FR2897494A1

FR2897494A1 - METHOD FOR RECEIVING A SIGNAL IMPLEMENTING IMPROVED ESTIMATION OF A PROPAGATION CHANNEL, RECEIVING DEVICE AND CORRESPONDING COMPUTER PROGRAM PRODUCT.

Info

Publication number: FR2897494A1
Application number: FR0601223A
Authority: FR
Inventors: Xenofon Doukopoulos; Gouable Rodolphe Le
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 2006-02-10
Filing date: 2006-02-10
Publication date: 2007-08-17
Also published as: WO2007090995A2; WO2007090995A3

Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal formé d'une succession temporelle de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde non modulé et un élément de données utile modulé, lesdits éléments de données utiles comprenant d'une part des éléments de données de référence, et d'autre part des éléments de données informatifs.Selon l'invention, un tel procédé met en oeuvre une étape d'estimation d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et ledit au moins un récepteur, comprenant :- une sous-étape de détermination (22) d'une première estimation dudit canal de propagation ;- une sous-étape de détermination d'une estimation améliorée (23) dudit canal de propagation par multiplication dudit vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle dudit signal.The invention relates to a method for receiving a signal formed of a temporal succession of symbols comprising, at the spectral level, at least one unmodulated guard element and a modulated useful data element, said data elements comprising part of the reference data elements, and secondly data elements. According to the invention, such a method implements a step of estimating at least one propagation channel between at least one transmitter and said at least one receiver, comprising: - a substep of determining (22) a first estimate of said propagation channel; - a sub-step of determining an improved estimate (23) of said propagation channel by multiplication of said first estimation vector by a predetermined decorrelation matrix according to at least one structural characteristic of said signal.

Description

Procédé de réception d'un signal mettant en oeuvre une estimationMethod for receiving a signal implementing an estimate

améliorée d'un canal de propagation, dispositif de réception et produit programme d'ordinateur correspondants. 1. Domaine de l'invention Le domaine de l'invention est celui des communications fixes ou mobiles, par voie hertzienne (radiocommunications) ou filaire. Plus précisément, l'invention concerne la réception et l'estimation de canaux de propagation, entre au moins un émetteur et au moins un récepteur, dans un système de type MIMO ( Multiple Input Multiple Output ) ou SISO ( Single Input Single Output ), à partir de la transmission de signaux comprenant des éléments de données de référence appelés pilotes, connus d'au moins un récepteur. L'invention s'applique notamment à tout système mettant en oeuvre une égalisation dans le domaine fréquentiel en réception, par exemple les systèmes de type multiporteuses. Ainsi, l'invention trouve entre autres des applications dans des systèmes mettant en oeuvre des techniques de type OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplex ), OFDMA ( Orthogonal Frequency Division Multiple Access ), MC-CDMA ( Multi-Carrier Coded Division Multiple Access ), IFDMA ( Interleaved Frequency Division Multiple Access ), LP-OFDM ( Linear Precoded Orthogonal Frequency Division Multiplex ), ou encore dans des systèmes monoporteuses mettant en oeuvre une égalisation dans le domaine fréquentiel. De plus, l'invention s'applique aussi bien aux communications sur voie montante (d'un terminal vers une station de base), qu'aux communications sur voie descendante (d'une station de base vers un terminal). 2. Art antérieur L'estimation de canal de propagation en réception, en communications numériques, a fait l'objet de nombreuses recherches. En effet, cette estimation affecte directement les performances d'un système de communication. improved propagation channel, receiving device and corresponding computer program product. FIELD OF THE INVENTION The field of the invention is that of fixed or mobile communications, over the air (radiocommunications) or by wire. More specifically, the invention relates to the reception and estimation of propagation channels, between at least one transmitter and at least one receiver, in a system of MIMO (Multiple Input Multiple Output) or SISO (Single Input Single Output) type, from the transmission of signals comprising reference data elements known as pilots, known from at least one receiver. The invention applies in particular to any system implementing equalization in the frequency domain in reception, for example multi-carrier type systems. Thus, the invention finds inter alia applications in systems employing OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex), OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access), MC-CDMA (Multi-carrier Coded Division Multiple Access), IFDMA (Interleaved Frequency Division Multiple Access), LP-OFDM (Linear Precoded Orthogonal Frequency Division Multiplex), or in single carrier systems implementing equalization in the frequency domain. In addition, the invention applies to uplink communications (from a terminal to a base station) as well as to downlink communications (from a base station to a terminal). 2. PRIOR ART The estimation of reception propagation channel, in digital communications, has been the subject of much research. Indeed, this estimate directly affects the performance of a communication system.

Plus précisément, on rappelle qu'il est fortement conseillé d'estimer efficacement le canal de propagation au niveau d'un récepteur, afin de pouvoir égaliser le signal reçu via une démodulation cohérente, et détecter les données émises, en particulier en l'absence d'utilisation de modulations différentielles. En effet, dans un système de communication à haut débit, le niveau de bruit est doublé. Les modulations différentielles ne sont donc pas, ou peu, utilisées, dans un tel système, car ces modulations ne s'appliquent qu'à des modulations de phase (par exemple de type QPSK pour Quadrature Phase Shift Keying ), et non à des modulations d'amplitude (par exemple de type QAM pour Quadrature Amplitude Modulation ), ces dernières permettant d'atteindre des débits élevés. Il est donc souhaitable de pouvoir réaliser une estimation correcte du canal de propagation, s'approchant au maximum du canal réel de transmission, notamment dans des systèmes à haut débit. On distingue principalement deux classes de techniques d'estimation de canal : les techniques d'estimation dans le domaine fréquentiel, et les techniques d'estimation dans le domaine temporel. 2.1 Estimation dans le domaine fréquentiel Classiquement, l'estimation du canal dans le domaine fréquentiel est réalisée à partir de l'insertion dans le flux de données utiles à transmettre, avant émission, d'éléments de données de référence appelés pilotes, à des emplacements connus du récepteur. En réception, les valeurs prises par ces séquences de référence sont lues, et le gain complexe du canal à ces emplacements est déterminé. Un inconvénient majeur de ces techniques d'estimation dans le domaine fréquentiel est qu'elles ne permettent d'estimer directement, c'est-à-dire sans interpolation dans le domaine fréquentiel, qu'autant de coefficients du canal de propagation que de pilotes introduits. Ainsi, cette classe de technique d'estimation mène à une qualité d'estimation de canal modérée, du niveau du rapport signal à bruit (SNR ù Signal to Noise Ratio ). En effet, par rapport à une connaissance parfaite du canal de propagation, ce dernier se traduit généralement par une dégradation de 2dB en termes de taux d'erreur binaire TEB (ou BER pour Binary Error Rate en anglais). 2.2 Estimation dans le domaine temporel On présente ci-après la deuxième classe de techniques d'estimation de canal : l'estimation dans le domaine temporel. A. Notations Pour ce faire, on considère par exemple la transmission d'un symbole OFDM ne comprenant que des éléments de données de référence (c'est-à-dire des pilotes connus du récepteur), dans un système à porteuses multiples. Plus précisément, ce système est défini par les paramètres N, correspondant à la taille de la Transformée de Fourier (FFT û Fast Fourier Transfrom ), Nmod, correspondant au nombre de porteuses modulées, et A, correspondant à la taille du préfixe cyclique (CP û Cyclic Prefix ), encore appelé intervalle de garde. En réception, le signal reçu y(n) après démodulation est de la forme : y(n) = H(w)b(n) + w(n) avec : bp(n) un vecteur de taille N, formé des pilotes du symbole OFDM transmis ; - H(co) une matrice diagonale de taille (N, N), comprenant la réponse fréquentielle du canal ; et - w(n) un vecteur de taille N correspondant au bruit additif blanc gaussien (BABG). More precisely, it is recalled that it is strongly recommended to estimate the propagation channel efficiently at a receiver, in order to be able to equalize the received signal via a coherent demodulation, and to detect the transmitted data, in particular in the absence of using differential modulations. Indeed, in a high-speed communication system, the noise level is doubled. Differential modulations are thus not used, or little, in such a system, since these modulations only apply to phase modulations (for example of the QPSK type for Quadrature Phase Shift Keying), and not to modulations. amplitude (for example QAM type for Quadrature Amplitude Modulation), the latter to achieve high data rates. It is therefore desirable to be able to make a correct estimate of the propagation channel, approaching as far as possible the real transmission channel, especially in high-speed systems. There are mainly two classes of channel estimation techniques: estimation techniques in the frequency domain, and estimation techniques in the time domain. 2.1 Estimation in the frequency domain Conventionally, the estimation of the channel in the frequency domain is carried out from the insertion in the useful data stream to transmit, before transmission, reference data elements called pilots, at locations known to the receiver. In reception, the values taken by these reference sequences are read, and the complex gain of the channel at these locations is determined. A major disadvantage of these estimation techniques in the frequency domain is that they do not allow to estimate directly, that is to say without interpolation in the frequency domain, that as many coefficients of the propagation channel as pilots introduced. Thus, this class of estimation technique leads to a moderate channel estimation quality, the SNR (Signal to Noise Ratio) level. Indeed, compared to a perfect knowledge of the propagation channel, the latter generally results in a degradation of 2 dB in terms of bit error rate BER (or BER for Binary Error Rate). 2.2 Estimation in the time domain The following is the second class of channel estimation techniques: the estimation in the time domain. A. Notations For this purpose, for example, the transmission of an OFDM symbol comprising only reference data items (that is to say known receiver drivers) in a multi-carrier system is considered. More precisely, this system is defined by the parameters N, corresponding to the size of the Fourier Transform (FFT - Fast Fourier Transfrom), Nmod, corresponding to the number of modulated carriers, and A, corresponding to the size of the cyclic prefix (CP - Cyclic Prefix), also called guard interval. In reception, the received signal y (n) after demodulation is of the form: y (n) = H (w) b (n) + w (n) with: bp (n) a vector of size N, formed by the drivers the transmitted OFDM symbol; - H (co) a diagonal matrix of size (N, N), including the frequency response of the channel; and - w (n) a vector of size N corresponding to Gaussian white additive noise (BABG).

On note notamment q (co) le vecteur défini par la diagonale principale de H(co) : (co) = diag{H(co)} = JFh avec : h la réponse impulsionnelle du canal de propagation, dans le domaine temporel ; et F une matrice de taille (N, A + 1), comprenant les A + 1 premières colonnes de la matrice de Fourier F carrée de taille (N, N) (soit encore en respectant l'écriture Matlab û marque déposée : F = F(:,1: A + 1)) ; où la matrice de Fourier F est de la forme suivante : (1 1 1 WN 1 F=, 1 1 Note in particular q (co) the vector defined by the main diagonal of H (co): (co) = diag {H (co)} = JFh with: h the impulse response of the propagation channel, in the time domain; and F a matrix of size (N, A + 1), comprising the first A + 1 columns of the square Fourier matrix F of size (N, N) (again respecting the Matlab writing - F = F = F (:, 1: A + 1)); where the Fourier matrix F is of the following form: (1 1 1 WN 1 F =, 1 1

2 N-1 WN WN 2z -.1 , avec WN = e N . 1 WN -1 WN(N-1) ... W(N-1)(N-1)/ On peut notamment remarquer que le vecteur h est un vecteur de taille A + 1, où A correspond à la taille (longueur) du préfixe cyclique. Finalement, dans le cas où des sous-porteuses nulles sont émises en bordure du spectre, par exemple pour respecter un gabarit d'émission, on définit une matrice de Fourier partielle F', de taille (Nmod, A + 1), qui comprend les Nmod lignes correspondant aux sous-porteuses modulées de la matrice de Fourier F et les A + 1 premières colonnes de la matrice de Fourier F . Ces différentes matrices F , F et F' sont schématiquement illustrées en relation avec les figures 1A, 1B et 1C, respectivement. 2 N-1 WN WN 2z-1, with WN = e N. 1 WN -1 WN (N-1) ... W (N-1) (N-1) / It can notably be noted that the vector h is a vector of size A + 1, where A corresponds to the size (length ) of the cyclic prefix. Finally, in the case where null subcarriers are emitted at the edge of the spectrum, for example to respect a transmission mask, a partial Fourier matrix F ', of size (Nmod, A + 1), which comprises the Nmod lines corresponding to the modulated subcarriers of the Fourier matrix F and the first A + 1 columns of the Fourier matrix F. These different matrices F, F and F 'are schematically illustrated in relation to FIGS. 1A, 1B and 1C, respectively.

B. Estimation de canal dans le domaine temporel Comme présenté dans la thèse de doctorat de J.F. Hélard Modulations Codées en Treilles Associées à un Multiplex de Porteuses Orthogonales, en Présence de Canaux Affectés de Trajets Multiples ( Université de Rennes 1, Mai 1992), pour estimer la réponse impulsionnelle du canal h dans le domaine temporel, on applique une transformée de Fourier inverse, notée IFFT ( Inverse Fast Fourier Transform ), sur l'estimation fréquentielle du canal, conservant uniquement A + 1 valeurs, en utilisant la matrice FH (où H correspond à l'opérateur hermitien) : h = 1 -H y(n) bp(n) ' où la division entre les deux vecteurs y(n) et bp(n) dénote une division élément par élément. B. Channel estimation in the temporal domain As presented in JF Hélard's doctoral thesis Modulations in Treilles Associated with a Multiplex of Orthogonal Carriers, in the Presence of Affected Channels of Multiple Routes (University of Rennes 1, May 1992), for to estimate the impulse response of the h-channel in the time domain, an inverse Fourier transform (IFFT) is applied to the frequency estimation of the channel, keeping only A + 1 values, using the FH matrix ( where H corresponds to the Hermitian operator): h = 1 -H y (n) bp (n) 'where the division between the two vectors y (n) and bp (n) denotes a division element by element.

On peut notamment remarquer que la multiplication par l'inverse de la racine carrée de N permet de normaliser l'estimation de la réponse impulsionnelle du canal par la taille de la matrice de Fourier F (de taille (N, N)). On retourne ensuite dans le domaine fréquentiel via une 1-1- 1 : 5 1.f(co) = 1 Fe y(n) ,rN bp(n) It can notably be noted that the multiplication by the inverse of the square root of N makes it possible to normalize the estimation of the impulse response of the channel by the size of the Fourier matrix F (of size (N, N)). We then return to the frequency domain via a 1-1- 1: 5 1.f (co) = 1 Fe y (n), rN bp (n)

On peut notamment remarquer que cette technique d'estimation de canal dans le domaine temporel donne de bons résultats, dès lors que tout le spectre du signal est utilisé. Cependant, un inconvénient majeur survient dans le cas où des porteuses ou éléments de valeur nulle (dits nuls ou de garde) sont insérés en bordure du spectre de façon à respecter un certain gabarit en émission (permettant notamment au signal émis de ne pas avoir une occupation spectrale interférant avec les bandes avoisinantes, et donc d'assurer une régulation spectrale des systèmes). En effet, dans ce cas, les canaux de propagation estimés selon cette technique présentent des effets de bords, ce qui mène à un plancher d'erreur pour les hauts SNR (de l'ordre de 18dB), limitant significativement les performances. Pour remédier à ce problème, il a ensuite été proposé une adaptation directe de cette technique d'estimation des canaux, dans le cas où des sous-porteuses nulles existent. It can notably be noted that this time domain channel estimation technique gives good results, since the entire spectrum of the signal is used. However, a major disadvantage occurs in the case where carriers or elements of zero value (said null or guard) are inserted at the edge of the spectrum so as to respect a certain emission mask (allowing in particular the transmitted signal not to have a spectral occupancy interfering with the neighboring bands, and thus to ensure a spectral regulation of the systems). Indeed, in this case, the propagation channels estimated according to this technique have edge effects, which leads to an error floor for high SNR (of the order of 18 dB), significantly limiting performance. To remedy this problem, it was then proposed a direct adaptation of this channel estimation technique, in the case where null subcarriers exist.

On considère pour ce faire des vecteurs y(n) et bp(n) non plus de longueur N, comme précédemment, mais de longueur Nmod, et on calcule les transformées de Fourier en utilisant la matrice F' , de taille (Nmod, A + 1). On obtient ainsi l'estimation suivante : (w) = F,F,H Y(n) ,/ bp(n) Cependant, il s'avère que cette technique appliquée sur des vecteurs de longueur Nmod est moins performante que la technique présentée précédemment appliquée à des vecteurs de longueur N. En effet, cette technique appliquée sur des vecteurs de longueur Nmod est de nouveau caractérisée par l'apparition d'un plancher d'erreur pour les hauts SNR limitant significativement les performances, du notamment aux effets de bords que cette estimation du canal présente. 3. Objectifs de l'invention L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur. Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique d'estimation de canal de propagation en réception, présentant de meilleures performances que les techniques d'estimation connues, lorsque des éléments ou des porteuses non modulés par une information à transmettre sont insérés en bordure du spectre d'émission du signal de données. Notamment, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique présentant des performances accrues par rapport aux techniques classiques d'estimation dans le domaine fréquentiel, par exemple pour des systèmes à porteuses multiples de type OFDM, et par rapport aux techniques connues d'estimation dans le domaine temporel. Ainsi, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique délivrant un canal estimé ne présentant pas, ou peu, d'effet de bords, et ne conduisant pas à un plancher d'erreur. Un autre objectif de l'invention est de mettre en oeuvre une technique d'estimation de la réponse impulsionnelle d'un canal qui soit peu complexe d'implémentation. L'invention a encore pour objectif de fournir une telle technique qui soit adaptée aux systèmes de type SISO ou MIMO, pour des modulations de type monoporteuse ou multiporteuses, éventuellement combinées à une technique d'accès multiple (par exemple de type CDMA). 4. Exposé de l'invention Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de réception d'un signal formé d'une succession temporelle de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde non modulé par au moins une information à transmettre et un élément de données utile modulé par au moins une information à transmettre, les éléments de données utiles comprenant d'une part des éléments de données de référence appelés pilotes, la valeur à l'émission des pilotes étant connue d'au moins un récepteur destiné à effectuer une réception dudit signal, et d'autre part des éléments de données informatifs. Selon l'invention, un tel procédé met en oeuvre une étape d'estimation d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et au moins un récepteur, comprenant : - une sous-étape de détermination d'une première estimation du canal de propagation à partir des éléments de données de référence, délivrant un vecteur de première estimation de canal ; une sous-étape de détermination d'une estimation améliorée du canal de propagation par multiplication du vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, permettant de décorréler au moins en partie l'estimation améliorée pour les éléments de garde, de l'estimation améliorée pour les éléments de données utiles. Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de l'estimation d'au moins un canal de propagation, en réception, permettant d'améliorer cette estimation, notamment lorsque le signal émis comprend des éléments de garde, c'est-à-dire des éléments ou des porteuses qui ne sont pas modulés par une information à transmettre, dans le domaine spectral. En effet, de tels éléments de garde sont classiquement ajoutés aux extrémités du spectre lors de l'émission du signal, afin que le signal émis ne présente pas une occupation spectrale interférant avec les bandes voisines, et respecte un certain gabarit d'émission. Ainsi, ces éléments de garde correspondent par exemple à des porteuses de valeur nulle, dans un système multiporteuses, ou des éléments de valeur nulle, dans un système IFDMA, permettant de réguler l'occupation spectrale du signal émis. To do this, we consider vectors y (n) and bp (n) no longer of length N, as previously, but of length Nmod, and the Fourier transforms are calculated using the matrix F ', of size (Nmod, A + 1). We thus obtain the following estimate: (w) = F, F, HY (n), / bp (n) However, it turns out that this technique applied to Nmod length vectors is less efficient than the technique presented previously. applied to vectors of length N. Indeed, this technique applied on vectors of length Nmod is again characterized by the appearance of a floor of error for the high SNR limiting significantly the performances, in particular with the effects of edges that this estimate of the channel presents. 3. OBJECTIVES OF THE INVENTION The object of the invention is notably to overcome these disadvantages of the prior art. More specifically, an object of the invention is to provide a reception propagation channel estimation technique, which performs better than the known estimation techniques, when elements or carriers that are not modulated by information to be transmitted are inserted at the edge of the transmission spectrum of the data signal. In particular, it is an object of the invention to provide such a technique with improved performance compared with conventional frequency domain estimation techniques, for example for OFDM-type multi-carrier systems, and with respect to the known techniques of estimation in the time domain. Thus, an object of the invention is to provide such a technique delivering an estimated channel having no or little effect of edges, and not leading to an error floor. Another objective of the invention is to implement a technique for estimating the impulse response of a channel that is not very complex to implement. It is another object of the invention to provide such a technique which is suitable for SISO or MIMO type systems, for single-carrier or multicarrier modulations, possibly combined with a multiple access technique (for example of the CDMA type). 4. Objective of the invention These objectives, as well as others which will appear later, are achieved by means of a method of receiving a signal formed of a temporal succession of symbols comprising, at the spectral level at least one guard element that is not modulated by at least one information to be transmitted and a useful data element modulated by at least one information item to be transmitted, the useful data elements comprising, on the one hand, reference data elements called pilots, the value at the emission of the pilots being known by at least one receiver intended to carry out a reception of said signal, and secondly of the informative data elements. According to the invention, such a method implements a step of estimating at least one propagation channel between at least one transmitter and at least one receiver, comprising: a substep of determining a first estimate of the propagation channel from the reference data elements, delivering a first channel estimation vector; a substep of determining an improved estimation of the multiplication propagation channel of the first estimation vector by a predetermined decorrelation matrix as a function of at least one structural characteristic of the signal, making it possible to decorrelate at least part of the estimation improved for the guard elements, the improved estimate for the useful data items. Thus, the invention is based on a completely new and inventive approach to the estimation of at least one propagation channel, in reception, making it possible to improve this estimate, especially when the transmitted signal includes guard elements, c that is, elements or carriers that are not modulated by information to be transmitted, in the spectral domain. Indeed, such guard elements are conventionally added to the ends of the spectrum during the transmission of the signal, so that the emitted signal does not have a spectral occupation interfering with the neighboring bands, and respects a certain emission mask. Thus, these guard elements correspond, for example, to carriers of zero value, in a multicarrier system, or elements of zero value, in an IFDMA system, making it possible to regulate the spectral occupation of the transmitted signal.

Cependant, ces éléments de garde perturbent l'estimation du canal de propagation. Ainsi, l'invention propose de déterminer une estimation améliorée du canal de propagation, en multipliant une première estimation du canal par une matrice de décorrélation, permettant de décorréler l'estimation du canal de propagation pour les éléments de garde non modulés par une information à transmettre, de l'estimation du canal de propagation pour les éléments de données utiles modulés par une information à transmettre. Par exemple, dans le cadre de la réception d'un signal à porteuse multiples, la matrice de décorrélation ne tient pas compte selon l'invention des valeurs du canal de propagation dans la partie où il y a des régions de porteuses nulles. Cette matrice de décorrélation est notamment prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, comme la taille d'un préfixe cyclique inséré entre deux symboles avant émission, le nombre d'éléments de données utiles modulés (respectivement porteuses ou éléments de valeur non nulle dans un système multiporteuses ou monoporteuse),.... Avantageusement, la sous-étape de détermination d'une estimation améliorée met en oeuvre les étapes suivantes : transformation du vecteur de première estimation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel ; multiplication du vecteur de première estimation dans le domaine temporel par la matrice de décorrélation, délivrant une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal de propagation ; transformation de l'estimation corrigée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation. Ainsi, selon l'invention, on détermine tout d'abord une estimation dégradée du canal de propagation dans le domaine fréquentiel (première estimation dans le domaine fréquentiel), qu'on exprime dans le domaine temporel (première estimation dans le domaine temporel). On multiplie ensuite ce vecteur de première estimation par la matrice de décorrélation, délivrant une estimation corrigée du canal de propagation dans le domaine temporel. On transforme finalement cette estimation corrigée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation. However, these guard elements disturb the estimation of the propagation channel. Thus, the invention proposes to determine an improved estimation of the propagation channel, by multiplying a first estimation of the channel by a decorrelation matrix, making it possible to decorrelate the estimate of the propagation channel for the unmodulated guard elements by information to transmitting, from the estimation of the propagation channel for the useful data elements modulated by information to be transmitted. For example, in the context of the reception of a multicarrier signal, the decorrelation matrix does not take into account according to the invention the values of the propagation channel in the part where there are null carrier regions. This decorrelation matrix is in particular predetermined according to at least one structural characteristic of the signal, such as the size of a cyclic prefix inserted between two symbols before transmission, the number of modulated useful data elements (respectively carriers or valuable elements non-zero in a multicarrier or single carrier system). Advantageously, the substep of determining an improved estimation implements the following steps: transforming the first estimation vector from the frequency domain to the time domain; multiplying the time domain first estimate vector by the decorrelation matrix, providing a corrected estimate of the impulse response of the propagation channel; transforming the corrected estimation of the time domain into the frequency domain, delivering the improved estimation of the propagation channel. Thus, according to the invention, a degraded estimate of the propagation channel in the frequency domain (first estimate in the frequency domain), which is expressed in the time domain (first estimate in the time domain), is first determined. This first estimation vector is then multiplied by the decorrelation matrix, delivering a corrected estimate of the propagation channel in the time domain. This time-domain corrected estimate is finally transformed into the frequency domain, delivering the improved estimate of the propagation channel.

Préférentiellement, la matrice de décorrélation est une matrice pseudoinversée du produit matriciel de l'hermitien d'une matrice de Fourier partielle par la matrice de Fourier partielle correspondante : P = (F,H F')t avec : P la matrice de décorrélation ; F' la matrice de Fourier partielle ; H dénote l'opérateur hermitien ; dénote l'opérateur pseudo-inverse ; la matrice de Fourier partielle F' étant un extrait d'une matrice de Fourier F définie par : (1 1 l 1 F= 1 1 WN WN WN -1 1 WN -1 W~(N-1) WN -1)(N-1) N avec : N un entier ; .27r WN=e-JN. On rappelle qu'on appelle classiquement par matrice pseudo-inverse une matrice At obtenue en inversant uniquement la partie inversible de la matrice A d'origine. Plus précisément, la matrice de Fourier partielle F' comprend les coefficients de la matrice de Fourier F correspondant aux emplacements temps/fréquence des éléments de données de référence. Avantageusement, l'étape de transformation du vecteur de première estimation met en oeuvre une multiplication du vecteur de première estimation dans le domaine fréquentiel par l'hermitien de la matrice de Fourier F de taille (N, N), délivrant le vecteur de première estimation dans le domaine temporel, où N correspond au nombre total d'éléments de garde non modulés et d'éléments de données utiles modulés dans le spectre du signal émis. Preferably, the decorrelation matrix is a pseudoinversed matrix of the matrix product of the Hermitian of a partial Fourier matrix by the corresponding partial Fourier matrix: P = (F, H F ') t with: P the decorrelation matrix; F 'the partial Fourier matrix; H denotes the Hermitian operator; denotes the pseudo-inverse operator; the partial Fourier matrix F 'being an extract of a Fourier matrix F defined by: (1 1 1 1 F = 1 1 WN WN WN -1 1 WN -1 W ~ (N-1) WN -1) ( N-1) N with: N an integer; .27r WN = e-JN. We recall that we call classically by pseudo-inverse matrix A matrix obtained by inverting only the invertible part of the original matrix A. More precisely, the partial Fourier matrix F 'comprises the coefficients of the Fourier matrix F corresponding to the time / frequency locations of the reference data elements. Advantageously, the step of transforming the first estimation vector implements a multiplication of the first estimation vector in the frequency domain by the Hermitian of the Fourier matrix F of size (N, N), delivering the first estimate vector in the time domain, where N is the total number of unmodulated guard elements and user data elements modulated in the spectrum of the transmitted signal.

L'étape de multiplication met en oeuvre une sélection de N' coefficients du vecteur de première estimation dans le domaine temporel, parmi les N coefficients obtenus, et une multiplication des N' coefficients par la matrice de décorrélation P de taille (N', N'), délivrant l'estimation corrigée dans le domaine temporel. The multiplication step uses a selection of N 'coefficients of the first estimation vector in the time domain, among the N coefficients obtained, and a multiplication of N' coefficients by the decorrelation matrix P of size (N ', N '), delivering the corrected estimate in the time domain.

La transformation de l'estimation corrigée met en oeuvre une multiplication de l'estimation corrigée dans le domaine temporel par la matrice de Fourier partielle F' , de taille (Nmod, N'), délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation dans le domaine fréquentiel, où Nmod correspond au nombre d'éléments de données utiles modulés. On a donc, classiquement, Nmod inférieur ou égal à N. Plus précisément, lorsque le signal émis est formé d'une succession de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde et un élément de données utile, on a Nmod strictement inférieur à N. The transformation of the corrected estimation implements a multiplication of the time domain corrected estimation by the partial Fourier matrix F ', of size (Nmod, N'), delivering the improved estimation of the propagation channel in the frequency domain, where Nmod is the number of modulated payload elements. We therefore have, classically, Nmod less than or equal to N. More precisely, when the emitted signal is formed of a succession of symbols comprising, at the spectral level, at least one guard element and a useful data element, we have Nmod. strictly inferior to N.

En reprenant les notations ainsi définies, l'estimation améliorée ainsi déterminée est de la forme : ~(~) = 1 F,(F,H F,)t F,H (YP(n) .v'ùN ( bp(n)) n où : bP(n~ I représente, aux emplacements temps/fréquence des éléments de P / By taking up the notations thus defined, the improved estimate thus determined is of the form: ~ (~) = 1 F, (F, HF,) t F, H (YP (n) .v 'n (bp (n) n where: bP (n ~ I represents, at the time / frequency locations of the elements of P /

données de référence, une division du signal reçu par l'élément de données de référence situé à l'emplacement temps/fréquence, élément de données de reference data, a division of the signal received by the reference data element at the time / frequency location, data element of

référence par élément de données de référence. On constate notamment que le signal yp(n) prend les valeurs du signal reçu après démodulation y(n) aux emplacements temps/fréquence où sont positionnés les éléments de données de référence. reference by reference data element. In particular, the signal yp (n) takes the values of the signal received after demodulation y (n) at the time / frequency locations where the reference data elements are positioned.

Selon un mode de réalisation avantageux de l'invention, un préfixe cyclique de longueur A étant inséré entre les symboles dans le domaine temporel, le nombre N' est égal à la longueur du préfixe cyclique plus un : N'=A+ 1. According to an advantageous embodiment of the invention, a cyclic prefix of length A being inserted between the symbols in the time domain, the number N 'is equal to the length of the cyclic prefix plus one: N' = A + 1.

Le nombre N' correspond ainsi à l'étalement maximum de la réponse temporelle du canal de propagation. Le procédé selon l'invention est également remarquable en ce qu'il met en oeuvre, lorsque les éléments de référence sont répartis dans l'espace temps/fréquence ( scattered pilots ) : une étape de détermination d'au moins deux sous-ensembles de porteuses comprenant chacun au moins un élément de données de référence ; une étape de détermination d'une estimation améliorée partielle du canal appliquée à chacun des sous-ensembles ; une étape d'interpolation bidimensionnelle à partir des estimations améliorées partielles, afin de déterminer une estimation du canal améliorée pour chaque porteuse de l'espace temps/fréquence. Ainsi, l'invention s'applique que les pilotes soient répartis au sein du signal de données à transmettre ( scattered pilots ), ou continus au sein d'un même symbole ( full pilots ). Avantageusement, le procédé selon l'invention met en outre en oeuvre une étape d'égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel, à partir de l'estimation améliorée du canal de propagation. Cette égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel peut notamment être mise en oeuvre par division du signal par l'estimée du canal de propagation. L'invention concerne également un dispositif de réception d'un signal formé d'une succession temporelle de symboles comprenant, au niveau spectral, au moins un élément de garde non modulé par au moins une information à transmettre, et un élément de données utile modulé par au moins une information à transmettre, les éléments de données utiles comprenant d'une part des éléments de données de référence appelés pilotes, et d'autre part des éléments de données informatifs. Selon l'invention, un tel dispositif de réception comprend des moyens d'estimation d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et un récepteur, comprenant : des moyens de détermination d'une première estimation du canal de propagation à partir des éléments de données de référence, délivrant un vecteur de première estimation de canal ; des moyens de détermination d'une estimation améliorée du canal de propagation par multiplication du vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation prédéterminée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, permettant de décorréler au moins en partie l'estimation améliorée pour les éléments de garde de l'estimation améliorée pour les éléments de données utiles. Un tel dispositif peut notamment mettre en oeuvre le procédé de réception tel que décrit précédemment. Il est par conséquent adapté à déterminer une estimation améliorée d'au moins un canal de propagation entre au moins un émetteur et un récepteur de la forme suivante : f(w) = 1 F'(F'H F'1t F'x Yp(n)i N J bp(n en reprenant les notations définies précédemment. L'invention concerne finalement un produit programme d'ordinateur téléchargeable depuis un réseau de communication et/ou stocké sur un support lisible par ordinateur et/ou exécutable par un microprocesseur, comprenant des instructions de code de programme pour la mise en oeuvre du procédé de réception décrit précédemment. 5. Liste des figures D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels : les figures 1A, 1B et 1C illustrent respectivement, de manière schématique, les matrices F , et F' ; la figure 2 présente le principe général du procédé de réception selon l'invention ; - les figures 3A et 3B illustrent la construction d'une matrice de Fourier partielle F' , mise en oeuvre dans le procédé de réception de la figure 2, en fonction de la répartition des éléments de données de référence ; les figures 4A, 4B et 4C présentent les performances comparées des techniques d'estimation selon l'art antérieur et selon l'invention ; la figure 5 est une représentation simplifiée de la structure matérielle d'un dispositif de réception selon l'invention. 6. Description d'un mode de réalisation de l'invention Le principe général de l'invention repose sur la pondération, en réception, d'un vecteur de première estimation de canal dans le domaine temporel, délivrant une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal de propagation, et sur la transformation de cette estimation corrigée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel, délivrant une estimation améliorée du canal de propagation. Pour ce faire, on multiple le vecteur de première estimation par une matrice de décorrélation P, permettant de décorréler l'estimation de canal pour les éléments de garde de l'estimation de canal pour les éléments de données utiles du signal reçu. The number N 'thus corresponds to the maximum spread of the temporal response of the propagation channel. The method according to the invention is also remarkable in that it uses, when the reference elements are distributed in the space time / frequency (scattered pilots): a step of determining at least two subsets of carriers each comprising at least one reference data element; a step of determining a partial improved estimate of the channel applied to each of the subsets; a two-dimensional interpolation step from the partial enhanced estimates, to determine an improved channel estimate for each carrier of the time / frequency space. Thus, the invention applies whether the pilots are distributed within the data signal to be transmitted (scattered pilots), or continuous within the same symbol (full pilots). Advantageously, the method according to the invention furthermore implements a step of equalizing the signal received in the frequency domain, based on the improved estimation of the propagation channel. This equalization of the signal received in the frequency domain can in particular be implemented by dividing the signal by the estimate of the propagation channel. The invention also relates to a device for receiving a signal formed of a temporal succession of symbols comprising, at the spectral level, at least one guard element that is not modulated by at least one piece of information to be transmitted, and a modulated useful data item. by at least one piece of information to be transmitted, the useful data elements comprising, on the one hand, reference data elements called pilots, and on the other hand informative data elements. According to the invention, such a reception device comprises means for estimating at least one propagation channel between at least one transmitter and a receiver, comprising: means for determining a first estimate of the propagation channel from reference data elements, delivering a first channel estimation vector; means for determining an improved estimation of the multiplication propagation channel of the first estimation vector by a predetermined decorrelation matrix as a function of at least one structural characteristic of the signal, enabling the improved estimate to be decorrelated at least in part the guard elements of the improved estimate for the useful data items. Such a device can in particular implement the reception method as described above. It is therefore suitable for determining an improved estimate of at least one propagation channel between at least one transmitter and a receiver of the following form: f (w) = 1 F '(F'H F'1t F'x Yp The invention finally relates to a computer program product downloadable from a communication network and / or stored on a computer readable medium and / or executable by a microprocessor, comprising program code instructions for implementing the reception method described above 5. List of Figures Further features and advantages of the invention will become more apparent upon reading the following description of an embodiment. FIG. 1A, 1B and 1C respectively diagrammatically illustrate the matrices F, FIG. 2 presents the general principle of the reception method according to the invention; FIGS. 3A and 3B illustrate the construction of a partial Fourier matrix F ', implemented in the reception method of FIG. 2, as a function of the distribution of the reference data elements; FIGS. 4A, 4B and 4C show the comparative performances of the estimation techniques according to the prior art and according to the invention; Figure 5 is a simplified representation of the hardware structure of a receiving device according to the invention. 6. DESCRIPTION OF AN EMBODIMENT OF THE INVENTION The general principle of the invention is based on the weighting, in reception, of a first channel estimation vector in the time domain, delivering a corrected estimate of the impulse response. of the propagation channel, and on the transformation of this corrected estimation from the time domain to the frequency domain, delivering an improved estimate of the propagation channel. To do this, the first estimation vector is multiplied by a decorrelation matrix P, making it possible to decorrelate the channel estimate for the guard elements of the channel estimate for the useful data elements of the received signal.

On obtient ainsi, pour les porteuses correspondant aux éléments de données utiles modulées, une estimation améliorée proche du canal de propagation réel. On présente, en relation avec la figure 2, le principe général de la réception d'un signal selon l'invention. Thus, for the carriers corresponding to the modulated useful data elements, an improved estimate is obtained close to the actual propagation channel. In relation to FIG. 2, the general principle of receiving a signal according to the invention is presented.

On décrit plus particulièrement un mode de réalisation préférentiel de l'invention, selon lequel le signal reçu est formé d'une succession temporelle de symboles OFDM. L'Homme du Métier étendra facilement cet enseignement à l'émission d'un signal monoporteuse, émis par exemple dans le cadre d'une transmission 30 IFDMA. More particularly, a preferred embodiment of the invention is described according to which the received signal is formed of a temporal succession of OFDM symbols. Those skilled in the art will easily extend this teaching to the emission of a single-carrier signal emitted for example as part of an IFDMA transmission.

On considère notamment que chaque symbole OFDM comprend N porteuses, dont Nmod porteuses modulées par une information à transmettre, encore appelées éléments de données utiles, et (N - Nmod) porteuses non modulées par une information à transmettre, encore appelées éléments de garde. Un préfixe cyclique de taille A est par ailleurs inséré entre chaque symbole OFDM. On rappelle notamment que dans le domaine temporel, le canal est assumé avoir une taille qui ne dépasse pas celle du préfixe cyclique plus un, c'est-à-dire A + 1, ce qui permet ainsi d'éviter l'interférence entre symboles. Donc, en utilisant exactement la même quantité d'information via les éléments de données de référence (pilotes), on a besoin d'estimer beaucoup moins de coefficients du canal de propagation, et ce dès que A < Nmod (et dans la plupart des cas, on vérifie que A Nmod )• En relation avec la figure 2 et en reprenant les notations présentées précédemment en relation avec l'art antérieur, on considère tout d'abord la transmission d'un symbole OFDM ne comprenant que des éléments de données de référence (pilotes). On rappelle que le récepteur connaît cette séquence de référence. Au cours d'une première étape 21, le procédé de réception met en oeuvre une réception du signal y(n), soit: y(n) = H(w)b p(n) + w(n) avec : bp(n) un vecteur de taille N, formé des pilotes du symbole OFDM transmis ; H(w) une matrice diagonale de taille (N, N), comprenant la réponse fréquentielle du canal ; et - w(n) un vecteur de taille N correspondant au bruit additif blanc gaussien. Ensuite, le procédé de réception selon l'invention met en oeuvre une étape 22 de détermination d'une première estimation du canal de propagation, dans le domaine fréquentiel, à partir des éléments de données de référence. 15 Cette première estimation, délivrant un vecteur de première estimation de canal dans le domaine fréquentiel, est par exemple mise en oeuvre en divisant le vecteur y(n) correspondant au signal reçu par le vecteur bp(n) portant la séquence de référence : I( y(n)) . Plus précisément, I( y(n) représente, aux bp(n) l bp(n)) emplacements temps/fréquence des éléments de données de référence, une division du signal reçu par l'élément de données de référence à l'emplacement temps/fréquence correspondant, élément de données de référence par élément de données de référence. Le procédé de réception selon l'invention met alors en oeuvre une étape 23 de détermination d'une estimation améliorée du canal de propagation, à partir du vecteur de première estimation. Pour ce faire, au cours d'une étape 231, une transformation de Fourier inverse est mise en oeuvre sur le vecteur de première estimation, permettant d'exprimer ce vecteur de première estimation dans le domaine temporel. It is considered in particular that each OFDM symbol comprises N carriers, including Nmod carriers modulated by information to be transmitted, also called useful data items, and (N - Nmod) carriers unmodulated by information to be transmitted, also called guard elements. In addition, a cyclic prefix of size A is inserted between each OFDM symbol. It is recalled in particular that in the time domain, the channel is assumed to have a size that does not exceed that of the cyclic prefix plus one, that is to say A + 1, thereby avoiding intersymbol interference. . Therefore, using exactly the same amount of information via the reference data elements (pilots), we need to estimate much fewer propagation channel coefficients, as soon as A <Nmod (and in most case, we verify that A Nmod) • In relation with Figure 2 and taking again the notations presented previously in relation with the prior art, we consider first the transmission of an OFDM symbol comprising only data elements reference (pilots). Recall that the receiver knows this reference sequence. During a first step 21, the reception method implements a reception of the signal y (n), ie: y (n) = H (w) bp (n) + w (n) with: bp (n) ) a vector of size N, formed by the drivers of the transmitted OFDM symbol; H (w) a diagonal matrix of size (N, N), including the frequency response of the channel; and - w (n) a vector of size N corresponding to the Gaussian white additive noise. Then, the reception method according to the invention implements a step 22 of determining a first estimate of the propagation channel, in the frequency domain, from the reference data elements. This first estimate, delivering a first channel estimation vector in the frequency domain, is for example implemented by dividing the vector y (n) corresponding to the signal received by the vector bp (n) carrying the reference sequence: I (y (n)). Specifically, I (y (n) represents, at the bp (n) 1 bp (n)) time / frequency locations of the reference data items, a division of the signal received by the reference data item at the location corresponding time / frequency, reference data element per reference data element. The reception method according to the invention then implements a step 23 of determining an improved estimate of the propagation channel, from the first estimation vector. In order to do this, during a step 231, an inverse Fourier transformation is implemented on the first estimation vector, making it possible to express this first estimation vector in the time domain.

Cette transformation met notamment en oeuvre une multiplication du vecteur de première estimation, dans le domaine fréquentiel, par l'hermitien de la matrice de Fourier F de taille (N, N), correspondant à la bande utile échantillonnée du signal, inférieure à la bande échantillonnée du signal. On rappelle que la matrice de Fourier F est de la forme suivante : 1 1 1 1 1 WN WN WN -1 WN -1 14/Z(N-1) WON-1)(N-1)i Au cours d'une étape suivante de multiplication 232, N' coefficients parmi les N coefficients du vecteur de première estimation dans le domaine temporel sont conservés. On note que N' est un entier inférieur à N, défini à partir des propriétés du canal de propagation. Ainsi, avantageusement, N' est supérieur ou 25 égal à l'étalement maximum de la réponse temporelle du canal. ( 20 F= 2z avec WN = e N . This transformation notably implements a multiplication of the first estimation vector, in the frequency domain, by the Hermitian of the Fourier matrix F of size (N, N), corresponding to the sampled useful band of the signal, less than the band. sampled signal. It will be recalled that the Fourier matrix F is of the following form: 1 1 1 1 1 WN WN WN -1 WN -1 14 / Z (N-1) WON-1) (N-1) i During a next multiplication step 232, N 'coefficients among the N coefficients of the first estimation vector in the time domain are retained. Note that N 'is an integer less than N, defined from the properties of the propagation channel. Thus, advantageously, N 'is greater than or equal to the maximum spread of the time response of the channel. (20 F = 2z with WN = e N.

On choisit par exemple N' comme égal à la taille maximale du canal dans le domaine temporel, c'est-à-dire : N' = A +1. On rappelle en effet que le canal est assumé avoir une taille qui ne dépasse pas A + 1 dans le domaine temporel, ce qui permet d'éviter l'interférence entre symboles. For example, N 'is chosen to be equal to the maximum size of the channel in the time domain, that is to say: N' = A +1. It is recalled that the channel is assumed to have a size that does not exceed A + 1 in the time domain, which avoids interference between symbols.

Le vecteur de N' coefficients ainsi obtenu est alors multiplié par unematrice de décorrélation P , correspondant à une matrice pseudo-inversée du produit matriciel de l'hermitien d'une matrice de Fourier partielle par la matrice de Fourier partielle correspondante : P = (F' H F,)t avec: P la matrice de décorrélation ; F' la matrice de Fourier partielle ; H dénote l'opérateur hermitien ; dénote l'opérateur pseudo-inverse. Cette matrice de Fourier partielle F' est une matrice extraite de la matrice de Fourier F . Plus précisément, cette matrice de Fourier partielle F' , de taille (Nmod, N'), comprend les coefficients de la matrice de Fourier correspondant aux emplacements temps/fréquence des éléments de données de référence. On peut notamment remarquer que cette matrice n'est pas de rang plein. Au cours de l'étape 232 de multiplication, le vecteur obtenu est également normalisé par la taille de la matrice de Fourier F en multipliant le vecteur obtenu par l'inverse de la racine carrée de N. La figure 3A illustre ainsi la construction de la matrice de Fourier partielle F' , selon cet exemple de réalisation selon lequel on transmet un symbole OFDM comprenant uniquement des pilotes (notés `x'). Sur cette figure 3A, les éléments de garde sont notés `0', et les éléments de données utiles sont notés `D'. Ainsi, en considérant par exemple : N= 8 , avec N le nombre d'éléments de garde non modulés et d'éléments de données utiles modulé par symbole ; Nmod = 6, avec Nmod le nombre d'éléments de données utiles modulés par symbole ; - A = 1 et N' = A + 1 = 2, avec A la longueur de l'intervalle de garde ; et considérant que les (N - N,,,od) = (8 - 6) = 2 éléments de garde non modulés sont situés aux deux extrémités du spectre, c'est-à-dire un élément de garde non modulé par une information à transmettre de chaque côté du spectre, alors le 5 vecteur bl,(n) formé des pilotes du symbole transmis, est de taille (6, 1), et la matrice de Fourier F , de taille (8, 8) est de la forme suivante : 1 1 1 -0,707 + 0,707i i 0,707+0,707i -i -1 0,707+0,707i -i -0,707 + 0,707i -1 1 -1 0,707 - 0,707i i -0,707 - 0,707i -1 -i 1 0,707 + 0, 707i i -0, 707 + 0, 707i -1 où i dénote l'unité imaginaire (i2 =ù1). On en déduit la matrice de Fourier partielle F', de taille (6, 2) : /+ + + + + + + + 1 0,707 -0,707i -r- -o, 1 -i at 1 -0,707 - 0,707i i 0, 707 - 0, 707 -1--1 + -1- + 1 -0,707 + 0,707i --t ~+ 0 707+0,707 + soit encore : 1 1 1 F' _ vi 1 -1 1 -0,707+0,7071 \1 On obtient ainsi une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal h dans le domaine temporel : 1 1 - i -0,707-0,707i -1 -1 i 1 i 0, 707 - 0, 707i -1 1 -1 1 -i 0,707 + 0,707i -1 - 1 -i 1 1 1 0,707 - 0,707i The vector of N 'coefficients thus obtained is then multiplied by a decorrelation matrix P, corresponding to a pseudo-inverted matrix of the matrix product of the hermitian of a partial Fourier matrix by the corresponding partial Fourier matrix: P = (F HF,) with: P the decorrelation matrix; F 'the partial Fourier matrix; H denotes the Hermitian operator; denotes the pseudo-inverse operator. This partial Fourier matrix F 'is a matrix extracted from the Fourier matrix F. More precisely, this partial Fourier matrix F ', of size (Nmod, N'), comprises the coefficients of the Fourier matrix corresponding to the time / frequency locations of the reference data elements. It can notably be noted that this matrix is not of full rank. During the multiplication step 232, the obtained vector is also normalized by the size of the Fourier matrix F by multiplying the vector obtained by the inverse of the square root of N. FIG. 3A thus illustrates the construction of the partial Fourier matrix F ', according to this exemplary embodiment according to which an OFDM symbol comprising only drivers (denoted `x') is transmitted. In this FIG. 3A, the guard elements are denoted `0 ', and the useful data elements are denoted` D'. Thus, considering for example: N = 8, with N the number of unmodulated guard elements and useful data elements modulated by symbol; Nmod = 6, with Nmod the number of user data elements modulated per symbol; - A = 1 and N '= A + 1 = 2, with A the length of the guard interval; and whereas (N - N ,, od) = (8 - 6) = 2 unmodulated guard elements are located at both ends of the spectrum, that is, a guard element not modulated by information to transmit on each side of the spectrum, then the vector bl, (n) formed of the drivers of the transmitted symbol, is of size (6, 1), and the Fourier matrix F, of size (8, 8) is of the following form: 1 1 1 -0.707 + 0.707ii 0.707 + 0.707i -i -1 0.707 + 0.707i -i -0.707 + 0.707i -1 1 -1 0.707 - 0.707ii -0.707 - 0.707i -1 -i 1 0.707 + 0, 707i i -0, 707 + 0, 707i -1 where i denotes the imaginary unit (i2 = ù1). The partial Fourier matrix F 'of size (6, 2) is deduced therefrom: / + + + + + + + + 1 0.707 -0.707i -r- -o, 1 -i at 1 -0.707-0.707ii 0 , 707 - 0, 707 -1--1 + -1- + 1 -0.707 + 0.707i --t ~ + 0 707 + 0.707 + is again: 1 1 1 F '_ vi 1 -1 1 -0.707 + 0 , 7071 \ 1 This gives a corrected estimate of the impulse response of the channel h in the time domain: 1 1 - i -0.707-0.707i -1 -1 i 1 i 0, 707 - 0, 707i -1 1 -1 1 -i 0.707 + 0.707i -1 - 1 -i 1 1 1 0.707 - 0.707i

-0, 707 - 0, 707i - 0, 707 - 0, 707i -i 0,707-0,707i j 10 707 -1- + + 7071 --1-+ , 7071 - f -'0, 707 - 0, 7071 --i- 0,707 ù 0,707i -0,707 ù 0,707i 18 h = 1 (F,H F')t F,H ( Y(n) ,IN bp(n)) -0.707-0.707-1.0707-0.707-1.707-0.707j 707-1- + + 7071-17071-f0707-07071- 0.707 to 0.707 1 -0.707 to 0.707 1 18 h = 1 (F, H F ') t F, H (Y (n), IN bp (n))

Au cours d'une étape suivante 233, l'estimation corrigée est transformée du domaine temporel vers le domaine fréquentiel au moyen d'une transformée de Fourier, délivrant l'estimation améliorée du canal de propagation : gf(c)) = F' = F' (pH F')t F,H ( Y(n) ,l/w bp(n)) In a next step 233, the corrected estimate is transformed from the time domain to the frequency domain by means of a Fourier transform, delivering the improved estimate of the propagation channel: gf (c)) = F '= F '(pH F') t F, H (Y (n), l / w bp (n))

On réalise ensuite, au cours d'une étape 234, au moins une interpolation entre les différents symboles estimés, dans l'espace temps/fréquence. Plus précisément, une fois qu'on a estimé le canal pour deux symboles OFDM comprenant des éléments de données de référence, on applique une interpolation, qui peut être linéaire, dans le domaine temporel (interpolation 1D), afin d'obtenir les coefficients du canal correspondant aux éléments de données informatifs. Une interpolation d'un ordre supérieur est également possible. Finalement, le procédé de réception selon l'invention met en oeuvre une égalisation 24 du signal reçu dans le domaine fréquentiel, à partir de cette réponse estimée du canal, par exemple par division du signal reçu par l'estimation améliorée du canal de propagation, délivrant une estimation du signal émis. 2 Ainsi, considérant le problème de minimisation min h,~ F' hù y(n) bp(n) (P(n) H Then, during a step 234, at least one interpolation between the different estimated symbols is carried out in the time / frequency space. Specifically, once the channel for two OFDM symbols including reference data elements has been estimated, an interpolation, which can be linear, is applied in the time domain (1D interpolation) to obtain the coefficients of the channel corresponding to the informative data elements. Interpolation of a higher order is also possible. Finally, the reception method according to the invention implements an equalization 24 of the signal received in the frequency domain, from this estimated response of the channel, for example by dividing the signal received by the improved estimation of the propagation channel, delivering an estimate of the transmitted signal. 2 Thus, considering the problem of minimization min h, ~ F 'hù y (n) bp (n) (P (n) H

conduisant à (p(n) = [hHFH_( y(n) ,INF'h-I( y(n) i bp(n)) bp(n)) ' et cherchant à égaliser à zéro la dérivée partielle de il)(n) par rapport à h (ae(n) _ 1 I\ a h 0/I , les inventeurs de la présente demande de brevet ont proposé une technique d'amélioration de l'estimation d'un canal de propagation, conduisant dans le domaine temporel, à une estimation corrigée de la réponse impulsionnelle du canal de la forme : h = 1 (F'HF')tF,'-' Î y(n) Î . ,IN bp(n)) et dans le domaine fréquentiel : ïi(co) = F, = 1 F'(F,H F,)t F'H ( py((nn)J . On constate ainsi qu'en multipliant l'estimation de la réponse impulsionnelle du canal dans le domaine temporel par une matrice de décorrélation P , avec P = (F' H F')t , où t dénote l'opérateur pseudo-inverse, on ne tient plus compte de la valeur du canal dans les régions dans lesquelles sont situés les éléments de garde : on décorrèle donc l'estimation du canal pour les éléments de garde de l'estimation du canal pour les éléments de donnés utiles. leading to (p (n) = [hHFH_ (y (n), INFh-I (y (n) i bp (n)) bp (n)) 'and seeking to equalize to zero the partial derivative of il) (n) with respect to h (ae (n)], the inventors of the present patent application have proposed a technique for improving the estimation of a propagation channel, leading in the time domain, to a corrected estimate of the impulse response of the channel of the form: h = 1 (F'HF ') tF,' - 'Îy (n) Î., IN bp (n)) and in the frequency domain : i (co) = F, = 1 F '(F, HF,) t F'H (py ((nn) J. It is thus found that by multiplying the estimate of the impulse response of the channel in the time domain by a decorrelation matrix P, with P = (F 'H F') t, where t denotes the pseudo-inverse operator, the value of the channel in the regions in which the guard elements are located is no longer taken into account : the channel estimate is therefore decorrelated for the guard elements of the channel estimation for the ele useful data.

En effet, on rappelle que la transformée de Fourier d'un canal est une courbe continue, ce qui signifie réellement que les pilotes voisins sont fortement corrélés. Ainsi, en utilisant une matrice de décorrélation selon l'invention, on ne tient plus compte des valeurs du canal dans la partie où il y a des porteuses ou éléments de valeur nulle (ou en tout cas, on considère qu'une telle estimation est impossible dès qu'un élément n'est pas modulé par une information à transmettre). Dans le cadre de la réception d'un signal multiporteuse, l'effet principal de l'invention repose donc sur la décorrélation des deux régions de porteuses modulées et de porteuses nulles. Indeed, we recall that the Fourier transform of a channel is a continuous curve, which really means that the neighboring pilots are strongly correlated. Thus, by using a decorrelation matrix according to the invention, the values of the channel are no longer taken into account in the part where there are carriers or elements of zero value (or in any case, it is considered that such an estimate is impossible when an element is not modulated by information to be transmitted). In the context of the reception of a multicarrier signal, the main effect of the invention therefore lies in the decorrelation of the two regions of modulated carriers and null carriers.

On présente désormais, en relation avec la figure 3B, le cas où les symboles OFDM ne présentent pas d'éléments de données de références continus, mais des pilotes répartis dans le plan temps/fréquence (en anglais scattered pilots ), selon un motif régulier (en anglais pattern ). On considère par exemple un motif selon lequel les éléments de données de référence, notés `x' en relation avec la figure 3B, occupent à un premier instant T1 les porteuses modulées avec un indice pair, et à un deuxième instant T2 les porteuses modulées avec un indice impair. Les éléments de garde sont notés `0', et les éléments de données utiles sont notés `D'. The case in which the OFDM symbols do not present elements of continuous reference data, but drivers distributed in the time / frequency plane (in English scattered pilots), according to a regular pattern, is now presented in relation with FIG. 3B. (in English pattern). Consider for example a pattern according to which the reference data elements, denoted `x 'in relation with FIG. 3B, occupy, at a first instant T1, the modulated carriers with an even subscript, and at a second instant T2, the modulated carriers with an odd index. The guard elements are denoted `0 ', and the useful data elements are denoted` D'.

On désigne, par exemple, respectivement par il et i2 les ensembles des indices des pilotes pairs et impairs, c'est-à-dire : - il = {l,3,...,Nmod ù 1} ; i2 = {2,4,...,Nmod} On note par ailleurs col, et w12 les ensembles de fréquences de Fourier correspondant respectivement aux indices i1 et i2. Pour chaque ensemble de fréquences coi, et coi2 , on détermine une estimation améliorée partielle du canal. Ainsi, pour l'ensemble colt , on a : = 1 H , H Yp(n) I 7i-(cvi) N[1V Fl (F F) Fl 4p(n)) For example, il and i2 respectively denote the sets of indices of even and odd pilots, that is to say: - il = {l, 3, ..., Nmod ù 1}; i2 = {2,4, ..., Nmod} We also note col, and w12 the sets of Fourier frequencies corresponding respectively to the indices i1 and i2. For each set of frequencies i 1 and i 2, a partial improved estimate of the channel is determined. Thus, for the set colt, we have: = 1 H, H Yp (n) I 7i- (cvi) N [1V Fl (F F) Fl 4p (n))

avec : Fi comprenant (oi, lignes de la matrice F' et N' colonnes de la matrice F' (avantageusement N' = A + 1), soit en respectant l'écriture Matlab ù marque déposée : Fi = F' (coi, , :) , et 15 - y p(n) = y(n) aux emplacements temps/fréquence où sont positionnés les éléments de données de référence ; et pour l'ensemble (v12 , on a : q-r(a)i2)= 1 F2(F2HF2f F2H YP(n)i ,~ bP(n)~ avec F2 comprenant coi2 lignes de la matrice F' , et N' colonnes de la matrice F' 20 (avantageusement N' = A + 1), soit en respectant l'écriture Matlab ù marque déposée : F2 = F' (w12 ,:) . Ces deux estimations partielles améliorées permettent ainsi de mesurer une version sous-échantillonnée du canal de propagation. Ainsi, en considérant par exemple : 25 N= 8 , avec N le nombre d'éléments de garde non modulés et d'éléments de données utiles modulé par symbole ; Nmod = 6, avec Nmod le nombre d'éléments de données utiles modulés par symbole ;10 - A = 1 et N' = A + 1 = 2, avec A la longueur de l'intervalle de garde ; et considérant que les (N - Nmod) = (8 ù 6) = 2 éléments de garde non modulés sont situés aux deux extrémités du spectre, c'est-à-dire un élément de garde non modulé par une information à transmettre de chaque côté du spectre, alors on obtient deux vecteurs bp(n) de taille (3, 1) espacés en temps, notés bp1(n) et bp2(n), le premier vecteur bpl(n) correspondant aux pilotes d'indice pair, et le deuxième vecteur b p2(n) correspondant aux pilotes d'indice impair, et la matrice de Fourier F, de taille (8, 8) est de la forme suivante : (1 1 1 1 0,707 - 0,707i with: Fi comprising (oi, rows of the matrix F 'and N' columns of the matrix F '(advantageously N' = A + 1), or respecting the Matlab writing - trademark: Fi = F '(coi, , :), and 15 - yp (n) = y (n) at the time / frequency locations where the reference data elements are positioned, and for the set (v12, we have: qr (a) i2) = 1 F2 (F2HF2f F2H YP (n) i, ~ bP (n) ~ with F2 comprising coi2 rows of the matrix F ', and N' columns of the matrix F '20 (advantageously N' = A + 1), either respecting The two improved partial estimates thus make it possible to measure a subsampled version of the propagation channel, for example by considering: N = 8, with N is the number of unmodulated guard elements and useful data elements modulated per symbol, Nmod = 6, with Nmod the number of modulated useful data elements per symbol; 10 - A = 1 and N '= A + 1 = 2, with A lo the length of the guard interval; and whereas (N - Nmod) = (8 ù 6) = 2 unmodulated guard elements are located at both ends of the spectrum, ie a guard element not modulated by information to be transmitted from each side of the spectrum, then we obtain two time-spaced vectors bp (n) of size (3, 1), denoted bp1 (n) and bp2 (n), the first vector bpl (n) corresponding to the drivers of even index, and the second vector b p2 (n) corresponding to the pilots of odd index, and the Fourier matrix F, of size (8, 8) is of the following form: (1 1 1 1 0.707 - 0.707i

1 -i1 -i

1 1 -0, 707 - 0,707i F=-- V 1 -1 1 1 - i -0,707-0,707i - 1 i 0,707-0,707i -1 1 -0,707+0,7071 -i 0,707+0,707i 1 1 -1 -i 1 0,707+0,707i i -0,707 + 0,707i1 1 1 - 1 -0, 707 + 0, 707i i 1 -i -1 -1 0, 707 + 0, 707i -i 1 -1 1 -1 0, 707 - 0, 707i i 1 1 -1 - 1 -0, 707 - 0, 7071 -i 1 0, 707 + 0,707i -0,707 + 0,707i -1 -0,707 - 0, 7071 0,707 - 0, 7071 où i dénote l'unité imaginaire = -1). On en déduit la matrice de Fourier partielle F', de taille (6, 2) : + + + 1 0,707 - 0,707i - 0,707 0,707i -I- - 0,707 + 0,707i 1 -i -I- + -1- 1 1 -0, 707 - 0, 7071 t 0, 707 - 0, 707 -~r F'=-- - 1 + 1-+ + V8 1 -0, 707 + 0,707i 4i- 0, 707 + 0, 7071 0, 707 - 0, 7071 1 i - + + 0 707 + 0 707 + -0 707 + 0 707 -+ soit encore : ri 0,707û0,707i 1 ûi 1 1 -0707û0,707i F' 1 -1 1 -0,707+0,707i 1 i et les matrices F( et F2 , de taille (3, 2) : 1 0,707û0,707i l 4-- ùi- 1 -0,707ù0,707i , 4- -1- N 1 -0,707+0,707i ^+ t -1- 0,707 0,707i 1 ûi 4- 0,707 0,707i 1 1 -1 -1- 0,707 ~ 0,707i On procède ensuite à une interpolation bidimensionnelle, afin de déterminer la valeur du canal à tous les emplacements de l'espace temps/fréquence. L'invention propose ainsi un nouvel algorithme d'estimation de la réponse impulsionnelle d'un canal de propagation, notamment pour des systèmes vus comme des systèmes multiporteuses en réception. Cette nouvelle approche permet notamment de corriger l'estimation du canal, notamment dans le cas où des éléments de garde (porteuses ou éléments non modulés par une information à transmettre, et portant par conséquent une valeur nulle ou quasi-nulle) sont introduits aux extrémités du spectre représentatif du signal émis, grâce à la multiplication d'une première estimation du canal dans le domaine temporel par une matrice de décorrélation. 1 -0.707-0.707i-1 i 0.707-0.707i -1 1 -0.707 + 0.7071 -i 0.707 + 0.707i 1 1 -0.707-0.707i -1 -i 1 0.707 + 0.707ii -0.707 + 0.707i1 1 1 - 1 -0.707 + o, 707i i 1 -i -1 -1 0, 707 + 0, 707i -i 1 -1 -1 -1 0 , 707 -0.707-1-1-1-1.7770.707-1707 + 0.707i -0.707 + 0.707i -0.707-0.771-0.707-0.771 where i denotes the imaginary unit = -1). The partial Fourier matrix F 'of size (6, 2) is deduced therefrom: + + + 1 0.707 - 0.707i - 0.707 0.707i -I- - 0.707 + 0.707i 1 -i -I- + -1- 1 1 -0.707.7070.70707.70.707.70707.70707.70770.70707707.70707707.70707.70707.70770.70770.70770.70707.70770.70770.70770.70770.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707.70707. 0, 707 - 0, 7071 1 i - + + 0 707 + 0 707 + -0 707 + 0 707 - + is again: ri 0.707u0.707i 1 ûi 1 1 -0707u0.707i F '1 -1 1 -0.707 + 0.707i 1 i and the matrices F (and F2, of size (3, 2): 1 0.707O0.707i l 4-- ùi 1 -0.707u0.707i, 4- -1- N 1 -0.707 + 0.707 i ^ + t -1- 0.707 0.707i 1 ûi 4- 0.707 0.707i 1 1 -1 -1- 0.707 ~ 0.707i A two-dimensional interpolation is then performed to determine the value of the channel at all locations of the Thus, the invention proposes a new algorithm for estimating the impulse response of a propagation channel, in particular for systems seen as multicarrier systems in reception, This new approach notably makes it possible to correct the estimation of the channel, especially in the case where guard elements (carriers or elements not modulated by information to be transmitted, and therefore carrying a value of zero or almost zero) are introduced at the ends of the spectrum representative of the transmitted signal, thanks to the multiplication a first estimation of the channel in the time domain by a decorrelation matrix.

On considère notamment que cette matrice est de petite taille, de l'ordre du préfixe cyclique A. Dans l'exemple présenté précédemment, on considère plus précisément une matrice de décorrélation de taille (A +1, A +1). Par ailleurs, cette matrice de décorrélation est constante, et indépendante du canal de propagation. Cette matrice de décorrélation peut ainsi être pré-calculée en fonction d'au moins une caractéristique structurelle du signal, dépendant des paramètres du système de transmission, telle que la taille du préfixe /1 0,707ù0,707i 1 -0,707ù0,707i et \ 1 -0,707 + 0,707i) (1 ûiv 1 -1 ~1 i cyclique, le nombre de porteuses modulées Nmod, ou la position des éléments de garde. Il est toutefois bon de noter que le vecteur estimé h du canal de propagation dans le domaine temporel, encore appelé estimation corrigée dans le domaine temporel, ne constitue pas une estimation du canal réel. En revanche, la réponse fréquentielle 9-f du canal estimé est proche du canal réel pour les porteuses modulées reçues. En effet, grâce à l'utilisation de la matrice de décorrélation, on s'intéresse uniquement aux éléments de données utiles modulés pour l'estimation de canal, puisque ce sont ces éléments modulés qui portent les informations à transmettre (données émises). On constate ainsi que l'algorithme selon l'invention demande O(A2) plus d'opérations que la technique d'estimation dans le domaine temporel de l'art antérieur, appliquée à des vecteurs de longueur N, qui demande O(Nlog2N) opérations. It is considered in particular that this matrix is of small size, of the order of the cyclic prefix A. In the example presented above, we more specifically consider a size decorrelation matrix (A + 1, A + 1). Moreover, this decorrelation matrix is constant, and independent of the propagation channel. This decorrelation matrix can thus be pre-calculated as a function of at least one structural characteristic of the signal, depending on the parameters of the transmission system, such as the size of the prefix / 1 0.707 × 0.0707 1 -0.707 × 0.0707 i and 1 -0.707 + 0.707i) (1 ûiv 1 -1 ~ 1 i cyclic, the number of modulated carriers Nmod, or the position of the guard elements.However, it should be noted that the estimated vector h of the propagation channel in the The time domain, also known as time domain corrected estimation, is not an estimate of the real channel, but the frequency response 9-f of the estimated channel is close to the real channel for the received modulated carriers. Using the decorrelation matrix, we are interested only in the modulated useful data elements for channel estimation, since it is these modulated elements that carry the information to be transmitted (transmitted data). onstate as well as the algorithm according to the invention requires O (A2) more operations than the technique of estimation in the time domain of the prior art, applied to vectors of length N, which requires O (Nlog2N) operations .

Cependant, en considérant que, de manière classique, A N , on constate en comparant les techniques de l'art antérieur et l'invention que : - si A = 8 , alors il n'y a pas d'augmentation de la complexité principale jusqu'à N = 512, puis le même ordre de complexité pour N = 1024 ; - si A = 16 , alors il n'y a pas d'augmentation de la complexité principale jusqu'à N = 2048, puis le même ordre de complexité pour N = 4096. où A = 8 et A = 6 correspondent à des tailles courantes de préfixe cyclique. On présente désormais en relation avec les figures 4A, 4B et 4C les résultats de simulation obtenus, lors de l'application du procédé de réception selon l'invention à un système de type MC-CDMA, combinant une allocation des ressources spectrales en codes CDMA à une modulation multiporteuse de type OFDM. However, considering that, conventionally, AN, it is found by comparing the techniques of the prior art and the invention that: - if A = 8, then there is no increase in the main complexity until at N = 512, then the same order of complexity for N = 1024; - if A = 16, then there is no increase in the main complexity up to N = 2048, then the same order of complexity for N = 4096. where A = 8 and A = 6 correspond to sizes cyclic prefixes. FIGS. 4A, 4B and 4C show the simulation results obtained when applying the reception method according to the invention to a system of the MC-CDMA type, combining an allocation of the spectral resources in CDMA codes. to a multi-carrier modulation OFDM type.

Les résultats présentés en figures 4A à 4C ont été obtenus en considérant un contexte typique du 3GPP (en anglais 3rd Generation Partnership Project ), en transmission sur voie descendante. Le gain de traitement du système considéré (c'est-à-dire la longueur des signatures de Walsh-Hadamard correspondant aux codes d'étalement isolant les usagers d'une même cellule) est égal à 16. On considère également des pilotes de type OFDM, avec un pilote tous les douze éléments de données informatifs MC-CDMA, c'est-à-dire 7,7% de pilotes. On choisit par exemple les valeurs suivantes des paramètres principaux du systèrne MC-CDMA : N = 1024, Nmod = 704, et A = 64. Plus précisément, les figures 4A et 4B illustrent le taux d'erreur binaire (TEB, ou BER en anglais) en fonction du rapport signal à bruit (SNR) respectivement pour une modulation de phase à quatre états MDP4 (en anglais QPSK pour Quadrature Phase Shift Keying ), et pour une modulation en amplitude en quadrature MAQ-16, dans le cadre d'une application monocellulaire dans un canal ITU Vehicular A à 30km/h, présentant un facteur d'étalement SF égal à 16, 15 utilisateurs, et un rendement R égal à 2/3. Plus précisément, en relation avec la figure 4A (respectivement le figure 4B), la courbe 41A (respectivement 41B) illustre le TEB en fonction du SNR en réception, avec un canal parfaitement connu (cas idéal) ; la courbe 42A (respectivement 42B) illustre le TEB en fonction du SNR avec un canal estimé selon la technique d'estimation améliorée selon l'invention, tenant compte d'une matrice de décorrélation ; la courbe 43A (respectivement 43B) illustre le TEB en fonction du SNR avec un canal estimé selon la technique d'estimation dans le domaine temporel selon l'art antérieur ; et la courbe 44A (respectivement 4413) illustre le TEB en fonction du SNR avec un canal estimé selon la technique d'estimation dans le domaine fréquentiel selon l'art antérieur. On constate sur ces deux figures l'efficacité de la technique selon l'invention comparée aux techniques de l'art antérieur, quel que soit le niveau du rapport signal à bruit. The results presented in FIGS. 4A to 4C were obtained by considering a typical context of 3GPP (in English 3rd Generation Partnership Project), in downlink transmission. The processing gain of the system under consideration (that is to say the length of the Walsh-Hadamard signatures corresponding to the spreading codes isolating the users of the same cell) is equal to 16. We also consider pilots of the type OFDM, with a driver all twelve pieces of informative data MC-CDMA, that is to say 7.7% of pilots. For example, the following values of the main parameters of the MC-CDMA system are chosen: N = 1024, Nmod = 704, and A = 64. More precisely, FIGS. 4A and 4B illustrate the bit error rate (BER, or BER in English) according to the signal-to-noise ratio (SNR) respectively for a four-phase phase modulation (QPSK for Quadrature Phase Shift Keying), and for quadrature amplitude modulation in 16-QAM, in the context of a single-cell application in an ITU Vehicular A channel at 30km / h, having a spreading factor SF equal to 16, 15 users, and a yield R equal to 2/3. More specifically, in relation with FIG. 4A (respectively FIG. 4B), the curve 41A (respectively 41B) illustrates the BER as a function of the SNR on reception, with a perfectly known channel (ideal case); curve 42A (respectively 42B) illustrates the BER according to the SNR with a channel estimated according to the improved estimation technique according to the invention, taking into account a decorrelation matrix; curve 43A (respectively 43B) illustrates the BER according to the SNR with a channel estimated according to the time domain estimation technique according to the prior art; and the curve 44A (respectively 4413) illustrates the BER according to the SNR with a channel estimated according to the technique of estimation in the frequency domain according to the prior art. These two figures show the efficiency of the technique according to the invention compared to the techniques of the prior art, whatever the level of the signal-to-noise ratio.

Plus précisément, en estimant le canal dans le domaine temporel comme le propose l'invention (courbes 42A et 42B), on constate en réception une dégradation du TEB de seulement 0,2dB par rapport à une connaissance parfaite du canal de propagation (courbes 41A et 41B) en tout point. More precisely, by estimating the channel in the time domain as proposed by the invention (curves 42A and 42B), a degradation of the TEB of only 0.2 dB is observed in relation to a perfect knowledge of the propagation channel (curves 41A). and 41B) in every respect.

On constate également que l'estimation dans le domaine fréquentiel selon l'art antérieur (courbes 44A et 44B) confère un TEB à 2dB de la courbe idéale (courbes 41A et 4113), ce qui constitue une dégradation d'un rapport dix par rapport à l'approche selon l'invention. On constate finalement que l'estimation dans le domaine temporel selon l'art antérieur (courbes 43A et 43B) conduit à un plancher d'erreur pour les hauts SNR, et notamment les SNR supérieurs à 18dB. Finalement, la figure 4C illustre les variations du canal de propagation dans le domaine fréquentiel (fréquence des porteuses en ordonnée, partie réelle des valeurs du canal de propagation en abscisse), pour un rapport signal à bruit de 20dB, pour : -un canal réel (courbe 41c) ; - un canal de propagation estimé selon l'invention, en tenant compte d'une matrice de décorrélation (courbe 42c) ; et - un canal de propagation estimé selon les techniques d'estimation dans le domaine temporel de l'art antérieur (courbe 43c). On observe clairement sur cette figure 4C les effets de bords de l'approche selon l'art antérieur (courbe 43c), correspondant aux éléments de garde non modulés. On rappelle en effet que dans l'exemple illustré en relation avec les figures 4A, 4B et 4C, on a N = 1024, Nmod = 704, et A = 64. On a donc (N - Nmod) = 320 éléments de garde, par exemple répartis aux bordures du spectre du signal, soit sur les 160 premières porteuses, et les 160 dernières porteuses. Selon l'invention en revanche, on constate une amélioration de l'estimation du canal de propagation dans tout le spectre des sous-porteuses 30 modulées Nmod. It is also noted that the estimation in the frequency domain according to the prior art (curves 44A and 44B) gives a BER at 2 dB of the ideal curve (curves 41A and 4113), which constitutes a degradation of a ratio of ten to one at the approach according to the invention. Finally, it can be seen that the estimate in the time domain according to the prior art (curves 43A and 43B) leads to an error floor for the high SNRs, and in particular the SNRs greater than 18 dB. Finally, FIG. 4C illustrates the variations of the propagation channel in the frequency domain (carrier frequency on the ordinate, the real part of the values of the propagation channel on the abscissa), for a signal-to-noise ratio of 20 dB, for: a real channel (curve 41c); an estimated propagation channel according to the invention, taking into account a decorrelation matrix (curve 42c); and a propagation channel estimated according to the estimation techniques in the time domain of the prior art (curve 43c). This figure 4C clearly shows the edge effects of the approach according to the prior art (curve 43c), corresponding to the unmodulated guard elements. It is recalled in fact that in the example illustrated in relation with FIGS. 4A, 4B and 4C, N = 1024, Nmod = 704, and A = 64. Thus, (N - Nmod) = 320 guard elements, for example, distributed at the borders of the signal spectrum, or on the first 160 carriers, and the last 160 carriers. According to the invention, on the other hand, there is an improvement in the estimation of the propagation channel in the entire spectrum of modulated subcarriers Nmod.

On présente finalement, en relation avec la figure 5, une représentation simplifiée de la structure matérielle d'un dispositif de réception selon l'invention. Un tel dispositif de réception comprend une mémoire M 50, une unité de traitement P 51, équipée par exemple d'un microprocesseur pl', et pilotée par le programme d'ordinateur Pg 52. A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 52 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 51. L'unité de traitement 51 reçoit en entrée un signal y(n) 53, formé d'une succession temporelle de symboles comprenant au moins un élément de garde non modulé, et un élément de données utile modulé. Le microprocesseur pP de l'unité de traitement 51 met en oeuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment en relation avec la figure 2, selon les instructions du programme Pg 52. Notamment, l'unité de traitement permet de déterminer une estimation améliorée du canal de propagation, utilisée pour l'égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel. L'unité de traitement 51 délivre en sortie une estimation 54 du signal émis. L'invention propose ainsi un procédé de réception présentant de meilleures performances que les procédés de réception classiques, pour les systèmes mettant en oeuvre une égalisation du signal reçu dans le domaine fréquentiel, grâce à une meilleure estimation du canal de propagation. En effet, la détermination d'une estimation améliorée du canal de propagation permet notamment de corriger les effets de bords, et de délivrer un signal estimé ne présentant pas de plancher d'erreur. Cette technique selon l'invention peut ainsi être intégrée dans des systèmes B3G ( Beyond 3G ) de communication fixe ou mobile, filaire ou radio. On peut également remarquer que cette technique d'estimation améliorée de canaux de propagation peut être combinée à la technique présentée dans la demande de brevet français n 0511082 déposée au nom du même Demandeur le 28 octobre 2005 et non encore publiée, concernant un procédé de réception au sein d'une cellule géographique donnée d'un signal perturbé par les interférences dues aux émissions de signaux dans les cellules géographiques voisines. Finally, with reference to FIG. 5, a simplified representation of the hardware structure of a receiving device according to the invention is presented. Such a reception device comprises a memory M 50, a processing unit P 51, equipped for example with a microprocessor pl ', and controlled by the computer program Pg 52. At initialization, the code instructions of the program the computer 52 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 51. The processing unit 51 receives as input a signal y (n) 53, formed of a succession temporal symbol comprising at least one unmodulated guard element, and a modulated useful data element. The microprocessor pP of the processing unit 51 implements the steps of the reception method described above in relation to FIG. 2, according to the instructions of the program Pg 52. In particular, the processing unit makes it possible to determine an improved estimation of the propagation channel, used for the equalization of the signal received in the frequency domain. The processing unit 51 outputs an estimate 54 of the transmitted signal. The invention thus proposes a reception method having better performances than the conventional reception methods, for the systems implementing an equalization of the signal received in the frequency domain, thanks to a better estimation of the propagation channel. Indeed, the determination of an improved estimate of the propagation channel notably makes it possible to correct the edge effects, and to deliver an estimated signal that does not have an error floor. This technique according to the invention can thus be integrated into B3G (Beyond 3G) systems for fixed or mobile, wired or radio communication. It may also be noted that this improved propagation channel estimation technique can be combined with the technique presented in the French patent application No. 0511082 filed in the name of the same Applicant on October 28, 2005 and not yet published, concerning a reception method. within a given geographical unit of a signal disturbed by the interference due to the transmission of signals in neighboring geographical cells.

Claims

A method for receiving a signal formed of a temporal succession of symbols comprising, at the spectral level, at least one guard element that is not modulated by at least one piece of information to be transmitted and a piece of useful data modulated by at least one piece of information to transmit, said useful data elements comprising on the one hand reference data elements called pilots, the value on transmission of said drivers being known from at least one receiver intended to perform a reception of said signal, and other of informative data elements, characterized in that it implements a step of estimating at least one propagation channel between at least one transmitter and said at least one receiver, comprising: a substep of determination ( 22) a first estimate of said propagation channel from said reference data elements, providing a first channel estimation vector; a substep of determining an improved estimate (23) of said propagation channel by multiplying said first estimate vector by a predetermined decorrelation matrix according to at least one structural characteristic of said signal, enabling at least part decorrelation to be decorrelated; said improved estimate for said guard elements of said improved estimate for said payload data items.

2. Reception method according to claim 1, characterized in that said substep of determining an improved estimate implements the following steps: transformation (231) of said first estimation vector from the frequency domain to the time domain; multiplying (232) said time domain first estimation vector by said decorrelation matrix, delivering a corrected estimate of the impulse response of said propagation channel; transforming (233) said time domain corrected estimation towards the frequency domain, delivering said improved estimate of said propagation channel.

3. Reception method according to any one of claims 1 and 2, characterized in that said decorrelation matrix is a pseudoinversed matrix of the matrix product of the Hermitian of a partial Fourier matrix by said corresponding partial Fourier matrix: P = (F, HF,) t with: P said decorrelation matrix; F 'said partial Fourier matrix; H denotes the Hermitian operator; t denotes the pseudo-inverse operator; said partial Fourier matrix F 'being an extract of a Fourier matrix F defined by: 1 1 WN F = N 1 WN -1 W2 (N-1) IjI (NN -1) (N-1) I with: N an integer; 2n -J. WN e

4. Reception method according to claim 3, characterized in that said partial Fourier matrix F 'comprises the coefficients of said Fourier matrix F corresponding to the time / frequency locations of said reference data elements.

5. Reception method according to claims 2 and 3, characterized in that said step of transforming said first estimation vector implements a multiplication of said vector of first estimation in the frequency domain by the Hermitian of said Fourier matrix F of size (N, N); in that said multiplication step implements a selection of N 'coefficients of said time domain first estimation vector, among 2 WN N-1 WNN coefficients, and multiplying said N' coefficients by said size decorrelation matrix P (N ', N'), delivering said corrected estimate, and in that said transformation of said corrected estimate implements a multiplication of said time-domain corrected estimation by said partial Fourier matrix F ', of size (Nmod, N '), delivering said improved estimate of said propagation channel, where Nmod corresponds to the number of modulated useful data elements.

6. The reception method as claimed in claim 5, characterized in that said improved estimate is of the form: 9- a)) = - 1 F, (F, HF,) t F, H (Yp (n) 1 (N) / - A7 bp (n) 1 represents, at the time / frequency locations of said elements where: reference data, a division of said signal received by said reference data element at said time / frequency location, element of reference data by element reference data.

7. Reception method according to any one of claims 5 and 6, characterized in that a cyclic prefix of length 0 being inserted between said symbols, the number N 'of coefficients is equal to the length of said cyclic prefix plus one: N '= + 1.

8. Reception method according to any one of claims 1 to 7, characterized in that said reference data elements being distributed in the space time / frequency, said method implements the following steps: determination of at least two subsets of carriers each including at least one reference data element; determining a partial improved estimate of said channel applied to each of said subsets; two-dimensional interpolation from said partial enhanced estimates to determine an improved channel estimate for each time / frequency space carrier.

9. Reception method according to any one of claims 1 to 8, characterized in that it also performs a step of equalizing (24) said received signal in the frequency domain, from said improved estimate of propagation channel.

10. Device for receiving a signal formed of a temporal succession of symbols comprising, at the spectral level, at least one guard element that is not modulated by at least one piece of information to be transmitted, and a useful data element modulated by at least one information to be transmitted, said useful data elements comprising, on the one hand, reference data items called pilots, the value at transmission of said pilots being known to at least one receiver intended to perform a reception of said signal, and on the other hand informative data elements, characterized in that it comprises means for estimating at least one propagation channel between at least one transmitter and said at least one receiver, comprising: means for determining a first estimating said propagation channel from said reference data elements, providing a first channel estimation vector; means for determining an improved estimate of said propagation channel by multiplying said first estimation vector by a predetermined decorrelation matrix as a function of at least one structural characteristic of said signal, enabling said improved estimate to be decorrelated at least in part for said guard elements, said improved estimate for said payload data items.

11. Computer program product downloadable from a communication network and / or stored on a computer readable medium and / or executable by a microprocessor, characterized in that it comprises program code instructions for the implementation of at least one of claims 1 to 9.