FR2941576A1 - Procede et systeme de calibration d'une constante de temps integree, et circuit integre pourvu d'un tel systeme - Google Patents

Abstract

Système et procédé de calibration d'une constante de temps R C d'un circuit électronique intégré 1. On couple en entrée du circuit électronique intégré 1 un filtre 20 à impédance variable, on applique au filtre 20 un signal analogique d'entrée V de fréquence fixe, on mesure l'atténuation du signal analogique d'entrée V engendrée par le filtre 20, et l'on modifie la valeur de la constante de temps R C et la valeur de l'impédance du filtre 20 à impédance variable jusqu'à obtenir une atténuation correspondant à l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré 1.

Description

B08-14 l2FR ODE/EHE Société Anonyme dite : ST Wireless SA Procédé et système de calibration d'une constante de temps intégrée, et circuit intégré pourvu d'un tel système. Invention de : Eric ANDRE Sébastien LEFEBVRE Jonathan AMIACH Système de calibration d'une constante de temps d'un circuit intégré, et circuit intégré pourvu d'un tel système.

L'invention concerne la microélectronique, et plus particulièrement la calibration d'une constante de temps RC. Elle se rapporte également à un circuit intégré, notamment un convertisseur analogique/numérique pourvu d'un tel système. Certaines fonctions de traitement du signal utilisées dans les circuits intégrés analogiques sont basées sur la valeur d'une constante de temps RC. Typiquement, les coefficients d'un filtre analogique ou bien d'un convertisseur analogique numérique, tel qu'un convertisseur analogique numérique delta-sigma à temps continu, sont réalisés au moyen de résistance R et de capacités C. Le produit RC d'un filtre analogique correspond à sa fréquence de coupure. Pour un convertisseur analogique numérique delta-sigma à temps continu, cette constante de temps RC est liée à sa fréquence d'É:chantillonnage. Dans ces deux cas, la précision de la constante de temps RC est importante. Pour la fréquence de coupure, si RC est estimé avec une valeur trop grande, le filtre coupe une partie du signal, et si RC est trop petit, alors le filtre n'atténue pas suffisamment le signal. Dans le cas du modulateur delta-sigma, ce sont les performances et la stabilité du modulateur qui dépendent directement de la précision de la valeur de RC. Les coefficients RC réalisent la fonction de transfert de du convertisseur analogique numérique delta-sigma à temps continu et retour de courant. Selon l'application, la précision avec laquelle le produit RC doit être connue est plus ou moins grande. Une précision de la valeur de la constante de temps RC à +1-5% est généralement suffisant. Cependant, une résistance intégrée est précise à +/-15% tandis que la valeur d'une capacité intégrée varie au moins de +/-20% selon la -:echnologie. En conclusion, la constante de temps RC a une précision de +1-35% qui n'est pas suffisante pour la grande majorité des applications. On connaît déjà, dans l'état de la technique, différentes méthodes de calibration d'une constante de temps. On pourra à cet égard se référer aux documents US 6 169 446, US 6 262 603, US 6 803 813 et US 7 078 961. La calibration décrite dans ces documents est basée sur une comparaison de la valeur de la constante de temps définie par le produit RC avec une base de temps connue et précise élaborée, par exemple, par une horloge pilotée par un quartz, ou sur une comparaison de la tension aux bornes de la résistance R avec celle présente aux bornes de la capacité C lorsqu'elles sont traversées par le même courant.

Ces méthodes de calibration de la constante de temps RC se contentent de délivrer un mot numérique qui commande directement une résistance ou une capacité variable. De plus, elles sont toutes sensibles aux imperfections ana.ogiques intrinsèques aux composants utilisés pour la réalisation du convertisseur telles que la tension d'offset d'un amplificateur opérationnel ou des comparateurs utilisés. D'autre part il est connu, dans l'état de la technique, d'utiliser un convertisseur analogique numérique delta-sigma à temps continu et retour de courant couplé à un filtre en entrée recevant un signal sinusoïdal d'entrée, pour calibrer la constante de temps d'un autre convertisseur analogique numérique delta-sigma à temps continu et retour de courant.

Cependant, l'utilisation d'un second convertisseur analogique numérique delta sigma à temps continu et retour de courant est onéreuse en temps et en coût. Au vu de ce qui précède, il est proposé de s'affranchir de la plupart de ces limitations liées à la calibration d'une constante de temf s en réalisant une calibration d'une constante de temps d'un circuit intégré de précision accrue. Dans un aspect, il est proposé, selon un mode de mise en ceuv-e, un procédé de calibration d'une constante de temps d'un circuit élec:ronique intégré. Dans ce procédé, on couple en entrée du circuit électronique intégré un filtre à impédance variable, on applique au filtre un signal analogique d'entrée de fréquence fixe, on mesure l'atténuation du signal analogique d'entrée engendrée par le filtre, et l'on modifie la valeur de la constante de temps et la valeur de l'impédance du filtre à impédance variable jusqu'à obtenir une atténuation correspondant à l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré. De préférence, la constante de temps est formée par un élément résistif et par un élément capacitif.

On détermine préférentiellement l'atténuation du signal analogique d'entrée engendrée par le filtre en comparant une mesure de puissance réalisée sans filtre à une mesure de puissance réalisée avec le filtre. La sélection de mesure avec et sans filtre peut avantageusement être réalisée à l'aide d'un interrupteur de filtre commandé qui couple le filtre au circuit intégré. Avantageusement, le filtre à impédance variable peut comprendre un premier composant à impédance variable et un deuxième composant à impédance variable, les premier et deuxième composants comprenant un composant fixe à impédance fixe et un ensemble de composants unitaires à impédance unitaire sélectivement couplés au composant fixe sous la commande d'interrupteurs. Le composant fixe et les composants unitaires peuvent avantageusement comprendre chacun une résistance. Le composant fixe et les composants unitaires peuvent également comprendre chacun un condensateur. De préférence, on modifie la valeur de la constante de temps en générant un mot numérique de commande des interrupteurs, ledit mot correspondant à l'écart entre l'atténuation mesurée et l'atténuation dési-ée pour le circuit électronique intégré. Chaque bit du mot numérique généré commande un interrupteur cot..plant un ensemble unitaire à un composant fixe d'un composant à impédance variable. Ainsi, en commandant la fermeture ou l'ouverture d'ur interrupteur suivant la valeur du bit, un composant unitaire sera couplé ou découplé au composant fixe modifiant ainsi l'impédance du composant à impédance variable, et par conséquent la valeur de la constante de temps. On modifie ainsi avantageusement le nombre de bits du mot numérique et la valeur du composant unitaire d'un composant à impédance variable en fonction d'une précision sur la constante de temps. Suivant la précision requise pour la constante de temps, il est possible de modifier la valeur de l'impédance des composants unitaires d'un composant à impédance variable, et le nombre d'ensembles unitaires. Par exemple, en utilisant un nombre important d'ensembles unitaires et une faible impédance pour le composant unitaire, la précision de la valeur de l'impédance du composant à impédance variable sera accrue.

De préférence, le signal analogique d'entrée est un signal carré. La calibration d'une constante de temps RC est généralement réalisée en mesurant l'atténuation d'un signal idéalement sinusoïdal de fréquence fixe et connue à travers la bande coupée d'un filtre RC, cependant, la synthèse d'un signal sinusoïdal est complexe. Afin de simplifier la réalisation du système, le signal d'entrée utilisé lors des mesures de puissance est un signal carré cadencé à un sous multiple de la fréquence d'échantillonnage du convertisseur analogique/numérique (ADC). L'analogie avec un signal sinusoïdal est faite en considérant les nesures sur son fondamental. Avantageusement, le circuit électronique intégré (1) est un modulateur de type delta-sigma. Dans un autre aspect, il est proposé, selon un mode de réalisation, un système de mesure d'une constante de temps d'un circuit électronique intégré. Il comprend un filtre à impédance variable couplé en entrée du cire ait électronique intégré, des moyens d'analyse aptes à mesurer de l'atténuation d'un signal analogique d'entrée de fréquence fixe engendrée par le filtre et à modifier la valeur de la constante de temps et la valeur de l'impédance du filtre à impédance variable jusqu'à obtenir une atténuation correspondant à l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré. De préférence, le circuit intégré comprend un élément résistif et un élément capacitif formant la constante de temps.

Le système comprend avantageusement un interrupteur de filtre permettant de coupler le filtre à l'entrée du circuit intégré, ledit interrupteur de filtre étant commandé par le circuit électronique intégré.

Avantageusement, le filtre à impédance variable comprend un premier composant à impédance variable et un deuxième composant à impédance variable, les premier et deuxième composants comprenant un composant fixe à impédance fixe et un ensemble de composants unitaires à impédance unitaire sélectivement couplés au composant fixe sous la commande d'interrupteurs. Le composant fixe et les composants unitaires peuvent avartageusement comprendre chacun une résistance. Le composant fixe et les composants unitaires peuvent également comprendre chacun un condensateur. De préférence, les moyens d'analyse comprennent des moyens aptes à générer un mot numérique correspondant à l'écart entre l'atténuation mesurée et l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré.

Le circuit électronique intégré peut avantageusement comprendre un modulateur de type delta-sigma. D'autres avantages et caractéristiques d'un procédé et d'un système de calibration de précision accrue apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation nullement limitatifs, et des' dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1 représente un schéma de principe d'un convertisseur analogique/numérique de type delta-sigma ; - la figure 2 présente un schéma électronique d'un système de calibration d'une constante de temps selon un mode de réalisation ; - la figure 3 présente une architecture électronique d'une capacité ajustable selon un mode de réalisation ; - la figure 4 présente une architecture électronique d'une résistance ajustable selon un mode de réalisation ; la figure 5 illustre un procédé de calibration de la constante de temps selon un mode de mise en oeuvre. En référence aux figures 1 à 5, on va décrire des modes de mise en oeuvre d'un procédé et d'un système de calibration d'une constante de temps d'un circuit intégré. Dans les modes décrits, la constante de temps est formée par un condensateur et une résistance. En outre, selon les aspects décrits, le circuit intégré est constitué par un modulateur de type delta-sigma. Sur la figure 1, on a représenté un schéma de principe d'un convertisseur analogique/numérique delta-sigma à temps continu et retour de courant, d'ordre un. Il comprend un modulateur 1 de type delta-sigma suivi d'un filtre numérique de décimation 2. Le modulateur 1 est ici un convertisseur analogique/numérique à sur-échantillonnage et mise en forme du bruit de quantification. Il comprend un convertisseur analogique/numérique 3 (ADC) de faible résolution, typiquement 1 bit, placé dans une boucle de rétroaction qui comprend un convertisseur numérique/analogique 4 (DAC), et dont le bruit de quantification est rejeté vers les hautes fréquences grâce à une fonction G(f) placée dans la boucle.

Le filtre numérique de décimation 2 permet de supprimer le bruit de quantification hors bande, et de ramener le débit du signal numérisé à la fréquence de Nyquist après sous-échantillonnage, soit une fréquence de traitement des systèmes numériques directement connectés derrière.

Idéalement, un signal sinusoïdal est utilisé comme signal d'eitrée du filtre placé en amont du modulateur 1. Ce signal sinusoïdal peut être implémenté par un signal carré plus simple à synthétiser qu'un signal sinusoïdal. L'utilisation d'un signal carré en entrée impose au filtre de décimation 2 l'élimination des harmoniques nuisibles à la précision de la mesure d'atténuation. Cette contrainte supplémentaire peut conduire à synthétiser un filtre numérique de décimation dédié à l'auto-calibration. Typiquement, il s'agit d'un filtre; sinus cardinal réjecteur d'harmoniques atténuant fortement les fréquences correspondant aux fréquences des harmoniques. Les performances d'un tel modulateur 1 delta-sigma dépendent du rapport de sur-échantillonnage, du nombre de bits N du couple ADC/DAC et de l'ordre du filtre de boucle G(f). Basé sur le principe décrit à la figure 1, on a détaillé, sur la figure 2, un mode de réalisation d'un système de calibration d'une constante de temps RC formée par l'association d'une résistance R et d'un condensateur C. Il comprend, comme dans l'exemple de la figure 1, un modulateur 1 de type delta-sigma comprenant un convertisseur analogique/numérique 3 (ADC) et un convertisseur nuis érique/analogique 4 (DAC), et un filtre de décimation 2. Le modulateur 1 comprend essentiellement un intégrateur 10 réalisant la fonction G(f) de la boucle de rétroaction de la figure 1. Cet intégrateur 10 comprend un amplificateur opérationnel 11 et une capacité d'intégration C; ajustable connectée entre la borne d'inversion et la borne de sortie de l'amplificateur 11. Cette borne d'inversion est également couplée à une résistance Ro. La borne non inverseuse de l'amplificateur 11 est connectée à la masse. La sortie de l'amplificateur opérationnel 11 de l'intégrateur 10 est couplée au convertisseur ADC 3 qui échantillonne la sortie de l'intégrateur 10 à une fréquence d'échantillonnage FS. Le convertisseur ADC 3 est couplé en sortie à un convertisseur DAC 4 qui est aussi couplé à la borne d'inversion de l'amplificateur opérationnel 11.

Le convertisseur DAC 4, dans ce mode de réalisation, est constitué d'un générateur de courant. Le filtre de décimation 2 reçoit en entrée le signal de sortie du convertisseur ADC 3, et commande la valeur de la capacité d'intégration Ci ajustable en fonction de l'atténuation mesurée à partir de la comparaison des mesures de puissances effectuées. Le modulateur 1 est couplé en entrée à un filtre 20 à impédance variable formé par une résistance R et un condensateur C. Le filtre 20 à impédance variable peut être constituée d'une résistance variable ou d'un condensateur variable. Dans ce mode de réalisation, la résistance R est fixe et le condensateur C est variable, de manière à être en correspondance avec la capacité d'intégration Ci ajustable. Il est à noter que la résistance R du filtre 20 à impédance variable peut être variable, et la résistance Ro du modulateur 1 peut également être variable, la capacité d'intégration Ci pouvant alors être fixe Un interrupteur de filtre 15 commandé permet de coupler, dans ce mode de réalisation, le condensateur C variable au filtre 20 et ainsi former ou non le filtre 20. Il est ainsi possible pour le circuit intégré 1 de commander une mesure de puissance avec filtre 20 ou une mesure de puissance sans filtre 20 en commandant l'interrupteur 15. Le filtre de décimation commande la valeur du condensateur C variable en correspondance avec la valeur de la capacité d'intégration Ci, et commande également l'interrupteur 15 suivant le type de mesure de puissance souhaité. En entrée du système de calibration, soit à une borne de la résistance R, est appliqué un signal analogique d'entrée Vin de fréquence fixe. La calibration de la constante de temps RoCi est généralement réalisée en mesurant l'atténuation d'un signal idéalement sinusoïdal de fréquence fixe engendrée par le filtre 20. Afin de simplifier la réalisation du système, le signal analogique Vin d'entrée utilisé dans ce mode de réalisation est un signal carré cadencé à un sous multiple de la fréquence d'échantillonnage FS du convertisseur ADC 3. L'analogie avec un signal sinusoïdal est alors faite en considérant les mesures sur son fondamental. La figure 3, présente une architecture électronique d'une capacité ajustable selon un mode de réalisation, qui peut être utilisée selon le mode de réalisation de la figure 2 pour la capacité d'intégration C; ajustable et le condensateur C variable du filtre 20 à impédance variable. La capacité ajustable comprend une capacité fixe Cf, qui fixe la valeur minimale de la capacité ajustable, et d'au moins une capacité unitaire Cu couplée en série avec un interrupteur B. La capacité fixe Cf est couplée en parallèle avec au moins un ensemble unitaire comprenant un interrupteur B et une capacité unitaire Cu. Par exemple, pour la réalisation du condensateur C ajustable, l'ensemble est connecté entre la masse et le noeud commun entre la résistance R et la rési stance Ro. La valeur de la capacité ajustable peut ainsi être ajustée en fermant les interrupteurs des ensembles unitaires de manière à cou ,ler autant de capacités unitaires Cu nécessaires avec la capacité fixe Cf pour obtenir la valeur capacitive souhaitée. Ainsi, selon un mode de réalisation, en ouvrant ou fermant les interrupteurs Bo, Bi, B2, il est possible de modifier la valeur de la capacité variable, en couplant ou découplant des capacités unitaires Cu à la capacité fixe Cf. Suivant la valeur des capacités unitaires, et suivant le nombre d'ensembles unitaires disponibles, la précision de la valeur de la capacité ajustable, et par conséquent la précision de la constante de temps RoCi, peut être modifiée.

Les interrupteurs sont commandés par des bits numériques issus du filtre de décimation 2. Bien entendu, la longueur du mot, c'est-à-dire le nombre de bits du mot, correspond au nombre d'ensemble de capacité unitaire Cu. Ainsi, plus le nombre de bits fournis par le filtre de décimation 2 est important, plus le nombre d'ensembles unitaires est important et plus la précision sur la valeur de 1a constante de temps RoCi est accrue. La figure 4, présente une architecture électronique d'une résistance ajustable selon un mode de réalisation, qui peut être utilisée dans l'invention, selon un mode de réalisation différent de la figure 2, poi.r la résistance Ro du modulateur 1 si celle-ci est réalisée de manière à être ajustable et pour la résistance R du filtre 20 à impédance variable si celle-ci est aussi réalisée de manière à être ajustable.

La résistance ajustable comprend une résistance fixe Rf, qui fixe la valeur minimale de la résistance ajustable, et d'au moins une résistance unitaire Rä couplée à un interrupteur B. La résistance fixe Rf est raccordée en série avec au moins une résistance unitaire dont la borne d'entrée de courant est couplée à un interrupteur connecté de manière à court-circuiter la résistance unitaire à laquelle il est directement couplé en entrée de courant de la résistance ainsi que tot.tes les résistances unitaires couplées après cet interrupteur. Par exemple, lorsque cet agencement est destiné à former la résistance Ro ajustable, la résistance fixe Rf est connectée à la borne de sortie de courant de la résistance R du filtre 20, tandis que les bornes libres des interrupteurs B de la résistance Ro sont raccordées au modulateur 1. La valeur de la résistance ajustable peut ainsi être ajustée en ouvrant les interrupteurs de manière à coupler autant de résistances unitaires Rä nécessaires avec la résistance fixe Rf pour obtenir la valeur résistive souhaitée. Ainsi, selon un mode de réalisation, en ouvrant ou fermant les interrupteurs Bo , BI , B, , il est possible de modifier la valeur de la résistance variable.

La figure 5 illustre un procédé de calibration de la constante de temf s RC d'un circuit électronique intégré selon un mode de mise en oeuvre. Selon ce mode de mise en oeuvre, la constante de temps est forer. ée par la résistance Ro du modulateur 1 et la capacité d'intégration C; ajustable.

Dans une première étape 501, et en se référant également à la figue 2, on couple un filtre 20 à impédance variable comprenant une résistance R et un condensateur variable C à l'entrée du modulateur 1. Dans une étape suivante 502, on ouvre l'interrupteur 15 de filtre de manière à découpler le condensateur C variable du filtre 20 en vue de réal ser une mesure de puissance sans filtre par la suite. Dans une troisième étape 503, on applique un signal analogique d'entrée Vin connu de fréquence fixe. Le signal analogique d'entrée Vin utilisé dans ce mode de réalisation est un signal carré cadencé à un sous multiple de la fréquence d'échantillonnage FS du convertisseur ADC 3. On mesure, dans une étape suivante 504, la puissance en sortie du modulateur 1 à l'aide du filtre de décimation 2. Dans un second temps, on ferme l'interrupteur 15 de filtre (étape 505) en vue de coupler le condensateur C variable du filtre 20 et ainsi réaliser une mesure de puissance avec le filtre 20. On applique alors, dans une étape 506, le même signal analogique d'entrée Vin cornu de fréquence fixe, à savoir un signal carré cadencé à un sous multiple de la fréquence d'échantillonnage FS du convertisseur ADC 3. Or mesure ensuite, dans une étape 507, la puissance en sortie du modulateur 1 à l'aide du filtre de décimation 2.

Dans un troisième temps, on compare, dans une étape 508, la mesure de puissance réalisée sans filtre 20 à la mesure de puissance réalisée avec le filtre 20, permettant d'obtenir une image directe de l'attnuation du signal analogique d'entrée Vin engendrée par le filtre 20. On teste alors, dans une étape 509, si l'atténuation mesurée correspond à l'atténuation souhaitée. Lorsque l'atténuation mesurée correspond à l'atténuation souhaitée, on considère que la constante de temps RoCi correspond à la dernière valeur appliquée à la capacité d'intégration Ci ajustable (éta' e 510). Lorsque l'atténuation est trop forte, le couple RoCi est trop fort et ai. fréquence de coupure fe correspondant est trop basse. Le filtre de décimation 2 choisit alors un couple RoCi moins fort dans une étape 51 l , avant de recommencer à l'étape 505 pour une nouvelle mesure de puissance avec le filtre. Pour rappel, la fréquence de coupure s'exprime selon l'expression suivante l 21rRo C; Lorsque l'atténuation est en revanche trop faible, le couple RoCi est trop faible et la fréquence de coupure fn est trop haute. Le filtre de décimation 2 choisit alors un couple RoCi plus fort dans une étape 511 avant de recommencer à l'étape 505 pour une nouvelle mesure de puissance avec le filtre. Il est à noter que la mesure de puissance d'un signal continu est plus simple que celle d'un signal périodique de fréquence f;. Il est der c judicieux de transposer le fondamental du signal carré à la fréquence nulle, telle que celle d'un signal continu, où la mesure de puissance correspond à la valeur continue du signal transposé. La transposition est réalisée en multipliant dans le domaine temporel, l'image du fondamental de fréquence f; par une sinusoïde de même fréquence f;. La résultante est la somme d'une composante continue et d'une composante à la fréquence double 2f; pondérée d'un facteur un demi. En continu, la mesure de puissance correspond alors à une mesure de la valeur moyenne du signal. Une telle opération est réaii.sable avec une intégration numérique réalisée pendant un nombre N de périodes et dont la valeur finale est divisée par ce nombre N. Sur ce nombre N de périodes, la fonction de transfert en z de la moyenne est la suivante : moyN ;I 1 z ^ 1 r( N l ~z La division par le nombre N de périodes peut être simplifiée dans. le cas où le nombre N est une puissance de deux, ce qui correspond à des décalages successifs. Il est donc proposé, selon la présente description, l'utilisation d'un circuit électronique intégré, notamment un convertisseur delta-sigma à temps continu et retour de courant, permettant de fournir une autc,calibration de la constante de temps RoC; de ce même convertisseur delta-sigma à temps continu et retour de courant, à partir d'une mesure de l'atténuation d'un signal analogique d'entrée carré de fréquence fixe à travers la bande coupée d'un filtre couplé en entrée du convertisseur delta-sigma. En comparant une mesure de puissance sans; filtre à une mesure de puissance avec le filtre, on détermine l'atténuation mesurée qu'on compare à l'atténuation souhaitée. On modifie alors la valeur de la constante de temps RoC; et la valeur du filtre en correspondance jusqu'à obtenir l'atténuation souhaitée.

Claims (19)

1. REVENDICATIONS1. Procédé de calibration d'une constante de temps (RoCi) ajustable d'un circuit électronique intégré (1), caractérisé en ce que l'on couple en entrée du circuit électronique intégré (1) un filtre (20) à impédance variable, on applique au filtre (20) un signal analogique d'entrée (Vin) de fréquence fixe, on mesure l'atténuation du signal analogique d'entrée (Vin) engendrée par le filtre (20), et l'on modifie la valeur de la constante de temps (RoCi) et la valeur de l'impédance du filtre (20) à impédance variable jusqu'à obtenir une atténuation corr°spondant à l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré (1).
2. 2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la constante de temps (RoCi) est formée par un élément résistif (Ro) et par un élément capacitif (Ci).
3. 3. Procédé selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel on détermine l'atténuation du signal analogique d'entrée (Vin) engendré par le filtre (20) en comparant une mesure de puissance réalisée sans filtre (20) à une mesure de puissance réalisée avec le filtre (20).
4. 4. Procédé selon la revendication 3, dans lequel la sélection de mesure avec et sans filtre (20) est réalisée à l'aide d'un interrupteur de filtre (15) commandé qui couple le filtre (20) au circuit intégré (1).
5. 5. Procédé suivant l'une des revendications 1 à 4, dans lequel le filtre (20) à impédance variable comprend un premier composant à impédance variable et un deuxième composant à impédance variable, les premier et deuxième composants comprenant un composant fixe à impédance fixe et un ensemble de composants unitaires à impédance unitaire sélectivement couplés au composant fixe sous la commande d'interrupteurs (B).
6. 6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel le composant fixe et les composants unitaires comprennent chacun une résistance.
7. 7. Procédé selon la revendication 5, dans lequel le composant fixe et les composants unitaires comprennent chacun un condensateur.
8. 8. Procédé selon l'une des revendications 5 à 7, dans lequel on modifie la valeur de la constante de temps (RoCi) en générant un mot numérique de commande des interrupteurs, ledit mot correspondant à l'écart entre l'atténuation mesurée et l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré (1).
9. 9. Procédé selon la revendication 8, dans lequel on modifie le nombre de bits du mot numérique et la valeur du composant unitaire d'un composant à impédance variable en fonction d'une précision sur la constante de temps (RoCi).
10. 10. Procédé selon l'une des revendications 1 à 9, dans lequel le signal analogique d'entrée (Vin) est un signal carré.
11. 11. Procédé selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que le circuit électronique intégré (1) est un modulateur de type delta-sigma.
12. 12. Système de calibration d'une constante de temps (RoCi) d'un circuit électronique intégré (1), caractérisé en ce qu'il comprend un filtre (20) à impédance variable couplé en entrée du circuit électronique intégré (1), des moyens d'analyse aptes à mesurer l'atténuation d'un signal analogique d'entrée (Vin) de fréquence fixe engendrée par le filtre (20) et à modifier la valeur de la constante de temps (RoCi) et la valeur de l'impédance du filtre (20) à impédance variable jusqu'à obtenir une atténuation correspondant à l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré (1).
13. 13. Système selon la revendication 12, caractérisé en ce que le circuit intégré (1) comprend un élément résistif (Ro) et un élément capacitif (Ci) formant la constante de temps (RoCi).
14. 14. Système selon l'une des revendications 12 ou 13, caractérisé en ce qu'il comprend un interrupteur de filtre (15) permettant de coupler le filtre (20) à l'entrée du circuit intégré (1), ledit interrupteur de filtre (15) étant commandé par le circuit intégré (1).
15. 15. Système selon l'une des revendication 12 à 14, caractérisé en ce que le filtre (20) à impédance variable comprend un premier com posant à impédance variable et un deuxième composant à impédance variable, les premier et deuxième composants comprenant un composant fixe à impédance fixe et un ensemble de composants unitaires à impédance unitaire sélectivement couplés au composant fixe sous la commande d'interrupteurs (B).
16. 16. Système selon la revendication 15, caractérisé en ce que le composant fixe et les composants unitaires comprennent chacun une résistance.
17. 17. Système selon la revendication 15, caractérisé en ce que le composant fixe et les composants unitaires comprennent chacun un condensateur.
18. 18. Système selon l'une des revendications 12 à 17, dans lequel les moyens d'analyse comprennent des moyens aptes à générer un mot numérique de commande des interrupteurs, ledit mot correspondant à l'écart entre l'atténuation mesurée et l'atténuation désirée pour le circuit électronique intégré (1).
19. 19. Système selon l'une des revendications 12 à 18, caractérisé en -ce que le circuit électronique intégré (1) comprend un modulateur de type delta-sigma.