FR2882152A1 - Calage temporel absolu d'un signal avec sa copie reconstituee apres une numerisation asynchrone et application au radar polarimetrique - Google Patents

Abstract

La phase (psi0) d'un signal utile sinusoïdal (SU) est mesurée à un instant d'origine indépendamment d'instants d'échantillonnage. Des signaux sinusoïdaux de référence (R1, R2) ayant des phases (psi1, psi2) et fréquences (F1, F2) connues à l'instant d'origine sont mélangés au signal utile en un signal mélangé (SM). Les signaux de référence et le signal utile dans le signal mélangé sont filtrés et numérisés. Des phases (psi(F1), psi(F2)) de premiers échantillons des signaux de référence et utile sont évaluées. Un retard (deltat) des premiers échantillons des signaux de référence est estimé en fonction des phases évaluées et des phases et fréquences à l'instant d'origine. La phase d'origine du signal utile est déterminée en fonction de la phase évaluée (psi(f)) du premier échantillon et de la fréquence du signal utile et du retard estimé.

Description

Calage temporel absolu d'un signal avec sa copie

reconstituée après une numérisation asynchrone et application au radar polarimétrique.

s La présente invention concerne le calage temporel des échantillons d'un signal utile numérisé de façon asynchrone avec le même signal avant numérisation, le calage temporel ayant une précision meilleure que celle du pas d'échantillonnage. En Io particulier l'invention a trait à une mesure précise du décalage temporel entre l'instant d'origine de ce signal utile et n'importe quel instant d'échantillonnage de la numérisation.

Lors de la numérisation d'un signal, il est parfois impossible de faire coïncider des instants d'échantillonnage d'un signal avec des instants précis particuliers, comme par exemple les fronts montants d'impulsions radar. Cependant, dans certaines applications, comme le traitement de signaux rétrodiffusés dans un radar polarimétrique, il est impératif de déterminer le décalage temporel entre l'instant d'origine d'un signal rétrodiffusé et les instants d'échantillonnage qui le suivent afin de pouvoir replacer temporellement n'importe quel échantillon du signal numérisé sur le signal rétrodiffusé.

A titre d'illustration simple de ce problème technique, comme montré à la figure 1, on considère un signal utile sinusoïdal SS ayant une fréquence f, débutant à un instant d'origine to et échantillonné par deux numériseurs asynchrones, tels que des convertisseurs analogiquesnumériques. Les numériseurs sont cadencés par des signaux d'échantillonnage ayant une fréquence d'échantillonnage fixe entretenue Fe = l/Te très supérieure à la fréquence f et des décalages temporels 8t1 et Ste qui sont différents par rapport à l'instant d'origine t0. Par conséquent les décalages temporels 8t1 et Ste correspondent à des phases cpl et (P2 du signal utile sinusoïdal SS différentes par rapport à la phase cpo de ce signal à l'instant d'origine t0. Le traitement des échantillons SSe1 et SSe2 du signal utile sinusoïdal io SS délivrés par les numériseurs fournit des résultats identiques pour des paramètres classiques du signal utile, tels que la fréquence, l'amplitude ou la puissance.

Par contre, si on s'intéresse à la phase 90 du signal sinusoïdal SS à l'instant d'origine t0, aucune des phases 91 = 90 + 2 f St' et 92 = 90 + 2 71 f Ste ne permet d'obtenir la phase 90 même en ayant connaissance de la fréquence f.

L'estimation de la phase 90 nécessite la connaissance précise des retards de début de numérisation 8t1 et 6t2. Pour y parvenir, il faudrait synchroniser chaque numériseur sur l'instant d'origine t0 du signal utile ce qui n'est pas toujours réalisable, en particulier dans les applications radar, où l'instant d'origine t0 du signal rétrodiffusé est affecté d'un retard inconnu lié à la position d'une cible généralement mobile.

L'invention vise à s'affranchir de cette contrainte en supprimant la nécessité de toute synchronisation entre le signal à échantillonner et le numériseur. Il est ainsi possible, selon l'invention, de retrouver de façon absolue le décalage temporel entre l'instant d'origine d'un signal et le premier instant d'échantillonnage.

Au delà, il est possible, selon l'invention, d'estimer de façon absolue le décalage temporel entre l'instant d'origine d'un signal et chaque instant d'échantillonnage.

A cette fin, l'invention concerne un procédé pour mesurer le décalage temporel entre l'instant d'origine d'un signal utile et un instant io d'échantillonnage de ce signal utile, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de: mélanger depuis l'instant d'origine le signal utile avec des signaux sinusoïdaux de référence ayant chacun une fréquence et une phase connues à l'instant d'origine pour générer un signal mélangé, détecter et filtrer le signal mélangé en le signal utile et les signaux sinusoïdaux de référence, numériser simultanément le signal utile et les signaux sinusoïdaux de référence en des échantillons pris à des instants d'échantillonnage, évaluer, en fonction des échantillons des signaux sinusoïdaux de référence, chacune des phases des signaux sinusoïdaux de référence au premier instant d'échantillonnage, estimer, en fonction des phases évaluées des signaux sinusoïdaux de référence au premier instant d'échantillonnage, le retard du premier instant d'échantillonnage des signaux de référence et du signal utile par rapport à l'instant d'origine, et estimer ensuite le retard des échantillons suivants en fonction de la nature du signal d'échantillonnage.

Soit le signal d'échantillonnage est à une 35 fréquence fixe entretenue, le retard des échantillons suivants est alors estimé en fonction des phases évaluées de premier échantillon, des phases d'origine connues des signaux sinusoïdaux de référence et de la période de la fréquence d'échantillonnage.

Soit le signal d'échantillonnage est à une fréquence variable et/ou non entretenue, le retard de chaque échantillon suivant est alors estimé en fonction des phases évaluées de chaque échantillon et des phases d'origine connues des signaux sinusoïdaux io de référence.

L'estimation de l'instant d'origine du signal utile par rapport à un instant de numérisation repose ainsi selon l'invention sur les éléments suivants: des échantillons, dont la datation est inconnue par rapport à un instant d'origine, délivrés par un numériseur du signal utile; des signaux sinusoïdaux de référence, ayant des fréquences et phases connues à l'instant d'origine, sont additionnés au signal utile avant la numérisation mais numérisés simultanément avec celui-ci; et le traitement des phases d'un échantillon des signaux de référence évaluées permet de mesurer le retard effectif entre l'instant d'origine et l'instant d'échantillonnage avec une précision meilleure que la période d'échantillonnage, quelles que soient les fluctuations de l'instant d'échantillonnage de l'échantillon du signal utile.

Le retard de l'instant d'échantillonnage des échantillons des signaux de référence par rapport à l'instant d'origine du signal utile est estimé par régression linéaire dans un repère ayant pour abscisses les fréquences de référence et pour ordonnées la différence entre la phase évaluée à l'instant d'échantillonnage et la phase connue à l'instant d'origine des signaux de référence. En effet, les valeurs des rapports de la différence entre la phase évaluée d'un échantillon et la phase d'origine connue sur la fréquence prédéterminée connue pour chaque signal de référence sont, dans ce repère, colinéaires. L'échantillonnage du signal utile et celui des signaux de référence étant simultanés, le retard de l'instant d'échantillonnage des signaux de référence est égal à celui correspondant du signal.

Pour pouvoir mesurer avec précision le retard de l'échantillonnage par rapport à l'instant d'origine, les fréquences prédéterminées des signaux de référence sont en dehors de la bande de fréquences du signal utile. Ainsi les signaux de référence ne perturbent pas le signal à analyser mais subissent le même retard que ce dernier.

L'invention concerne également un dispositif pour mettre en uvre le procédé de mesure d'un décalage temporel entre l'instant d'origine d'un signal utile et un instant d'échantillonnage de ce signal utile. Le dispositif est caractérisé en ce qu'il comprend des moyens fonctionnels correspondant aux étapes du procédé.

Ainsi, l'invention est particulièrement applicable à un radar polarimétrique qui peut être à polarisation simultanée ou à polarisation alternée, pour des mesures polarimétriques de coefficients de matrice de rétrodiffusion relatives à des cibles non coopératives Le radar polarimétrique comprend des moyens pour générer des répliques impulsionnelles codées, des moyens pour émettre des signaux à polarisations orthogonales dépendant des répliques, des moyens pour retarder les répliques, des moyens pour recevoir des signaux rétrodiffusés à polarisations orthogonales, des moyens pour corréler les signaux rétrodiffusés à polarisations orthogonales et les répliques retardées en des signaux de corrélation, des moyens pour numériser les signaux de corrélation à une fréquence d'échantillonnage supérieure à la fréquence des io impulsions des répliques, et des moyens pour évaluer des coefficients d'une matrice de rétrodiffusion en fonction des signaux de corrélation numérisés afin de caler le signal réplique et le signal de réponse de cible.

Selon l'invention, le radar polarimétrique est caractérisé en ce que, pour mesurer le retard d'un instant d'échantillonnage par rapport à l'instant d'origine des répliques, il comprend: des moyens pour mélanger depuis l'instant d'origine les répliques impulsionnelles codées avec des signaux de référence ayant des phases d'origine à l'instant d'origine et des fréquences prédéterminés en des répliques et signaux de référence mélangés, des moyens pour filtrer les répliques codées dans les répliques et signaux de référence mélangés afin d'appliquer les répliques codées aux moyens pour émettre des signaux à polarisations orthogonales et les répliques codées et signaux de référence mélangés aux moyens pour retarder, des moyens pour filtrer les répliques retardées dans les répliques et signaux de référence mélangés retardés afin de les appliquer aux moyens pour corréler, un moyen pour filtrer les signaux de référence retardés dans les répliques et signaux de référence mélangés retardés, un moyen pour numériser les signaux de référence filtrés en des échantillons à la fréquence d'échantillonnage, un moyen pour évaluer des phases de premiers échantillons des signaux de référence, un moyen pour estimer par régression linéaire le retard des premiers échantillons des signaux de référence par rapport à l'instant d'origine en fonction de rapports de différence de phases de premier échantillon et d'origine prédéterminée sur une fréquence prédéterminée, relatifs aux signaux de référence, ce retard étant égal à celui de l'instant d'échantillonnage par rapport à l'instant d'origine des répliques.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de plusieurs réalisations préférées de l'invention, données à titre d'exemples non limitatifs, en référence aux dessins annexés correspondants dans lesquels: - la figure 1, déjà commentée, montre un signal utile, un signal d'échantillonnage décalé temporellement de retards différents par rapport à un instant d'origine, et des échantillons numérisés du signal utile correspondant aux retards différents; - la figure 2 est un bloc-diagramme schématique d'un dispositif de mesure selon de l'invention; - la figure 3 est un algorithme d'étapes d'un procédé de mesure de phase selon l'invention, en rapport avec le dispositif de la figure 2; - la figure 4 est un graphe montrant des variations linéaires de différences de phases en fonction de la fréquence pour un signal utile et des signaux de référence; - la figure 5 est un bloc-diagramme schématique d'un émetteur-récepteur radar polarimétrique selon l'invention; et - la figure 6 sont des chronogrammes d'un signal d'échantillonnage, d'une réplique codée émise et de io deux répliques retardées avec leurs impulsions décalées temporellement par rapport à un instant d'origine.

En référence à la figure 2, un signal utile analogique SU est émis par un émetteur EM vers un récepteur RE à travers un moyen de transmission MT.

L'invention, avec une forme d'onde sinusoïdale comme dans l'exemple qui suit, permet de retrouver, après l'estimation du retard du premier instant d'échantillonnage, la phase d'origine y0 du signal utile. Si la forme d'onde n'est pas sinusoïdale, l'invention permet d'estimer le retard du premier instant d'échantillonnage, l'étape de restitution de phase d'origine wo n'ayant un sens que dans le cas d'un signal sinusoïdal pur.

Le signal utile analogique sinusoïdal SU est émis à un instant d'origine to avec une phase d'origine yJo, et une fréquence f. Pour mesurer la phase d'origine Wo du signal utile analogique SU, le récepteur RE comprend principalement un circuit de détection et filtrage FI, des convertisseurs analogiques-numériques CAN en tant que numériseurs, et un mesureur de phase ME. Le moyen de transmission MT impose un retard au signal analogique utile émis SU si bien que la phase d'origine yjo est a priori inconnue dans le récepteur RE et doit être mesurée, conformément à l'objectif de l'invention. Le moyen de transmission MT est par exemple un réseau de télécommunications filaire ou sans fil, ou comme on le verra dans la réalisation préférée décrite dans la suite de la description, une ligne à retard ou un milieu de propagation comprenant une cible entre l'émetteur et le récepteur d'un radar.

Les principales fonctionnalités de l'émetteur EM et du récepteur RE pour mettre en uvre le procédé de mesure de phase d'origine du signal utile SU sont présentées ci-après en référence aux étapes El à E6 du procédé de mesure montrées à la figure 3.

A l'étape El, deux signaux sinusoïdaux de référence R1 et R2, ayant respectivement des phases d'origine 4,1 et 1)2 connues à l'instant d'origine t0, et des fréquences FI et F2 également connues, sont mélangés au signal utile analogique SU de fréquence f pour fournir un signal mélangé SM dans l'émetteur EM.

Les fréquences F1 et F2 des signaux de référence Ri et R2 sont choisies en dehors de la fréquence f utile du signal utile SU. Par conséquent les signaux de référence ne perturbent pas le signal utile SU à analyser dans le récepteur et subissent le même retard que le signal utile SU. L'occupation spectrale est telle que les différentes intermodulations entre le signal utile et les signaux de référence sont le plus faible possible.

Puis le signal mélangé SM est émis par l'émetteur EM à travers le moyen de transmission MT vers le récepteur RE, après un traitement adapté au moyen de transmission, par exemple après une modulation et une transposition en fréquence. Io

Après récupération du signal mélangé SM dans le récepteur RE et traitement de celui-ci d'une manière réciproque à celui dans l'émetteur, le circuit de détection et filtrage FI filtre séparément le signal utile SU et les signaux de référence R1 et R2, à l'étape E2. Par exemple, le circuit de filtrage FI sépare le signal mélangé SM en un signal utile SU par filtrage dans la bande de fréquence utile du signal SU et les signaux de référence R1 et R2 par filtrage io dans une bande comprenant les fréquences prédéterminées F1 et F2.

Puis les signaux filtrés SU, R1 et R2 sont appliqués respectivement aux trois convertisseurs analogiques-numériques CAN afin de numériser ces trois signaux, à l'étape E3. Chacun des signaux SU, R1 et R2 est numérisé en un signal numérique comportant des échantillons numériques pris à la cadence d'un signal d'échantillonnage commun Se fourni par une base de temps dans le récepteur RE. Le signal d'échantillonnage Se a une fréquence d'échantillonnage Fe supérieure au double de la plus grande des fréquences f, F1 et F2 des signaux SU, R1 et R2 à échantillonner.

Ainsi, à l'étape E4, le mesureur de phase ME évalue les phases yf(f), yf(F1) et W(F2) du signal utile et des signaux de référence R1 et R2 en fonction des amplitudes respectives des échantillons de la numérisation.

Les deux signaux sinusoïdaux de référence R1 et R2, de fréquences F1 et F2 numérisés présentent des premiers échantillons en phase avec le premier front du signal d'échantillonnage Se. Les phases évaluées yf(F1) et yf(F2) s'expriment par rapport aux phases d'origine yfl et yf2 selon les équations: W (F1) = 2 7t F1 ôt + yfl W (F2) = 2 n F2 St + W2 où St dénote le retard entre le premier front du signal d'échantillonnage Se engendrant les premiers échantillons des signaux de référence R1 et R2 et également du premier échantillon du signal utile SU dans les convertisseurs analogiques-numériques CAN, par rapport à l'instant d'origine t0 du début du signal utile SU.

A l'étape E5, le mesureur de phase ME estime le io retard St des premiers échantillons des signaux de référence ainsi que du premier échantillon du signal utile SU en estimant le produit 2n8t par régression linéaire. Comme montré à la figure 4, le produit 2n St est déduit de la pente d'une droite passant par deux points P1 et P2 ayant pour coordonnées (F1, y1 (F1) - y11) et (F2, y1 (F2) - W2) dans un repère ayant pour abscisses les fréquences F et pour ordonnées les différences de phase entre la phase du premier échantillon d'un signal de référence et la phase d'origine de celui-ci. La régression linéaire permettant de déduire la pente de droite 2n St passant par les points P1 et P2 sera plus précise si le nombre de signaux de référence est plus élevé. Par conséquent le nombre de signaux de référence n'est pas limité à deux mais peut être trois, quatre ou plus.

Connaissant ainsi la pente 2n St de la droite P1 P21 le mesureur de phase ME détermine alors la différence de phase y1(f) - y10 en fonction de la fréquence f du signal utile, comme indiqué en un point PSU. La phase d'origine 4'o est alors déduite en retranchant la phase évaluée y1(f) du premier échantillon du signal utile de la différence y1(f) - y1o. Ainsi conformément à l'invention, le mesureur de phase ME détermine la phase d'origine 10 du signal utile SU en fonction de la phase évaluée y(f) du premier échantillon du signal utile, de la fréquence f du signal utile et du retard estimé 8t, selon la formule suivante.

Le retard estimé 8t sert à retrouver la phase ylo à l'origine du signal utile sinusoïdal, quelles que soient les fluctuations de l'instant de numérisation des premiers échantillons des signaux Io SU, Ri et R2.

La position de la détermination de la phase d'origine Wo dépend d'un compromis sur le nombre de fréquences additionnelles F1, F2. De même, l'ambiguïté modulo 2n de la phase d'origine yfo dépend du nombre de signaux de référence. Plus le nombre de signaux de référence est élevé, plus le retard 8t estimé par régression linéaire peut être précis et long. Cette dernière caractéristique est particulièrement intéressante dans le cas d'un signal d'échantillonnage ayant une fréquence variable et/ou non entretenue.

Le procédé de mesure de phase en tant que paramètre selon l'invention s'applique particulièrement à un radar totalement polarimétrique du type radar imageur ISAR (Inverse Synthetic Aperture Radar). Ce radar est par exemple installé dans une station terrestre et destiné à la poursuite et l'identification de cibles non coopératives à évolution rapide, bien que selon un autre exemple il puisse servir de station air/sol embarquée dans un aéronef.

On rappelle qu'un radar totalement polarimétrique émet une onde à deux polarisations linéaires orthogonales simultanées ou alternées qui sont le plus souvent une polarisation horizontale H et une polarisation verticale V. L'onde émise génère une onde rétrodiffusée par une cible ayant des polarisations différentes analysées dans quatre voies parallèles du récepteur du radar. Les voies combinent les polarisations horizontale et verticale en transmission (majuscule H, V) et réception (minuscule h, v) . Hh pour des transmission et réception horizontales, Vh pour une transmission verticale et une réception horizontale, Hv pour une transmission horizontale et une réception verticale, et Vv pour des transmission et réception verticales.

Deux des quatre voies parallèles traitent les combinaisons de polarisations parallèles Hh et Vv et deux autres voies traitent les combinaisons de polarisations croisées Vh et Hv.

Dans un radar polarimétrique, il est important de déterminer la réponse d'une cible pour toutes les combinaisons de polarisations de transmissionréception, par une connaissance précise des coefficients d'une matrice de rétrodiffusion Z: (Rh ZHh ZVh EH \ Rv) ZHv ZvviEvi, où EH et Ev désignent des signaux émis par le radar selon les polarisations horizontale H et verticale V, et Rh et Rv désignent des signaux reçus par le radar selon les polarisations horizontale h et verticale v.

Grâce à une évaluation des coefficients de la matrice de rétrodiffusion Z à des instants différents et dépendant de la période de répétition Tr de l'impulsion radar, l'image de la cible est détectée et améliorée progressivement par le calcul de la matrice de rétrodiffusion à des instants de mesure périodiques correspondant à différents retards de répliques. En particulier pour ce calcul, il est essentiel d'effectuer un calibrage, dit également étalonnage, de l'impulsion radar puisque les mesures s reposent sur l'amplitude et la phase du signal rétrodiffusé par la cible.

La phase à l'origine de chaque impulsion radar doit donc être mesurée précisément pour évaluer la matrice de rétrodiffusion.

Le procédé de mesure de phase selon l'invention est également applicable à un radar polarimétrique avec une polarisation alternée H et V à l'émission et des polarisations Hh et Hv s'alternant avec des polarisations Vh et Vv à la réception. La matrice de rétrodiffusion est alors déterminée à la période de répétition du code radar égale au double de la période des impulsions radar.

Les principaux composants constitutifs de l'émetteur et du récepteur du radar totalement polarimétrique selon une réalisation connue sont énoncés ci-après et montrés par des blocs en trait plein à la figure 5.

L'émetteur du radar polarimétrique comprend un générateur de réplique codée, un double étage de transposition de fréquence et une antenne d'émission.

Le générateur de réplique codée inclut un oscillateur local 1, un découpeur 2, un diviseur de puissance par deux 3, deux codeurs 4H et 4V. L'oscillateur local 1 génère par exemple un signal sinusoïdal à amplitude et fréquence constantes. Le découpeur 2 découpe le signal sinusoïdal en un train d'impulsions de largeur prédéterminée T et de période de répétition prédéterminée Tr supérieure à T. Les codeurs 4H et 4v reçoivent à travers le diviseur de puissance 3 le signal sinusoïdal découpé en impulsions pour le moduler. Par exemple la modulation est linéaire en fréquence selon une pente positive pour l'émission à polarisation horizontale H dans le codeur 4H et une pente négative pour l'émission à polarisation verticale V dans le codeur 4v, ou inversement une pente négative pour la polarisation horizontale H et une pente positive pour la io polarisation verticale V. Par exemple, la largeur de la bande utile [FI, FS] des répliques impulsionnelles codées à émettre est inférieure à 200 MHz. Les codeurs 4H et 4v ne modifient pas les amplitudes du signal sinusoïdal découpé en impulsions mais le déphasent en fonction des fréquences de son spectre. Chaque codeur 4H, 4v produit ainsi à la période de répétition Tr un signal codé analogique EH, Ev avec des impulsions rectangulaires modulées linéairement en fréquence, appelées souvent "chirps". Les deux signaux codés EH et Ev produits en parallèle par les codeurs 4H et 4v constituent deux répliques des signaux à polarisations orthogonales émis par le radar et sont appliqués respectivement à travers des diviseurs de puissance par deux 5H et 5v à des lignes à retard 6H et 6v qui les mémorisent afin de les utiliser en synchronisme pour le traitement des signaux rétrodiffusés.

Dans une autre réalisation, le générateur de réplique codée comprend deux mémoires ayant enregistré des échantillons numérisés des signaux codés et deux convertisseurs numériques-analogiques en sortie des mémoires pour produire les signaux codés analogiques.

Dans le double étage de transposition de fréquence, la bande de fréquence utile des répliques codées sortant des codeurs 4H et 4v à travers les diviseurs de puissance 5H et 5V est transposée dans des mélangeurs 7H et 7v à une fréquence porteuse d'émission dépendant d'un oscillateur local 8, par exemple de l'ordre du gigahertz. Puis les deux signaux transposés sont amplifiés et filtrés dans des modules d'amplification et de filtrage 9H et 9U qui les appliquent à des ports d'entrée orthogonaux de l'antenne d'émission 10 afin d'émettre l'onde à polarisations linéaires orthogonales simultanées HV vers une cible. L'antenne d'émission 10, comme l'antenne de réception 11, peut être un réseau d'éléments rayonnants.

Le récepteur du radar polarimétrique également montré à la figure 5 comprend une antenne de réception, un double étage de transposition de fréquence et des corrélateurs.

L'antenne de réception 11 a deux ports de sortie orthogonaux pour récupérer des signaux codés respectivement à polarisation horizontale h et à polarisation verticale v rétrodiffusés par la cible. L'étage de transposition de fréquence comprend des modules d'amplification et de filtrage 12h et 12v qui amplifient et filtrent les signaux codés rétrodiffusés et les appliquent à des mélangeurs 13h et 13v. Les mélangeurs 13h et 13v sont reliés à l'oscillateur local 8 et transposent les fréquences des signaux rétrodiffusés en abaissant la fréquence porteuse à la fréquence initiale f. Les signaux rétrodiffusés transposés sont ensuite filtrés dans la bande de fréquence utile par des filtres passe-bas 14h et 14v.

En variante, les antennes 10 et 11 sont remplacées par une antenne d'émission et de réception combinée à un duplexeur relié aux modules d'amplification et de filtrage 9H et 12h et associée aux polarisations horizontales H, h et une antenne d'émission et de réception combinée à un duplexeur relié aux modules d'amplification et de filtrage 9V et 12v et associée aux polarisations verticales V, v.

Les signaux rétrodiffusés filtrés Rh et Rv fournis par les filtres 14h et 14v sont démodulés par les répliques retardées, en les répartissant dans io quatre voies parallèles du récepteur. Deux voies comprennent des corrélateurs 15Hh et 15Vv qui combinent les polarisations parallèles Hh et Vv. Deux autres voies comprennent des corrélateurs 15vh et 15Hv qui combinent les polarisations croisées Vh et Hv. Les corrélateurs 15Hh et 15vh corrèlent le signal à polarisation horizontale h reçu par le filtre 14h via un diviseur de puissance par deux 16h respectivement à la réplique à polarisation horizontale H retardée par la ligne à retard 6H via un diviseur de puissance par deux 16H et à la réplique à polarisation verticale V retardée par la ligne à retard 6v via un diviseur de puissance par deux 16v. Les corrélateurs 15Hv et 15Vv corrèlent le signal à polarisation verticale v reçu par le filtre 14v via un diviseur de puissance par deux 16v respectivement à la réplique à polarisation horizontale H retardée par la ligne à retard 6H via le diviseur de puissance 16H et à la réplique à polarisation verticale V retardée par la ligne à retard 6v via le diviseur de puissance 16v. Les lignes à retard 6H et 6v imposent un retard 2D/c ajustable par un processeur 22, D étant la distance estimée de la cible au radar et c la célérité de la lumière.

Les signaux de corrélation sortant des corrélateurs 15Hh, 15Vh, 15Hv et 15Vv et représentatifs respectivement des coefficients ZHh, ZVh, ZHv et ZVv de la matrice de rétrodiffusion sont transposés en bande de base dans une batterie de quatre mélangeurs 17 reliés à un autre oscillateur local 18 et suivis de filtres passe-bas en bande de base 19. Les signaux de corrélation en bande de base sont numérisés simultanément dans desconvertisseurs analogiques-numériques 20 à la cadence d'un signal d'échantillonnage Se. Les échantillons des signaux de corrélation numérisés sont mémorisés dans une mémoire 21 telle qu'un disque dur. Le signal d'échantillonnage Se est fourni par une base de temps incluse dans le radar et a une fréquence d'échantillonnage Fe = l/Te supérieure au double de la fréquence de coupure des filtres passe-bas 19. Les échantillons des signaux de corrélation sont lus dans la mémoire 21 par le processeur 22 qui évalue les coefficients de la matrice de rétrodiffusion en fonction des signaux de corrélation numérisés afin de déterminer en amplitude et phase le signal de réponse de la cible et représenter et identifier une image de la cible.

Dans le radar polarimétrique, le processeur 22 doit connaître très précisément les instants d'origine t0 des répliques et donc l'instant de début de la première impulsion radar dans les répliques retardées afin de déterminer la phase d'origine des répliques et par suite commander le retard à imposer dans les lignes à retard 6H et G. En effet, la période d'échantillonnage Te n'est pas suffisamment précise pour déterminer précisément les phases des signaux de corrélation numérisés.

Les chronogrammes dans la figure 6 illustre ce problème de datation des répliques. Les deux premiers chronogrammes dans cette figure sont relatifs au signal d'échantillonnage Se ayant la période Te par exemple égale à 0,4 s en correspondance à une fréquence d'échantillonnage Fe de 2,5 MHz, et à un signal d'impulsions radar de largeur t de l'ordre de Te/2 et de période de répétition Tr de l'ordre de 4Te. La phase d'origine wo à l'instant d'origine t0 lo de l'émission des répliques émises H, V est a priori inconnue. Les deux derniers chronogrammes dans la figure 6 sont relatifs à des répliques H1, VI et H2, V2 retardées de 2D1/c et 2D2/c respectivement en correspondance à des distances de cible estimées à D1 et D2. Chaque échantillon des répliques retardées est repéré temporellement par rapport au front montant de l'impulsion radar qui le précède. Des premiers échantillons el et e2 des répliques retardées H1, V1 et H2, V2 présentent des retards respectifs tri et tr2 par rapport aux fronts montants d'impulsion radar précédents et des retards respectifs 8t1 = 2D1/c + tri et Ste = 2D2/c + tr2 par rapport à l'instant d'origine t0 des répliques émises H, V. Le retard respectif tri, Tr2 est toujours inférieur à la période d'échantillonnage Te, mais est variable puisqu'il dépend de la distance de cible estimée. Pour maintenir la cible en évolution libre dans la fenêtre distance d'enregistrement du radar, le retard 8t imposé aux répliques par les lignes à retard 6H et 6v doit être adapté à la distance de la cible. Cela conduit à des variations incontrôlées du retard Tr dans une même passe de mesure.

Pour cette mesure de datation de l'origine t0 des signaux émis, des composants sont, selon l'invention, ajoutés principalement dans une cinquième voie pour des signaux de référence dans le radar polarimétrique. Ces composants ajoutés sont schématisés par des blocs en trait pointillé et numérotés à partir de 30 dans la figure 5.

Par exemple les signaux de référence sont trois signaux sinusoïdaux R1 et R2 et R3 dont les fréquences FI = kiFr, F2 = k2Fr et F3 = k3Fr sont des multiples de la fréquence de répétition Fr = l/Tr des Io impulsions radar. kl et k2 et k3 sont des entiers qui peuvent être choisis de façon à ce que les trois fréquences F1, F2 et F3 soient réparties dans la bande utile des répliques tout en évitant de générer des produits d'intermodulation avec les répliques. Ce choix des fréquences des signaux de référence en des multiples de la fréquence de répétition offre l'avantage que chacun des signaux de référence sinusoïdaux n'occupe qu'une seule cellule de l'analyse spectrale par transformée de Fourier rapide FFT des signaux reçus mélangés aux signaux de référence dans le processeur de traitement 22. Si la fenêtre d'enregistrement du récepteur radar définissant les valeurs possibles de la fréquence de répétition Fr est inférieure à environ 1,7 MHz, les entiers kl et k2 et k3 sont par exemple les parties entières de rapports (160 kHz / Fr), (700 kHz / Fr) et (1500 kHz / Fr).

Toutefois en variante, les fréquences des signaux de référence peuvent avoir d'autres valeurs non multiples de la fréquence de répétition réparties dans la fenêtre d'enregistrement.

Dans l'émetteur radar selon l'invention, un générateur de références 30 comprend des diviseurs de fréquence en sortie de l'oscillateur local 1 et délivre et mélange les signaux de référence sinusoïdaux R1, R2 et R3 aux fréquences prédéterminées F1, F2 et F3. Les signaux de référence sont mélangés au signal sinusoïdal à émettre généré par l'oscillateur local 1, et avec ce dernier sont découpés en un train d'impulsions de largeur T et de période de répétition prédéterminée Tr dans le découpeur 2. Après découpage, le mélange des signaux de référence est.

sin( 2 it F1 t) + sin( 2 ir F2 t) + sin( 2 7t F3 t), avec la variable temps t e [0, T].

Les signaux découpés sont modulés linéairement en fréquence dans les codeurs 4H et 4v. Typiquement la bande utile des répliques codées à émettre est de FI = 50 MHz à FS = 200 MHz et est disjointe de la bande de fréquence des signaux de référence inférieures à FR = 2 MHz.

Selon l'autre réalisation d'émetteur radar numérique déjà évoquée, le générateur de référence 30 et le générateur de réplique codée 1 - 4 sont conçus sous la forme de deux mémoires ayant enregistré des échantillons numérisés des répliques impulsionnelles codées mélangées aux signaux de référence et lues périodiquement à une fréquence d'échantillonnage Fe pendant des impulsions radar i à la période de répétition Tr, et deux convertisseurs numériques - analogiques en sortie des mémoires pour produire des répliques et signaux de référence mélangés analogiques.

Les répliques et les signaux de référence en sortie des codeurs 4H et 4v sont ainsi synchrones, c'est-à-dire présentent un instant d'origine tp prédéterminé commun, par exemple toutes les N impulsions radar correspondant à des instants de mesure dans le processeur 22.

Des filtres passe-bande 31H et 31v sont introduits entre les codeurs 4H et 4v et les mélangeurs 7H et 7v afin de ne transmettre que les deux répliques codées aux mélangeurs pour les transposer en fréquence et les émettre. Les filtres passe-bande ont une bande de fréquence supérieure à la plus grande FR des fréquences des signaux de référence et recouvre la bande [FI, FS]. Les signaux de référence mélangés aux répliques H, V sont Io appliqués aux lignes à retard 6H et 6v et subissent ainsi le même retard 8t que les répliques et que les signaux reçus si le retard imposé par les lignes à retard est celui subi par rétrodiffusion sur la cible.

i5 Selon l'invention, outre d'être synchrones des répliques H, V et subir le même retard que les répliques, les signaux de référence R1, R2 et R3 sont numérisés simultanément avec les signaux de combinaison de polarisations horizontale et verticale Hh, Vh, Hv et Vv dans les quatre voies parallèles du récepteur de sorte que tous ces signaux subissent le même retard 8t par rapport à l'instant d'origine t0 des répliques émises H, V, ou de sorte que des premiers échantillons de tous ces signaux présentent le même retard Tr par rapport aux fronts montants d'impulsion radar. Une cinquième voie est ajoutée dans le récepteur en divisant la sortie de l'une des lignes à retard, par exemple la ligne à retard 6H, par un diviseur de puissance par deux 32H ayant des sorties qui sont reliées respectivement à un filtre passe-bas 33 avec une fréquence de coupure au moins égale à FR et un filtre passe-bande 34H ayant une bande passante recouvrant la bande [FI, FS]. Un autre filtre passe-bande 34v ayant une bande passante recouvrant la bande [FI, FS] est prévue en sortie de l'autre ligne à retard 6v. Les filtres passe-bande 34H et 34v sont reliés respectivement aux premières entrées des corrélateurs 15Hh et 15Hv via le diviseur de puissance 16H et aux premières entrées des corrélateurs 15vh et 15Vv via le diviseur de puissance 16v.

La cinquième voie comprend un cinquième convertisseur analogiquenumérique 35 afin d'assurer un parfait synchronisme entre les signaux de io référence numériques R1, R2 et R3 et les répliques H, V combinées dans les signaux de corrélation. Afin de soumettre également les signaux de référence et les répliques à des fluctuations communes jusqu'au traitement dans le processeur 22, la cinquième voie comprend le filtre 33, le convertisseur analogique-numérique 35 puis une mémoire 36 qui peut être incluse dans la mémoire 21.

Un module logiciel 37 dans le processeur 22 estime pour une même passe de mesure, d'une manière analogue à l'étape E5, un retard 8t des premiers échantillons des signaux de référence R1, R2 et R3 par régression linéaire en fonction de trois rapports pour les trois signaux de référence 8t = (yi (F1) - yil) / (2 it F1) 8t = (w (F2) - y2) / (2 n F2) 8t = (y(F3) - yY3) / (2 n F3), Le rapport relatif au signal de référence R1, R2, R3 est une différence de phase évaluée pour la passe de mesure par le module 37, comme à l'étape E4, entre la phase de premier échantillon ii(F1), yf(F2), w(F3) d'un train d'impulsions pour le signal de référence et la phase d'origine yfl, W2, W3 du signal de référence pré- évaluée et pré-mémorisée par le module 37 à l'instant d'origine t0 sur la fréquence prédéterminée F1, F2, F3 du signal de référence, ou communiquée par le générateur 30. Comme déjà dit, l'estimation du retard 8t permet de déduire le retard tr = 8t - 2D/c par rapport au front montant d'impulsion radar du premier échantillon des répliques H, V, où D est la distance de la cible au radar qui est estimée par variation du retard sensiblement inférieur à st dans les lignes à retard 6H et 6v sous la commande du module 37 du processeur 22.

Io Le nombre de signaux de référence est ici trois, mais peut être supérieur si l'estimation du retard 8t, par régression linéaire doit être encore plus précise ir ou si le retard estimé est plus long, afin de lever d'éventuelles ambiguïtés modulo 2 7t.

Le module 37 dans le processeur 22 peut déterminer, si le signal utile est sinusoïdal, comme à l'étape E6, la phase d'origine yro = w (f) -2 it f 8t des répliques H, V en fonction de la phase évaluée 1V(f) du premier échantillon des répliques, de la fréquence f des répliques et du retard de premier échantillon estimé 8t. La phase de la cible est ensuite déterminée en fonction des phases w(f) pour plusieurs passes de mesure et de la phase d'origine y0 en supprimant une phase qui varie notamment par effet Doppler et qui n'appartient pas à la cible.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1 - Procédé pour mesurer le décalage temporel (8t) entre l'instant d'origine (t0) d'un signal utile (SU) et un instant d'échantillonnage de ce signal utile, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes (E) de: mélanger (El) depuis l'instant d'origine le signal utile (SU) avec des signaux sinusoïdaux de référence (R1, R2) ayant chacun une fréquence (F1, F2) et une phase ('Vl, W2) connues à l'instant d'origine (t0) pour générer un signal mélangé (SM), détecter et filtrer (E2) le signal utile et les signaux de référence dans le signal mélangé, numériser (E3) simultanément le signal utile et les signaux de référence filtrés en des échantillons pris à des instants d'échantillonnage, évaluer (E4), en fonction des échantillons des signaux sinusoïdaux de référence, chacune des phases (W(F1), w(F2)) des signaux sinusoïdaux de référence au premier instant d'échantillonnage, estimer (E5), en fonction des phases évaluées des signaux sinusoïdaux de référence au premier instant d'échantillonnage, le retard du premier instant d'échantillonnage des signaux de référence et du signal utile par rapport à l'instant d'origine, et estimer ensuite le retard des échantillons suivants en fonction de la nature du signal d'échantillonnage.

2 - Procédé conforme à la revendication 1 selon lequel le signal d'échantillonnage est à une fréquence pure entretenue, caractérisé en ce que le retard des échantillons suivants est estimé en fonction des phases évaluées de premier échantillon, des phases d'origine connues des signaux sinusoïdaux de référence et de la période de la fréquence d'échantillonnage.

3 - Procédé conforme à la revendication 1 selon lequel le signal d'échantillonnage est à une fréquence quelconque, caractérisé en ce que le retard de chaque échantillon suivant est estimé en fonction des phases évaluées de chaque échantillon et des io phases d'origine connues des signaux sinusoïdaux de référence.

4 - Procédé conforme à l'une quelconque des revendications précédentes, selon lequel le retard d'un échantillon des signaux de référence est estimé (E5) par régression linéaire en fonction de rapports de différence de phases d'échantillon et d'origine connue sur une fréquence prédéterminée (F1, F2).

5 - Procédé conforme à l'une quelconque des revendications précédentes, selon lequel les fréquences prédéterminées (F1, F2) des signaux de référence (R1, R2) sont en dehors de la bande de fréquence utile du signal utile (SU).

6 - Dispositif pour mesurer le décalage temporel (8t) entre l'instant d'origine (t0) d'un signal utile (SU) et un instant d'échantillonnage de ce signal utile, comprenant un moyen de conversion analogique- numérique pour numériser le signal utile en des échantillons à une fréquence d'échantillonnage (Fe), caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen (EM) pour mélanger depuis l'instant d'origine (t0) le signal utile (SU) avec des signaux sinusoïdaux de référence (R1, R2) ayant chacun une fréquence (F1, F2) et une phase (Wl, W2) connues à l'instant d'origine pour générer un signal mélangé (SM), un moyen (FI) pour filtrer le signal utile et les signaux sinusoïdaux de référence dans le signal mélangé, un moyen (CAN) pour numériser simultanément le signal utile et les signaux sinusoïdaux de référence filtrés en des échantillons à la fréquence Io d'échantillonnage, un moyen (ME) pour évaluer les phases (W(F1), V(F2)) des signaux sinusoïdaux de référence au premier instant d'échantillonnage, un moyen (ME) pour estimer, en fonction des phases évaluées des signaux sinusoïdaux de référence, un retard (8t) du premier instant d'échantillonnage des signaux de référence et du signal utile par rapport à l'instant d'origine, et un moyen (ME) pour estimer ensuite le retard des échantillons suivants en fonction de la nature du signal d'échantillonnage.

7 - Radar polarimétrique comprenant des moyens (1, 2, 3, 4H, 4v) pour générer des répliques impulsionnelles codées, des moyens (7H, 7v, 9H99v, 10) pour émettre des signaux à polarisations orthogonales dépendant des répliques, des moyens (6H, 6v) pour retarder les répliques, des moyens (11, 12h, 12v, 13h, 13v, 14h, 14v) pour recevoir des signaux rétrodiffusés à polarisations orthogonales, des moyens (15Hh, 15Vv, 15Hh, 15vh) pour corréler les signaux rétrodiffusés à polarisations orthogonales (H, v) et les répliques retardées en des signaux de corrélation, des moyens (20) pour numériser les signaux de corrélation à une fréquence d'échantillonnage supérieure à la fréquence des impulsions des répliques, et des moyens (22) pour évaluer des coefficients d'une matrice de rétrodiffusion en fonction des signaux de corrélation numérisés afin de déterminer en amplitude et phase un signal de réponse de cible, caractérisé en ce qu'il comprend: des moyens (30, 2, 3, 4H, 4v) pour mélanger depuis l'instant d'origine les répliques impulsionnelles codées avec des signaux de référence (R1, R2, R3) ayant des phases d'origine à l'instant d'origine et des fréquences prédéterminés en des répliques et signaux de référence mélangés, des moyens (31H, 31v) pour filtrer les répliques codées dans les répliques et signaux de référence mélangés afin d'appliquer les répliques codées aux moyens pour émettre des signaux à polarisations orthogonales (7H, 7v, 9H, 9v, 10) et les répliques codées et signaux de référence mélangés aux moyens pour retarder (6H, 6v), des moyens (34H, 34v) pour filtrer les répliques retardées dans les répliques et signaux de référence mélangés retardés afin de les appliquer aux moyens pour corréler (15Hh, 15Vv, 15Hh, 15vh), un moyen (33) pour filtrer les signaux de référence retardés dans les répliques et signaux de référence mélangés retardés, un moyen (35) pour numériser les signaux de référence filtrés en des échantillons à la fréquence d'échantillonnage, un moyen (37) pour évaluer des phases de premiers échantillons des signaux de référence et du signal utile, un moyen (37) pour estimer par régression linéaire le retard des premiers échantillons des signaux de référence par rapport à l'instant d'origine en fonction de rapports de différence de phases de premier échantillon et d'origine prédéterminée sur une fréquence prédéterminée, relatifs aux signaux de référence, ledit retard étant égal à celui de l'instant d'échantillonnage par rapport à l'instant d'origine des répliques.

8 - Radar polarimétrique conforme à la io revendication 7, dans lequel la bande utile des répliques codées est disjointe de la bande de fréquence des signaux de référence.

9 - Radar polarimétrique conforme à la revendication 7 ou 8, dans lequel les moyens (1, 2, 3, 4H, 4v) pour générer les répliques impulsionnelles codées (H, V) et les moyens (30, 2, 3, 4H, 4v) pour mélanger les répliques impulsionnelles codées avec des signaux de référence comprennent des mémoires ayant enregistré des échantillons numérisés des répliques impulsionnelles codées mélangées aux signaux de référence et lues périodiquement à une fréquence d'échantillonnage pendant des impulsions radar, et des convertisseurs numériques-analogiques en sortie des mémoires pour produire des répliques et signaux de référence mélangés analogiques.