FR2875348A1 - TEMPERATURE COMPENSATION OF A VOLTAGE CONTROL OSCILLATOR - Google Patents
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Abstract
L'invention porte sur un oscillateur comprenant :-une structure oscillante (1) générant un signal (out+) ayant une fréquence dérivant en fonction d'un paramètre de son environnement;-une commande en tension (Vctrl) de la fréquence d'oscillation des cellules ;-une autre commande (2) appliquant un signal de compensation dans la structure oscillante, ce signal de compensation variant en fonction de l'évolution du paramètre de façon à compenser la dérive de la fréquence du signal généré.L'invention permet notamment de compenser les dérives en température de l'oscillateur en l'absence de boucle de régulation.The invention relates to an oscillator comprising: -an oscillating structure (1) generating a signal (out +) having a frequency drifting as a function of a parameter of its environment; -a voltage control (Vctrl) of the oscillation frequency cells; another command (2) applying a compensation signal to the oscillating structure, this compensation signal varying as a function of the change in the parameter so as to compensate for the drift in the frequency of the signal generated. in particular to compensate the temperature drifts of the oscillator in the absence of a regulation loop.
Description
COMPENSATION EN TEMPERATURE D'UN OSCILLATEUR COMMANDETEMPERATURE COMPENSATION OF AN ORDER OSCILLATOR
EN TENSIONIN VOLTAGE
L'invention porte sur les oscillateurs commandés en tension, tels que ceux utilisés par des appareils pour des émissions radiofréquences. The invention relates to voltage-controlled oscillators, such as those used by apparatuses for radiofrequency transmissions.
Les applications mettant en oeuvre des appareils sans fil exigent des circuits analogiques à faible consommation de puissance, alimentés par des tensions réduites (le plus souvent de l'ordre de 1,5V) et présentant une intégration maximale. Applications using wireless devices require analog circuits with low power consumption, powered by reduced voltages (most often of the order of 1.5V) and having maximum integration.
Un appareil commercialisé comprend une boucle à verrouillage de phase munie d'un oscillateur commandé en tension. L'oscillateur présente une structure en anneau comprenant plusieurs cellules à retard rebouclées entre elles. Sa fréquence d'oscillation nominale est de 2,45 GHz. Un transistor de l'oscillateur fonctionnant en source de courant est utilisé pour définir sa fréquence d'oscillation. A commercial apparatus includes a phase locked loop provided with a voltage controlled oscillator. The oscillator has a ring structure comprising a plurality of delay cells looped together. Its nominal oscillation frequency is 2.45 GHz. An oscillator transistor operating as a current source is used to define its oscillation frequency.
Un tel oscillateur présente cependant des inconvénients. En effet, lors d'une phase d'émission, la boucle de verrouillage de phase peut être ouverte. La fréquence d'oscillation dérive alors vers une valeur définie par des paramètres extérieurs, tels que la température. Such an oscillator, however, has disadvantages. Indeed, during a transmission phase, the phase lock loop can be opened. The oscillation frequency then drifts to a value defined by external parameters, such as temperature.
Il existe donc un besoin pour un oscillateur comprenant: - une structure oscillante générant un signal ayant une fréquence dérivant en fonction d'un paramètre de son environnement; -une commande en tension de la fréquence d'oscillation des cellules; -une autre commande appliquant un signal de compensation dans la structure oscillante, ce signal de compensation variant en fonction de l'évolution du paramètre de façon à compenser la dérive de la fréquence du signal généré. There is therefore a need for an oscillator comprising: an oscillating structure generating a signal having a drifting frequency as a function of a parameter of its environment; a voltage control of the oscillation frequency of the cells; another command applying a compensation signal in the oscillating structure, this compensation signal varying as a function of the evolution of the parameter so as to compensate for the drift in the frequency of the generated signal.
Selon une variante, la structure oscillante présente une structure en anneau comprenant plusieurs cellules à retard bouclées sur elles-mêmes. According to a variant, the oscillating structure has a ring structure comprising several delay cells looped on themselves.
Selon encore une variante, chaque cellule à retard comprend: - un premier transistor ayant une première électrode connectée à une alimentation et recevant la tension de commande sur son électrode de commande; -des première et deuxième résistances connectées entre l'alimentation et respectivement des première et deuxième sorties; - des deuxième et troisième transistors, leur électrode de commande étant connectée respectivement à la seconde et à la première sorties, leur première électrode étant connectée à la seconde électrode du premier transistor et leur seconde électrode étant connectée respectivement à la première et à la seconde sorties; - des quatrième et cinquième transistors, leur électrode de commande étant connectée respectivement à des première et deuxième entrées, leur première électrode étant connectée respectivement aux première et deuxième sorties et leur seconde électrode étant connectée à une masse. According to another variant, each delay cell comprises: a first transistor having a first electrode connected to a power supply and receiving the control voltage on its control electrode; first and second resistors connected between the power supply and the first and second outputs, respectively; second and third transistors, their control electrode being respectively connected to the second and the first outputs, their first electrode being connected to the second electrode of the first transistor and their second electrode being respectively connected to the first and second outputs; ; fourth and fifth transistors, their control electrode being respectively connected to first and second inputs, their first electrode being respectively connected to the first and second outputs and their second electrode being connected to a ground.
Selon une autre variante, -les premier, deuxième et troisième transistors sont des PMos dont la première électrode est la source; -les quatrième et cinquième transistors sont des NMos dont la première électrode est le drain. According to another variant, the first, second and third transistors are PMos whose first electrode is the source; the fourth and fifth transistors are NMos whose first electrode is the drain.
Selon encore une autre variante, le paramètre impliquant une dérive est la température, et l'autre commande comprend une sortie générant une intensité croissant avec sa température. According to yet another variant, the parameter involving a drift is the temperature, and the other control comprises an output generating an increasing intensity with its temperature.
On peut dans ce cas prévoir que l'autre commande 15 comprend -un sixième transistor connecté en diode ayant sa première électrode connectée à une alimentation; -un septième transistor ayant sa première électrode connectée à une alimentation, sa seconde électrode appliquant le signal de compensation dans la structure oscillante et son électrode de commande étant connectée à l'électrode de commande du sixième transistor; -un huitième transistor ayant sa première électrode connectée à la seconde électrode du sixième transistor et ayant sa seconde électrode connectée à une masse. In this case it can be provided that the other control 15 comprises a sixth diode-connected transistor having its first electrode connected to a power supply; a seventh transistor having its first electrode connected to a power supply, its second electrode applying the compensation signal in the oscillating structure and its control electrode being connected to the control electrode of the sixth transistor; an eighth transistor having its first electrode connected to the second electrode of the sixth transistor and having its second electrode connected to a ground.
On peut en outre prévoir que la première électrode du sixième transistor est connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance. La première électrode du septième transistor peut alors être connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'une résistance. Autrement, la première électrode du septième transistor peut être connectée à l'alimentation par l'intermédiaire d'un neuvième transistor connecté en diode. It can further be provided that the first electrode of the sixth transistor is connected to the power supply via a resistor. The first electrode of the seventh transistor can then be connected to the power supply via a resistor. Otherwise, the first electrode of the seventh transistor can be connected to the power supply via a ninth diode-connected transistor.
Selon une variante, les deuxièmes électrodes des septième et huitième transistors sont connectées par l'intermédiaire d'un condensateur. According to a variant, the second electrodes of the seventh and eighth transistors are connected via a capacitor.
Selon encore une variante, les transistors de l'autre commande sont des PMos. According to another variant, the transistors of the other control are PMos.
On peut également prévoir que l'autre commande applique le signal de compensation sur les première et deuxième résistances des cellules à retard. It is also possible for the other control to apply the compensation signal to the first and second resistors of the delay cells.
L'invention porte également sur une boucle à verrouillage de phase, comprenant: -un oscillateur tel que mentionné ci-dessus; -un comparateur de phase, recevant sur une entrée le signal généré par l'oscillateur, recevant sur une autre entrée un signal de référence et générant une tension de commande de la fréquence d'oscillation en fonction de la différence entre le signal d'entrée et le signal généré; -un commutateur plaçant sélectivement l'oscillateur en boucle ouverte ou en boucle fermée. The invention also relates to a phase locked loop, comprising: an oscillator as mentioned above; a phase comparator, receiving on an input the signal generated by the oscillator, receiving on another input a reference signal and generating a control voltage of the oscillation frequency as a function of the difference between the input signal; and the generated signal; a selectively setting the oscillator in an open loop or in a closed loop.
L'invention porte encore sur un appareil d'émission/réception radiofréquences, comprenant: -une boucle à verrouillage de phase mentionnée ci-dessus, dans laquelle l'oscillateur génère un signal radiofréquence; -un circuit d'émission; -un circuit de réception; -une antenne; -un circuit de pilotage: - plaçant l'oscillateur en boucle ouverte, appliquant le signal généré sur le circuit d'émission et connectant le circuit d'émission à l'antenne lors d'une phase d'émission; - plaçant l'oscillateur en boucle fermée, appliquant le signal généré sur le circuit de réception et connectant le circuit de réception à l'antenne lors d'une phase de réception. The invention further relates to a radio frequency transmitting / receiving apparatus comprising: a phase lock loop mentioned above, wherein the oscillator generates a radio frequency signal; an emission circuit; a reception circuit; -an antenna; a control circuit: placing the oscillator in open loop, applying the signal generated on the transmission circuit and connecting the transmission circuit to the antenna during a transmission phase; placing the oscillator in a closed loop, applying the signal generated on the reception circuit and connecting the reception circuit to the antenna during a reception phase.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit, accompagnée des dessins annexés qui représentent. The invention will be better understood on reading the description which follows, accompanied by the appended drawings which represent.
- Figure 1, une représentation schématique d'un exemple d'oscillateur à anneau selon l'art antérieur; -Figure 2, le détail d'une cellule d'oscillateur utilisable dans l'anneau de la figure 1; - Figure 3, une représentation schématique d'un oscillateur à anneau muni d'un dispositif de compensation de température selon l'invention -Figures 4 à 7, différentes variantes de dispositifs de compensation selon l'invention -Figures 8 et 9, des diagrammes illustrant les performances du dispositif de compensation de la figure 25 7; -Figure 10, une représentation détaillée d'un oscillateur muni du dispositif de la figure 7 -Figures 11 à 16, des diagrammes comparant les performances d'un oscillateur avec et sans dispositif 30 de compensation; -Figure 17, une représentation schématique d'un circuit intégré émetteur/récepteur incluant un tel oscillateur. - Figure 1, a schematic representation of an exemplary ring oscillator according to the prior art; FIG. 2, the detail of an oscillator cell that can be used in the ring of FIG. 1; 3, a diagrammatic representation of a ring oscillator provided with a temperature compensation device according to the invention. FIGS. 4 to 7, various variants of compensation devices according to the invention FIGS. 8 and 9, diagrams illustrating the performance of the compensation device of FIG. 7; FIG. 10, a detailed representation of an oscillator provided with the device of FIG. 7 -Figures 11 to 16, diagrams comparing the performances of an oscillator with and without a compensation device; FIG. 17 is a schematic representation of a transmitter / receiver integrated circuit including such an oscillator.
L'invention propose de munir un oscillateur ayant une commande en tension d'un dispositif compensant la dérive de fréquence résultant de la variation d'un paramètre de son environnement. The invention proposes to provide an oscillator having a voltage control of a device compensating the frequency drift resulting from the variation of a parameter of its environment.
L'invention sera décrite par la suite dans le cas particulier d'un oscillateur muni d'une structure oscillante 1 en anneau illustrée à la figure 1. La structure oscillante utilise le retard d'inverseurs (11 et 12) identiques et bouclés sur eux-mêmes. The invention will be described hereinafter in the particular case of an oscillator provided with an oscillating ring structure 1 shown in FIG. 1. The oscillating structure uses the delay of identical inverters (11 and 12) and buckled on them -Same.
La figure 2 illustre un exemple de cellule 11 de la structure oscillante 1. La cellule 11 présente une paire de transistors NMos Mnll et Mn12, utilisée comme paire différentielle d'entrée. La cellule 11 présente en outre une paire de transistors PMos Mpll et Mp12 à rétroaction positive. La cellule présente en outre un transistor PMos Mp2, fonctionnant en source de courant: la tension de commande Vctil reçue sur la grille est transformée en courant de commande. FIG. 2 illustrates an exemplary cell 11 of the oscillating structure 1. The cell 11 has a pair of NMos transistors Mn11 and Mn12, used as an input differential pair. Cell 11 further has a positive-feedback pair of PMos Mpl1 and Mp12 transistors. The cell furthermore has a PMos transistor Mp2, operating as a current source: the control voltage Vctil received on the gate is transformed into a control current.
L'alimentation Vdd est connectée aux sorties Out- et Out+ respectivement par l'intermédiaire les résistances R11 et R12. The power supply Vdd is connected to the outputs Out- and Out + respectively via the resistors R11 and R12.
Plus précisément, la source de Mp2 est connectée à l'alimentation Vdd, sa grille est connectée à une entrée de tension de commande, son drain est connecté à la source des transistors Mpll et Mpl2. Le drain de Mpll est connecté à la sortie out-, à la grille de Mp12 et au drain de Mnll. Le drain de Mp12 est connecté à la sortie Out+, à la grille de Mpll et au drain de Mn12. La source des transistors Mpll et Mp12 est connectée à la tension Vss. More precisely, the source of Mp2 is connected to the power supply Vdd, its gate is connected to a control voltage input, its drain is connected to the source of transistors Mpl1 and Mpl2. The Mpll drain is connected to the out-, the Mp12 gate and the Mnll drain. The drain of Mp12 is connected to the Out + output, the Mpll gate and the Mn12 drain. The source of the transistors Mp1 and Mp12 is connected to the voltage Vss.
La cellule 11 a une structure particulièrement simple. En outre, sa symétrie permet de réduire la surface de Silicium occupée et fournit un excellent appariement des transistors (on réduit ainsi l'incidence des dérives de son procédé de fabrication). Cell 11 has a particularly simple structure. In addition, its symmetry makes it possible to reduce the area of occupied silicon and provides an excellent pairing of the transistors (thus reducing the incidence of the drifts of its manufacturing process).
Le fonctionnement de la cellule est le suivant: la transconductance gmpl des transistors Mpll et Mp12 est commandée par le courant du transistor Mp2. La variation de transconductance de Mpll et Mp12 est reproduite sur les transistors Mnll et Mn12. Les résistances R11 et R12 injectent un courant constant dans le drain des transistors Mnll et Mnl2. Le courant appliqué par les résistances R11 et R12 sur Mnll et Mn12 permet d'ajuster le rapport gmnl/gmpl. Le contrôle de la fréquence est donc réalisé par le contrôle de la transconductance de Mp2. The operation of the cell is as follows: the transconductance gmpl of the transistors Mp1 and Mp12 is controlled by the current of the transistor Mp2. The transconductance variation of Mpl1 and Mp12 is reproduced on transistors Mn11 and Mn12. Resistors R11 and R12 inject a constant current into the drain of transistors Mn11 and Mn12. The current applied by the resistors R11 and R12 to Mn11 and Mn12 makes it possible to adjust the ratio gmnl / gmpl. The control of the frequency is thus realized by the control of the transconductance of Mp2.
La fonction de transfert de la cellule 11 selon la figure 2 est la suivante: Vout 25 A(s) _ Vingmnl*Req*(1+s*Cgsrtl gm n 1 Req * (4(7gclp1 + C) (1 Re q * gmpl) * (1 + s * ) 1 Req*gmpl Les références étant définies comme suit: -Vout est la tension de sortie différentielle; -Vin est la tension d'entrée différentielle; - Reg est la valeur équivalant aux résistances rdsnl, rdspl et R en parallèle; - rdsnl est la résistance drain-source des transistors Mnll et Mn12 -rdspl est la résistance drain-source des transistors Mpll et Mp12 - gmnl est la transconductance des transistors Mnll et Mn12; -C est la somme des capacités Cdbnl, Cgspl et 10 Cdbpl; -Cdbnl est la capacité drain-substrat des transistors Mnll et Mn12 - Cgspl est la capacité grille-source des transistors Mpll et Mp12 -Cdbpl étant la capacité drain-substrat des transistors Mpll et Mp12. The transfer function of the cell 11 according to FIG. 2 is the following: Vout 25 A (s) _ Vingmnl * Req * (1 + s * Cgsrtl gm n 1 Req * (4 (7gclp1 + C) (1 Re q * gmpl) * (1 + s *) 1 Req * gmpl The references are defined as follows: -Vout is the differential output voltage -Vin is the differential input voltage - Reg is the value equivalent to the resistors rdsnl, rdspl and R in parallel - rdsnl is the drain-source resistance of the transistors Mn11 and Mn12-rdspl is the drain-source resistance of the transistors Mpl1 and Mp12 - gmn1 is the transconductance of the transistors Mn11 and Mn12; -C is the sum of the capacitors Cdbnl , Cgspl and Cdbpl; -Cdbnl is the drain-substrate capacity of transistors Mn11 and Mn12-Cgspl is the gate-source capacitance of transistors Mpl1 and Mp12 -Cdbpl being the drain-substrate capacity of transistors Mpll and Mp12.
D'après le critère de Barkhausen, afin de maintenir l'oscillation, le déphasage total de la chaîne de verrouillage de phase doit être de 360 avec un gain en tension unitaire. On en déduit alors la fréquence nominale. According to the Barkhausen criterion, in order to maintain the oscillation, the total phase shift of the phase lock chain must be 360 with a unity voltage gain. We then deduce the nominal frequency.
gum12 - (-1 - gmpl)2gum12 - (-1 - gmpl) 2
RR
(C+4Cgdp1)2-Cgsr112 fosc = On va maintenant décrire des dispositifs de 25 compensation pour le cas particulier de la dérive en température. (C + 4Cgdp1) 2-Cgsr112 fosc = We will now describe compensation devices for the particular case of temperature drift.
La figure 3 illustre schématiquement un oscillateur comprenant une structure oscillante 1 et un dispositif de compensation de température 2. Comme décrit auparavant, la structure oscillante 1 reçoit une tension de commande Vctri sur une entrée. La structure oscillante fournit sur une sortie un signal à la fréquence fosc selon la loi suivante (au premier ordre) fosc = Kvco * Vctrl Kvco étant le gain de conversion tension/fréquence de l'oscillateur. Pour une tension Vctrl donnée et en l'absence de compensation, le gain Kvco baisse et aboutit à une baisse linéaire de fosc lors d'une augmentation de température. FIG. 3 schematically illustrates an oscillator comprising an oscillating structure 1 and a temperature compensation device 2. As previously described, the oscillating structure 1 receives a control voltage Vctri on an input. The oscillating structure provides on an output a signal at the frequency fosc according to the following law (first order) fosc = Kvco * Vctrl Kvco being the voltage / frequency conversion gain of the oscillator. For a given voltage Vctrl and in the absence of compensation, the Kvco gain decreases and results in a linear decrease of fosc during a temperature increase.
Le dispositif de compensation 2 est prévu pour appliquer un courant de polarisation, proportionnel à la température absolue, dans la structure oscillante. The compensation device 2 is provided for applying a bias current, proportional to the absolute temperature, in the oscillating structure.
Le dispositif de compensation de température de la figure 4 présente trois transistors PMos Mp14, Mp24 et Mp34. Les transistors Mp14 et Mp34 sont connectés en diode. La source du transistor Mp14 est connectée à l'alimentation Vdd, son drain est connecté à la source du transistor Mp34. Le drain du transistor Mp34 est connecté à la tension Vss. La source du transistor Mp24 est connecté à l'alimentation Vdd, son drain est connectée à une sortie Iout et sa grille est connectée à la grille de Mp14. Le transistor Mp24 est donc connecté pour recopier le courant traversant Mp14 sur la sortie Iout. The temperature compensation device of FIG. 4 has three PMos transistors Mp14, Mp24 and Mp34. Transistors Mp14 and Mp34 are diode-connected. The source of the transistor Mp14 is connected to the supply Vdd, its drain is connected to the source of the transistor Mp34. The drain of the transistor Mp34 is connected to the voltage Vss. The source of the transistor Mp24 is connected to the power supply Vdd, its drain is connected to an output Iout and its gate is connected to the gate of Mp14. The transistor Mp24 is therefore connected to copy the through current Mp14 to the output Iout.
La tension de sortie Iout est alors définie par la formule suivante: fout = ,uP * Cox * Wp2 * Vdd 2Lp2 Wpl/Lpl 1+ Wp3/Lp3 pP étant la mobilité des trous, Cox la capacité d'oxyde, Wp et Lp étant respectivement la largeur et la 5 longueur du canal des transistors. The output voltage Iout is then defined by the following formula: fout =, uP * Cox * Wp2 * Vdd 2Lp2 Wpl / Lpl 1+ Wp3 / Lp3 pP being the mobility of the holes, Cox the oxide capacity, Wp and Lp being respectively the width and the length of the channel of the transistors.
Ainsi, dans cet exemple, Iout varie en fonction de la température car pP est approximativement proportionnelle à la température absolue. Thus, in this example, Iout varies with temperature because pP is approximately proportional to the absolute temperature.
Le dispositif de la figure 5 permet d'accroître l'influence de la température sur le courant Iout. A cet effet, la source du transistor Mp15 est connectée à l'alimentation Vdd par l'intermédiaire de la résistance R15. The device of FIG. 5 makes it possible to increase the influence of the temperature on the current Iout. For this purpose, the source of the transistor Mp15 is connected to the supply Vdd via the resistor R15.
fout =,uP*Cox* Wp2 *(Vdd -Va-2Lp 2 ) Vt (2R * Vt avec Va= *,/,i1 * /33) + 2R*\1f31*,33 A=,6-3- *,Q3)2-4R* /31*P3*[tai --\/f33)*!l/t;+R/j3*Vri1/l*l/dd] et,8=,up*Cox*W. 2L Le dispositif de la figure 6 favorise le contrôle de la pente et de la valeur du courant de sortie Iout. A cet effet, la source du transistor Mp26 est connectée a l'alimentation Vdd par l'intermédiaire de la résistance R26. Cette modification permet d'ajuster la compensation en température mais réduit la plage de variation du courant. fout =, uP * Cox * Wp2 * (Vdd -Va-2Lp 2) Vt (2R * Vt with Va = *, /, i1 * / 33) + 2R * \ 1f31 *, 33 A =, 6-3- * , Q3) 2-4R * / 31 * P3 * [tai - \ / f33) *! L / t; + R / j3 * Vr1 / l * l / dd] and, 8 =, up * Cox * W. 2L The device of Figure 6 promotes the control of the slope and the value of the output current Iout. For this purpose, the source of the transistor Mp26 is connected to the supply Vdd via the resistor R26. This modification makes it possible to adjust the temperature compensation but reduces the range of variation of the current.
Par rapport au dispositif de la figure 6, le dispositif de la figure 7 augmente l'influence de la température sur l'intensité Iout et réduit la sensibilité du dispositif à l'impédance qui lui est connectée. Dans ce but, un transistor Mp47 connecté en diode remplace la résistance R26 pour une fonction équivalente. Par ailleurs, un condensateur C connecte le drain du transistor Mp37 et le drain du transistor Mp27. La réjection d'alimentation est ainsi améliorée. With respect to the device of FIG. 6, the device of FIG. 7 increases the influence of the temperature on the intensity Iout and reduces the sensitivity of the device to the impedance connected thereto. For this purpose, a diode-connected transistor Mp47 replaces the resistor R26 for an equivalent function. Moreover, a capacitor C connects the drain of the transistor Mp37 and the drain of the transistor Mp27. Power rejection is thus improved.
Le dispositif de compensation 2 de la figure 7 est par exemple prévu pour fournir une compensation de courant de 7,4pA/ C, soit 1,4 mA dans la plage de -40 C à 150 C) Dans ces exemples, on utilise de préférence des transistors de type PMOS: -le bruit de scintillement (nommé flicker noise en langue anglaise), dont la densité spectrale de puissance varie en sens inverse de la fréquence, est réduit pour un courant de polarisation donné ; -la source et le substrat peuvent directement être reliés et donc la tension de seuil ne variera pas en fonction du point de polarisation du transistor. La linéarité du circuit de compensation est ainsi accrue. The compensation device 2 of FIG. 7 is for example designed to provide a current compensation of 7.4pA / C, ie 1.4 mA in the range of -40.degree. C. to 150.degree. C. In these examples, it is preferable to use PMOS type transistors: the flicker noise (called flicker noise in the English language), whose power spectral density varies in the opposite direction of the frequency, is reduced for a given bias current; the source and the substrate can be directly connected and therefore the threshold voltage will not vary as a function of the polarization point of the transistor. The linearity of the compensation circuit is thus increased.
Les transistors Mp3X des figures 4 à 7 peuvent être remplacés par des transistors équivalents de type Nmos. The Mp3X transistors of FIGS. 4 to 7 can be replaced by equivalent Nmos type transistors.
Bien qu'on ait décrit auparavant des dispositifs présentant une compensation linéaire en fonction de la température, l'homme du métier adaptera ces dispositifs pour obtenir un diagramme qui corresponde aux dérives en température de la structure oscillante. Although devices having a linear compensation as a function of temperature have been previously described, those skilled in the art will adapt these devices to obtain a diagram which corresponds to the temperature drifts of the oscillating structure.
Les figures 8 et 9 illustrent les performances du dispositif de compensation de la figure 7. La figure 8 illustre la variation du courant de sortie Iout en fonction de la température. On remarque que la relation entre la température et Iout est très linéaire. La figure 9 illustre le bruit de sortie du dispositif de compensation. On constate que ce bruit présente un niveau particulièrement réduit. Figures 8 and 9 illustrate the performance of the compensation device of Figure 7. Figure 8 illustrates the variation of the output current Iout as a function of temperature. Note that the relationship between temperature and Iout is very linear. Figure 9 illustrates the output noise of the compensation device. It is found that this noise has a particularly low level.
La figure 10 illustre l'oscillateur muni du dispositif de compensation de la figure 7. Le dispositif de compensation 2 est connecté en série entre les résistances R11, R12 et l'alimentation Vdd. L'oscillateur présente une structure particulièrement simple: seulement treize transistors, cinq résistances et un condensateur. FIG. 10 illustrates the oscillator provided with the compensation device of FIG. 7. The compensation device 2 is connected in series between the resistors R11, R12 and the power supply Vdd. The oscillator has a particularly simple structure: only thirteen transistors, five resistors and a capacitor.
L'homme du métier saura adapter la valeur des résistances R11 et R12 pour permettre un centrage de la fréquence nominale à la valeur souhaitée. Dans l'exemple, les composants ayant les mêmes références sont identiques, aux dispersions de fabrication près. Those skilled in the art will be able to adapt the value of the resistors R11 and R12 to allow a centering of the nominal frequency to the desired value. In the example, the components having the same references are identical to the manufacturing dispersions.
Le transistor Mp2 est utilisé pour transformer la tension Vctri en courant de commande Io, des cellules 11 et 12. Par application du courant variable Iout dans les résistances R11 et R12, la compensation en température est effectuée en modifiant le courant de polarisation des transistors Mn12 et Mnll. The transistor Mp2 is used to transform the voltage Vctri into a control current Io, cells 11 and 12. By applying the variable current Iout in the resistors R11 and R12, the temperature compensation is performed by modifying the bias current of the transistors Mn12 and Mnll.
Ainsi, pour une valeur V0tri donnée, la fréquence du signal généré par l'oscillateur sera très peu influencée par les variations de température. Thus, for a given value V0tri, the frequency of the signal generated by the oscillator will be very little influenced by the temperature variations.
Les figures 11 à 16 illustrent les performances respectives de l'oscillateur de la figure 8 et d'un oscillateur similaire sans dispositif de compensation. Les courbes reliant des carrés sur fond blancs correspondent à l'oscillateur selon l'invention. Les courbes reliant des cercles noirs correspondent à l'oscillateur sans compensation. Figures 11 to 16 illustrate the respective performance of the oscillator of Figure 8 and a similar oscillator without compensation device. The curves connecting squares on a white background correspond to the oscillator according to the invention. The curves connecting black circles correspond to the oscillator without compensation.
Les essais ont été réalisés avec les conditions de fonctionnement de base suivantes: une température de 50 C, une tension d'alimentation VDD de 2, 5V, et une tension de commande Vc-ri de 1V. The tests were carried out with the following basic operating conditions: a temperature of 50 C, a supply voltage VDD of 2.5V, and a control voltage Vc-ri of 1V.
La figure 11 illustre la fréquence d'oscillation stabilisée en boucle ouverte en fonction de la température. L'oscillateur selon l'invention présente seulement une dérive en température d'environ 50 ppm/ C, ce qui implique une dérive d'environ 25 MHz sur la plage de température allant de -40 C à 150 C, pour une fréquence nominale de 2,45GHz. Par comparaison l'oscillateur présente une dérive de 950 ppm/ C, soit environ 450 MHz dans les mêmes conditions. Figure 11 illustrates the open-loop stabilized oscillation frequency as a function of temperature. The oscillator according to the invention has only a temperature drift of about 50 ppm / C, which implies a drift of about 25 MHz over the temperature range of -40 C to 150 C, for a nominal frequency of 2.45GHz. By comparison the oscillator has a drift of 950 ppm / C, about 450 MHz under the same conditions.
La figure 12 illustre le bruit de phase en boucle fermée en fonction de la température, à 500 KHz de la fréquence porteuse. On constate que le bruit de phase de l'oscillateur selon l'invention est relativement peu détérioré. Ainsi, sur la plage de -40 à 100 C, le bruit de phase de l'oscillateur selon l'invention ne dépasse pas le bruit de phase de l'oscillateur sans compensation de plus de 2dBc/Hz. Bien que l'écart entre les bruits de phase s'accroisse au-delà de 100 C, l'incidence en est relativement réduite car l'oscillateur est généralement prévu pour des applications à une température inférieure à 85 C. Quoi qu'il en soit, les performances de l'oscillateur compensé sont meilleures que celles requises par le standard Bluetooth sur l'ensemble de la plage de température. Le bruit de phase reste en outre relativement stable sur la plage de température comprise entre -40 C et 120 C. Figure 12 illustrates the closed-loop phase noise as a function of temperature at 500 KHz of the carrier frequency. It can be seen that the phase noise of the oscillator according to the invention is relatively undamaged. Thus, over the range of -40 to 100 C, the phase noise of the oscillator according to the invention does not exceed the phase noise of the oscillator without compensation of more than 2dBc / Hz. Although the difference between phase noise increases beyond 100 C, the incidence is relatively small because the oscillator is generally intended for applications at a temperature below 85 C. or, the performance of the compensated oscillator is better than that required by the Bluetooth standard over the entire temperature range. The phase noise also remains relatively stable over the temperature range between -40 C and 120 C.
La figure 13 illustre la fréquence d'oscillation en fonction du niveau de la tension Vctri. On constate que le dispositif de compensation fournit une augmentation du gain de conversion Kw.3. Par conséquent, le gain de la structure oscillante peut être réduit. L'influence des fuites de la tension de commande est alors réduite proportionnellement à la réduction du gain. En outre, les modulations de la tension de commande sont moins sensibles au bruit. Par ailleurs, la plage de linéarité de la fonction de transfert est considérablement accrue. FIG. 13 illustrates the oscillation frequency as a function of the level of the voltage Vctri. It can be seen that the compensation device provides an increase in the conversion gain Kw.3. As a result, the gain of the oscillating structure can be reduced. The influence of the leakage of the control voltage is then reduced proportionally to the gain reduction. In addition, the modulations of the control voltage are less sensitive to noise. Moreover, the linear range of the transfer function is considerably increased.
La figure 14 illustre le bruit de phase à 500KHz de la fréquence porteuse, en fonction du niveau de la tension V. Le bruit de phase de l'oscillateur selon l'invention reste inférieur à -89 dBc/Hz sur la plage de tension Vc,, testée. FIG. 14 illustrates the 500KHz phase noise of the carrier frequency, as a function of the level of the voltage V. The oscillator phase noise according to the invention remains below -89 dBc / Hz over the voltage range Vc ,, tested.
La figure 15 illustre le bruit de phase à 500KHz de la fréquence porteuse, en fonction du niveau de la tension d'alimentation VDD. La dégradation du bruit de phase reste inférieure à 2dBc/Hz sur toute la plage testée. En outre, le bruit de phase reste également nettement inférieur au niveau exigé par le standard Bluetooth. Figure 15 illustrates the 500KHz phase noise of the carrier frequency, as a function of the level of the VDD supply voltage. The phase noise degradation remains below 2dBc / Hz over the entire tested range. In addition, the phase noise also remains well below the level required by the Bluetooth standard.
La figure 16 illustre la fréquence de l'oscillateur en fonction de la tension d'alimentation. L'oscillateur de l'invention est plus sensible à la variation de la tension d'alimentation que l'oscillateur sans compensation. Cependant, cette augmentation de sensibilité présente une incidence réduite sur le fonctionnement de l'oscillateur. Figure 16 illustrates the frequency of the oscillator as a function of the supply voltage. The oscillator of the invention is more sensitive to the variation of the supply voltage than the oscillator without compensation. However, this increase in sensitivity has a reduced impact on the operation of the oscillator.
La puissance consommée par l'oscillateur sans compensation est de 10 mW contre 15,5 mW pour l'oscillateur selon l'invention. La perte en termes de puissance est donc extrêmement réduite comparativement aux gains de performances obtenus. The power consumed by the oscillator without compensation is 10 mW against 15.5 mW for the oscillator according to the invention. The loss in terms of power is therefore extremely reduced compared to the performance gains obtained.
Les inventeurs ont également constaté que le temps d'établissement de l'oscillation passe de 3 ns sans compensation à 5 ns selon l'invention. Ainsi, le temps d'établissement n'est dégradé que d'un très faible ordre de grandeur. Cette dégradation du temps d'établissement sera le plus souvent négligeable par rapport à l'ordre de grandeur des autres retards dans le circuit accueillant l'oscillateur. Les inventeurs ont encore constaté que le bruit de phase en fonction de la fréquence de décalage était inchangé par la compensation de température. The inventors have also found that the oscillation establishment time goes from 3 ns without compensation to 5 ns according to the invention. Thus, the establishment time is degraded by a very small order of magnitude. This degradation of the setup time will most often be negligible compared to the order of magnitude of the other delays in the circuit hosting the oscillator. The inventors have further found that the phase noise as a function of the offset frequency is unchanged by the temperature compensation.
La figure 17 illustre schématiquement un oscillateur selon l'invention intégré dans un appareil émetteur/récepteur radiofréquence 3. L'oscillateur peut être intégré en technologie CMOS avec le reste de l'appareil émetteur/récepteur 3. FIG. 17 diagrammatically illustrates an oscillator according to the invention integrated in a radiofrequency transceiver apparatus 3. The oscillator can be integrated in CMOS technology with the rest of the transceiver apparatus 3.
L'appareil 3 comprend une antenne 105 d'émission réception. L'antenne est connectée sélectivement à un circuit de réception 122 ou à un circuit d'émission 121 par l'intermédiaire du commutateur 104. La commutation (et donc le mode de communication) est commandée par l'application d'un signal RX/TX sur l'entrée 106. Le circuit d'émission 121 reçoit des données binaires à moduler et à émettre sur une entrée 107 de l'appareil 3. Le circuit de réception 122 applique sur une sortie 124 des données binaires démodulées reçues. The apparatus 3 comprises a transmitting antenna 105. The antenna is selectively connected to a reception circuit 122 or to a transmission circuit 121 via the switch 104. The switching (and therefore the communication mode) is controlled by the application of a signal RX / TX on the input 106. The transmission circuit 121 receives binary data to be modulated and transmitted on an input 107 of the apparatus 3. The reception circuit 122 applies on an output 124 received demodulated binary data.
Le circuit de réception 122 et le circuit d'émission 121 font usage d'un même oscillateur VCO 101 selon l'invention. The receiving circuit 122 and the transmission circuit 121 make use of the same VCO oscillator 101 according to the invention.
En mode de réception, l'oscillateur 101 incluant le dispositif de compensation est placé en boucle fermée dans une boucle à verrouillage de phase, au moyen du commutateur 103. Cette boucle comprend, de façon connue en soi, un diviseur de tension 108 sur lequel est appliqué le signal généré par l'oscillateur 101. Le signal divisé est appliqué sur un comparateur de phase 110. Le comparateur de phase 110 compare le signal de l'oscillateur à une valeur de fréquence de référence (correspondant à la fréquence à générer divisée par le facteur N du diviseur N). Le comparateur génère alors une tension de commande de l'oscillateur corrigée. Cette tension de commande traverse le filtre 109 et la tension Vctrl filtrée est ainsi stabilisée pour piloter l'oscillateur VCO 101. La tension de commande peut par exemple être générée par une pompe de charge alimentant une capacité. La capacité est alors chargée ou déchargée en fonction de la correction souhaitée sur la tension de commande. In reception mode, the oscillator 101 including the compensation device is placed in a closed loop in a phase locked loop, by means of the switch 103. This loop comprises, in a manner known per se, a voltage divider 108 on which the signal generated by the oscillator 101 is applied. The split signal is applied to a phase comparator 110. The phase comparator 110 compares the oscillator signal with a reference frequency value (corresponding to the divided frequency to be generated). by the factor N of the divisor N). The comparator then generates a control voltage of the corrected oscillator. This control voltage passes through the filter 109 and the filtered Vctrl voltage is thus stabilized to drive the VCO oscillator 101. The control voltage can for example be generated by a charge pump supplying a capacity. The capacity is then loaded or discharged depending on the desired correction on the control voltage.
Toujours en mode de réception, le signal réceptionné par l'antenne 105 traverse le filtre passe-bande 112. Le filtre conserve ainsi seulement une bande étroite incluant les signaux modulés en fréquence à 2,45GHz 2MHz. Le signal filtré traverse alors un amplificateur à faible bruit 113. La sortie de l'amplificateur 113 est connectée aux comparateurs de phase 114 et 117 d'un circuit de démodulation. Still in reception mode, the signal received by the antenna 105 passes through the bandpass filter 112. The filter thus retains only a narrow band including the signals modulated in frequency at 2.45GHz 2MHz. The filtered signal then passes through a low-noise amplifier 113. The output of the amplifier 113 is connected to the phase comparators 114 and 117 of a demodulation circuit.
Le signal généré par l'oscillateur 101 est fourni au circuit de réception 122 par l'intermédiaire du commutateur 102. De façon connue en soi, le signal généré est appliqué sur deux branches du circuit de démodulation. Pour la branche associée à la détection des 0, le signal généré traverse un déphaseur +7/2, puis est appliqué sur le comparateur de phase 117. La sortie du comparateur 117 est appliquée sur le filtre 118. La sortie du filtre 118 est appliquée sur un comparateur à seuil 119. Pour la branche associée à la détection des 1, le signal généré est appliqué sur le comparateur de phase 114. La sortie du comparateur 114 est appliquée sur le filtre 115. La sortie du filtre 115 est appliquée sur un comparateur à seuil 116. Les comparateurs 116 et 119 sont connectés au circuit 111 qui fournit le signal binaire démodulé sur la sortie 124. The signal generated by the oscillator 101 is supplied to the reception circuit 122 via the switch 102. In a manner known per se, the generated signal is applied to two branches of the demodulation circuit. For the branch associated with the detection of 0, the signal generated passes through a phase shifter +7/2, then is applied to the phase comparator 117. The output of the comparator 117 is applied to the filter 118. The output of the filter 118 is applied on a threshold comparator 119. For the branch associated with the detection of the 1, the signal generated is applied to the phase comparator 114. The output of the comparator 114 is applied to the filter 115. The output of the filter 115 is applied to a The comparator 116 and 119 are connected to the circuit 111 which provides the demodulated binary signal on the output 124.
En mode d'émission, la boucle de verrouillage de phase incluant l'oscillateur 101 est placée en boucle ouverte au moyen du commutateur 103. L'oscillateur reçoit une tension de commande modulée en amplitude en fonction du niveau logique. Cette tension est appliquée comme tension de commande sur l'oscillateur 101 par l'intermédiaire du commutateur 103. En mode d'émission, le commutateur 102 applique le signal généré par l'oscillateur 101 sur l'amplificateur de puissance 123. Le commutateur 104 applique le signal de sortie de l'amplificateur 123 sur l'antenne 105. On peut prévoir que le circuit de réception 122 soit éteint en mode d'émission afin de réduire la consommation électrique de l'appareil. En mode de réception, on peut prévoir de ne pas alimenter l'amplificateur de puissance 123. In transmission mode, the phase lock loop including the oscillator 101 is placed in an open loop by means of the switch 103. The oscillator receives an amplitude modulated control voltage according to the logic level. This voltage is applied as the control voltage to the oscillator 101 via the switch 103. In the transmit mode, the switch 102 applies the signal generated by the oscillator 101 to the power amplifier 123. The switch 104 applies the output signal of the amplifier 123 to the antenna 105. It can be provided that the receiving circuit 122 is turned off in transmission mode to reduce the power consumption of the device. In reception mode, provision can be made not to supply the power amplifier 123.
L'oscillateur à compensation 101 se révèle particulièrement utile dans l'appareil 3. En effet, la boucle de verrouillage de phase étant ouverte en émission, la température de l'oscillateur augmente notamment du fait de l'alimentation de l'amplificateur de puissance 123. Le dispositif de compensation permet ainsi de compenser la dérive en température de l'oscillateur en boucle ouverte. L'appareil peut alors émettre en respectant les normes d'erreur sur la fréquence d'émission. La dérive en température est alors négligeable par rapport à d'autres perturbations d'émission. The compensating oscillator 101 is particularly useful in the apparatus 3. Indeed, the phase lock loop being open in transmission, the temperature of the oscillator increases in particular due to the power supply of the power amplifier 123. The compensation device thus makes it possible to compensate for the temperature drift of the oscillator in open loop. The device can then transmit according to the error standards on the transmission frequency. The temperature drift is then negligible compared to other emission disturbances.
On notera que le mode d'émission est réduit au minimum. Ainsi, même si un circuit de compensation permet de rester dans les limites d'erreur seulement pendant une durée prédéterminée, cette durée peut être plus longue que la durée du mode d'émission. Note that the transmission mode is minimized. Thus, even if a compensation circuit makes it possible to remain within the error limits only for a predetermined duration, this duration may be longer than the duration of the transmission mode.
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20090529 |