension à travers une petite résistance mise en série avec la batterie (de l'ordre de 100 milli ohm par exemple). -4- Le circuit de contrôle de charge de chargeur de la présente invention est particulièrement approprié à l'utilisation dans un système de charge de batteries lithium-ion (Li+) ou de batteries d'acide, ou de n'importe quelle batterie rechargeable. Les éléments constituants et les avantages de ces circuits de cette invention ressortiront de la description et des figures qui suivent. Cette description comportes plusieurs exemples de réalisation donnés à titre indicatif, et ne limite ainsi pas la portée des champs d'application et d'implémentation de cette invention. Par exemple, ce circuit peut aussi être utilisé pour générer une tension d'alimentation ou une tension de référence très précise (par exemple pour les régulateurs linéaires, régulateurs de type dc-dc, références de tensions, ...), et pour mesurer un courant de charge ou comme limiteur de courant. There are three types of rechargeable batteries that can meet the design constraints imposed on a mobile phone battery. The three types of batteries are Nickel-Cadmium (NiCad), Nickel Metal Hybrid (NiMH), and Lithium Ion (Li-Ion). Each type of battery has its advantages and disadvantages. The Li-Ion battery is currently the most expensive rechargeable battery used in mobile phone applications. However, this disadvantage is offset by many advantages over other types of two batteries. A Li-Ion battery does not suffer from memory degradation due to memory effects when recharged before full discharge. In addition, the Li-Ion type battery has the highest energy density among the three types of rechargeable battery mentioned above. For example, the energy density of the Li-Ion type battery is almost twice as high as that of a NiCad type battery. This is particularly important in mobile phone applications or other applications, where there is a tendency to increase standby time in talk mode and idle mode, while seeking to decrease the size and weight of the talker. portable device. A single Li-Ion cell has a voltage of approximately 4.1 volts (or 4.2 volts). This high voltage avoids having to use several battery cells in series to create an equivalent voltage, necessary for the operation of mobile phones. However, a Li-Ion type battery has a very low overvoltage tolerance. Thus, the power supply for charging a Li-Ion type battery must maintain the final charging voltage in a very precise tolerance. This final charging voltage of a Li-Ion battery is particularly important because the life and capacity of the Li-Ion cell is degraded if this charging fm voltage varies by 4.1 volts (or 4.2 volts) more or minus a few tens of percent (for example plus or minus 0.5 percent, which corresponds to plus or minus 20 milli volts). In addition, a higher charging voltage than can be tolerated by the battery can cause the battery to explode. Rechargeable batteries thus require certain constraints on their charge control circuits. Typical battery charging circuits transfer power from a power source, such as an AC wall outlet, or a USB device, or a car alternator. The charging process typically includes strong constraints on voltages and charging currents from this power source. In particular, if the voltages or charge currents supplied to the battery are too large, the battery may be damaged, or worse, explode. On the other hand, if the voltages or charging currents supplied to the battery are too small, the charging process may be ineffective. For example, inefficient use of the battery charge specification can lead to very long charging times. In addition, if the charging process is not efficient, the capacity of the battery cell (i.e., the amount of power that the battery can hold) is not optimized. Moreover, inefficient charging can impact battery life (that is, the number of charge / discharge cycles that can be provided by the battery). In addition, inefficient charging can result in changes in the time of the characteristics of the battery. These problems are complicated by the fact that the characteristics of the batteries at charging voltages and currents may be different from one battery to another. Therefore, it is really desirable to constantly measure the state of charge of the battery, and charge the battery when the residual capacity of the battery decreases. In a battery, the voltage does not decrease significantly, but the discharge currents decrease remarkably when the residual capacity decreases. In conventional architectures, a resistor is connected to the positive terminal of the battery, and a differential voltage is directly measured through this resistor by an ADC converter (Digital Analog Converter). With a current measuring circuit, the current value of the charging current can be obtained by dividing the differential voltage V across the value resistor R, using Ohm's law (I = V / R). It is also known that such a type of load current measurement circuit amplifies this differential voltage V by means of a differential amplifier, before being sent to an ADC converter (Digital Analog Converter). However, to properly measure the charge and discharge current of a battery, and especially the battery voltage, such a battery charge control circuit must be very accurate. Such circuits often use calibration procedures, which increases cost and complexity. Indeed, in these conventional methods, a calibration is made at the factory after the manufacture of the integrated circuits, or the battery charge control circuit 2964463 -3- requires digital analog converters and complex embedded softwares with a lot of space memory. In a lithium-ion battery charging system or an acid battery, a first constant-current charging phase (so-called DC) is applied to the battery, in order to recharge it quickly. When the battery reaches its final voltage value, the battery charging system switches to a constant voltage charge phase (so-called CV), in order to maintain the battery at its final voltage level. The constant current charging phase (so-called DC) can not be applied to the battery when it has reached its final voltage, otherwise the storage capacity of the battery power would be exceeded, which would destroy the battery. However, in order to minimize the duration of the charge cycle of the battery, the duration of the constant current charging phase (so-called CC) must be maximum. For example, the typical charging current for mobile phone batteries is approximately one ampere (1A). Therefore, the accuracy of the transition between the DC and the CV operating modes is a crucial factor in charging the battery. During the constant voltage phase (so-called CV), the charging current gradually decreases. This phase is maintained until the battery becomes fully charged, ie until the charging current is zero or very low. This charging current from which the load can be switched off is called the end of charge current. The end of charge current of a Lithium Ion battery is defined by two parameters: the level of the charging voltage, and the charging current. The accuracy of the value of the battery voltage during this constant voltage phase (so-called CV), and the accuracy of the measurement of the charging current during this phase, are the most critical points in a battery charge. An object of our invention is to present a battery charge control circuit to respond to these critical points, without the use of calibration, which makes it very interesting in terms of cost (reduced silicon area) and production (time of test). When charging is complete, this circuit can also be used to accurately measure the discharge current of the battery. BRIEF DESCRIPTION OF THE INVENTION A battery charging circuit is intended to supply a discharged battery with a constant charging current (called DC) (of value C - for example C = 1A) until the voltage of the battery reaches a predetermined voltage value (for example 4.1V or 4.2V for Lithium Ion type batteries). This DC constant current charging phase is followed by a constant voltage phase (called CV) (for example 4.1V or 4.2V for Lithium Ion batteries). This constant voltage phase CV is maintained until the charging current of the battery 30 falls below a predetermined value (for example C / 10). At this time, the battery charge may be over (the battery is fully charged). The accuracy of the voltage value of the battery during the constant voltage phase (so-called CV), and the accuracy of the measurement of the charging current during this phase, are the most critical points in a battery charge. An object of our invention is to present a battery charge control circuit to respond to these critical points, without the use of calibration, which makes it very interesting in terms of cost (reduced silicon area) and production (time of test). When charging is complete, this circuit can also be used to accurately measure the discharge current of the battery. The current in the battery is determined by measuring the voltage drop across a small resistor placed in series with the battery (of the order of 100 milli ohm for example). The charger charging control circuit of the present invention is particularly suitable for use in a charging system of lithium-ion (Li +) batteries or acid batteries, or any rechargeable battery. . The constituent elements and advantages of these circuits of this invention will become apparent from the description and figures which follow. This description includes several exemplary embodiments given as an indication, and thus does not limit the scope of the fields of application and implementation of this invention. For example, this circuit can also be used to generate a very precise supply voltage or reference voltage (for example for linear regulators, dc-dc type regulators, voltage references, etc.), and to measure a charging current or as a current limiter.

BREVE PRESENTATION DES FIGURES Les figures d'accompagnement, qui sont incorporées dans ce brevet, illustrent une ou plusieurs implémentations de la présente invention et, associées avec la description détaillée, servent à expliquer les principes et les réalisations de l'invention. BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES The accompanying figures, which are incorporated in this patent, illustrate one or more implementations of the present invention and, together with the detailed description, serve to explain the principles and embodiments of the invention.

Dans les figures attachées: In the attached figures:

La figure 1 (FIG. 1) est un schéma électrique de la première architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à tension constante avec une mesure précise du courant de charge, et sans calibration. Figure 1 (Figure 1) is a circuit diagram of the first architecture of the battery charging circuit, accurate to constant voltage with accurate measurement of the charging current, and without calibration.

La figure 2 (FIG. 2) est un schéma électrique de la deuxième architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à tension constante avec une mesure précise du courant de charge, et sans calibration. Figure 2 (Figure 2) is a circuit diagram of the second architecture of the battery charging control circuit, accurate to constant voltage with accurate measurement of the charging current, and without calibration.

La figure 3 (FIG. 3) est un schéma électrique de la première architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à courant constant, et sans calibration. La figure 4 (FIG. 4) est un schéma électrique de la deuxième architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à courant constant, et sans calibration. 30 DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION Ces circuits sont destinés à des applications de contrôle de la charge et de la décharge d'une batterie. Ceux qui ont de la compétence dans ce domaine à l'état de l'art se rendront compte que la description détaillée qui suit de la présente invention est d'illustration seulement et n'est pas limitative de quelque façon. D'autres modes de réalisation de la présente invention se suggéreront aisément à de telles personnes bénéficiant des avantages de cette 35 invention. Les références détaillent des réalisations de la présente invention, comme illustré dans les schémas joints. Le cas échéant, les mêmes indicateurs de référence seront employés dans tous les schémas et dans la description détaillée qui suit, pour se rapporter à la même chose ou aux pièces semblables. Dans un intérêt de clarté, tous les dispositifs courants des réalisations décrites ci-dessus ne sont pas montrés et décrits. Bien entendu, dans le développement de telles implémentations, de nombreuses décisions spécifiques devront être 40 prise selon l'application et les contraintes liées au marché, étant donné que ces buts spécifiques varieront d'une exécution à l'autre et d'un réalisateur à l'autre.25 -5- D'ailleurs, un tel effort de développement pourrait être complexe et long, mais néanmoins serait une entreprise courante de ceux qui ont de la compétence dans ce domaine à l'état de l'art. En se tournant maintenant vers les figures : - La figure 1 (FIG. 1) est un schéma électrique de la première architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à tension constante avec une mesure précise du courant de charge, et sans calibration. Le rôle de ce circuit est de contrôler précisément, sans utilisation de calibration, la charge à tension constante de la batterie (phase dite CV), la mesure précise du courant de charge pendant cette phase de charge à tension constante, et lorsque la batterie est chargée, la mesure précise du courant de décharge de la batterie. Figure 3 (FIG 3) is a circuit diagram of the first architecture of the battery charging control circuit, accurate to constant current, and without calibration. Figure 4 (FIG 4) is a circuit diagram of the second architecture of the battery charging control circuit, accurate to constant current, and without calibration. DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION These circuits are intended for charge and discharge control applications of a battery. Those skilled in the art will realize that the following detailed description of the present invention is illustrative only and not in any way limiting. Other embodiments of the present invention will be readily apparent to such persons benefiting from the advantages of this invention. The references detail embodiments of the present invention, as illustrated in the accompanying drawings. Where appropriate, the same reference indicators will be used in all diagrams and in the detailed description that follows, to refer to the same or similar parts. For the sake of clarity, all current devices of the embodiments described above are not shown and described. Of course, in the development of such implementations, many specific decisions will have to be made depending on the application and the constraints related to the market, since these specific goals will vary from one execution to another and from one director to another. the other.25 -5- Moreover, such a development effort could be complex and time-consuming, but nevertheless would be a common undertaking of those with state-of-the-art expertise in this field. Turning now to the figures: - Figure 1 (FIG 1) is a circuit diagram of the first architecture of the battery charging circuit, accurate to constant voltage with accurate measurement of the charging current, and without calibration . The role of this circuit is to precisely control, without use of calibration, the constant voltage charge of the battery (so-called CV phase), the precise measurement of the charging current during this phase of charge at constant voltage, and when the battery is charged, accurate measurement of the discharge current of the battery.

Ce circuit comporte: - Un transistor de puissance de charge (4) connecté entre le chargeur (VCHARGER) et une résistance de mesure du courant de charge (5). La résistance de mesure du courant de charge (5) est aussi connectée à la batterie (6) à charger. - Un pont diviseur résistif (7) (8) qui est connectée entre la batterie (6) à charger et la masse, et qui génère 15 une tension (VFB) égale à un ratio de la tension (VBAT) de la batterie (6). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) cascadé avec un amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée négative 20 connectée à la sortie (VFB) du pont diviseur résistif (7) (8), soit son entrée négative connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée positive connectée à la sortie (VFB) du pont diviseur résistif (7) (8). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) et son entrée 25 négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a sa sortie connectée à la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). 30 - Quatre interrupteurs (9) qui constituent un circuit d'interrupteurs à entrée différentielle et à sortie différentielle qui, dans la phase de mesure du courant de charge de la batterie, connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6), et dans la phase de mesure du courant de décharge de la batterie, connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de 35 la batterie (6). - Une résistance (10) connectée à la sortie positive du circuit d'interrupteurs (9). - Une résistance (14) connectée entre la sortie en tension (VIBATTERY) donnant la mesure du courant de charge ou de décharge de la batterie, et la masse. - Une capacité (15) connectée en parallèle avec la résistance (14), qui filtre le bruit haute fréquence de la 40 sortie en tension (VIBATTERY) du circuit. -6- - Un transistor nFET (13), dont la source est connectée à la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit, et dont le drain est connecté à la résistance (10). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) cascadé avec un amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la résistance (10) et son entrée négative connectée à la sortie négative du circuit d'interrupteurs (9), soit son entrée négative connectée à la résistance (10) et son entrée positive connectée à la sortie négative du circuit d'interrupteurs (9). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) et son entrée négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (Il) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a sa sortie connectée à la grille du transistor nFET (13). - Pendant la phase de charge à tension constante (CV) : Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). This circuit comprises: - a load power transistor (4) connected between the charger (VCHARGER) and a load current measuring resistor (5). The measuring resistor of the charging current (5) is also connected to the battery (6) to be charged. - A resistive divider bridge (7) (8) which is connected between the battery (6) to be charged and ground, and which generates a voltage (VFB) equal to a voltage ratio (VBAT) of the battery (6). ). - A differential voltage amplifier with differential output (2) cascaded with a differential voltage amplifier with output referenced to ground (3). The differential output voltage amplifier (2) has, as a function of time and evenly in time, through four switches (1), its positive input connected to a specific reference voltage (VREF). ) and its negative input connected to the output (VFB) of the resistive divider bridge (7) (8), ie its negative input connected to a precise reference voltage (VREF) and its positive input connected to the output (VFB) of the resistive divider bridge (7) (8). The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (2) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2), ie its negative input connected to the positive output of the differential amplifier; differential output differential voltage (2) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2). The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has its output connected to the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4). Four switches (9) which constitute a differential input and differential output switch circuit which, in the measurement phase of the charging current of the battery, connects its positive output to the drain (VCC) of the power transistor of charge (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6), and in the measuring phase of the discharge current of the battery, connects its negative output to the drain (VCC) of the power transistor of charge (4) and its positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). - A resistor (10) connected to the positive output of the switch circuit (9). - A resistor (14) connected between the voltage output (VIBATTERY) giving the measurement of the charge or discharge current of the battery, and the mass. - A capacitor (15) connected in parallel with the resistor (14), which filters the high frequency noise of the voltage output (VIBATTERY) of the circuit. -6- - an nFET transistor (13), the source of which is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10). - A differential output differential voltage amplifier (11) cascaded with a ground-referenced differential voltage amplifier (12). The differential output voltage amplifier (11) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), its positive input connected to the resistor (10) and its negative input connected to the negative output of the switch circuit (9), ie its negative input connected to the resistor (10) and its positive input connected to the negative output of the switch circuit (9). The ground-referenced output differential voltage amplifier (12) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (11) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (11), or its negative input connected to the positive output of the voltage amplifier Differential output differential (11) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential amplifier (11). The ground referenced differential voltage amplifier (12) has its output connected to the gate of the nFET transistor (13). - During constant voltage charge (CV) phase: The switch circuit (9) connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) battery (6).

En supposant que l'amplificateur (Il) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor nFET (13) et dans la résistance (14). Assuming that the amplifier (II) has a large gain, the input voltage error of the set consisting of the cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11). The current flowing through the resistor (10) flows into the nFET transistor (13) and into the resistor (14).

En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (11) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : Phase 1: VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERY1 Phase 2: VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension VIBATTERY varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VIBATTERY = (VIBATTERY1+VIBATTERY2)/2= (RS*ICHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VIBATTERY) du courant de charge de la batterie (ICHARGE) est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (11) et (12), et est donc très précise, sans avoir besoin de calibration. En supposant que l'amplificateur (2) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (2) et (3) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSV) de l'amplificateur (2), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (3) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (2). -7- En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (2) et (3) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases de la boucle en tension qui est formée par les amplificateurs (2) (3), le transistor de puissance de charge (4), et le pont diviseur résistif (7) (8) : Phase 1: VBAT = [VREF-EPSV] *[1+(Rl/R2)] = VBAT1 Phase 2: VBAT = [VREF+EPSV] *[1+(Rl/R2)] = VBAT2 La bande passante peut être rendue très faible par rapport à la fréquence de pilotage des phases 1 et 2 (par exemple 100 fois plus faible) : une solution consiste, par exemple, a ajouter une capacité (par exemple, de valeur de quelques nF) sur la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (11) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: Phase 1 : VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERY1 Phase 2: VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) + EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERY2 The capacitance Cl (15) filters the output voltage (VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (duty cycle of 50 percent), the voltage VIBATTERY varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VIBATTERY = ( VIBATTERY1 + VIBATTERY2) / 2 = (RS * ICHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VIBATTERY) of the charge current of the battery (ICHARGE) is independent of the input voltage errors of the amplifiers (11) and (12), and is therefore very precise, without the need for calibration. Assuming that the amplifier (2) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (2) and (3) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSV) of the amplifier (2), since the input voltage error of the amplifier (3) is divided by the high gain of the amplifier (2). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (2) and (3) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases of the voltage loop which is formed by the amplifiers (2) (3), the load power transistor (4), and the resistive divider bridge (7) (8): Phase 1: VBAT = [VREF-EPSV] * [1+ (R1 / R2)] = VBAT1 Phase 2: VBAT = [VREF + EPSV] * [1+ (R1 / R2)] = VBAT2 The bandwidth can be made very small compared to the control frequency of phases 1 and 2 (for example 100 times lower): one solution consists, for example, in adding a capacitance (for example, of a value of a few nF) to the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4).

Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension de charge régulée VBAT varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VBAT = (VBAT1+VBAT2)/2= VREF*[1+(R1/R2)] Ainsi, la tension de charge de la batterie (VBAT) est constante, et est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (2) et (3), et est très précise sans avoir besoin de calibration, à condition également d'avoir une tension de référence (VREF) suffisamment précise pour obtenir la précision souhaitée (par exemple plus ou moins 0.5 pourcent) de la tension de la batterie à charger. - Après la charge de la batterie, pendant la phase de mesure du courant de décharge de la batterie: Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et 20 sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). En supposant que l'amplificateur (11) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). 25 Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor nFET (13) et dans la résistance (14). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (11) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : IDISCHARGE = -ICHARGE 30 Phase 1: VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERYI Phase 2: VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension VIBATTERY varie très peu dans le 35 temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VIBATTERY = (VIBATTERY1+VIBATTERY2)/2= (RS*IDISCHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VIBATTERY) du courant de décharge de la batterie (IDISCHARGE) est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (11) et (12), et est donc très précise, sans avoir besoin de calibration. Thus, considering that the two phases 1 and 2 are controlled equally over time (duty cycle of 50 percent), the regulated charge voltage VBAT varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VBAT = (VBAT1 + VBAT2) / 2 = VREF * [1+ (R1 / R2)] Thus, the charge voltage of the battery (VBAT) is constant, and is independent of the errors in the input voltage of the amplifiers (2 ) and (3), and is very accurate without the need for calibration, provided also to have a reference voltage (VREF) sufficiently precise to obtain the desired accuracy (for example more or less 0.5 percent) of the voltage of the battery to charge. - After charging the battery, during the measuring phase of the discharge current of the battery: The circuit of switches (9) connects its negative output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and 20 Positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). Assuming that the amplifier (11) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11). The current flowing through the resistor (10) flows into the nFET transistor (13) and the resistor (14). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (11) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: IDISCHARGE = -ICHARGE 30 Phase 1: VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERYI Phase 2: VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) + EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERY2 The Cl capacity (15) filters the output voltage (VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (50 percent duty cycle), the voltage VIBATTERY varies very little in the time and is almost equal to its average value which is: VIBATTERY = (VIBATTERY1 + VIBATTERY2) / 2 = (RS * IDISCHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VIBATTERY) of the discharge current of the battery (IDISCHARGE) is independent of the input voltage errors of the amplifiers (11) and (12), and is therefore very accurate, without the need for calibration.

40 - La figure 2 (FIG. 2) est un schéma électrique de la deuxième architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à tension constante avec une mesure précise du courant de charge, et sans calibration. -8- Le rôle de ce circuit est de contrôler précisément, sans utilisation de calibration, la charge à tension constante de la batterie (phase dite CV), la mesure précise du courant de charge pendant cette phase de charge à tension constante, et lorsque la batterie est chargée, la mesure précise du courant de décharge de la batterie. Ce circuit comporte: - Un transistor de puissance de charge (4) connecté entre le chargeur (VCHARGER) et une résistance de mesure du courant de charge (5). La résistance de mesure du courant de charge (5) est aussi connectée à la batterie (6) à charger. - Un pont diviseur résistif (7) (8) qui est connectée entre la batterie (6) à charger et la masse, et qui génère une tension (VFB) égale à un ratio de la tension (VBAT) de la batterie (6). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) cascadé avec un amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée négative connectée à la sortie (VFB) du pont diviseur résistif (7) (8), soit son entrée négative connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée positive connectée à la sortie (VFB) du pont diviseur résistif (7) (8). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) et son entrée négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a sa sortie connectée à la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). - Quatre interrupteurs (9) qui constituent un circuit d'interrupteurs à entrée différentielle et à sortie différentielle qui, dans la phase de mesure du courant de charge de la batterie, connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6), et dans la phase de mesure du courant de décharge de la batterie, connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). - Une résistance (10) connectée à la sortie négative du circuit d'interrupteurs (9). - Une résistance (14) connectée entre la sortie en tension (VIBATTERY) donnant la mesure du courant de charge ou de décharge de la batterie, et le chargeur (VCHARGER). Dans cette architecture, la tension donnant la mesure du courant de charge ou de décharge de la batterie est la tension différentielle (VCHARGER-VIBATTERY). - Une capacité (15) connectée en parallèle avec la résistance (14), qui filtre le bruit haute fréquence de la sortie différentielle en tension (VCHARGER-VIBATTERY) du circuit. - Un transistor pFET (16), dont la source est connectée à la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit, et dont le drain est connecté à la résistance (10). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) cascadé avec un amplificateur de 40 tension différentielle à sortie référencée à la masse (12). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre -9- interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive du circuit d'interrupteurs (9) et son entrée négative connectée à la résistance (10), soit son entrée négative connectée à la sortie positive du circuit d'interrupteurs (9) et son entrée positive connectée à la résistance (10). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) et son entrée négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a sa sortie connectée à la grille du transistor pFET (16). - Pendant la phase de charge à tension constante (CV) : Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). Fig. 2 (Fig. 2) is a circuit diagram of the second architecture of the battery charge control circuit, accurate at constant voltage with accurate measurement of the charging current, and without calibration. -8- The role of this circuit is to precisely control, without use of calibration, the constant voltage charge of the battery (so-called CV phase), the precise measurement of the charging current during this phase of charge at constant voltage, and when the battery is charged, the accurate measurement of the discharge current of the battery. This circuit comprises: - a load power transistor (4) connected between the charger (VCHARGER) and a load current measuring resistor (5). The measuring resistor of the charging current (5) is also connected to the battery (6) to be charged. - A resistive divider bridge (7) (8) which is connected between the battery (6) to be charged and the ground, and which generates a voltage (VFB) equal to a voltage ratio (VBAT) of the battery (6) . - A differential voltage amplifier with differential output (2) cascaded with a differential voltage amplifier with output referenced to ground (3). The differential output voltage amplifier (2) has, as a function of time and evenly in time, through four switches (1), its positive input connected to a specific reference voltage (VREF). ) and its negative input connected to the output (VFB) of the resistive divider bridge (7) (8), ie its negative input connected to a precise reference voltage (VREF) and its positive input connected to the output (VFB) of the bridge resistive divider (7) (8). The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (2) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2), ie its negative input connected to the positive output of the voltage amplifier differential output differential (2) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2). The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has its output connected to the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4). - Four switches (9) which constitute a differential input and differential output switch circuit which, in the measurement phase of the charging current of the battery, connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6), and in the measuring phase of the discharge current of the battery, connects its negative output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). - A resistor (10) connected to the negative output of the switch circuit (9). - A resistor (14) connected between the voltage output (VIBATTERY) giving the measurement of the charge or discharge current of the battery, and the charger (VCHARGER). In this architecture, the voltage giving the measurement of the charging or discharging current of the battery is the differential voltage (VCHARGER-VIBATTERY). - A capacitor (15) connected in parallel with the resistor (14), which filters the high frequency noise of the differential voltage output (VCHARGER-VIBATTERY) of the circuit. - A pFET transistor (16) whose source is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10). A differential output differential voltage amplifier (11) cascaded with a ground-referenced output differential voltage amplifier (12). The differential output voltage amplifier (11) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), its positive input connected to the positive output of the switch circuit (9) and its negative input connected to the resistor (10), ie its negative input connected to the positive output of the switch circuit (9) and its positive input connected to the resistor (10). The ground-referenced output differential voltage amplifier (12) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (11) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (11), or its negative input connected to the positive output of the voltage amplifier differential output differential (11) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (11). The ground referenced differential voltage amplifier (12) has its output connected to the gate of the pFET transistor (16). - During constant voltage charge (CV) phase: The switch circuit (9) connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) battery (6).

En supposant que l'amplificateur (11) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor pFET (16) et dans la résistance (14). Assuming that the amplifier (11) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11). The current flowing through the resistor (10) passes into the pFET transistor (16) and the resistor (14).

En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (Il) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : Phase 1: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VCHARGER-VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension (VCHARGERVIBATTERY) varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VCHARGER-VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY 1)+(VCHARGER-VIBATTERY2))/2 30 VCHARGER-VIBATTERY = (RS*ICHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VCHARGER-VIBATTERY) du courant de charge de la batterie (ICHARGE) est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (11) et (12), et est donc très précise, sans avoir besoin de calibration. En supposant que l'amplificateur (2) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (2) et (3) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSV) 35 de l'amplificateur (2), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (3) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (2). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (2) et (3) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases de la boucle en tension qui est formée par les amplificateurs (2) (3), le transistor de puissance de charge 40 (4), et le pont diviseur résistif (7) (8) : Phase 1: VBAT = [VREF-EPSV] *[1+(R1/R2)] = VBAT1 -I0- Phase 2: VBAT = [VREF+EPSV] *[1+(R1/R2)] = VBAT2 La bande passante peut être rendue très faible par rapport à la fréquence de pilotage des phases 1 et 2 (par exemple 100 fois plus faible) : une solution consiste, par exemple, a ajouter une capacité (par exemple, de valeur de quelques nF) sur la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (II) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: Phase 1 : VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) + EPSI] * (R4 / R3) = VCHARGER-VIBATTERY2 The capacitance Cl (15) filters the output voltage (VCHARGER-VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (cyclic ratio of 50 percent), the voltage (VCHARGERVIBATTERY) varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VCHARGER -VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY 1) + (VCHARGER-VIBATTERY2)) / 2 VCHARGER-VIBATTERY = (RS * ICHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VCHARGER-VIBATTERY) of the charging current of the battery (ICHARGE) is independent of input voltage errors of the amplifiers (11) and (12), and is therefore very accurate, without the need for calibration. Assuming that the amplifier (2) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (2) and (3) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSV) of the amplifier (2), since the input voltage error of the amplifier (3) is divided by the high gain of the amplifier (2). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (2) and (3) are driven in equal time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases of the loop in voltage which is formed by the amplifiers (2) (3), the load power transistor 40 (4), and the resistive divider bridge (7) (8): Phase 1: VBAT = [VREF-EPSV] * [ 1+ (R1 / R2)] = VBAT1 -I0- Phase 2: VBAT = [VREF + EPSV] * [1+ (R1 / R2)] = VBAT2 The bandwidth can be made very small compared to the driving frequency phases 1 and 2 (for example 100 times smaller): one solution consists, for example, of adding a capacitance (for example, of a value of a few nF) on the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4) .

Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension de charge régulée VBAT varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VBAT = (VBAT1+VBAT2)/2= VREF*[1+(Rl/R2)] Ainsi, la tension de charge de la batterie (VBAT) est constante, et est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (2) et (3), et est très précise sans avoir besoin de calibration, à condition également d'avoir une tension de référence (VREF) suffisamment précise pour obtenir la précision souhaitée (par exemple plus ou moins 0.5 pourcent) de la tension de la batterie à charger. - Après la charge de la batterie, pendant la phase de mesure du courant de décharge de la batterie: Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et 15 sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). En supposant que l'amplificateur (11) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). 20 Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor pFET (16) et dans la résistance (14). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (11) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : IDISCHARGE = -ICHARGE 25 Phase 1: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VCHARGER-VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension (VCHARGER- 30 VIBATTERY) varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VCHARGER-VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY1)+(VCHARGER-VIBATTERY2))/2 VCHARGER-VIBATTERY = (RS*IDISCHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VCHARGER-VIBATTERY) du courant de décharge de la batterie (IDISCHARGE) est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (11) et (12), et est donc très précise, sans avoir 35 besoin de calibration. Thus, considering that the two phases 1 and 2 are controlled equally over time (duty cycle of 50 percent), the regulated charge voltage VBAT varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VBAT = (VBAT1 + VBAT2) / 2 = VREF * [1+ (R1 / R2)] Thus, the charge voltage of the battery (VBAT) is constant, and is independent of the input voltage errors of the amplifiers (2 ) and (3), and is very accurate without the need for calibration, provided also to have a reference voltage (VREF) sufficiently precise to obtain the desired accuracy (for example more or less 0.5 percent) of the voltage of the battery to charge. - After charging the battery, during the measuring phase of the discharge current of the battery: The circuit of switches (9) connects its negative output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and 15 Positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). Assuming that the amplifier (11) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11). The current flowing through the resistor (10) passes into the pFET transistor (16) and the resistor (14). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (11) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: IDISCHARGE = -ICHARGE 25 Phase 1: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) + EPSI] * (R4 / R3 ) = VCHARGER-VIBATTERY2 The capacitance Cl (15) filters the output voltage (VCHARGER-VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (cyclic ratio of 50 percent), the voltage (VCHARGER-VIBATTERY) varies very little in time and is almost equal to its average value. is: VCHARGER-VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY1) + (VCHARGER-VIBATTERY2)) / 2 VCHARGER-VIBATTERY = (RS * IDISCHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VCHARGER-VIBATTERY) of the discharge current of the battery (IDISCHARGE) is independent of the input voltage errors of the amplifiers (11) and (12), and is therefore very accurate, without the need for calibration.

- La figure 3 (FIG. 3) est un schéma électrique de la première architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à courant constant, et sans calibration. Le rôle de ce circuit est de contrôler précisément, sans utilisation de calibration, la charge à courant constant de la 40 batterie (pour la phase dite CC, ou pour la phase dite trickle charge). Ce circuit comporte: - 11 - - Un transistor de puissance de charge (4) connecté entre le chargeur (VCHARGER) et une résistance de mesure du courant de charge (5). La résistance de mesure du courant de charge (5) est aussi connectée à la batterie (6) à charger. - Quatre interrupteurs (9) qui constituent un circuit d'interrupteurs à entrée différentielle et à sortie différentielle qui, dans la phase de mesure du courant de charge de la batterie, connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6), et dans la phase de mesure du courant de décharge de la batterie, connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). - Une résistance (10) connectée à la sortie positive du circuit d'interrupteurs (9). - Une résistance (14) connectée entre la sortie en tension (VIBATTERY) donnant la mesure du courant de charge ou de décharge de la batterie, et la masse. - Une capacité (15) connectée en parallèle avec la résistance (14), qui filtre le bruit haute fréquence de la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit. - Un transistor nFET (13), dont la source est connectée à la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit, et dont le drain est connecté à la résistance (10). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (Il) cascadé avec un amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la résistance (10) et son entrée négative connectée à la sortie négative du circuit d'interrupteurs (9), soit son entrée négative connectée à la résistance (10) et son entrée positive connectée à la sortie négative du circuit d'interrupteurs (9). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) et son entrée négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a sa sortie connectée à la grille du transistor nFET (13). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) cascadé avec un amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée négative connectée à la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit, soit son entrée négative connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée positive connectée la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit. L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) et son entrée négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie - 12 - différentielle (2) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a sa sortie connectée à la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). - Pendant la phase de charge à courant constant (CC) ou la phase de trickle charge : Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). En supposant que l'amplificateur (11) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor nFET (13) et dans la résistance (14). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (Il) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : Phase 1: VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERY1 Phase 2: VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension VIBATTERY varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VIBATTERY = (VIBATTERY1+VIBATTERY2)/2= (RS*ICHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VIBATTERY) du courant de charge de la batterie (ICHARGE) est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (11) et (12), et est donc très précise, sans avoir besoin de calibration. En supposant que l'amplificateur (2) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (2) et (3) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSV) de l'amplificateur (2), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (3) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (2). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (2) et (3) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces 30 deux phases de la boucle en courant: Phase 1: VIBATTERY = [VREF-EPSV] = VIBATTERY1 Phase 2: VIBATTERY = [VREF+EPSV] = VIBATTERY2 La bande passante peut être rendue très faible par rapport à la fréquence de pilotage des phases 1 et 2 (par exemple 100 fois plus faible) : une solution consiste, par exemple, a ajouter une capacité (par exemple, de valeur de quelques 35 nF) sur la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension régulée VIBATTERY varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VIBATTERY = (VIBATTERY1+VIBATTERY2)/2= VREF = (RS*ICHARGE)*(R4/R3) 40 Et: ICHARGE = VREF*(R3/R4)/RS - 13 - Ainsi, le courant de charge de la batterie (ICHARGE) est constant, et est indépendant des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (2) et (3), et est très précis sans avoir besoin de calibration, à condition également d'avoir une tension de référence (VREF) suffisamment précise pour obtenir la précision souhaitée du courant de la batterie à charger. - Après la charge de la batterie, pendant la phase de mesure du courant de décharge de la batterie: Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). En supposant que l'amplificateur (11) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor nFET (13) et dans la résistance (14). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (11) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : IDISCHARGE = -ICHARGE Phase 1: VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERYI Phase 2: VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension VIBATTERY varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VIBATTERY = (VIBATTERYI+VIBATTERY2)/2= (RS*IDISCHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VIBATTERY) du courant de décharge de la batterie (IDISCHARGE) est indépendante des erreurs 25 en tension d'entrée des amplificateurs (Il) et (12), et est donc très précise, sans avoir besoin de calibration. - Figure 3 (FIG 3) is a circuit diagram of the first architecture of the battery charge control circuit, accurate to constant current, and without calibration. The role of this circuit is to precisely control, without use of calibration, the constant current charge of the battery (for the so-called CC phase, or for the so-called trickle charge phase). This circuit comprises: - 11 - - A load power transistor (4) connected between the charger (VCHARGER) and a load current measuring resistor (5). The measuring resistor of the charging current (5) is also connected to the battery (6) to be charged. - Four switches (9) which constitute a differential input and differential output switch circuit which, in the measurement phase of the charging current of the battery, connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6), and in the measuring phase of the discharge current of the battery, connects its negative output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). - A resistor (10) connected to the positive output of the switch circuit (9). - A resistor (14) connected between the voltage output (VIBATTERY) giving the measurement of the charge or discharge current of the battery, and the mass. - A capacitor (15) connected in parallel with the resistor (14), which filters the high frequency noise of the voltage output (VIBATTERY) of the circuit. - An nFET transistor (13) whose source is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10). - A differential voltage amplifier with differential output (II) cascaded with a differential voltage amplifier with a reference output to the ground (12). The differential output voltage amplifier (11) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), its positive input connected to the resistor (10) and its negative input connected to the negative output of the switch circuit (9), ie its negative input connected to the resistor (10) and its positive input connected to the negative output of the switch circuit (9). The ground-referenced output differential voltage amplifier (12) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (11) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (11), or its negative input connected to the positive output of the voltage amplifier differential output differential (11) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (11). The ground referenced differential voltage amplifier (12) has its output connected to the gate of the nFET transistor (13). - A differential voltage amplifier with differential output (2) cascaded with a differential voltage amplifier with output referenced to ground (3). The differential output voltage amplifier (2) has, as a function of time and evenly in time, through four switches (1), its positive input connected to a specific reference voltage (VREF). ) and its negative input connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, ie its negative input connected to a precise reference voltage (VREF) and its positive input connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit. The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (2) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2), ie its negative input connected to the positive output of the voltage amplifier Differential output differential (2) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2). The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has its output connected to the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4). - During the constant-current charging (CC) phase or the charging trickle phase: The switch circuit (9) connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). Assuming that the amplifier (11) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11). The current flowing through the resistor (10) flows into the nFET transistor (13) and into the resistor (14). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (II) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: Phase 1 : VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERY1 Phase 2: VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) + EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERY2 The capacitance Cl (15) filters the output voltage (VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (duty cycle of 50 percent), the voltage VIBATTERY varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VIBATTERY = ( VIBATTERY1 + VIBATTERY2) / 2 = (RS * ICHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VIBATTERY) of the charge current of the battery (ICHARGE) is independent of the input voltage errors of the amplifiers (11) and (12), and is therefore very precise, without the need for calibration. Assuming that the amplifier (2) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (2) and (3) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSV) of the amplifier (2), since the input voltage error of the amplifier (3) is divided by the high gain of the amplifier (2). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (2) and (3) are driven equally over time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases of the current loop: Phase 1: VIBATTERY = [VREF-EPSV] = VIBATTERY1 Phase 2: VIBATTERY = [VREF + EPSV] = VIBATTERY2 The bandwidth can be made very small compared to the control frequency of phases 1 and 2 (by example 100 times lower): One solution consists, for example, in adding a capacitance (for example, a value of some 35 nF) to the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (cyclic ratio of 50 percent), the regulated voltage VIBATTERY varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VIBATTERY = (VIBATTERY1 + VIBATTERY2) / 2 = VREF = (RS * ICHARGE) * (R4 / R3) 40 And: ICHARGE = VREF * (R3 / R4) / RS - 13 - Thus, the charging current of the battery (ICHARGE) is constant, and is independent of the input voltage errors of the amplifiers (2) and (3), and is very accurate without the need for calibration, provided also to have a reference voltage (VREF) sufficiently precise to obtain the desired accuracy of the current of the battery to be charged. - After charging the battery, during the measuring phase of the discharge current of the battery: The circuit of switches (9) connects its negative output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its output positive to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). Assuming that the amplifier (11) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11). The current flowing through the resistor (10) flows into the nFET transistor (13) and into the resistor (14). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (11) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: IDISCHARGE = -ICHARGE Phase 1: VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERYI Phase 2: VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) + EPSI] * (R4 / R3) = VIBATTERY2 The Cl capacity ( 15) filters the output voltage (VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (cyclic ratio of 50 percent), the voltage VIBATTERY varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VIBATTERY = ( VIBATTERYI + VIBATTERY2) / 2 = (RS * IDISCHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VIBATTERY) of the discharge current of the battery (IDISCHARGE) is independent of the input voltage errors of the amplifiers (II) and (12), and is therefore very accurate, without the need for calibration.

- La figure 4 (FIG. 4) est un schéma électrique de la deuxième architecture du circuit de contrôle de charge de batterie, précis à courant constant, et sans calibration. Le rôle de ce circuit est de contrôler précisément, sans utilisation de calibration, la charge à courant constant de la 30 batterie (pour la phase dite CC, ou pour la phase dite trickle charge). Ce circuit comporte: - Un transistor de puissance de charge (4) connecté entre le chargeur (VCHARGER) et une résistance de mesure du courant de charge (5). La résistance de mesure du courant de charge (5) est aussi connectée à la batterie (6) à charger. 35 - Quatre interrupteurs (9) qui constituent un circuit d'interrupteurs à entrée différentielle et à sortie différentielle qui, dans la phase de mesure du courant de charge de la batterie, connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6), et dans la phase de mesure du courant de décharge de la batterie, connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de 40 la batterie (6). - Une résistance (10) connectée à la sortie négative du circuit d'interrupteurs (9). - 14 - - Une résistance (14) connectée entre la sortie en tension (VIBATTERY) donnant la mesure du courant de charge ou de décharge de la batterie, et le chargeur (VCHARGER). Dans cette architecture, la tension donnant la mesure du courant de charge ou de décharge de la batterie est la tension différentielle (VCHARGER-VIBATTERY). - Une capacité (15) connectée en parallèle avec la résistance (14), qui filtre le bruit haute fréquence de la sortie différentielle en tension (VCHARGER-VIBATTERY) du circuit. - Un transistor pFET (16), dont la source est connectée à la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit, et dont le drain est connecté à la résistance (10). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) cascadé avec un amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive du circuit d'interrupteurs (9) et son entrée négative connectée à la résistance (10), soit son entrée négative connectée à la sortie positive du circuit d'interrupteurs (9) et son entrée positive connectée à la résistance (10). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) et son entrée négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (11). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (12) a sa sortie connectée à la grille du transistor pFET (16). - Un amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) cascadé avec un amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3). L'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée négative connectée à la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit, soit son entrée négative connectée à une tension de référence précise (VREF) et son entrée positive connectée la sortie en tension (VIBATTERY) du circuit. L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a, en fonction du temps et de manière égale dans le temps, par l'intermédiaire de quatre interrupteurs (1), soit son entrée positive connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) et son entrée négative connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2), soit son entrée négative connectée à la sortie positive de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2) et son entrée positive connectée à la sortie négative de l'amplificateur de tension différentiel à sortie différentielle (2). L'amplificateur de tension différentielle à sortie référencée à la masse (3) a sa sortie connectée à la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). - Pendant la phase de charge à courant constant (CC) ou la phase de trickle charge : Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie positive au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie négative à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). - Figure 4 (FIG 4) is an electrical diagram of the second architecture of the battery charging control circuit, accurate to constant current, and without calibration. The role of this circuit is to precisely control, without use of calibration, the constant current charge of the battery (for the so-called CC phase, or for the so-called trickle charge phase). This circuit comprises: - a load power transistor (4) connected between the charger (VCHARGER) and a load current measuring resistor (5). The measuring resistor of the charging current (5) is also connected to the battery (6) to be charged. Four switches (9) which constitute a differential input and differential output switch circuit which, in the measurement phase of the charging current of the battery, connects its positive output to the drain (VCC) of the power transistor of charge (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6), and in the measuring phase of the discharge current of the battery, connects its negative output to the drain (VCC) of the power transistor of charge (4) and its positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). - A resistor (10) connected to the negative output of the switch circuit (9). - 14 - - A resistor (14) connected between the voltage output (VIBATTERY) giving the measurement of the charging or discharging current of the battery, and the charger (VCHARGER). In this architecture, the voltage giving the measurement of the charging or discharging current of the battery is the differential voltage (VCHARGER-VIBATTERY). - A capacitor (15) connected in parallel with the resistor (14), which filters the high frequency noise of the differential voltage output (VCHARGER-VIBATTERY) of the circuit. - A pFET transistor (16) whose source is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10). - A differential output differential voltage amplifier (11) cascaded with a ground-referenced differential voltage amplifier (12). The differential output differential voltage amplifier (11) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the circuit. switches (9) and its negative input connected to the resistor (10), ie its negative input connected to the positive output of the switch circuit (9) and its positive input connected to the resistor (10). The ground-referenced output differential voltage amplifier (12) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (11) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (11), or its negative input connected to the positive output of the voltage amplifier differential output differential (11) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (11). The ground referenced differential voltage amplifier (12) has its output connected to the gate of the pFET transistor (16). - A differential voltage amplifier with differential output (2) cascaded with a differential voltage amplifier with output referenced to ground (3). The differential output voltage amplifier (2) has, as a function of time and evenly in time, through four switches (1), its positive input connected to a specific reference voltage (VREF). ) and its negative input connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, ie its negative input connected to a precise reference voltage (VREF) and its positive input connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit. The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of the differential output differential voltage amplifier (2) and its negative input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2), ie its negative input connected to the positive output of the voltage amplifier differential output differential (2) and its positive input connected to the negative output of the differential output differential voltage amplifier (2). The ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has its output connected to the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4). - During the constant-current charging (CC) phase or the charging trickle phase: The switch circuit (9) connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6).

En supposant que l'amplificateur (11) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) - 15 - de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor pFET (16) et dans la résistance (14). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (11) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : Phase 1: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*ICHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VCHARGER-VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension (VCHARGERVIBATTERY) varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VCHARGER-VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY 1)+(VCHARGER-VIBATTERY2))/2 VCHARGER-VIBATTERY = (RS*ICHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VCHARGER-VIBATTERY) du courant de charge de la batterie (ICHARGE) est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (11) et (12), et est donc très précise, sans avoir besoin de calibration. En supposant que l'amplificateur (2) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (2) et (3) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSV) de l'amplificateur (2), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (3) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (2). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (2) et (3) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases de la boucle en courant: Phase 1: VIBATTERY = [VREF-EPSV] = VIBATTERYI Phase 2: VIBATTERY = [VREF+EPSV] = VIBATTERY2 La bande passante peut être rendue très faible par rapport à la fréquence de pilotage des phases 1 et 2 (par exemple 100 fois plus faible) : une solution consiste, par exemple, a ajouter une capacité (par exemple, de valeur de quelques nF) sur la grille (VDRIVE) du transistor de puissance de charge (4). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 30 50 pourcent), la tension régulée VIBATTERY varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VIBATTERY = (VIBATTERY1+VIBATTERY2)/2= VREF VCHARGER-VIBATTERY = VCHARGER-VREF = (RS*ICHARGE)*(R4/R3) Et: ICHARGE = (VCHARGER-VREF)*(R3/R4)/RS 35 Ainsi, le courant de charge de la batterie (ICHARGE) est constant, et est indépendant des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (2) et (3), et est très précis sans avoir besoin de calibration, à condition également d'avoir une tension de référence différentielle (VCHARGER-VREF) suffisamment précise pour obtenir la précision souhaitée du courant de la batterie à charger. - Après la charge de la batterie, pendant la phase de mesure du courant de décharge de la batterie: 40 Le circuit d'interrupteurs (9) connecte sa sortie négative au drain (VCC) du transistor de puissance de charge (4) et sa sortie positive à la borne positive (VBAT) de la batterie (6). - 16 - En supposant que l'amplificateur (11) a un gain grand, l'erreur en tension d'entrée de l'ensemble constitué des amplificateurs cascadés (11) et (12) est déterminée principalement par l'erreur en tension d'entrée (dénommée EPSI) de l'amplificateur (11), étant donné que l'erreur en tension d'entrée de l'amplificateur (12) est divisée par le gain élevé de l'amplificateur (11). Assuming that the amplifier (11) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11). The current flowing through the resistor (10) passes into the pFET transistor (16) and the resistor (14). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (11) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: Phase 1 : VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * ICHARGE) + EPSI] * (R4 / R3) = VCHARGER-VIBATTERY2 The capacitance Cl (15) filters the output voltage (VCHARGER-VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (cyclic ratio of 50 percent), the voltage (VCHARGERVIBATTERY) varies very little in time and is almost equal to its average value which is: VCHARGER -VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY 1) + (VCHARGER-VIBATTERY2)) / 2 VCHARGER-VIBATTERY = (RS * ICHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VCHARGER-VIBATTERY) of the charging current of the battery (ICHARGE) is independent of the input voltage errors of the amplifiers (11) and (12), and is therefore very accurate, without the need for calibration. Assuming that the amplifier (2) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (2) and (3) is determined primarily by the input voltage error ( referred to as EPSV) of the amplifier (2), since the input voltage error of the amplifier (3) is divided by the high gain of the amplifier (2). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (2) and (3) are driven in equal time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases of the loop current: Phase 1: VIBATTERY = [VREF-EPSV] = VIBATTERYI Phase 2: VIBATTERY = [VREF + EPSV] = VIBATTERY2 The bandwidth can be made very small compared to the control frequency of phases 1 and 2 (for example 100 times lower): one solution is, for example, to add a capacitance (for example, a value of a few nF) on the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (50 percent duty cycle), the regulated voltage VIBATTERY varies very little over time and is almost equal to its average value which is: VIBATTERY = (VIBATTERY1 + VIBATTERY2) / 2 = VREF VCHARGER-VIBATTERY = VCHARGER-VREF = (RS * ICHARGE) * (R4 / R3) And: ICHARGE = (VCHARGER-VREF) * (R3 / R4) / RS 35 Thus, the battery charging current (ICHARGE) is constant, and is independent of the input voltage errors of the amplifiers (2) and (3), and is very accurate without the need for calibration, provided also to have a voltage differential reference (VCHARGER-VREF) sufficiently precise to obtain the desired accuracy of the current of the battery to be charged. - After charging the battery, during the measuring phase of the discharge current of the battery: 40 The circuit of switches (9) connects its negative output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its Positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). Assuming that the amplifier (11) has a large gain, the input voltage error of the set of cascaded amplifiers (11) and (12) is determined primarily by the voltage error of the input (called EPSI) of the amplifier (11), since the input voltage error of the amplifier (12) is divided by the high gain of the amplifier (11).

Le courant traversant la résistance (10) passe dans le transistor pFET (16) et dans la résistance (14). En supposant que les interrupteurs (1) connectés aux amplificateurs (11) et (12) sont pilotés de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent) selon deux phases, nous pouvons écrire les équations suivantes pendant ces deux phases : IDISCHARGE = -ICHARGE Phase 1: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)-EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS*IDISCHARGE)+EPSI] *(R4/R3) = VCHARGER-VIBATTERY2 La capacité Cl (15) filtre la tension de sortie (VCHARGER-VIBATTERY) à une fréquence très faible (par exemple, 100 fois plus faible que la fréquence de pilotage des phases 1 et 2). Ainsi, en considérant que les deux phases 1 et 2 sont pilotées de manière égale dans le temps (rapport cyclique de 50 pourcent), la tension (VCHARGER- VIBATTERY) varie très peu dans le temps et est presque égale à sa valeur moyenne qui est : VCHARGER-VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY1)+(VCHARGER-VIBATTERY2))/2 VCHARGER-VIBATTERY = (RS*IDISCHARGE)*(R4/R3) Ainsi, la mesure (VCHARGER-VIBATTERY) du courant de décharge de la batterie (IDISCHARGE) est indépendante des erreurs en tension d'entrée des amplificateurs (Il) et (12), et est donc très précise, sans avoir besoin de calibration. The current flowing through the resistor (10) passes into the pFET transistor (16) and the resistor (14). Assuming that the switches (1) connected to the amplifiers (11) and (12) are driven equally in time (50 percent duty cycle) in two phases, we can write the following equations during these two phases: IDISCHARGE = -ICHARGE Phase 1: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) -EPSI] * (R4 / R3) = VCHARGER-VIBATTERY1 Phase 2: VCHARGER-VIBATTERY = [(RS * IDISCHARGE) + EPSI] * (R4 / R3) = VCHARGER-VIBATTERY2 The capacitance Cl (15) filters the output voltage (VCHARGER-VIBATTERY) at a very low frequency (for example, 100 times lower than the driving frequency of phases 1 and 2). Thus, considering that the two phases 1 and 2 are driven equally in time (cyclic ratio of 50 percent), the voltage (VCHARGER-VIBATTERY) varies very little in time and is almost equal to its average value which is : VCHARGER-VIBATTERY = ((VCHARGER-VIBATTERY1) + (VCHARGER-VIBATTERY2)) / 2 VCHARGER-VIBATTERY = (RS * IDISCHARGE) * (R4 / R3) Thus, the measurement (VCHARGER-VIBATTERY) of the discharge current of the battery (IDISCHARGE) is independent of the input voltage errors of amplifiers (II) and (12), and is therefore very accurate, without the need for calibration.

Claims

REVENDICATIONS1. Circuit for controlling the charge of a battery without calibration, characterized in that it performs a charge of a battery 5 with a very precise constant voltage without calibration and a very precise measurement of the charging or discharging current of a battery without calibration , and in that it comprises: - a load power transistor (4) connected between the charger (VCHARGER) and a load current measuring resistor (5), said load current measuring resistor (5) is also connected to the battery (6) to be charged. - A resistive divider bridge (7) (8) which is connected between the battery (6) to be charged and ground, and which generates a voltage (VFB) equal to a voltage ratio (VBAT) of the battery (6). ). A differential output differential voltage amplifier (2) cascaded with a ground-referenced output differential voltage amplifier (3), said differential output differential voltage amplifier (2) has, as a function of time, and equally in time, via four switches (1), ie its positive input connected to a precise reference voltage (VREF) and its negative input connected to the output (VFB) of the resistive divider bridge (7) (8). ), or its negative input connected to a precise reference voltage (VREF) and its positive input connected to the output (VFB) of the resistive divider bridge (7) (8), said output differential voltage amplifier referenced to ground ( 3) a, as a function of time and evenly over time, via four switches (1), ie its positive input connected to the positive output of said voltage amplifier 20 differential output differential (2) and its negative input connected to the negative output of said differential output differential voltage amplifier (2), or its negative input connected to the positive output of said differential output differential amplifier (2) and its positive input connected to the negative output of said differential output differential voltage amplifier (2), said ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has its output connected to the gate (VDRIVE) of the load power transistor 25 (4). - Four switches (9) which constitute a differential input and differential output switch circuit which, in the measurement phase of the charging current of the battery, connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6), and in the measuring phase of the discharge current of the battery, connects its negative output to the drain (VCC) of the power transistor 30 of charge (4) and its positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). - A resistor (10) connected to the positive output of said switch circuit (9), said resistor (10) can also in a variant of the circuit be connected to the negative output of said switch circuit (9). - A resistor (14) connected between the voltage output (VIBATTERY) giving the measurement of the charge or discharge current of the battery and the ground, said resistor (14) can also in a variant of the circuit be connected between the output in voltage (VIBATTERY) giving the measurement (VCHARGER-VIBATTERY) of the charge or discharge current of the battery and the charger (VCHARGER). - A capacitor (15) connected in parallel with the resistor (14), which filters the high frequency noise of the voltage output of the circuit, (VIBATTERY) or (VCHARGER-VIBATTERY). An nFET transistor (13) whose source is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10), said nFET transistor (13) can in a variant of the circuit be replaced by a pFET (16) whose source is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10). A differential output differential voltage amplifier (11) cascaded with a ground-referenced output differential voltage amplifier (12), said differential output differential voltage amplifier (11) has, as a function of time, and equally in time, via four switches (1), either its positive input connected to the resistor (10) and its negative input connected to the negative output of said switch circuit (9), or its negative input connected to the resistor (10) and its positive input connected to the negative output of said switch circuit (9), said differential output differential voltage amplifier (11) has in the case of a variant of the circuit, as a function of time and in equal time, via four switches (1), either its positive input connected to the positive output of said switch circuit (9) and its input e negative connected to the resistor (10), ie its negative input connected to the positive output of said switch circuit (9) and its positive input connected to the resistor (10), said differential output voltage amplifier referenced to ground (12) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), its positive input connected to the positive output of said differential output differential amplifier (11) and its negative input connected to the negative output of said differential output differential voltage amplifier (11), either its negative input connected to the positive output of said differential output differential voltage amplifier (11) and its positive input connected to the negative output of said amplifier differential output differential voltage device (11), said differential output voltage amplifier grounded at its output connected either to the gate of the nFET transistor (13) or in a variant of the gate circuit of the pFET transistor (16).

2. A charge control circuit of a battery without calibration, according to claim 1, characterized in that it performs a charge of a very precise constant current battery without calibration and a very accurate measurement of the charge current or discharge of a battery without calibration, and in that it comprises: - a load power transistor (4) connected between the charger (VCHARGER) and a load current measurement resistor (5), said measurement resistor charging current (5) is also connected to the battery (6) to be charged. - Four switches (9) which constitute a differential input and differential output switch circuit which, in the measurement phase of the charging current of the battery, connects its positive output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its negative output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6), and in the measuring phase of the discharge current of the battery, connects its negative output to the drain (VCC) of the load power transistor (4) and its positive output to the positive terminal (VBAT) of the battery (6). - A resistor (10) connected to the positive output of said switch circuit (9), said resistor (10) can also in a variant of the circuit be connected to the negative output of said switch circuit (9). - A resistor (14) connected between the voltage output (VIBATTERY) giving the measurement of the charge or discharge current of the battery and the ground, said resistor (14) can also in a variant of the circuit be connected between the output of voltage (VIBATTERY) giving the measurement (VCHARGER-VIBATTERY) of the charge or discharge current of the battery and the charger (VCHARGER). A capacitor (15) connected in parallel with the resistor (14), which filters the high frequency noise of the voltage output of the circuit, (VIBATTERY) or (VCHARGER-VIBATTERY). An nFET transistor (13) ) whose source is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10), said nFET transistor (13) can in a variant of the circuit be replaced by a pFET (16) whose source is connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, and whose drain is connected to the resistor (10). A differential output differential voltage amplifier (11) cascaded with a ground-referenced output differential voltage amplifier (12), said differential output differential voltage amplifier (11) has, as a function of time, and equally in time, via four switches (1), either its positive input connected to the resistor (10) and its negative input connected to the negative output of said switch circuit (9), or its negative input connected to the resistor (10) and its positive input connected to the negative output of said switch circuit (9), said differential output differential voltage amplifier (11) has in the case of a variant of the circuit, as a function of time and in equal time, via four switches (1), either its positive input connected to the positive output of said switch circuit (9) and its input e negative connected to the resistor (10), ie its negative input connected to the positive output of said switch circuit (9) and its positive input connected to the resistor (10), said differential output voltage amplifier referenced to ground (12) has, as a function of time and evenly in time, via four switches (1), its positive input connected to the positive output of said differential output differential amplifier (11) and its negative input connected to the negative output of said differential output differential voltage amplifier (11), either its negative input connected to the positive output of said differential output differential voltage amplifier (11) and its positive input connected to the negative output of said amplifier differential output differential voltage device (11), said differential output voltage amplifier grounded at its output connected either to the gate of the nFET transistor (13) or in a variant of the gate circuit of the pFET transistor (16). A differential output differential voltage amplifier (2) cascaded with a ground-referenced output differential voltage amplifier (3), said differential output differential voltage amplifier (2) has, as a function of time, and equally in time, via four switches (1), either its positive input connected to a precise reference voltage (VREF) and its negative input connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, or its negative input connected at a precise reference voltage (VREF) and its positive input connected to the voltage output (VIBATTERY) of the circuit, said ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has, as a function of time and evenly in the time, via four switches (1), its positive input connected to the positive output of said differential voltage amplifier differential (2) and its negative input connected to the negative output of said differential output differential voltage amplifier (2), ie its negative input connected to the positive output of said differential output differential voltage amplifier (2) and its positive input connected to the negative output of said differential output differential voltage amplifier (2), said ground-referenced output differential voltage amplifier (3) has its output connected to the gate (VDRIVE) of the load power transistor (4) .