FR2937750A1

FR2937750A1 - Transponder for receiving continuous wave signal in e.g. electronic field, has local oscillator arranged such that initial phase error is compensated by applying compensation command on input signal before emission

Info

Publication number: FR2937750A1
Application number: FR0805989A
Authority: FR
Inventors: Jean-Michel Hode
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2008-10-28
Filing date: 2008-10-28
Publication date: 2010-04-30
Anticipated expiration: 2028-10-28
Also published as: FR2937750B1

Abstract

The transponder has a receiving unit for receiving an input signal and emitting an output signal. The receiving unit estimates phase deviation and amplitude deviation between the input signal and the output signal using a control loop for generating the output signal in coherence of phase and amplitude with the input signal. A local oscillator is arranged such that initial phase error is compensated by applying a compensation command on the input signal before emission, where the command is expressed based on frequency and transit time of the oscillator. An independent claim is also included for a method for compensation of initial phase error of a transponder.

Description

Transpondeur et procédé de compensation de l'erreur de phase initiale associée L'invention concerne un transpondeur et un procédé de compensation de l'erreur de phase initiale associée. Elle s'applique notamment aux domaines du traitement du signal, de l'électronique et des télécommunications. The invention relates to a transponder and a method for compensating for the associated initial phase error. It applies in particular to the fields of signal processing, electronics and telecommunications.

Un transpondeur est un dispositif susceptible de fonctionner sous l'action d'ondes entrantes provenant d'un ou de plusieurs systèmes ou milieux de transmission, et de fournir, à un ou à plusieurs autres systèmes ou milieux, des ondes sortantes correspondant aux ondes entrantes. Un transpondeur permet de recevoir un signal à onde entretenue et émission continue CW ("continuous wave" en langue anglaise) ou quasi CW, et de le réémettre sur la même antenne en cohérence de phase et d'amplitude avec le signal reçu. Ce signal reçu peut être soit un signal CW, soit un signal modulé avec une bande de modulation faible. Dans la pratique, le signal reçu et le signal réémis présentant les mêmes caractéristiques spectrales, le transpondeur ne peut fonctionner que sur la base d'un partage du temps entre l'émission et la réception. Dans un tel système, le signal réémis étant découpé pour laisser du temps pour la réception, il se produit donc un enrichissement spectral hors bande et ceci d'autant plus que le facteur de forme est différent de 1. En outre, le temps de traitement conduit à un retard inévitable dans la restitution des modulations, ce qui, même si l'asservissement est de très bonne qualité en mode CW, se traduit par une dégradation de la qualité de recopie de signaux plus complexes. La réponse d'un transpondeur à la réception d'un signal CW ou quasi CW, et sa capacité à reproduire les modulations du signal reçu sont des critères représentatifs de la qualité globale de l'asservissement et peut être mesurée par la différence entre le signal réémis et le signal reçu. Pour cela, hormis pour des signaux de type CW où cette mesure peut être menée dans le spectre, il est plus pratique de caractériser la qualité globale d'asservissement dans le domaine temporel après traitement (filtrage adapté typiquement). A transponder is a device capable of operating under the action of incoming waves from one or more transmission systems or media, and providing, to one or more other systems or media, outgoing waves corresponding to the incoming waves . A transponder makes it possible to receive a continuous wave and continuous wave CW ("continuous wave" in English) or quasi-CW signal, and to re-transmit it on the same antenna in coherence of phase and amplitude with the received signal. This received signal may be either a CW signal or a modulated signal with a low modulation band. In practice, the received signal and the re-transmitted signal having the same spectral characteristics, the transponder can operate only on the basis of a time sharing between transmission and reception. In such a system, the re-transmitted signal being cut to allow time for reception, there is therefore an out-of-band spectral enrichment and this especially as the form factor is different from 1. In addition, the processing time leads to an inevitable delay in the rendering of the modulations, which, even if the servocontrol is of very good quality in CW mode, results in a degradation of the quality of copying of more complex signals. The response of a transponder to the reception of a CW or quasi-CW signal, and its ability to reproduce the modulations of the received signal are criteria representative of the overall quality of the servocontrol and can be measured by the difference between the signal reissue and the received signal. For this purpose, except for CW type signals where this measurement can be carried out in the spectrum, it is more convenient to characterize the overall quality of servocontrol in the time domain after processing (typically matched filtering).

Ce type de système doit fonctionner de façon autonome sans connaître a priori la fréquence et la nature des signaux qu'il reçoit. II doit pouvoir détecter la présence d'un signal et se mettre automatiquement en marche. Dans la pratique, compte tenu des inévitables temps de traitement, analogique ou numérique, il apparaît indispensable de disposer d'une information de fréquence sur les signaux reçus, extraite par le système lui-même quel que soit le signal reçu avant de passer en mode asservissement. Comme indiqué précédemment, le signal réémis est habituellement découpé pour laisser du temps pour la réception. Cette découpe est réalisée à une fréquence, appelée dans la suite de la description fréquence de découpe, correspondant à l'inverse de la période de découpe Te, ladite période pouvant être choisie constante, mais pas nécessairement. Ainsi le fonctionnement du transpondeur met-il en jeu une répétition de séquences de durée Te et comprenant une tranche de réception suivie d'une tranche d'émission. Toutes les Te secondes, une fenêtre d'émission permet au transpondeur de transmettre une tranche de signal de durée inférieure à Te à partir des informations acquises grâce aux portions de signal reçues au cours de la ou des tranches de réception précédentes. Dans le cas d'un transpondeur dit numérique, c'est-à-dire comportant des moyens de numérisation du signal reçu et des moyens numériques de traitement, cette tranche de signal est restituée sous la forme d'un signal analogique par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique-analogique à partir d'un signal numérique obtenu par traitement d'une série d'échantillons issus d'une numérisation du signal reçu pendant la ou les tranches de réception, ces échantillons étant cadencés à une fréquence d'échantillonnage donnée fech proportionnelle à la fréquence d'horloge fdock du système. Ce type de système agit comme une double boucle d'asservissement en amplitude d'une part et en phase/fréquence d'autre part. II génère, à une erreur près dépendant principalement du gain de boucle, un signal de sortie s(t) constituant une recopie en cohérence du signal présent à l'entrée e(t) de ladite boucle. Pour cela la double boucle du système contient un mécanisme permettant de mesurer l'écart d'amplitude et l'écart de phase entre le signal reçu e(t) et le signal généré s(t). Ces écarts d'amplitude et de phase sont ensuite filtrés et intégrés et le signal ainsi obtenu est utilisé comme amplitude a et phase Il) du signal de sortie Une variante, déjà utilisée dans l'état de l'art, consiste à multiplier ce signal ea+1l) par le signal d'entrée. Celle-ci est utile dans le cas de boucles présentant un faible gain dans lesquelles les erreurs résiduelles, et plus particulièrement celle de phase, peuvent être fortes. Dans le cas de la phase, l'erreur filtrée correspond à la fréquence instantanée qui, intégrée, conduit à la phase du signal de sortie. Ainsi, pour des signaux de type CW, cette erreur de phase est-elle sensiblement constante et d'autant plus forte que le gain de la boucle est faible. This type of system must operate independently without knowing a priori the frequency and nature of the signals it receives. It must be able to detect the presence of a signal and start automatically. In practice, given the inevitable processing time, analog or digital, it appears essential to have a frequency information on received signals, extracted by the system itself regardless of the signal received before switching to servo. As previously indicated, the re-transmitted signal is usually cut to allow time for reception. This cutting is performed at a frequency, called in the following description cutoff frequency, corresponding to the inverse of the cutting period Te, said period can be chosen constant, but not necessarily. Thus, the operation of the transponder involves a repetition of sequences of duration Te and comprising a reception slot followed by a transmission slot. Every Te seconds, a transmission window allows the transponder to transmit a signal slice of duration less than Te from the information acquired thanks to the signal portions received during the previous reception slice or slices. In the case of a so-called digital transponder, that is to say having means for digitizing the received signal and digital processing means, this signal slice is reproduced in the form of an analog signal via a digital-to-analog converter from a digital signal obtained by processing a series of samples from a digitization of the signal received during the reception slot or slices, these samples being clocked at a sampling frequency fech data proportional to the clock frequency fdock of the system. This type of system acts as a double amplitude control loop on the one hand and phase / frequency on the other hand. It generates, with an error near depending mainly on the loop gain, an output signal s (t) constituting a copy in coherence of the signal present at the input e (t) of said loop. For this purpose the double loop of the system contains a mechanism for measuring the amplitude difference and the phase difference between the received signal e (t) and the generated signal s (t). These amplitude and phase differences are then filtered and integrated and the signal thus obtained is used as amplitude a and phase II) of the output signal. One variant, already used in the state of the art, consists of multiplying this signal. ea + 1l) by the input signal. This is useful in the case of low gain loops in which the residual errors, and more particularly the phase errors, can be strong. In the case of the phase, the filtered error corresponds to the instantaneous frequency which, integrated, leads to the phase of the output signal. Thus, for CW type signals, this phase error is substantially constant and all the more so that the gain of the loop is small.

Une difficulté inhérente à de ce type de système est liée au contrôle de la phase, c'est-à-dire à la réduction de l'écart de phase entre le signal d'entrée et le signal de sortie. Elle réside dans un ou plusieurs temps de transit se traduisant par un écart de phase initial entre les signaux e(t) et s(t). Ce ou ces temps de transit sont notamment la conséquence des opérations de transposition en bande de base ou sur fréquence porteuse des signaux, de filtrage, des calculs et des temps requis pour les conversions. Par principe la boucle tend à compenser cet écart initial, mais le temps d'asservissement lié à la bande de la boucle peut être long. Cet effet est surtout notable sur des boucles numériques pour lesquelles le signal reçu de l'antenne e(t), appelé également signal de référence dans la suite de la description, est codé puis traité en numérique pour ensuite être restitué après conversion numérique-analogique. Ces temps de calcul peuvent alors être significatifs. A difficulty inherent in this type of system is related to the control of the phase, that is to say to the reduction of the phase difference between the input signal and the output signal. It resides in one or more transit times resulting in an initial phase difference between the signals e (t) and s (t). This or these transit times are in particular the consequence of the operations of transposition in base band or on carrier frequency of the signals, filtering, calculations and time required for the conversions. In principle, the loop tends to compensate for this initial deviation, but the servo time associated with the loop band can be long. This effect is especially noticeable on digital loops for which the signal received from the antenna e (t), also called reference signal in the remainder of the description, is coded and then processed digitally and then restored after digital-to-analog conversion. . These calculation times can then be significant.

Un but de l'invention est notamment de minimiser les inconvénients précités. A cet effet l'invention a pour objets un transpondeur comprenant des moyens pour recevoir un signal d'entrée e(t) et émettre un signal de sortie s(t), pour estimer l'écart de phase Ad) et l'écart d'amplitude dA entre le signal reçu et le signal émis à l'aide d'une boucle d'asservissement, pour générer le signal de sortie en cohérence de phase et d'amplitude avec le signal d'entrée. L'invention propose de compenser l'erreur de phase initiale par l'application d'une commande de compensation en phase Aç sur la phase du signal e(t) avant émission. An object of the invention is in particular to minimize the aforementioned drawbacks. For this purpose the object of the invention is a transponder comprising means for receiving an input signal e (t) and outputting an output signal s (t), for estimating the phase difference Δt) and the deviation d dA amplitude between the received signal and the signal transmitted using a servo loop, for generating the output signal in phase coherence and amplitude with the input signal. The invention proposes to compensate the initial phase error by the application of a compensation control in phase Ac on the phase of the signal e (t) before transmission.

Selon un aspect de l'invention, la fréquence centrale fc du signal d'entrée e(t) est mesurée par un mécanisme de mesure de fréquence IFM ("Instantaneous Frequency Measurement" en langue anglaise), cette mesure menant à une estimation fo de ladite fréquence. According to one aspect of the invention, the center frequency fc of the input signal e (t) is measured by an IFM ("Instantaneous Frequency Measurement") frequency measuring mechanism, this measurement leading to an estimation fo of said frequency.

La mesure de fréquence centrale du signal d'entrée e(t) peut être effectuée de manière continue en utilisant une reconstitution dudit signal par interpolation. La commande de compensation en phase Acp est, par exemple, exprimée en fonction de la fréquence fo et du temps de transit de l'oscillateur local Toi. La commande de compensation en phase Ocp peut valoir, par exemple, 2nfoToL• Selon un mode de réalisation, les traitements d'estimation de la boucle d'asservissement du transpondeur sont numériques. Le temps de transit Toi peut être mesuré pendant la phase de conception du transpondeur. The center frequency measurement of the input signal e (t) can be performed continuously using a reconstruction of said signal by interpolation. The phase compensation control Acp is, for example, expressed as a function of the frequency fo and the transit time of the local oscillator Toi. The compensation control in the phase Ocp may be worth, for example, 2nfoToL. According to one embodiment, the estimation processes of the servo control loop of the transponder are digital. The transit time You can be measured during the design phase of the transponder.

L'invention a aussi pour objet un procédé de compensation de l'erreur de phase initiale d'un transpondeur comportant un oscillateur local, recevant un premier signal r(t) et émettant un second signal e(t). L'erreur de phase initiale est compensée par l'application d'une commande de compensation en phase icp appliquée sur la phase du signal e(t) avant émission. The invention also relates to a method for compensating for the initial phase error of a transponder comprising a local oscillator, receiving a first signal r (t) and transmitting a second signal e (t). The initial phase error is compensated by the application of a phase compensation command icp applied to the phase of the signal e (t) before transmission.

Selon un aspect de l'invention, la commande de compensation en phase Acp est exprimée en fonction d'une estimation fo de la fréquence du signal d'entrée e(t) et du temps de transit de l'oscillateur local Toi. Selon un autre aspect de l'invention, la commande de compensation en phase Ocp vaut 27rfoToL. According to one aspect of the invention, the phase compensation control Acp is expressed as a function of an estimate fo of the frequency of the input signal e (t) and the transit time of the local oscillator Toi. According to another aspect of the invention, the phase compensation control Ocp is 27rfoToL.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit donnée à titre illustratif et non limitatif, faite en regard des dessins annexés parmi lesquels : la figure 1 illustre schématiquement les signaux reçus et réémis par un transpondeur ; la figure 2 présente un exemple de multiplexage temporel et de fenêtrage entre les signaux reçus et réémis par un transpondeur; la figure 3 illustre schématiquement un mode de réalisation de transpondeur mettant en oeuvre l'invention ; la figure 4 et la figure 5 présentent deux modélisations possibles de la boucle d'asservissement du transpondeur présenté sur la figure 3 dans le but de déterminer une valeur de commande de compensation de la phase. Other features and advantages of the invention will become apparent with the aid of the description which follows given by way of illustration and without limitation, with reference to the appended drawings in which: FIG. 1 schematically illustrates the signals received and re-transmitted by a transponder ; FIG. 2 shows an example of time division multiplexing and windowing between the signals received and re-transmitted by a transponder; FIG. 3 schematically illustrates a transponder embodiment embodying the invention; FIG. 4 and FIG. 5 present two possible modelizations of the transponder servocontrol loop presented in FIG. 3 in order to determine a phase compensation control value.

La figure 1 illustre schématiquement les signaux reçus et émis par un transpondeur. Le signal réémis s(t) par un transpondeur fonctionnant sur une seule antenne servant à la fois à la réception et à l'émission dans la même gamme de fréquences est un signal découpé, cette découpe étant requise pour préserver des phases d'écoute du signal d'entrée e(t). Le signal réémis s(t) est donc le produit d'un signal continu, a priori proportionnel au signal reçu e(t), et d'une série d'impulsions périodiques de période Te et de réponse individuelle i(t). Il est à noter que la découpe ainsi produite se traduit par le fait que le spectre S(f) de s(t) est plus riche que le spectre E(f) de e(t). Le transpondeur doit faire en sorte que S(f) et E(f) coïncident dans la bande utile du signal s(t). Figure 1 schematically illustrates the signals received and transmitted by a transponder. The re-transmitted signal (t) by a transponder operating on a single antenna serving both for reception and transmission in the same frequency range is a cut signal, this cutting being required to preserve listening phases of the input signal e (t). The retransmitted signal s (t) is therefore the product of a continuous signal, a priori proportional to the received signal e (t), and of a series of periodic pulses of period Te and of individual response i (t). It should be noted that the resulting cut results in the fact that the spectrum S (f) of s (t) is richer than the spectrum E (f) of e (t). The transponder must ensure that S (f) and E (f) coincide in the useful band of the signal s (t).

La figure 2 donne un exemple graphique de fenêtres temporelles 201, 202 pouvant être utilisées pour pondérer les signaux reçus et émis par un transpondeur, dans le but notamment de réduire la puissance des lobes secondaire du spectre desdits signaux. Le signal émis est découpé en séquences de découpe 205 de durées Ok. Pour chaque séquence de découpe, une tranche d'émission 203 est suivie d'une tranche de réception 204. La portion de signal émise est de durée 'Lk. Il en résulte que deux portions de signal appartenant à deux séquences successives sont espacées par un intervalle de découpe de durée Ok - tk. Sur l'exemple de la figure 2, la durée de séquence est choisie constante sur cette figure dans un but de clarté des explications, soit Ok = Te, mais les valeurs Ok et tk peuvent prendre des valeurs différentes d'une séquence à l'autre. Les pondérations permettant de limiter l'encombrement spectral lié au fenêtrage sont essentielles pour le bon fonctionnement de l'asservissement. En effet, à cause du fenêtrage de l'émission, le signal comporte de nombreuses raies images dont il convient de limiter l'influence dans le traitement. Cette pondération permet également d'atténuer les rebonds créés par l'antenne sur le signal émis. A la réception une pondération de Nanning (i.e. w(t) = cos2(rrt/L) pour -L/2 t L/2 où L est la durée de la fenêtre de réception) apparaît comme un bon compromis entre atténuation des raies images et préservation du signal. A l'émission la fenêtre pourra par exemple, mais pas nécessairement être la somme de 3 pondérations de Hanning telles que définies pour la réception et décalées de T/2, telles qu'illustrées sur la figure. FIG. 2 gives a graphic example of time windows 201, 202 that can be used to weight the signals received and transmitted by a transponder, in particular for the purpose of reducing the power of the secondary lobes of the spectrum of said signals. The transmitted signal is cut into cut sequences 205 of duration.. For each cutting sequence, a transmission slot 203 is followed by a reception slot 204. The transmitted signal portion is of duration Lk. As a result, two signal portions belonging to two successive sequences are spaced apart by a cut interval of duration Ok - tk. In the example of FIG. 2, the duration of the sequence is chosen to be constant in this figure for the sake of clarity of explanations, ie Ok = Te, but the values Ok and tk may take different values from a sequence to the other. The weights that make it possible to limit the spectral congestion related to windowing are essential for the proper operation of the servocontrol. Indeed, because of the windowing of the emission, the signal includes many image lines whose influence in the processing should be limited. This weighting also makes it possible to attenuate the bounces created by the antenna on the transmitted signal. On reception a Nanning weighting (ie w (t) = cos2 (rrt / L) for -L / 2t L / 2 where L is the duration of the reception window) appears as a good compromise between attenuation of the image lines and preservation of the signal. On transmission the window may for example, but not necessarily be the sum of 3 Hanning weights as defined for the reception and shifted by T / 2, as illustrated in the figure.

La figure 3 illustre schématiquement un mode de réalisation de transpondeur mettant en oeuvre l'invention. L'architecture présentée comporte deux voies de traitement identiques traitant l'une le signal reçu par l'antenne e(t) et l'autre le signal émis par l'antenne s(t), ces signaux étant séparés temporellement. Chacune de ces voies comporte au moins un convertisseur CAN 315, une transposition du signal utile destinée à le ramener en bande de base associée à une pondération par fenêtrage 306, 307 et un filtre de Hilbert 300, 303. II est important que ces voies soient les plus similaires possibles, aussi, par exemple, l'utilisation de convertisseurs doubles 315 réduira-t-elle les disparités. FIG. 3 schematically illustrates an embodiment of a transponder embodying the invention. The architecture presented comprises two identical processing paths processing one the signal received by the antenna e (t) and the other the signal transmitted by the antenna s (t), these signals being separated temporally. Each of these channels comprises at least one CAN converter 315, a transposition of the useful signal intended to bring it back to baseband associated with a windowing weighting 306, 307 and a Hilbert filter 300, 303. It is important that these channels be the most similar possible, also, for example, the use of double converters 315 will reduce disparities.

Le signal émis s(t) est formé à partir du signal reçu e(t) renvoyé 311 directement après filtrage de Hilbert soit par interpolation, soit par extrapolation 300, 303. Selon un mode de réalisation, le module 300, 303 effectue en plus du filtrage de Hilbert une interpolation ou une extrapolation dans le but de reconstituer le signal émis. Ce signal est corrigé d'un facteur multiplicatif complexe 302 fixé par la boucle d'asservissement amplitude/phase pour obtenir la meilleure recopie possible. Avant les filtres de Hilbert et les interpolateurs 300, 303, les signaux s(t) et e(t) sont multipliés aux moyens de multiplicateurs 304, 305 par les fonctions complexes 306, 307 destinées à ramener les signaux utiles en bande de base. Les enveloppes de ces deux fonctions complexes 306, 307 assurent une pondération permettant, par exemple, de réduire la puissance des lobes secondaires du signal émis et sont identiques en forme mais décalées d'un retard At correspondant à l'écart temporel entre émission et réception. L'écart minimum entre la plage temporelle de réception et la plage sur laquelle l'émission peut être choisi constante. Un mécanisme de mesure de fréquence IFM 319 ("Instantaneous Frequency Measurement" en langue anglaise) permet de déterminer une estimation fo 310 de la fréquence centrale ff du signal de référence. Un circuit d'aiguillage 316 permet de sélectionner le signal d'entrée de l'IFM 319. En phase initiale d'écoute, le signal e(t) est sélectionné, puis en régime établi, l'estimation de fréquence est effectuée sur le signal e(t) après transposition en bande de base 306 et filtrage 300. Cette estimation 317 est utilisée notamment pour calibrer les éléments d'architecture réalisant le passage en bande de base 306, 307 des signaux e(t) et s(t) rebouclé. The emitted signal s (t) is formed from the received signal e (t) returned 311 directly after Hilbert filtering, either by interpolation or by extrapolation 300, 303. According to one embodiment, the module 300, 303 performs moreover Hilbert filtering an interpolation or extrapolation in order to reconstruct the emitted signal. This signal is corrected by a complex multiplication factor 302 fixed by the amplitude / phase control loop to obtain the best possible copy. Prior to the Hilbert filters and the interpolators 300, 303, the signals s (t) and e (t) are multiplied by the multiplier means 304, 305 by the complex functions 306, 307 to return the useful signals in baseband. The envelopes of these two complex functions 306, 307 provide a weighting allowing, for example, to reduce the power of the secondary lobes of the transmitted signal and are identical in shape but offset by a delay At corresponding to the time difference between transmission and reception . The minimum difference between the reception time range and the range on which the transmission can be chosen constant. An IFM frequency measurement mechanism 319 ("Instantaneous Frequency Measurement" in English) makes it possible to determine an estimate fo 310 of the center frequency ff of the reference signal. A switching circuit 316 makes it possible to select the input signal of the IFM 319. In the initial listening phase, the signal e (t) is selected, then in steady state, the frequency estimate is made on the signal e (t) after transposition in baseband 306 and filtering 300. This estimate 317 is used in particular to calibrate the architecture elements making the baseband pass 306, 307 of signals e (t) and s (t) looped.

Le module 302 calcule l'écart d'amplitude DA et l'écart de phase Act) entre le signal reçu e(t) et le signal émis s(t). La sortie du module 302 est filtrée par un filtre passe-bande et amplifiée, ces deux opérations pouvant être réalisées par un même module 308. Une conversion 309 du signal d'une représentation amplitude/phase en une représentation partie réelle/imaginaire est réalisée afin de préparer l'émission. Le signal résultant de cette conversion est multiplié 301 par le signal résultant du filtrage de Hilbert et de l'interpolation 300 de e(t). Le signal obtenu est ensuite filtré numériquement 312 afin, par exemple, de réduire la puissance des lobes secondaires du spectre dudit signal. En d'autres termes, le signal est traité par un module 312 mettant en oeuvre la pondération par fenêtrage par une fonction de pondération w(t). Le signal obtenu est transformé en signal analogique par un convertisseur numérique-analogique 313 puis filtré 314 et envoyé vers l'antenne non représentée après avoir été amplifié par un amplificateur également non représenté. The module 302 calculates the difference in amplitude DA and the phase difference Δ Act) between the received signal e (t) and the transmitted signal s (t). The output of the module 302 is filtered by a bandpass filter and amplified, these two operations being able to be performed by the same module 308. A conversion 309 of the signal of an amplitude / phase representation into a real / imaginary part representation is performed in order to to prepare the show. The signal resulting from this conversion is multiplied by the signal resulting from the Hilbert filtering and the interpolation 300 from e (t). The signal obtained is then digitally filtered 312 in order, for example, to reduce the power of the side lobes of the spectrum of said signal. In other words, the signal is processed by a module 312 implementing the windowing weighting by a weighting function w (t). The signal obtained is converted into an analog signal by a digital-to-analog converter 313 and filtered 314 and sent to the antenna not shown after being amplified by an amplifier, also not shown.

Le système est composé d'une double boucle permettant de mesurer l'écart d'amplitude et l'écart de phase entre le signal reçu et le signal généré et de filtrer et intégrer lesdits écarts. Le temps de transit du signal à travers tout ou partie de la structure est inévitable et génère une erreur de phase initiale. Il est possible de distinguer deux temps de transit distincts TR et Toi définis ci-après. Le premier temps de transit TR est celui du signal démodulé le long de la boucle rapide, c'est-à-dire, le chemin de ladite boucle correspondant au bouclage du signal e(t), à sa transposition en bande de base 305, au filtrage 300 du résultat de ladite transposition, à sa réinjection 311 au niveau du multiplicateur 301 de la chaîne d'émission et aux diverses opérations de filtrage et de conversion effectuées avant émission 312, 313, 314. Le signal a pour fréquence porteuse fr fo où fo est la fréquence de l'oscillateur local du transpondeur, désigné dans la suite de la description sous le sigle OL, et fc la fréquence du signal reçu. Ce temps de transit TR génère une erreur de phase initiale égale à 2it(fc- fo)TR. Il est à noter que le temps TR comprend le temps de groupe du filtrage de Hilbert. Il y a donc intérêt à utiliser des architectures à temps de traitement rapide. Le second temps de transit Toi est celui de l'OL réalisant la transposition en bande de base et la mise sur fréquence porteuse entre ses deux points d'injection, c'est-à-dire de la mise sur porteuse 320 à la démodulation en bande de base 321. Par principe ce temps de transit Toi génère une erreur de phase initiale 2ltfoToL. The system is composed of a double loop for measuring the amplitude difference and the phase difference between the received signal and the generated signal and for filtering and integrating said deviations. The transit time of the signal through all or part of the structure is inevitable and generates an initial phase error. It is possible to distinguish two distinct transit times TR and You defined below. The first transit time TR is that of the signal demodulated along the fast loop, that is to say, the path of said loop corresponding to the looping of the signal e (t), to its transposition in baseband 305, in filtering 300 the result of said transposition, in its feedback 311 at the multiplier 301 of the transmission chain and in the various filtering and conversion operations carried out before transmission 312, 313, 314. The signal has a carrier frequency of fo where fo is the frequency of the local oscillator of the transponder, designated in the following description under the acronym OL, and fc the frequency of the received signal. This transit time TR generates an initial phase error equal to 2it (fc-fo) TR. It should be noted that the time TR includes the group time of the Hilbert filtering. It is therefore advantageous to use architectures with fast processing times. The second transit time You is that of the OL performing the baseband transposition and the putting on carrier frequency between its two injection points, that is to say from the placing on the carrier 320 to the demodulation in base band 321. In principle this transit time You generates an initial phase error 2ltfoToL.

La boucle tend à compenser l'écart initial en phase du à ces temps de transit correspondant au régime transitoire de la boucle, mais le temps d'asservissement, lié à la bande de boucle, peut être long. Afin d'accélérer la convergence de la boucle en phase, l'invention propose de compenser l'écart en phase initial résultant du temps de transit Toi. Comme la valeur de Toi est déterministe, il est possible de l'estimer ou de la mesurer, par exemple, au moment de la conception du transpondeur. En fonction de cette valeur ainsi que de l'estimation de la fréquence fo du signal de référence, une commande de correction A(p de l'écart de phase initial peut être calculée en fonction, par exemple, de Toi et fo puis introduite artificiellement 318 dans la boucle sur le signal reçu. The loop tends to compensate for the initial deviation in phase of these transit times corresponding to the transient regime of the loop, but the servo time, related to the loop band, can be long. In order to accelerate the convergence of the in-phase loop, the invention proposes to compensate for the initial phase difference resulting from the transit time T o. Since the value of You is deterministic, it is possible to estimate or measure it, for example, when designing the transponder. Depending on this value as well as on the estimate of the frequency fo of the reference signal, a correction command A (p of the initial phase difference can be calculated as a function of, for example, Te and fo and then introduced artificially. 318 in the loop on the received signal.

La valeur de Ocp peut être choisie, par exemple, en utilisant l'expression suivante : The value of Ocp can be chosen, for example, by using the following expression:

~cp = 2x1txfoxToL (1) La figure 4 représente une modélisation des retards introduits dans la boucle du transpondeur décrit à l'aide de la figure précédente. Le temps de transit t 400, 401 correspond au retard associé au filtrage et à la démodulation sur les deux voies de traitement des signaux e(t) et s(t), ces derniers étant respectivement les signaux de réception et d'émission dans le domaine du spectre de la phase. Pour chaque voie de 9 traitement des signaux e(t) et s(t), le passage en bande de base se traduit par une soustraction 403, 404 sur la phase de 2nfot puis de la répercussion sur la phase du temps de transit i 400, 401. L'écart de phase entre e(t) et s(t) est estimé en calculant la différence 405 entre la phase des signaux 5 résultants des deux voies de traitement après prise en compte du temps T. Le signal est ensuite amplifié et passé à travers un filtre de boucle. L'effet de ces opérations sur la phase est modélisé par l'application d'une fonction de transfert G(f) 402 suivie de la réponse 406 de l'intégrateur, ladite réponse étant égale à 1/(1-z 1). Au résultat en phase de ce filtrage est ajouté 2nfot 407 10 ainsi que la commande de compensation en phase Ocp 408. La prise en compte des retards associés au temps des calculs tels que, notamment, la conversion amplitude/phase vers un format de signal en partie réelle/partie imaginaire, est modélisée par l'introduction d'un retard 6 409 avant l'addition 410 de la phase du signal e(t). Enfin, le filtrage d'émission, la conversion 15 numérique-analogique et le filtrage analogique passe-bas effectué avant transmission sont pris en compte par l'introduction d'un retard T 411. Le temps de transit Toi décrit précédemment n'est autre que la somme des retards 6 et T. La réponse fréquentielle de la boucle s'exprime alors de la manière 20 suivante : (1ù0+ G( f )Z~ne+nr+nr) 2937750 ùj2,rTj s=e ùço)e-j2n?f +e-j2 . (2) dans laquelle : 25 (p est la transformée de Fourier de 2nfot ; est la transformée de Fourier de 4. ~ cp = 2x1txfoxToL (1) Figure 4 represents a modeling of the delays introduced into the transponder loop described using the previous figure. The transit time t 400, 401 corresponds to the delay associated with the filtering and the demodulation on the two processing channels of the signals e (t) and s (t), the latter being respectively the reception and transmission signals in the spectrum of the phase. For each signal processing channel e (t) and s (t), the transition to baseband results in a subtraction 403, 404 on the phase of 2nfot then the repercussion on the phase of the transit time i 400 401. The phase difference between e (t) and s (t) is estimated by calculating the difference 405 between the phase of the resulting signals of the two processing channels after taking into account the time T. The signal is then amplified and passed through a loop filter. The effect of these operations on the phase is modeled by the application of a transfer function G (f) 402 followed by the response 406 of the integrator, said response being equal to 1 / (1-z 1). The result in phase of this filtering is added 2nfot 407 10 as well as the compensation control in phase Ocp 408. The taking into account delays associated with the time of the calculations such as, in particular, the amplitude / phase conversion to a signal format in real part / imaginary part, is modeled by the introduction of a delay 409 before the addition 410 of the phase of the signal e (t). Finally, the transmission filtering, the digital-to-analog conversion and the low-pass analog filtering carried out before transmission are taken into account by the introduction of a delay T 411. The transit time described above is nothing else. that the sum of the delays 6 and T. The frequency response of the loop is then expressed in the following manner: (1 0 + G (f) Z ~ ne + nr + nr) 2937750 ùj2, rTj s = e ùc0) e- j2n? f + e-j2. (2) wherein: (p is the Fourier transform of 2nfot, is the Fourier transform of 4.

En tenant compte notamment du fait qu'en régime établi le signal d'entrée e est la transformée de Fourier de la phase linéaire 2nfct, la réponse de la 30 boucle peut s'exprimer dans le domaine temporel par la formule suivante : Taking into account in particular the fact that in steady state the input signal e is the Fourier transform of the linear phase 2nfct, the response of the loop can be expressed in the time domain by the following formula:

2n(foùfc)ZùI 1ùZ (nr+nr)+ Z (ne+nr)A01+ z -2i{y0 Z' 1ùZ (ne+nr) Je 1ùZ ' 2 Je 1ùZù' (3) s(t) = e(t)+ Fourier' Les deux termes du numérateur correspondent à deux composantes indépendantes caractérisant le régime transitoire. Le premier terme a une amplitude qui correspond à la phase 2n(fc-fo)TR du signal démodulé le long du chemin rapide de la boucle de retard TR = 0 + T. Il s'annule donc si fo = fc mais sa compensation n'est pas possible puisque fc n'est connue que par son estimation fo. Pour limiter son influence, il y a donc un grand intérêt à disposer d'une mesure de fréquence la plus précise possible et à l'améliorer de façon continue grâce à l'utilisation permanente du signal reconstitué pour alimenter l'IFM. Le second terme du numérateur fait intervenir le terme de compensation A (p qui doit donc être choisi pour compenser l'effet du temps de transit Toi = T + 0 de l'OL entre la mise sur porteuse et la démodulation dont la phase induite sur le signal est 2nfoToL. L'effet du dénominateur est double soit, d'une part une intégration permanente traduite par le terme 1-z-1, et d'autre part un filtrage décalé par le retard de boucle. Le début de la réponse transitoire correspond donc à l'intégration de la réponse du numérateur. Si l'intégrale de cette réponse est nulle, alors le début de réponse du transitoire retourne à 0 et se présente sous la forme d'une impulsion de durée 1+ne+nT, durée plus courte que le retard de boucle nt+ne+nT , nt, ne et nT représentant de nombre de périodes de découpe Te associées à chacun des retards T, 0 et T. Cette impulsion sera filtrée par G(f) dont la réponse de forme a + 3 z' est courte, puis intégrée, le résultat ainsi obtenu étant lui-même soumis au même traitement. II est à noter que G(f) peut être décomposé en la somme d'une partie dérivative correspondant à aù(3 et d'une partie de filtrage simple annulation correspondant à a+(3. L'effet de la partie dérivative, qui doit être de signe négatif, cumulé à celui de l'intégration tend à reproduire l'impulsion de proche en proche en alternant son signe, mais celui de la partie simple annulation cumulé à celui de l'intégration conduit à des intégrations successives des différentes impulsions ainsi crées. Lesdites impulsions ont donc chacune tendance à diverger, l'ensemble tendant cependant vers 0 par le biais de l'effet de compensation liée à l'alternance de signe introduite par la partie dérivative. Compte tenu de ce mécanisme, l'intérêt d'annuler l'intégrale de la 35 réponse du premier terme du numérateur apparaît. Cette annulation permet en effet de limiter les divergences décrites et donc d'accélérer la convergence de la boucle. Cette réponse est la différence de deux réponses constante de durées respectives 2 et ne+nT et d'amplitude respectives Acp/2 et 27tfo/fe. Le signal transitoire minimum sera donc obtenu pour : Acp = 2ttfo(T + 0) = 2ztfoToL (4) 2n (ffcfc) Zii 1uZ (nr + nr) + Z (n + nr) A01 + z -2i {y0 Z '1uZ (ne + nr) I 1iZ' 2 I 1iZi '(3) s (t) = e (t ) + Fourier 'The two terms of the numerator correspond to two independent components characterizing the transient regime. The first term has an amplitude which corresponds to the phase 2n (fc-fo) TR of the signal demodulated along the fast path of the delay loop TR = 0 + T. It therefore vanishes if fo = fc but its compensation n is not possible since fc is known only by its estimate fo. To limit its influence, it is therefore of great interest to have the most accurate frequency measurement possible and to improve it continuously thanks to the permanent use of the reconstituted signal to feed the IFM. The second term of the numerator involves the compensation term A (p which must therefore be chosen to compensate for the effect of the transit time Toi = T + 0 of the OL between the carrier setting and the demodulation whose phase induced on the signal is 2nfoToL The effect of the denominator is double, on the one hand a permanent integration translated by the term 1-z-1, and on the other hand a filtering offset by the loop delay. transient corresponds to the integration of the response of the numerator If the integral of this response is zero, then the beginning of response of the transient returns to 0 and is in the form of a pulse of duration 1 + ne + nT , a shorter duration than the loop delay nt + ne + nT, nt, ne and nT representing the number of cutting periods Te associated with each of the delays T, 0 and T. This pulse will be filtered by G (f) whose response of form a + 3 z 'is short, then integrated, the result thus obtained esta himself subjected to the same treatment. It should be noted that G (f) can be decomposed into the sum of a derivative part corresponding to a (3) and a simple cancellation filtering part corresponding to a + (3) .The effect of the derivative part, which must to be of negative sign, cumulated with that of the integration tends to reproduce the impulse step by step by alternating its sign, but that of the simple annulment part cumulated with that of the integration leads to successive integrations of the different impulses thus These pulses therefore each tend to diverge, with the set tending towards 0 by means of the compensation effect linked to the sign alternation introduced by the derivative part. To cancel the integral of the response of the first term of the numerator appears, this cancellation makes it possible to limit the divergences described and thus to accelerate the convergence of the loop. two constant responses of respective durations 2 and not + nT and respective amplitude Acp / 2 and 27tfo / fe. The minimum transient signal will be obtained for: Acp = 2ttfo (T + 0) = 2ztfoToL (4)

II faut voir dans ce résultat, le fait qu'il est introduit dans le système un biais de phase O(p = 2rrfo(T + 0) destiné à compenser le décalage de phase, 10 conséquence du temps de transit Toi = T + 0 de l'OL entre la mise sur porteuse et la démodulation. It should be seen in this result that it introduces into the system a phase bias O (p = 2rrfo (T + 0) intended to compensate for the phase shift, as a consequence of the transit time T 0 = T + 0 OL between the carrier setting and the demodulation.

La figure 5 représente une modélisation des retards introduits dans la boucle du transpondeur tenant compte des retards tuo de l'antenne à 15 la transposition en bande de base. Tous les éléments de la figure précédente se retrouvent dans la modélisation proposée, à savoir : pour chaque voie de traitement des signaux e et s, la répercussion sur la phase du temps 'r 500, 501, l'application d'une fonction de transfert G(f) 502 et d'une fonction 503 égale à 1/(1-z') correspondant aux fonctions de filtrage de boucle et 20 d'amplification, l'ajout de la commande de compensation en phase Acp 504, l'introduction du retard 0 505 l'introduction du retard T 506. Les retards tira 507, 508 sont introduits en plus sur les voies de traitement des signaux e et s. Le filtre de boucle porte comme précédemment dans sa fonction 25 de transfert G(f), les temps de calculs de la différence amplitude/phase ainsi que ceux de son propre calcul. Dans la pratique, l'entrée du signal et la réinjection de la sortie sont retardés d'un retard tuo. L'équation de la réponse de boucle (15) devient alors : FIG. 5 shows a modeling of the delays introduced into the transponder loop taking into account the tuo delays of the antenna at the baseband transposition. All the elements of the preceding figure are found in the proposed model, namely: for each signal processing channel e and s, the repercussion on the phase of the time r 500, 501, the application of a transfer function G (f) 502 and a function 503 equal to 1 / (1-z ') corresponding to the loop filter and amplification functions, the addition of the phase compensation control Acp 504, the introduction from the delay 0 505 the introduction of the delay T 506. The delays pulled 507, 508 are additionally introduced on the processing channels of the signals e and s. The loop filter carries, as previously in its transfer function G (f), the computation times of the amplitude / phase difference as well as those of its own calculation. In practice, the input of the signal and the feedback of the output are delayed by a tuo delay. The equation of the loop response (15) then becomes:

((exe-i2nt<<,f ùcP)e i2n~ +e-i2nef +cp+ G(f) (exe-i2nt,of -sxe-12nt,of)e-i2ntf 1ùz (5) 30 s xe J2rzz,ol=e-j2n(T+t,o)f dans laquelle e et s sont remplacés par exe-i2'''°f et sxe-'22rr'°f , et le retard T est remplacé par le retard T+t,io, ce qui ne change donc rien aux conclusions concernant l'optimisation du transitoire présentés à l'aide de la figure 4.5 ## EQU1 ## = e-j2n (T + t, o) f where e and s are replaced by exe-i2 '' 'f and sxe-'22rr' ° f, and the delay T is replaced by the delay T + t, io, which does not change the conclusions regarding the transient optimization presented in Figure 4.5

Claims

CLAIMS 1- A transponder comprising means for receiving an input signal e (t) and outputting an output signal s (t), for estimating (302) the phase difference Δd) and the amplitude difference Δq between the received signal and the signal transmitted by means of a control loop, for generating the output signal in coherence of phase and amplitude with the input signal, said transponder comprising a local oscillator and being characterized in that the initial phase error is compensated (318) by the application of a phase compensation control Acp applied to the phase of the signal e (t) before transmission.

2- transponder according to claim 1 characterized in that the center frequency fc of the input signal e (t) is measured by an IFM measuring mechanism (319), this measurement leading to an estimate fo of said frequency.

3- transponder according to claim 2 characterized in that the center frequency measurement of the input signal e (t) is performed continuously using a reconstitution of said signal by interpolation (300).

4- transponder according to any one of claims 2 or 3 characterized in that the phase compensation control A (p is expressed as a function of the frequency fo and the transit time of the local oscillator Toi.

5- transponder according to claim 4 characterized in that the compensation control phase 4 is 2lffoToL.

6- Transponder according to any one of the preceding claims, characterized in that the estimation processes of the servo loop (306, 307, 300, 303, 302, 308) are digital.

7- Transponder according to any one of the preceding claims, characterized in that the transit time T o is measured during the design phase of the transponder.

8- Method for compensating for the initial phase error of a transponder comprising a local oscillator, receiving a first signal r (t) and emitting a second signal e (t), characterized in that the initial phase error is compensated (318) by the application of a compensation control in phase A (p applied to the phase of the signal e (t) before transmission.

9- Method according to claim 8 characterized in that the compensation control in phase A (p is expressed as a function of an estimate fo of the frequency of the input signal e (t) and the transit time of the oscillator local ToL.

10-Process according to claim 9 characterized in that the compensation control in phase 4 is 2nfoToL.