FR2921166A1

FR2921166A1 - Input signal's alternations rectifying device for aircraft, has operational amplifiers and resister which are assembled to form arrangement, and amplifier placed at output of arrangement and having output signal of arrangement for reference

Info

Publication number: FR2921166A1
Application number: FR0706467A
Authority: FR
Inventors: Philippe Buisson
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2007-09-14
Filing date: 2007-09-14
Publication date: 2009-03-20
Anticipated expiration: 2027-09-14
Also published as: FR2921166B1

Abstract

The device has operational amplifiers (210, 220), diodes (230, 240) and a resister (250) which are assembled for forming an arrangement for rectifying an input signal. An instrumentation amplifier (270) is placed at an output of the arrangement and having an output signal of the arrangement for reference. The input signal is provided to an inverting input (272) of the instrumentation amplifier, and the output signal is provided to a non inverting input (271) of the instrumentation amplifier. Independent claims are also included for the following: (1) a method for rectifying two alternations of an input signal (2) a method for processing a signal (3) a method for measuring position of a part (4) a method for controlling flying command of an air craft.

Description

DISPOSITIF ET PROCEDE DE REDRESSEMENT DOUBLE ALTERNANCE DE PRECISION AMELIOREE DEVICE AND METHOD FOR IMPROVED PRECISION DOUBLE ALTERNATIVE ADJUSTMENT

La présente invention s'applique aux dispositifs et procédés de traitement des signaux en sortie de capteurs de position notamment du type à différence d'induction variable linéairement. Ces capteurs sont généralement désignés par leur nom anglais Linear Variable Differential Transformer ou LVDT. Les capteurs de ce type sont normalement constitués par un transformateur comprenant un circuit primaire auquel on fournit un courant alternatif et deux circuits secondaires dans lesquels une pièce ferromagnétique en mouvement linéaire génère des signaux dont la démodulation va permettre l'acquisition de la mesure du déplacement de la pièce en mouvement. Ces capteurs et leur électronique de conditionnement peuvent avoir de nombreuses applications : le contrôle d'ouvrages d'art, le contrôle de la production de pièces mécaniques, la mesure de niveau d'un liquide en cuves, le contrôle de la position des commandes d'un véhicule, par exemple une automobile, un navire ou un aéronef. Le traitement du signal pourra être différent en fonction de la précision et de la fiabilité recherchées pour une application donnée. Bien qu'elle s'applique au traitement des signaux de tout type de LVDT, la présente invention sera spécialement avantageuse pour les applications de contrôle des commandes de vol d'un aéronef pour lesquelles les spécifications imposent le choix de circuits coûteux. Pour réduire le coût des composants, il est connu de remplacer une démodulation synchrone classique, qui pour des applications aéronautiques imposerait le recours à des transformateurs à tolérance de déphasage garantie, par une démodulation asynchrone. Là encore cependant, la nécessité d'insérer des résistances appairées pour contrôler le gain des amplificateurs opérationnels utilisés pour le redressement renchérit de manière notable le coût des dispositifs. Le problème qu'a résolu la demanderesse est une réduction sensible de ce coût sans dégradation de la performance de contrôle. A cette fin, la présente invention propose un dispositif de redressement des deux alternances d'un signal d'entrée comprenant au moins un couple 35 d'amplificateurs opérationnels, un couple de diodes et une résistance formant ensemble un agencement pour redresser ledit signal, caractérisé en ce qu'il comprend en sortie dudit agencement un amplificateur d'instrumentation ayant pour référence le signal de sortie de l'agencement de redressement. The present invention applies to devices and methods for processing signals at the output of position sensors, in particular of the linearly variable induction difference type. These sensors are generally referred to by their English name Linear Variable Differential Transformer or LVDT. The sensors of this type are normally constituted by a transformer comprising a primary circuit to which an alternating current is supplied and two secondary circuits in which a ferromagnetic part in linear motion generates signals whose demodulation will allow the acquisition of the measurement of the displacement of the moving part. These sensors and their packaging electronics can have many applications: the control of engineering structures, the control of the production of mechanical parts, the measurement of the level of a liquid in tanks, the control of the position of the controls. a vehicle, for example an automobile, a ship or an aircraft. The signal processing may be different depending on the accuracy and reliability sought for a given application. Although it applies to the processing of signals of any type of LVDT, the present invention will be especially advantageous for flight control applications of an aircraft for which the specifications require the choice of expensive circuits. To reduce the cost of the components, it is known to replace a conventional synchronous demodulation, which for aeronautical applications would require the use of transformers with guaranteed phase shift tolerance, by asynchronous demodulation. Again, however, the need to insert paired resistors to control the gain of the operational amplifiers used for rectification significantly increases the cost of the devices. The problem solved by the applicant is a significant reduction of this cost without degradation of the control performance. To this end, the present invention provides a device for rectifying the two half-waves of an input signal comprising at least one pair of operational amplifiers, a pair of diodes and a resistor together forming an arrangement for rectifying said signal, characterized in that it comprises at the output of said arrangement an instrumentation amplifier having for reference the output signal of the rectifying arrangement.

Elle propose également un procédé d'utilisation dudit dispositif. L'invention permet donc d'éviter le recours à des résistances appairées. En outre cela présente le double avantage d'une plus grande reproductibilité industrielle du montage et d'une insensibilité à l'évolution ultérieure des caractéristiques des composants. It also proposes a method of using said device. The invention thus makes it possible to avoid the use of paired resistors. In addition, this has the dual advantage of greater industrial reproducibility of the assembly and insensitivity to the further evolution of the characteristics of the components.

L'invention sera mieux comprise et ses différentes caractéristiques et avantages ressortiront de la description qui suit de plusieurs exemples de réalisation et de ses figures annexées dont : La figure 1 représente le schéma général d'un LVDT ; La figure 2 représente le signal en sortie d'un exemple de redresseur 15 à deux alternances ; La figure 3 représente le schéma de principe d'un redresseur à deux alternances de l'état de l'art ; La figure 4 représente le schéma de principe d'un redresseur à deux alternances selon l'invention. 20 Sur les 3 figures 1.1, 1.2 et 1.3 un capteur 100 de position à différence d'induction variable linéairement est représenté dans trois positions différentes. Il comprend un générateur 110 de courant alternatif alimentant un bobinage primaire 120 dénommé signal d'excitation. Un signal est créé dans les deux bobinages secondaires 130 et 140 par le déplacement du 25 noyau ferromagnétique 150 qui est solidaire de la pièce dont on veut mesurer le déplacement. Dans ce mode de réalisation, les deux bobinages sont montés en série mais en opposition de sorte que c'est la différence des courants des bobinages secondaires qui est mesurée. Sur la figure 1.1, le noyau est au maximum de sa course à gauche et le courant en sortie de la 30 paire des secondaires 130, 140 est égal à la différence du courant aux bornes du bobinage secondaire de gauche 130 et du courant aux bornes du bobinage secondaire de droite 140. Sur la figure 1.2, le noyau est au repos, dans une position neutre et le courant en sortie de la paire des secondaires 130, 140 est nul. Sur la figure 1.3, le noyau est au maximum de sa course à 35 droite et le courant en sortie de la paire des secondaires 130, 140 est égal à la différence du courant aux bornes du bobinage secondaire de droite 140 et du courant aux bornes du bobinage secondaire de gauche 130. Il existe une grande variété de LVDT pour mesurer des courses de quelques micromètres à quelques dizaines de centimètres. La course du noyau est bornée de manière à ce que les variations du courant soient proportionnelles à ses déplacements. Sur la figure 2 sont représentées les grandeurs caractéristiques du fonctionnement du capteur. La figure 2.1 représente la variation de l'amplitude du signal analogique différentiel induit dans le montage secondaire par l'excitation du bobinage primaire en fonction de la course du noyau. La figure 2.2 représente le déphasage du signal du circuit secondaire par rapport au signal d'excitation également en fonction de la course du noyau. La précision de l'acquisition des données de position par un LVDT dépend donc notamment de la fréquence d'excitation du signal dans le circuit primaire - qui doit être choisie de manière à minirniser le bruit dans la chaîne de mesure û et de la qualité de la démodulation du signal en sortie du capteur. La démodulation peut être réalisée de manière synchrone : après amplification sélective du signal dans la bande de fréquence de l'excitation et avant moyennage des échantillons avec une constante de temps suffisante, le signal en sortie du capteur est directement multiplié par le signe du signal d'excitation. Cette technique se heurte cependant, à partir d'un certain niveau de précision (typiquement pour une précision meilleure que 0,5%), à des difficultés liées à la maîtrise du déphasage des signaux entre les deux secondaires. Pour surmonter ces difficultés, on peut être conduit soit à utiliser des composants dont les déphasages sont garantis soit à limiter la plage d'utilisation à des valeurs où ces déphasages sont acceptables. Une autre manière connue de s'affranchir de ces difficultés consiste à utiliser une technique de démodulation asynchrone. Cette technique consiste à effectuer un redressement double alternance des deux secondaires indépendamment sans utiliser le signal d'excitation. Comme dans la technique de démodulation synchrone le redressement est suivi d'un filtrage passe-bas permettant d'extraire la valeur moyenne du signal redressé. La figure 3 présente un montage classique pour effectuer ce redressement. Celui-ci comprend des diodes 230, 240 et des amplificateurs opérationnels ou OPA 210, 220 montés en série. Le signal en sortie du capteur Ve, après une éventuelle adaptation de niveau, est fourni à l'entrée non inverseuse 211 du premier amplificateur opérationnel 210 dont la sortie 213 est à son tour fournie à l'entrée non inverseuse 221 du second amplificateur opérationnel 220 par l'intermédiaire d'une diode 240 montée dans le sens passant. La contre-réaction du montage d'OPA est assurée par le retour de la voie de sortie VS en 223 d'une part vers l'entrée inverseuse de l'OPA 220 par l'intermédiaire d'une résistance 260 de valeur R2, d'autre part vers la sortie 213 du premier OPA 210 par l'intermédiaire d'une deuxième résistance 250 de valeur R1 et d'une deuxième diode 230 et enfin vers l'entrée inverseuse 212 du premier OPA 210. Lors de l'alternance positive de Ve, la diode 230 est bloquée et la diode 240 est passante. Le deuxième étage se comporte en suiveur et VS est égal à Ve. Lors de l'alternance négative de Ve, la diode 230 est passante et la diode 240 est bloquée. Le deuxième étage se comporte en inverseur avec un gain égal à - R2/R1. VS est donc égal à (- R2/R1)xVe. The invention will be better understood and its various features and advantages will become apparent from the following description of several exemplary embodiments and its accompanying figures of which: FIG. 1 represents the general diagram of an LVDT; FIG. 2 represents the signal at the output of an example of a rectifier 15 with two half-waves; FIG. 3 represents the block diagram of a state-of-the-art two-wave rectifier; FIG. 4 represents the block diagram of a two-wave rectifier according to the invention. In the 3 figures 1.1, 1.2 and 1.3 a linearly variable induction difference position sensor 100 is shown in three different positions. It comprises an alternating current generator 110 supplying a primary winding 120 called an excitation signal. A signal is created in the two secondary windings 130 and 140 by the displacement of the ferromagnetic core 150 which is integral with the workpiece whose displacement is to be measured. In this embodiment, the two coils are connected in series but in opposition so that it is the difference of the currents of the secondary windings that is measured. In FIG. 1.1, the core is at the maximum of its left-hand travel and the output current of the pair of the secondary ones 130, 140 is equal to the difference of the current at the terminals of the left secondary winding 130 and the current at the terminals of the secondary winding right 140. In Figure 1.2, the core is at rest in a neutral position and the output current of the pair of secondary 130, 140 is zero. In FIG. 1.3, the core is at the maximum of its travel to the right and the output current of the pair of the secondary 130, 140 is equal to the difference of the current at the terminals of the right secondary winding 140 and the current at the terminals of the left secondary winding 130. There is a wide variety of LVDT to measure strokes of a few micrometers to a few tens of centimeters. The race of the nucleus is bounded so that the variations of the current are proportional to its displacements. In Figure 2 are shown the characteristic quantities of the operation of the sensor. Figure 2.1 shows the variation of the amplitude of the differential analog signal induced in the secondary assembly by the excitation of the primary winding as a function of the race of the core. Figure 2.2 shows the phase shift of the signal of the secondary circuit with respect to the excitation signal also as a function of the race of the core. The accuracy of the acquisition of position data by an LVDT thus depends in particular on the frequency of excitation of the signal in the primary circuit - which must be chosen so as to minimize the noise in the measurement chain - and the quality of the signal. the demodulation of the signal at the output of the sensor. The demodulation can be performed synchronously: after selective amplification of the signal in the frequency band of the excitation and before averaging of the samples with a sufficient time constant, the signal at the output of the sensor is directly multiplied by the sign of the signal d 'excitation. This technique, however, comes up against a certain level of accuracy (typically for an accuracy better than 0.5%), with difficulties related to the control of the phase shift of the signals between the two secondary. To overcome these difficulties, one can be led either to use components whose phase shifts are guaranteed or to limit the range of use to values where these phase shifts are acceptable. Another known way to overcome these difficulties is to use an asynchronous demodulation technique. This technique consists of performing a full wave rectification of the two secondary independently without using the excitation signal. As in the synchronous demodulation technique, the rectification is followed by low-pass filtering to extract the average value of the rectified signal. Figure 3 shows a conventional arrangement for performing this rectification. This comprises diodes 230, 240 and operational amplifiers or OPA 210, 220 connected in series. The signal at the output of the sensor Ve, after a possible level adaptation, is supplied to the non-inverting input 211 of the first operational amplifier 210 whose output 213 is in turn supplied to the non-inverting input 221 of the second operational amplifier 220 via a diode 240 mounted in the forward direction. The feedback of the OPA assembly is ensured by the return of the output channel VS at 223 on the one hand to the inverting input of the OPA 220 via a resistor 260 of value R2, d on the other hand to the output 213 of the first OPA 210 via a second resistor 250 of value R1 and a second diode 230 and finally to the inverting input 212 of the first OPA 210. During the positive alternation of Ve, the diode 230 is blocked and the diode 240 is on. The second stage behaves as a follower and VS is equal to Ve. During the negative half-wave of Ve, the diode 230 is on and the diode 240 is blocked. The second stage behaves inverter with a gain equal to - R2 / R1. VS is therefore equal to (- R2 / R1) xVe.

Pour obtenir en sortie du redresseur un signal auquel on puisse appliquer une détection d'enveloppe, il est donc nécessaire que les résistances 250 et 260 aient exactement la même valeur et soient donc appairées à la précision recherchée dans la mesure Pour des applications de commande de vol ceci conduit à l'utilisation de résistances 0,1% à faible dérive thermique de l'ordre de 5 ppm par degré Celsius. Cette contrainte est difficile à tenir, notamment sur la durée compte tenu des variations liées au vieillissement des composants. L'invention permet de lever cette contrainte en supprimant la résistance 260 et en utilisant une résistance 250 dont la précision n'a plus d'importance. La figure 4 représente le montage selon l'invention. Un amplificateur d'instrumentation 270 est monté en série en sortie du montage d'OPA. Un amplificateur d'instrumentation est un OPA d'un type particulier qui comporte, en plus des entrées non inverseuse 271 et inverseuse 272 et de la sortie 273 une entrée supplémentaire 274 servant de référence. Un amplificateur d'instrumentation utilisable est, par exemple, l'AD8221 d'Analog Devices. La sortie 223 du deuxième OPA 220 est appliquée à l'entrée non inverseuse 271 de l'amplificateur 270. Le signal d'entrée à redresser Ve est appliqué directement à l'entrée inverseuse 272 de l'amplificateur 270, en parallèle à l'application au montage d'OPA. En outre, la référence de l'amplificateur 270 est appliquée par court-circuits aux entrées non inverseuse 271 de l'amplificateur 270 et inverseuse 222 de l'OPA 220. Elle retourne également vers l'entrée non inverseuse 221 de l'OPA 220 par l'intermédiaire de la résistance 250, et des diodes 230 et 240, ainsi que vers l'entrée inverseuse de l'OPA 210, par l'intermédiaire de la résistance 250 uniquement, comme illustré sur la figure 4. Lors de l'alternance positive de Ve, Vs est égal à Ve. Lors de l'alternance négative de Ve, Vs est égal à zéro. On a en Vs un redressement mono-alternance. L'amplificateur d'instrumentation 270 répond à l'équation suivante : Vs2 = REF+(IN+)û(IN-)=Vs+Vs-Ve=2XVs-Ve Lors de l'alternance positive de Ve, Vs est égal à Ve et Vs2 = Ve. Lors de l'alternance négative de Ve, Vs est égal à zéro et Vs2 est égal à - Ve. On a donc bien en sortie un signal redressé à double alternance auquel on peut ensuite appliquer un filtrage passe-bas afin d'extraire la valeur moyenne du signal redressé. To obtain at the output of the rectifier a signal to which an envelope detection can be applied, it is therefore necessary for the resistors 250 and 260 to have exactly the same value and therefore be matched to the precision sought in the measurement. This leads to the use of 0.1% low thermal drift resistances of the order of 5 ppm per degree Celsius. This constraint is difficult to hold, especially over time given the variations related to the aging of the components. The invention makes it possible to overcome this constraint by suppressing the resistor 260 and by using a resistor 250 whose accuracy no longer matters. Figure 4 shows the assembly according to the invention. An instrumentation amplifier 270 is connected in series at the output of the OPA assembly. An instrumentation amplifier is an OPA of a particular type which comprises, in addition to the non-inverting 271 and inverting inputs 272 and the output 273, an additional input 274 serving as a reference. A usable instrumentation amplifier is, for example, the AD8221 of Analog Devices. The output 223 of the second OPA 220 is applied to the non-inverting input 271 of the amplifier 270. The input signal to be rectified Ve is applied directly to the inverting input 272 of the amplifier 270, parallel to the application to the assembly of OPA. In addition, the reference of the amplifier 270 is applied by short-circuits to the non-inverting inputs 271 of the amplifier 270 and invertor 222 of the OPA 220. It also returns to the non-inverting input 221 of the OPA 220 through the resistor 250, and the diodes 230 and 240, as well as to the inverting input of the OPA 210, through the resistor 250 only, as illustrated in FIG. positive alternation of Ve, Vs is equal to Ve. During the negative half-cycle of Ve, Vs is equal to zero. We have in Vs a mono-alternating recovery. The instrumentation amplifier 270 corresponds to the following equation: Vs2 = REF + (IN +) - (IN -) = Vs + Vs-Ve = 2XVs-Ve During the positive half-cycle of Ve, Vs is equal to Ve and Vs2 = Ve. During the negative alternation of Ve, Vs is equal to zero and Vs2 is equal to - Ve. Thus, a fully alternated rectified signal is output, to which low pass filtering can then be applied to extract the average value of the rectified signal.

Un circuit réalisant les mêmes fonctions que l'amplificateur d'instrumentation 270 pourrait lui être substitué sans sortir du champ de la présente invention. Celle-ci couvre également les circuits électroniques qui l'incorporent pour réaliser une fonction de redressement double alternance et les capteurs ou autres équipements dont les signaux nécessitent l'utilisation d'une telle fonction, qu'il s'agisse de LVDT, de synchro-resolvers ou autres dispositifs du même type.25 A circuit performing the same functions as the instrumentation amplifier 270 could be substituted without departing from the scope of the present invention. It also covers the electronic circuits that incorporate it to perform a full-wave rectification function and the sensors or other equipment whose signals require the use of such a function, whether LVDT, synchro -resolvers or other devices of the same type.

Claims

1. Device for rectifying the two half-waves of an input signal Ve comprising at least one pair of operational amplifiers 210, 220, a pair of diodes 230, 240 and a resistor 250 together forming an arrangement for rectifying said signal, characterized in that it comprises at the output of said arrangement an instrumentation amplifier 270 having for reference the output signal of the rectifying arrangement.

2. rectifying device according to claim 1, characterized in that the input and output signals of the rectifier arrangement are provided at the inputs 271, 272 of said instrumentation amplifier 270.

3. Rectifier device according to claim 2, characterized in that the input signal is supplied to the inverting input 272 and the output signal to the non-inverting input 271 of said instrumentation amplifier 270.

4. Rectifier device according to one of claims 1 to 3 characterized in that the input signal Ve is supplied to the non-inverting input 211 of the first operational amplifier 210 whose output 213 supplies the non-inverting input 221 of the second operational amplifier 220 through a first diode 240 in the driving position.

5. rectifying device according to one of claims 1 to 4 characterized in that the reference 274 of the instrumentation amplifier 270 is connected directly to the non-inverting input 271 of said instrumentation amplifier, the inverting input 222 of the second operational amplifier, via at least one resistor 250 to the inverting input 212 of the first operational amplifier 210 and is combined via a second pass diode 230 at the output 213 of the first operational amplifier 210 to be supplied to the non-inverting input 221 of the second operational amplifier 220.

Signal processing device comprising at least one rectifying device according to one of claims 1 to 5.

Device for measuring the position of a moving part comprising at least one signal processing device according to claim 6.

An aircraft flight control system comprising at least one device for measuring the position of a moving part according to claim 7.

9. A method of rectifying the two half-waves of an input signal comprising at least two steps of operational amplification, two stages of passage of the signal in diodes and a step of passage in a resistive element, said preceding steps being arranged in a recovery process, characterized in that it comprises at the output of said process a processing step by an instrumentation amplifier having for reference the output signal of the recovery process.

The rectifying method of claim 9, characterized in that the input and output signals of the rectifier arrangement are provided at the inputs of said instrumentation amplifier.

11. rectifying method according to claim 10, characterized in that the input signal is supplied to the inverting input and the output signal to the non-inverting input of said instrumentation amplifier.

12. rectifying method according to one of claims 10 to 11 characterized in that the input signal is supplied to the non-inverting input of the first operational amplifier whose output feeds the non-inverting input of the second operational amplifier by the intermediate of a first diode in the passing position.

13. rectifying method according to one of claims 10 to 12 characterized in that the reference of the instrumentation amplifier is connected directly to the non-inverting input of said instrumentation amplifier, the inverting input of the second amplifier operatively via at least one inverting input resistor of the first operational amplifier and is combined via a second pass diode at the output of the first operational amplifier to be supplied to the non-inverting input of the second operational amplifier.

14. Signal processing method comprising a recovery method according to one of claims 9 to 13.

15. A method for measuring the position of a moving part comprising at least one signal processing method according to claim 14.

16. A method for controlling the flight controls of an aircraft comprising at least one method for measuring the position of a moving part according to claim 15.