FR2823395A1 - Procede et dispositif de synchronisation dans un recepteur - Google Patents

Abstract

Pour synchroniser des signaux reçus sous forme de trames, constituées d'un préambule contenant des informations prédéterminées et d'un ensemble de données comportant des données utiles et précédé d'au moins une information similaire à une des données utiles : on échantillonne (600) la trame pour former des échantillons correspondant aux informations prédéterminées et aux données et on détermine (601) une référence temporelle à partir des échantillons correspondant aux informations prédéterminées. En outre, on décale (602) une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons à partir de la référence temporelle; on applique (603) une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, les échantillons transformés étant dans un ordre prédéterminé; et on corrige (604, 605) la phase des échantillons transformés correspondant aux données, la phase étant proportionnelle au nombre prédéterminé d'échantillons de décalage et au rang des échantillons transformés.

Description

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La présente invention se rapporte à un procédé et à un dispositif de synchronisation dans un récepteur.

L'invention est décrite ici, à titre d'exemple non limitatif, dans son application à des signaux modulés suivant une modulation de type OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales, en anglais"Orthogonal Frequency Division Multiplex"), et plus particulièrement, à des signaux émis suivant la norme Hiperlan 2.

Un signal OFDM est engendré, de façon connue, en décomposant le signal à émettre sous forme de fonctions orthogonales de base, constituant une pluralité de sous-porteuses, chacune transportant un échantillon complexe représentatif d'une pluralité d'échantillons (éléments binaires) obtenus par un codage de constellation du signal à transmettre.

Une matrice M de transformée rapide de Fourier inverse est appliquée à un ensemble de N échantillons complexes (formant un vecteur complexe V) afin de moduler simultanément la pluralité de sous-porteuses.

Des symboles OFDM sont ainsi engendrés, chacun étant composé de N échantillons numériques représentatifs des N échantillons complexes modulés.

La suite de N échantillons numériques est ensuite transmise en chaîne par le système de transmission pour former un symbole OFDM dit de bande de base. Ce signal pourra lui-même moduler une porteuse de fréquence plus élevée pour pouvoir être transmis en bande transposée, suivant des techniques classiques.

Après passage dans un canal de transmission, ce signal modulé est reçu par un démodulateur. Après avoir parfaitement synchronisé en temps et avoir divisé en paquets de N échantillons numériques le signal OFDM de bande

de base, on extrait un vecteur complexe V'en appliquant une matrice de transformée rapide de Fourier M', telle que M. M'= Id (matrice identité).

Des décisions au maximum de vraisemblance sur les parties réelle et imaginaire du vecteur complexe V'permettent de retrouver la séquence

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d'échantillons complexes initiale, puis de restituer les éléments binaires associés.

Pour plus de détails sur la modulation OFDM, on pourra consulter, par exemple, l'ouvrage intitulé"OFDM for Wireless Multimedia Communications"de Richard VAN NEE et Ranjee PRASAD publié chez Artech House.

Dans le cas d'une transmission à travers des canaux du type multichemin, c'est-à-dire lorsque le canal de transmission contient des échos, l'apparition d'interférences entre symboles OFDM est observée. Dans ce cas, le signal reçu est une somme pondérée de plusieurs signaux ayant été atténués et retardés. Chacun de ces signaux provient des divers chemins empruntés par le signal transmis entre l'émetteur et le récepteur.

Ces interférences entre symboles OFDM entraînent une perte d'orthogonalité entre sous-porteuses et provoquent par conséquent des perturbations sur les informations transmises.

Plusieurs solutions ont été proposées pour résoudre ce problème. La plus communément utilisée consiste à insérer un intervalle de garde, c'est-àdire un temps de non-émission, devant chaque symbole, la durée de cet intervalle devant être plus grande que l'écho ayant le plus grand retard sur le canal de transmission.

Les échantillons complexes contenus dans l'intervalle de garde sont identiques à ceux constituant la fin du symbole OFDM qui suit. Dans ce cas, l'intervalle de garde est appelé préfixe cyclique ou CP (en anglais"Cyclic Prefix"). Le préfixe cyclique permet d'éviter l'apparition des interférences entre symboles. L'orthogonalité des sous-porteuses est ainsi préservée.

Il subsiste néanmoins une zone de transition entre la fin d'un symbole OFDM et l'intervalle de garde du symbole OFDM suivant. Cette nonlinéarité naturelle, inhérente au principe de la modulation OFDM, subit des distorsions dues aux filtres d'émission et de réception ainsi qu'aux propriétés du canal de transmission et provoque des perturbations sur les informations transmises.

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La présente invention a pour but de remédier aux inconvénients précités.

Comme on l'a mentionné plus haut, l'invention est ici décrite à titre d'exemple nullement limitatif dans son application à des signaux émis suivant la norme Hiperlan 2.

La norme Hiperlan 2 a pour objet de définir de façon précise le format de la trame telle qu'elle doit être émise par tout équipement fonctionnant suivant la norme Hiperlan 2. Elle définit notamment la structure du préambule nécessaire à la parfaite synchronisation des récepteurs. La structure d'un récepteur suivant la norme Hiperlan 2 est suggérée par le format de la trame émise, mais n'est absolument pas définie. L'implémentation du récepteur reste libre et plusieurs solutions techniques existent.

On trouve, notamment dans les différentes publications ayant servi à élaborer la norme Hiperlan 2, diverses solutions pour effectuer les étapes de synchronisation préalables à la démodulation des symboles OFDM reçus.

Par exemple, le document HL 12ERI6A intitulé"ProposaI for a common preamble for Hiperlan 2 ancf/FFF802. y" de Nokia et Ericsson (disponible auprès de l'ETSI ("European Telecommunications Standards Institute")) propose la structure de base d'un préambule adapté aux caractéristiques souhaitées du système de transmission.

Cette structure consiste en trois parties A, B, C respectivement proposées comme moyens d'effectuer les opérations suivantes : - partie A : contrôle automatique de gain et synchronisation temporelle grossière ; - partie B : contrôle automatique de gain, synchronisation temporelle fine et estimation du décalage en fréquence ; - partie C : estimation du canal.

Par ailleurs, le document HL13SONlA intitulé"HL2 Physical Layer Synchronisation-structure of the preamble"de Sony (également disponible auprès de l'ETSI) propose d'utiliser la partie C du préambule comme moyen d'estimation du canal dans le cas d'une salve de type"Broadcast"et de l'utiliser comme moyen d'estimation du canal et comme moyen de synchronisation

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temporelle fine et correction du décalage en fréquence dans le cas d'une salve de type"Downlink" (les salves"Broadcast"et"Downlink"sont illustrées sur la figure 1 décrite plus loin).

L'ouvrage intitulé"OFDM for Wireless Multimedia Communications" cité supra décrit également les différents problèmes que doit résoudre un récepteur OFDM et propose plusieurs méthodes pour effectuer les opérations de synchronisation en temps et en fréquence.

Dans le but mentionné plus haut, la présente invention propose un procédé de synchronisation de signaux reçus sous forme de trames, chacune de ces trames étant constituée au moins d'un préambule contenant des informations prédéterminées et d'un ensemble de données comportant un ensemble de données utiles et précédé d'au moins une information similaire à au moins une donnée de l'ensemble des données utiles, suivant lequel, à la réception de cette trame : - on échantillonne la trame pour former des échantillons correspondant aux informations prédéterminées et aux données et - on détermine une référence temporelle à partir des échantillons correspondant aux informations prédéterminées, ledit procédé étant remarquable en ce qu'il comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération de décalage, consistant à décaler une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons à partir de la référence temporelle, de façon à obtenir une fenêtre décalée ; - on effectue une opération de transformation, consistant à appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, les échantillons transformés étant dans un ordre prédéterminé ; et - on effectue une opération de correction, consistant à corriger la phase des échantillons transformés correspondant aux données, la phase étant proportionnelle au nombre prédéterminé d'échantillons de décalage de la fenêtre de transformation fréquentielle et au rang des échantillons transformés.

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Ainsi, la présente invention permet de supprimer efficacement les dégradations du signal OFDM introduites par le canal de transmission et les filtres d'émission/réception sur les zones de transition entre symboles OFDM.

Elle élimine également la poursuite et l'estimation des erreurs de démodulation dues aux dégradations du signal OFDM au cours de la transmission.

L'invention utilise le temps de garde pour étendre de façon cyclique les symboles OFDM, ce qui permet d'éliminer les interférences entre sousporteuses d'un même symbole OFDM.

En effet, un symbole OFDM est constitué d'une somme de sinusoïdes pures (les sous-porteuses modulées) de durée limitée dans le temps. Ces sinusoïdes, lorsqu'elles subissent l'effet du canal de transmission (c'est-à-dire les échos), présentent des retards différents et ne sont plus de strictes sinusoïdes dans l'intervalle de temps considéré pour appliquer la transformée de Fourier rapide.

Ce phénomène introduit des interférences entre sous-porteuses. Le fait d'étendre cycliquement le symbole OFDM permet d'augmenter la durée du symbole OFDM par rapport à la fenêtre de transformée de Fourier et par conséquent, d'éliminer ces interférences entre sous-porteuses.

L'introduction du préfixe cyclique résout donc la majorité des problèmes des canaux de transmission du type multi-chemin. Néanmoins, tout canal de transmission a tendance à transmettre difficilement les transitions brusques (haute fréquence) des signaux qu'il transporte.

Dans le cas du signal OFDM, ces transitions apparaissent à la frontière entre deux symboles OFDM successifs. Lors de la démodulation d'un symbole OFDM, le préfixe cyclique est supprimé et seuls les échantillons complexes utiles sont traités par la transformée de Fourier.

Lorsque le dernier échantillon complexe qui se trouve à la frontière entre le symbole de donnée courant et le préfixe cyclique du symbole suivant est corrompu, la constellation des symboles complexes résultant de la démodulation présente un glissement suivant les axes imaginaire et réel, fonction de l'erreur introduite par ce seul échantillon. Cette erreur étant

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difficilement quantifiable du fait de la nature aléatoire des perturbations introduites par le canal et par les données modulant les symboles OFDM, la solution pour remédier à ce problème de démodulation est peu évidente.

L'invention permet de résoudre le problème, - en décalant la fenêtre de transformée de Fourier de quelques échantillons vers la zone du préfixe cyclique. Ce décalage temporel se traduit par une rotation de phase des symboles complexes de la constellation résultant de la démodulation. Cette rotation est parfaitement quantifiable car directement fonction du décalage temporel, en raison de la dualité temps/fréquence de la transformée de Fourier. Malgré cette rotation de la constellation, l'intégrité des informations qu'elle représente est préservée ; - en corrigeant la rotation de phase des symboles complexes de la constellation par une quantité pré-établie directement proportionnelle à la valeur du décalage temporel.

Cette solution permet d'appliquer la transformée de Fourier en évitant la zone (l'échantillon) qui a subi des perturbations lors de son passage à travers le canal de transmission.

Selon une caractéristique particulière, la référence temporelle mentionnée plus haut est obtenue à partir d'opérations de corrélation appliquées aux informations prédéterminées contenues dans le préambule.

Selon une caractéristique particulière, la référence temporelle comporte une référence temporelle grossière et une référence temporelle fine.

Selon une caractéristique particulière, à partir de la référence temporelle fine, retardée d'une durée prédéterminée, on obtient une commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage.

Selon une caractéristique particulière, le procédé conforme à l'invention comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération d'estimation et de correction fine de fréquence, consistant à corriger l'erreur de fréquence résiduelle ; et - on effectue une opération de sous-échantillonnage sur le signal obtenu à l'issue de l'opération d'estimation et de correction fine de fréquence, suivant la commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage précitée.

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Selon une caractéristique particulière, le procédé comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération de synchronisation grossière en temps et en fréquence, de façon à obtenir un signal d'erreur en fréquence, et

- on transforme le signal d'erreur en fréquence en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jk < p), où (p désigne l'erreur en fréquence normalisée et k désigne l'indice de l'échantillon à corriger.

Selon une caractéristique particulière, la transformation fréquentielle mentionnée plus haut est une transformation de Fourier.

Selon une caractéristique particulière, la trame est conforme à la norme Hiperlan 2.

Selon une caractéristique particulière, la trame étant conforme à la norme Hiperlan 2, la référence temporelle fine est obtenue à partir d'une fonction d'intercorrélation couplée à une fonction de sous-échantillonnage par

un facteur 4, suivant la formule suivante :

64 l received C (i + 4) x theoretical C (i) Y receive ~ - 64 64 received C (i + 4) x theoretica ! C (i) 0

où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received-C désigne la séquence C reçue dans la trame Hiperlan 2 et theoreticaL C désigne la séquence C théorique.

Selon une caractéristique particulière, les signaux sont modulés suivant une modulation de type OFDM.

Dans le même but que celui indiqué plus haut, la présente invention propose également un dispositif de synchronisation de signaux reçus sous forme de trames, chacune de ces trames étant constituée au moins d'un préambule contenant des informations prédéterminées et d'un ensemble de données comportant un ensemble de données utiles et précédé d'au moins une information similaire à au moins une donnée de l'ensemble des données utiles, comportant :

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- une unité d'échantillonnage, pour échantillonner la trame à réception de celle-ci, pour former des échantillons correspondant aux informations prédéterminées et aux données et - une unité de détermination de référence temporelle, pour déterminer une référence temporelle à partir des échantillons correspondant aux informations prédéterminées, ledit dispositif étant remarquable en ce qu'il comporte en outre : - une unité de décalage, pour décaler une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons à partir de la référence temporelle, de façon à obtenir une fenêtre décalée ; - une unité de transformation, pour appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, les échantillons transformés étant dans un ordre prédéterminé ; et - une unité de correction, pour corriger la phase des échantillons transformés correspondant aux données, la phase étant proportionnelle au nombre prédéterminé d'échantillons de décalage de la fenêtre de transformation fréquentielle et au rang des échantillons transformés.

La présente invention vise aussi un appareil de traitement de signaux numériques, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi un appareil de traitement de signaux numériques, comportant un dispositif de synchronisation tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de synchronisation tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi une station mobile dans un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation tel que ci-dessus.

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La présente invention vise aussi une station mobile dans un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de synchronisation tel que ci- dessus.

La présente invention vise aussi une station de base dans un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi une station de base dans un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de synchronisation tel que cidessus.

L'invention vise aussi : - un moyen de stockage d'informations lisible par un ordinateur ou un microprocesseur conservant des instructions d'un programme informatique, permettant la mise en oeuvre d'un procédé de synchronisation tel que cidessus, et -un moyen de stockage d'informations amovible, partiellement ou totalement, lisible par un ordinateur ou un microprocesseur conservant des instructions d'un programme informatique, permettant la mise en oeuvre d'un procédé de synchronisation tel que ci-dessus.

L'invention vise aussi un produit programme d'ordinateur comportant des séquences d'instructions pour mettre en oeuvre un procédé de synchronisation tel que ci-dessus.

Les caractéristiques particulières et les avantages du dispositif de synchronisation, des différents appareils de traitement de signaux numériques, des différents réseaux de télécommunications, des différentes stations mobiles, des différentes stations de base, des différents moyens de stockage et du produit programme d'ordinateur étant similaires à ceux du procédé de synchronisation selon l'invention, ils ne sont pas rappelés ici.

D'autres aspects et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit d'un mode particulier de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels :

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- la figure 1 illustre de façon schématique la structure d'une trame conforme à la norme Hiper) an 2 ; - la figure 2 illustre de façon schématique la structure des préambules des différentes phases d'une trame selon la figure 1 ; - la figure 3 est un organigramme illustrant les principales étapes d'un procédé de synchronisation conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation ; - la figure 4 représente de façon schématique la structure d'un dispositif de réception mettant en oeuvre la présente invention, dans un mode particulier de réalisation ; - la figure 5 représente de façon schématique la structure du premier dispositif de synchronisation compris dans un dispositif de réception tel que celui de la figure 4 ; - les figures 6a et 6b illustrent le fonctionnement du premier dispositif de synchronisation de la figure 5 ; - la figure 7 représente de façon schématique un exemple de réalisation des unités de correction de l'erreur en fréquence comprises dans le dispositif de réception de la figure 4 ; - la figure 8 représente de façon schématique la structure du second dispositif de synchronisation compris dans un dispositif de réception conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation ; - les figures 9a, 9b et 9c illustrent le fonctionnement du second dispositif de synchronisation de la figure 8 et la mise en oeuvre de la correction temporelle, conformément à la présente invention ; - les figures 10a, 10b et 10c illustrent le comportement de la correction temporelle ; - la figure 11 illustre le fonctionnement de l'unité de correction des données démodulées comprise dans un dispositif de réception conforme à la présente invention ; - la figure 12 représente schématiquement un exemple de réalisation de l'unité de correction des données démodulées ;

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- la figure 13 illustre schématiquement la constitution d'une station de réseau ou station de réception informatique adaptée à mettre en oeuvre un procédé de réception conforme à la présente invention ; et - la figure 14 représente sous une forme schématique simplifiée un réseau de télécommunications conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation.

A titre d'illustration, le mode de réalisation préféré est décrit dans le cas d'une transmission de données suivant la norme Hiperlan 2. L'invention est donc appliquée sur les différentes parties du préambule tel que défini dans le document ETSI 101 475 V1. 2.1 intitulé"Broadband Radio Access Network ; HIPERLAN type 2 ; Physicallayer'.

La figure 1 représente de façon schématique la structure d'une trame Hiperlan 2 (trame MAC). Elle synthétise les informations contenues dans les documents ETSI TR 101 683 V1. 1.1 et ETSI 101 475 V1. 2. 1.

La trame est composée de plusieurs phases, couramment appelées salves (en anglais"bursf) : - la phase de diffusion générale ou salve"Broadcast", située au démarrage de la trame, qui contient des informations destinées à l'ensemble des récepteurs (émission de la station de base vers les mobiles) ; - la salve"Downlink", qui transporte des informations destinées à des récepteurs particuliers (émission de la station de base vers les mobiles) ;

- la salve"Direct link", qui permet à des récepteurs d'échanger directement des informations, sans passer par une station de base (émission de mobile vers mobile) ; - la salve"Uplink", qui transporte des informations destinées à la station de base (émission du mobile vers la station de base) ; - la salve"Random access", qui permet à des mobiles qui n'ont pas de canaux affectés dans la salve"Uplink", de communiquer avec la station de base.

Chacune de ces salves comporte un entête nommé préambule. La figure 2 montre la constitution de ces différents entêtes, qui sont tous basés sur l'utilisation de séquences de données particulières nommées A, RA, B, IB, C.

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Le contenu de ces séquences a été déterminé de façon qu'elles présentent des propriétés particulières vis-à-vis de certaines opérations mathématiques. On se reportera utilement à ce sujet à la norme Hiperlan 2 et aux contributions ayant permis l'élaboration de cette norme, ces documents étant disponibles auprès de l'ETSI.

Selon un schéma classique en OFDM, les symboles utiles (nommés ici"données") sont précédés d'un préfixe, composé de la répétition d'un certain nombre d'échantillons du symbole. Dans le cadre de la norme Hiperlan 2, ce préfixe, désigné par CP (en anglais"Cyclic Prefix") est la recopie des 16 derniers échantillons du symbole suivant.

Ce principe de recopie est fondamental pour l'application des moyens proposés pour résoudre le problème technique résolu par l'invention.

La phase"Broadcast"étant située en tête de la trame, son préambule va avoir pour tâche de réveiller et de synchroniser le récepteur, ce qui conduit à un préambule plus long que pour les autres phases.

Comme on peut le voir sur la figure 2, les séquences C sont présentes dans tous les types de salves et par conséquent, il est possible d'appliquer l'invention, non seulement à la salve"Broadcast", mais également aux autres parties du message.

L'organigramme de la figure 3 illustre un mode particulier de réalisation du procédé de synchronisation conforme à la présente invention.

On suppose qu'on reçoit des signaux sous forme de trames. Ces trames comportent un préambule et des données. Le préambule contient des informations prédéterminées, comme on l'a vu précédemment sur la figure 2.

A réception d'une trame, lors d'une étape 600, on échantillonne cette trame, de façon à former des échantillons correspondant aux informations prédéterminées et aux données.

Puis, à l'étape suivante 601, on détermine une référence temporelle à partir des échantillons correspondant aux informations prédéterminées.

Comme on le verra ci-après en décrivant la figure 4, cette référence temporelle est obtenue à partir des unités 40 et 60 de synchronisation temporelle grossière et de synchronisation temporelle fine, qui fournissent

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respectivement une référence temporelle grossière 41 et une référence temporelle fine 61. Ces références temporelles sont obtenues par des opérations d'autocorrélation appliquées aux informations prédéterminées contenues dans le préambule de la trame. La référence temporelle détermine la position temporelle, dans la trame, du premier symbole OFDM utile transportant les données à transmettre.

Ensuite, au cours d'une étape 602, on applique un décalage à la référence temporelle afin de modifier d'un nombre prédéterminé d'échantillons la position d'une fenêtre utilisée pour appliquer aux échantillons reçus une transformation fréquentielle. Lorsque les signaux reçus sont modulés suivant une modulation de type OFDM, la transformation fréquentielle appliquée est la transformée de Fourier rapide (FFT, en anglais"Fast Fourier Transform").

Au cours de l'étape suivante 603, on applique la FFT aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, les échantillons transformés étant dans un ordre prédéterminé.

On détermine ensuite, lors d'un étape 604, un incrément de correction de phase à appliquer aux données transformées, cet incrément étant proportionnel au décalage de la fenêtre de FFT.

Enfin, lors d'une étape 605, on effectue sur les données transformées une correction de phase proportionnelle au rang des échantillons issus de la FFT.

La figure 4 représente schématiquement l'architecture d'un dispositif de réception comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation conforme à la présente invention.

A l'entrée du dispositif de réception illustré sur la figure 4, le signal analogique reçu par l'interface radiofréquence (RF) est envoyé à une unité de conversion analogique/numérique 10 qui échantillonne le signal reçu et le convertit en un signal numérique. A titre d'exemple nullement limitatif, on peut choisir une fréquence intermédiaire égale à 25 MHz et un facteur de sur- échantillonnage égal à 4, ce qui conduit à une fréquence d'échantillonnage de 100 MHz.

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Le signal numérique est ensuite transmis à une unité 20 de démodulation FI qui ramène le signal OFDM modulé autour de 25 MHz en bande de base, de façon connue en soi.

Le signal en bande de base est ensuite transmis simultanément à une unité 40 de synchronisation grossière en temps et en fréquence et à une unité 30 de correction de l'erreur grossière en fréquence. L'unité 40 de synchronisation grossière déduit de ce signal, d'une part, un signal 41 de synchronisation temporelle grossière et d'autre part, une information 42 représentative de l'erreur grossière en fréquence
Ces deux informations sont transmises à l'unité 30 de correction, qui démarre le processus de démodulation, corrige le signal en bande de base reçu en soustrayant l'erreur grossière en fréquence 42 et fournit le signal corrigé à une unité 50 d'estimation et de correction fine de fréquence.

L'unité 50 reçoit également le signal 41 de référence temporelle grossière et corrige l'erreur en fréquence résiduelle, d'une façon décrite plus loin, puis transmet le signal totalement corrigé en fréquence à une unité 60 de synchronisation temporelle fine et à une unité 80 de sous-échantillonnage et de fenêtrage.

L'unité 60 de synchronisation fine, dont le fonctionnement est décrit plus loin, reçoit également le signal 41 de référence temporelle grossière et fournit une référence temporelle 61, qui est corrigée par une unité 70 de correction de synchronisation qui, à son tour, fournit un signal 71 de commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage de FFT à l'unité 80 de sous- échantillonnage et de fenêtrage.

L'unité 80 de sous-échantillonnage et de fenêtrage effectue une opération de sous-échantillonnage sur le signal reçu en provenance de l'unité 50 d'estimation et de correction fine de fréquence, suivant la commande 71 fournie par l'unité 70 de correction de synchronisation.

Le signal sous-échantillonné est également découpé en blocs de données adaptés à la taille de la FFT (opération de fenêtrage) dans l'unité 80.

Le découpage en blocs est synchronisé par la commande 71 et permet de séparer les données utiles du préfixe cyclique.

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La correction de synchronisation introduite par l'unité 70 a pour effet de décaler la fenêtre de FFT de quelques échantillons vers la zone de préfixe cyclique. Cela a pour conséquence de désynchroniser légèrement le système de démodulation, mais d'une quantité parfaitement connue. Du fait de la dualité temps/fréquence de la FFT, cette désynchronisation ne compromet pas la démodulation des données.

Le décalage dans le temps introduit par l'unité 70 de correction de synchronisation se traduit par une rotation de phase des échantillons complexes obtenus à la sortie de l'unité 90 de transformation de Fourier rapide.

Les blocs de données sortant de l'unité 80 de sous-échantillonnage et de fenêtrage sont transmis à l'unité 90 de transformation de Fourier rapide, qui effectue la démodulation à proprement parler. Les échantillons complexes obtenus en sortie de l'unité 90 sont transmis à une unité 110 de correction de données, qui compense la rotation de phase introduite par l'unité 70 de correction de synchronisation. L'information de décalage de la fenêtre de FFT est transmise à l'unité 110 de correction de données par l'intermédiaire d'un signal 111 issu de l'unité 70 de correction de synchronisation.

En parallèle à la démodulation des données utiles, le dispositif de réception réalise une estimation de la réponse du canal radio en analysant le contenu de la séquence C du préambule de la trame reçue.

Le contenu de la séquence C du préambule, qui correspond à l'émission de séquences fixes parfaitement connues, est envoyé à une unité 100 d'estimation de canal, qui compare le contenu de la séquence C aux séquences théoriques émises et en déduit la perturbation due au canal.

Le signal d'estimation résultant 101 produit par l'unité 100 d'estimation de canal est envoyé à une unité 120 d'égalisation de canal, qui applique la correction nécessaire aux signaux démodulés issus de l'unité 90 de transformation de Fourier rapide et corrigés par l'unité 110 de correction de données.

Une fois que les signaux démodulés ont reçu cette correction dite"de canal", ils sont transmis à une unité 130 de correction de phase commune, qui

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effectue une rotation des points reçus de façon à compenser l'erreur d'échantillonnage à l'entrée du récepteur.

Les signaux corrigés sont ensuite transmis à une unité 140 de report cartographique inverse sur la porteuse, qui effectue une opération de désentrelacement des sous-porteuses et fournit en sortie les signaux complexes tels qu'ils étaient ordonnés à l'entrée du modulateur OFDM.

Ces signaux sont ensuite transmis à une unité 150 de report cartographique inverse QAM, qui effectue une opération de report cartographique inverse de celle utilisée à l'émetteur de façon à restituer les signaux binaires tels qu'ils étaient ordonnés à l'entrée de l'émetteur OFDM.

Ainsi, l'invention prévoit une double synchronisation, l'unité 40 de synchronisation grossière en temps et en fréquence constituant un premier dispositif de synchronisation et l'unité 60 de synchronisation temporelle fine constituant un second dispositif de synchronisation.

La figure 5 illustre un exemple de réalisation du premier dispositif de synchronisation, utilisant une fonction d'autocorrélation pour déterminer l'arrivée du préambule d'une trame tel que spécifié par la norme Hiperlan 2.

Dans cet exemple, la fonction d'autocorrélation est réalisée de la façon suivante :
Le signal complexe d'entrée 200 est simultanément envoyé à une unité 210 d'introduction de retard, qui retarde le signal 200 d'un certain nombre d'échantillons, noté D, et à un multiplieur 230. La sortie de l'unité 210 d'introduction de retard est ensuite transmise à une unité 220 de conjugaison qui transforme les nombres complexes reçus en leurs complexes conjugués.

La sortie de l'unité 220 de conjugaison est transmise à la deuxième entrée du multiplieur 230. La sortie du multiplieur 230 est envoyée à une première unité de moyennage 240 qui calcule la moyenne du signal reçu sur les MD derniers points.

Par ailleurs, le signal complexe d'entrée 200 est également envoyé à une unité 260 de calcul de module qui calcule le module du nombre complexe reçu. Ce module est envoyé à une seconde unité de moyennage 270 qui effectue la même opération que la première unité de moyennage 240. La

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seconde unité de moyennage 270 fournit en sortie un signal de normalisation 271.

Le signal de sortie de la première unité de moyennage 240, noté x (i) sur la figure 5, est envoyé sur une première entrée d'un diviseur 250, la seconde entrée y (i) du diviseur recevant le signal de normalisation 271 issu de la seconde unité de moyennage 270.

La sortie du diviseur 250 est un nombre complexe qui constitue la sortie de l'opérateur d'autocorrélation.

L'amplitude de ce nombre est transmise à une unité de seuillage 300, qui effectue une opération de seuillage et transmet les données supérieures à un seuil prédéterminé à une unité 310 de détection de maximum, qui applique à ces données un algorithme de détection de maximum.

L'unité 310 de détection de maximum produit le signal 41 de référence temporelle grossière.

La phase du nombre complexe issu de l'opérateur d'autocorrélation est transmise à une unité 320 qui en extrait la valeur de l'erreur grossière en fréquence et la délivre sous forme du signal 42. L'unité 310 de détection de maximum fournit également la référence temporelle 61 à l'unité 320.

Les figures 6a et 6b illustrent le fonctionnement du premier dispositif de synchronisation de la figure 5.

Le graphique en haut de la figure 6a représente l'amplitude du signal d'autocorrélation calculé et la correspondance des pics obtenus avec la séquence de données reçues (bas de la figure 6a).

Lors de la réception d'un signal de type Hiperlan 2, deux pics apparaissent clairement lorsque la fenêtre de corrélation, définie par la valeur du retard D et la taille de la fenêtre de moyennage MD (les paramètres D et MD ayant été définis plus haut en relation avec la figure 5), est située sur les séquences reçues"RA-A-RA"ou"B-B-B". La fenêtre de corrélation est matérialisée sur le dessin par des hachures.

Le signal d'autocorrélation étant normalisé (c'est-à-dire que son amplitude maximale est de 1), on applique à ce signal un seuillage (voir unité de seuillage 300 sur la figure 5), par exemple à la valeur seuil de 0,8 puis un

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algorithme de détection de maximum (voir unité 310 de détection de maximum sur la figure 5) qui permet de détecter les pics.

Dans le mode particulier de réalisation décrit ici, on utilise le signal de détection du deuxième pic pour déterminer l'arrivée d'une nouvelle trame à démoduler ainsi que pour indiquer sa position temporelle approximativeréférence temporelle grossière- (signal 41 sur les figures 4 et 5).

Dans ce mode de réalisation, la longueur des séquences A, RA, B et IB est de 64 points, le retard D est de 64 points et la taille de la fenêtre de moyennage MD est de 192 points.

La figure 6b illustre la correspondance entre les valeurs de l'amplitude (terme anglais"magnitude"porté en ordonnée du graphique du haut de la figure 6b, l'abscisse représentant les échantillons, ou"samples"en anglais) et de la phase du signal d'autocorrélation (illustrée sur le graphique du bas de la figure 6b).

Une des particularités importantes des séquences A, RA, B et IB choisies est que, lorsque le signal d'autocorrélation décrit ci-dessus est calculé, la valeur de sa phase au moment de l'apparition des pics sur son amplitude est significative de l'erreur en fréquence résultant de la démodulation FI (unité 20 sur la figure 4).

On voit sur la figure 6b que l'erreur est centrée autour de 180 degrés en face du premier pic d'amplitude et est centrée autour de 0 en face du second pic d'amplitude. En utilisant le signal engendré précédemment pour mémoriser cette valeur d'erreur, on a donc l'information nécessaire pour faire la correction de l'erreur grossière en fréquence, grâce à l'unité 30 de la figure 4.

Dans le mode particulier de réalisation décrit ici, on utilise le deuxième pic et, pour améliorer le fonctionnement du système et sa sensibilité à une éventuelle erreur de détection, la valeur de l'erreur de fréquence est moyennée sur 20 points avant d'être transmise à l'unité 30 de correction (signal 42 sur les figures 4 et 5).

La figure 7 représente un exemple de réalisation des unités de correction de l'erreur en fréquence 30 et 50 de la figure 4.

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L'unité 30 applique la correction de l'erreur grossière en fréquence calculée par le premier dispositif de synchronisation. L'unité 50 détermine l'erreur en fréquence résiduelle et la corrige.

Le signal d'entrée (issu du démodulateur FI 20) est transmis à la première entrée d'un multiplieur 410.

Le signal d'erreur en fréquence 42 fourni par l'unité 40 de synchronisation grossière en temps et en fréquence alimente une unité 420 qui le transforme en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jkcp), cp étant l'erreur en fréquence normalisée et k l'indice de l'échantillon à corriger. Le signal cor est ensuite envoyé sur la deuxième entrée du multiplieur 410, qui effectue une première correction.

Les éléments 42,410 et 420 forment l'unité 30 de correction de l'erreur en fréquence grossière.

Le signal issu du multiplieur 410 alimente simultanément une unité 430 d'estimation de l'erreur en fréquence fine et la première entrée d'un second multiplieur 450. La sortie a de l'unité 430 alimente une unité 440 qui la transforme en un nombre complexe par l'opération cor = exp (ka), ex étant l'erreur en fréquence normalisée et k l'indice de l'échantillon à corriger. Ce nombre est ensuite envoyé sur la deuxième entrée du multiplieur 450, qui effectue la correction fine de fréquence.

L'unité 430 réalise la fonction d'estimation fine de l'erreur en fréquence et les unités 440 et 450 réalisent la fonction de correction fine de l'erreur en fréquence. Les éléments 430,440 et 450 forment donc l'unité 50 d'estimation et de correction fine de fréquence.

Le signal issu du multiplieur 450 est un signal corrigé en fréquence.

Le fonctionnement des unités 30 et 50 est le suivant. Dans les deux cas, une fois l'erreur déterminée, la correction est réalisée en multipliant le signal par exp (-jkp), p étant l'erreur en phase normalisée et k l'indice de l'échantillon à corriger.

Le calcul de l'erreur en fréquence fine (unité 430) est réalisé de la même façon que celui de l'erreur de fréquence grossière (unité 350 de la figure 5), mais en appliquant la fonction d'autocorrélation décrite précédemment aux

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séquences C du préambule. Plus ces séquences sont longues, plus on peut améliorer la précision. Les paramètres utilisés pour cette fonction d'autocorrélation sont par exemple un retard D de 256 points et une fenêtre de moyennage MD de 384 points.

On peut, de la même façon que précédemment, extraire la valeur de l'erreur en mesurant la phase à l'instant du pic d'amplitude du signal d'autocorrélation calculé sur les séquences C, ou bien mesurer la phase à un instant t1 en prenant comme référence de temps le pic détecté sur le signal d'autocorrélation calculé sur les séquences A et B. L'écart théorique entre ces deux pics étant connu, il suffit d'appliquer un retard au signal 41.

De même que précédemment, pour améliorer le fonctionnement du système et sa sensibilité à une éventuelle erreur de positionnement, la valeur de l'erreur en fréquence est moyennée sur 20 points avant d'être transmise à la partie correction.

La figure 8 représente un exemple de réalisation du second dispositif de synchronisation, c'est-à-dire l'unité 60 de synchronisation temporelle fine, utilisant une fonction d'intercorrélation pour déterminer précisément l'instant d'arrivée d'un signal connu et donc, faire une synchronisation temporelle fine du système.

Dans le mode particulier de réalisation décrit ici, la fonction d'intercorrélation, réalisée par l'unité 501 illustrée sur la figure 8, est appliquée aux séquences C du préambule Hiperlan 2. La valeur théorique de ces séquences est envoyée sur une entrée de l'unité 501, par exemple par lecture d'un tableau 520 contenant la valeur des échantillons des séquences C dans le domaine temporel.

Le signal d'entrée du second dispositif de synchronisation, c'est-àdire le signal reçu corrigé en fréquence, passe dans une unité 510 de sous- échantillonnage avant d'attaquer la deuxième entrée de l'unité d'intercorrélation 501, qui est l'entrée d'un multiplieur 540.

La sortie du tableau 520 passe dans une unité 530 de conjugaison qui transforme les nombres complexes en leurs conjugués avant de les transférer sur la deuxième entrée du multiplieur 540. La sortie du multiplieur

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540 est envoyée simultanément à une première unité de moyennage 560 qui moyenne le signal reçu sur les 64 derniers points et à une première unité de calcul de module 550 qui calcule le module du nombre complexe reçu et le transfère à une seconde unité de moyennage 570, qui moyenne également le signal reçu sur les 64 derniers points.

La sortie de la première unité de moyennage 560 est envoyée sur une première entrée x (i) d'un diviseur 580, la seconde entrée y (i) du diviseur 580 recevant un signal de normalisation 571 issu de la seconde unité de moyennage 570.

La sortie du diviseur 580 est un nombre complexe qui constitue la sortie de l'unité d'intercorrélation 501.

Une seconde unité de calcul de module 590 extrait ensuite le module de ce signal et le transfère à une unité de seuillage 592, qui effectue une opération de seuillage avant de transférer le signal à une unité 610 de détection de maximum, qui effectue la recherche du maximum de ce signal et fournit en sortie le signal 61 de commande de l'unité 70 de correction de synchronisation (voir figure 4).

Le fonctionnement du second dispositif de synchronisation est le suivant.

Dans la norme Hiperian 2, deux symboles C de 64 échantillons chacun sont émis à la suite des séquences A et B.

Le second dispositif de synchronisation utilise ces symboles C pour effectuer la synchronisation temporelle fine.

A l'entrée de ce dispositif, le signal à traiter est encore sur- échantillonné ; il faut donc effectuer une opération de sous-échantillonnage avant de pouvoir effectuer l'intercorrélation. En pratique, cette fonction d'intercorrélation est couplée à une fonction de sous-échantillonnage par un facteur 4 et la fonction mathématique réalisée est la suivante :

64 l received C (i + 4) x theoretical C (i) cross correl = 0 64 Ilreceived-C (i-k 4) x theoretical-COr ! 0

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où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received-C désigne la séquence C reçue et theoretical-C désigne la séquence C théorique.

Le signal 591, résultat de cette opération, est illustré sur la figure 9a : deux pics apparaissent à la fin des séquences C reçues.

La fonction d'intercorrélation étant normalisée, il est possible de détecter facilement ces pics, par exemple, comme décrit ci-dessus, par application d'un seuillage puis d'un algorithme de détection de maximum, pour déterminer la phase de sous-échantillonnage optimale ainsi que la position précise du premier symbole utile qui devra être démodulé.

Les figures 9a, 9b et 9c illustrent le fonctionnement du second dispositif de synchronisation de la figure 8.

Le graphique en haut de la figure 9a représente l'amplitude du signal d'intercorrélation lors de la réception d'un signal incluant les séquences C ; les flèches verticales illustrent la correspondance des pics obtenus avec la séquence de données reçues.

Lors de la réception d'un signal de type Hiperlan 2, deux pics apparaissent clairement lorsque la fenêtre de corrélation (de taille égale à 64 points dans l'exemple décrit ici) est située sur les séquences reçues C.

Grâce au choix de la taille et du contenu des séquences sur lesquelles porte cette opération, les pics engendrés sont nettement plus marqués que ceux engendrés dans le premier dispositif de synchronisation et, par conséquent, la précision temporelle est meilleure.

La figure 9b montre un exemple de génération du signal de synchronisation temporelle fine 61 basé sur la détection du premier pic. Dans l'exemple non limitatif décrit ici, un algorithme de détection de maximum est appliqué à l'amplitude du signal issu de l'intercorrélation dès que celui-ci dépasse un seuil de 0,6. Le pic détecté étant le premier, on applique alors un retard de 256 points (longueur du symbole C sur-échantillonné) avant d'activer le signal de synchronisation temporelle fine, qui est ainsi en phase avec le début du premier symbole utile reçu.

La figure 9c illustre la génération de la commande 71 de sous- échantillonnage et de fenêtrage pour la FFT.

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La courbe en haut de la figure 9c représente l'intercorrélation du préambule C.

La courbe en dessous de l'intercorrélation représente les échantillons corrigés en fréquence.

Dans l'exemple non limitatif décrit ici, la commande 71 de sous- échantillonnage et de fenêtrage est constituée par une série d'impulsions, représentée en bas de la figure 9c.

Sur la figure 9c, on a encerclé la zone de transition entre la fin d'un symbole OFDM et le préfixe CP du symbole suivant, qui constitue une partie

critique, présentant des non-linéarités.

La commande 71 de sous-échantillonnage et de fenêtrage est obtenue à partir du signal de synchronisation temporelle fine 61, qui est retardé d'une durée prédéterminée (voir flèche"Retard de correction de synchronisation"sur la figure 9c).

Ce retard permet de positionner le début de la fenêtre de FFT dans la zone de préfixe cyclique CP. L'écart entre la position idéale théorique de la fenêtre de FFT et la nouvelle position vaut 1 : échantillons, L'information T est transmise à l'unité 110 de correction de données du dispositif de réception (voir figure 4) par le signal 111.

La taille de la FFT choisie pour le démodulateur étant de 64 points, ce retard détermine aussi le démarrage du sous-échantillonnage du signal OFDM qui réduit le nombre d'échantillons de la partie utile du symbole OFDM suivant un facteur 4. Ce sous-échantillonnage ramène la taille de la portion utile des symboles OFDM de 256 échantillons à 64.

Ainsi, le signal 71 sélectionne les 64 échantillons à fournir à l'entrée de l'unité 90 de transformation de Fourier rapide. Le retard prédéterminé introduit par l'unité 70 de correction de synchronisation évite ainsi de transmettre à l'unité 90 les derniers échantillons du symbole OFDM qui ont pu subir des perturbations lors de leur passage à travers le canal radio, par exemple. Ces échantillons manquants se retrouvent à la fin du préfixe cyclique du symbole OFDM considéré du fait que ces échantillons y ont été recopiés lors

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de l'émission. La conséquence de l'introduction du retard prédéterminé est illustrée par les figures 10a, 10b et 10c.

La figure 10a représente dans un plan de Fresnel la constellation de points à la sortie de l'unité 90 de transformation de Fourier rapide lorsque la correction temporelle n'a pas été appliquée et que la zone de transition entre deux symboles OFDM était perturbée. On constate un décalage de la constellation illustrée par quatre points noircis, par rapport à sa position théorique illustrée en points grisés.

La figure 10b représente la constellation de points lorsque la correction temporelle est appliquée. Chacun des points de la constellation présente une rotation de phase. Cette rotation de phase est proportionnelle au retard prédéterminé introduit par l'unité 70 de correction de synchronisation et est fonction de l'indice de la sous-porteuse considérée. Néanmoins, la constellation est cette fois correctement centrée par rapport aux axes réel et imaginaire du plan de Fresnel.

La figure 10c montre le résultat obtenu après avoir corrigé la rotation de phase visible sur la figure 10b. Cette correction est appliquée par l'unité 110 de correction de données et est également illustrée par la figure 11.

La figure 11 montre la phase et la constellation dans le plan de Fresnel des échantillons complexes issus de l'unité 90 de transformation de Fourier rapide, dans le cas où la correction temporelle est appliquée (graphiques de gauche) et dans le cas où elle n'est pas appliquée (graphiques de droite). Ces figures sont données à titre d'exemple, afin d'illustrer le fonctionnement de l'unité 110 de correction de données.

Un symbole OFDM tel qu'émis suivant la norme Hiperlan 2 comporte 64 sous-porteuses, dont 48 sont des sous-porteuses transportant les données utiles (sous-porteuses modulées), 4 sont des sous-porteuses pilotes et le reste consiste en des sous-porteuses non modulées, notamment la sous-porteuse centrale dite porteuse DC (en anglais"DC Carrier").

Au niveau du récepteur, on retrouve en sortie de l'unité de transformation de Fourier rapide les échantillons complexes transportés par chaque sous-porteuse.

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Dans le cas particulier de la figure 11, seuls les échantillons complexes des 48 sous-porteuses utiles sont représentés ; tous ces échantillons complexes sont identiques et égaux à 1+j et le canal radio est considéré comme parfait.

On constate sur les graphiques de droite que lorsque la fenêtre de la FFT est parfaitement alignée sur le symbole OFDM (retard temporel nul), les échantillons complexes transportés par les 48 sous-porteuses utiles valent bien 1+j (graphique en bas à droite) et que leur phase est donc de 45 degrés (graphique en haut à droite).

En revanche, lorsque la correction temporelle introduite par l'unité 70 de correction de synchronisation est appliquée (graphiques de gauche), la rotation de phase des échantillons complexes est bien visible (graphique en bas à gauche). Cette rotation de phase est proportionnelle au retard temporel introduit par l'unité 70 de correction de synchronisation et à l'indice de la sousporteuse considérée. Comme illustré sur le graphique en haut à gauche, la variation de la phase des sous-porteuses est linéaire ; les légers sauts de phase visibles sur la courbe sont dus aux sous-porteuses pilotes et à la sousporteuse centrale qui sont intercalées parmi les 48 sous-porteuses utiles.

C'est cette relation linéaire entre le décalage temporel de la fenêtre de la FFT et la phase des sous-porteuses qui est exploitée par l'unité 110 de correction de données.

En effet, la relation entre la phase (D (i) de la sous-porteuse d'indice i et le décalage temporel T est donnée par : C (i) = 27t. f T où f, désigne la fréquence de la sous-porteuse d'indice i.

Si on exprime le décalage temporel sous la forme d'une fraction de la durée de la fenêtre de la FFT, l'incrément de phase AO entre deux sousporteuses contiguës s'exprime de la façon suivante : Pour T = W/n, W désignant la durée de la fenêtre de la FFT, (1) AC=C (i)-C (i+1) =27t/n

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Il est ainsi possible d'exprimer la correction de phase Ca, à appliquer à chacun des échantillons complexes en fonction de l'indice i de la sous- porteuse :
Pour-26 < i < 26, C < p (i) = (2n/n). i (2)
Il est à noter que l'indice des sous-porteuses va de-26 à +26 car il tient compte des sous-porteuses intercalées entre les 48 sous-porteuses utiles. Ainsi, les sous-porteuses utilisées pour le transport des données utiles portent les indices-26 < i < -22,-20 < i < -8, -6 < i < -1, 1 < i < 6,8 < i < 20, 22 < i < 26, et les sous-porteuses pilotes pour le transport de signaux de référence portent les indices i =-21, -7, +7, +21. i = 0 est l'indice de la sous-porteuse centrale (non utilisée).

Le nombre total de sous-porteuses étant de 64, les 11 sousporteuses restantes sont les sous-porteuses latérales qui ne sont pas utilisées (en vue de la réduction de la largeur du spectre en fréquence du signal OFDM).

Dans l'exemple de la figure 11 (graphiques de gauche), le décalage temporel est de 4 échantillons et est appliqué au signal sur-échantillonné. Cela correspond à une fraction de la fenêtre de la FFT de n = 64, qui introduit un incrément de phase entre sous-porteuses de 2#/64 = 5,625 degrés. Cet incrément est bien visible sur la constellation des échantillons complexes présentés dans le plan de Fresnel (graphique en bas à gauche).

La figure 12 illustre un exemple de réalisation de l'unité 110 de correction de données.

Les données parallèles issues de l'unité 90 de transformation de Fourier rapide sont préalablement mises en série par une unité 91 de conversion parallèle 1 série, puis envoyées sur la première entrée d'un multiplieur 113, qui leur applique un déphasage. En effet, le multiplieur 113 reçoit sur sa seconde entrée la sortie d'un sous-bloc de déphasage 112 et corrige l'erreur de phase en multipliant les échantillons complexes d'indice i par la quantité exp (j. Cct) (i)).

Le sous-bloc de déphasage 112 calcule cette quantité en utilisant le signal 111 qu'il reçoit en entrée, correspondant au décalage temporel T introduit

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par l'unité 70 de correction de synchronisation, et en utilisant les équations (1) et (2) données plus haut.

La figure 13 illustre schématiquement la constitution d'une station de réseau ou station de réception informatique, sous forme de schéma synoptique.

Cette station comporte un clavier 1011, un écran 1009, un destinataire d'information externe 1010, un récepteur hertzien 1006, conjointement reliés à un port d'entrées/sorties 1003 d'une carte de traitement 1001.

La carte de traitement 1001 comporte, reliés entre eux par un bus d'adresses et de données 1002 : - une unité centrale de traitement 1000 ;

- une mémoire vive RAM 1004 ; - une mémoire morte ROM 1005 ; et - le port d'entrées/sorties 1003.

Chacun des éléments illustrés en figure 13 est bien connu de l'homme du métier des micro-ordinateurs et des systèmes de transmission et, plus généralement, des systèmes de traitement de l'information. Ces éléments communs ne sont donc pas décrits ici.

On observe, en outre, que le mot"registre"utilisé dans la description désigne, dans chacune des mémoires 1004 et 1005, aussi bien une zone mémoire de faible capacité (quelques données binaires) qu'une zone mémoire de grande capacité (permettant de stocker un programme entier).

La mémoire vive 1004 conserve des données, des variables et des résultats intermédiaires de traitement, dans des registres de mémoire portant, dans la description, les mêmes noms que les données dont ils conservent les valeurs. La mémoire vive 1004 comporte notamment : - un registre"données reçues", dans lequel sont conservées les données binaires reçues, dans leur ordre d'arrivée sur le bus 1002 en provenance du canal de transmission.

La mémoire morte 1005 est adaptée à conserver le programme de fonctionnement de l'unité centrale de traitement 1000, dans un registre

it il "Program".

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L'unité centrale de traitement 1000 est adaptée à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation conforme à l'invention, tel qu'illustré par l'organigramme de la figure 3.

Comme le montre la figure 14, un réseau selon l'invention est constitué d'au moins une station dite station de base SB désignée par la référence 64, et de plusieurs stations périphériques dites terminaux mobiles SPi, i = 1,..., M, où M est un entier supérieur ou égal à 1, respectivement désignées par les références 661, 662,.... 66M. Les stations périphériques 661, 662,..., 66M sont éloignées de la station de base SB, reliées chacune par une liaison radio avec la station de base SB et susceptibles de se déplacer par rapport à cette dernière.

La station de base 64 peut comporter des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation conforme à l'invention ou peut comporter un dispositif de synchronisation conforme à l'invention et au moins un des terminaux mobiles 66, peut comporter des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation conforme à l'invention ou comporter un dispositif de synchronisation conforme à l'invention.

Claims (28)

1. REVENDICATIONS 1. Procédé de synchronisation de signaux reçus sous forme de trames, chacune desdites trames étant constituée au moins d'un préambule contenant des informations prédéterminées et d'un ensemble de données comportant un ensemble de données utiles et précédé d'au moins une information similaire à au moins une donnée de l'ensemble des données utiles, suivant lequel, à la réception de ladite trame : - on échantillonne (600) la trame pour former des échantillons correspondant aux informations prédéterminées et aux données et - on détermine (601) une référence temporelle (41,61) à partir des échantillons correspondant aux informations prédéterminées, ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération de décalage (602), consistant à décaler une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons (L) à partir de la référence temporelle (41,61), de façon à obtenir une fenêtre décalée ; - on effectue une opération de transformation (603), consistant à appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, les échantillons transformés étant dans un ordre prédéterminé ; et - on effectue une opération de correction (604,605), consistant à corriger la phase des échantillons transformés correspondant aux données, la phase étant proportionnelle audit nombre prédéterminé d'échantillons de décalage (T) de la fenêtre de transformation fréquentielle et au rang (i) des échantillons transformés.
2. 2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite référence temporelle (41,61) est obtenue à partir d'opérations de corrélation appliquées auxdites informations prédéterminées.

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3. 3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que ladite référence temporelle comporte une référence temporelle grossière (41) et une référence temporelle fine (61).
4. 4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'à partir de ladite référence temporelle fine (61), retardée d'une durée prédéterminée, on obtient une commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage (71).
5. 5. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération d'estimation et de correction fine de fréquence, consistant à corriger l'erreur de fréquence résiduelle ; et - on effectue une opération de sous-échantillonnage sur le signal obtenu à l'issue de l'opération d'estimation et de correction fine de fréquence, suivant ladite commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage (71).
6. 6. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des étapes suivant lesquelles : - on effectue une opération de synchronisation grossière en temps et en fréquence, de façon à obtenir un signal d'erreur en fréquence (42), et - on transforme ledit signal d'erreur en fréquence (42) en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jk < p), où (p désigne l'erreur en fréquence normalisée et k désigne l'indice de l'échantillon à corriger.
7. 7. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite transformation fréquentielle est une transformation de Fourier.
8. 8. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes,

   

   caractérisé en ce que la trame est conforme à la norme Hiperlan 2.
9. 9. Procédé selon la revendication 3, la trame étant conforme à la norme Hiperlan 2, caractérisé en ce que ladite référence temporelle fine (61) est obtenue à partir d'une fonction d'intercorrélation couplée à une fonction de sous-échantillonnage par un facteur 4, suivant la formule suivante :

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   où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received~C désigne la séquence C reçue dans la trame Hiperlan 2 et theoreticaL C désigne la séquence C théorique.

   

   64 2) received~ C (i + 4) x theoretica!C (i) * cross correl-0 64 Ilreceived-c (i + 4) x theoretical-C (i) 0

   
10. 10. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les signaux sont modulés suivant une modulation de type OFDM.
11. 11. Dispositif de synchronisation de signaux reçus sous forme de trames, chacune desdites trames étant constituée au moins d'un préambule contenant des informations prédéterminées et d'un ensemble de données comportant un ensemble de données utiles et précédé d'au moins une information similaire à au moins une donnée de l'ensemble des données utiles, comportant : - des moyens (10) d'échantillonnage, pour échantillonner la trame à réception de celle-ci, pour former des échantillons correspondant aux informations prédéterminées et aux données et - des moyens (40,60) de détermination de référence temporelle, pour déterminer une référence temporelle (41,61) à partir des échantillons correspondant aux informations prédéterminées, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte en outre : - des moyens (70) de décalage, pour décaler une fenêtre de transformation fréquentielle d'un nombre prédéterminé d'échantillons (T) à partir de la référence temporelle (41,61), de façon à obtenir une fenêtre décalée ; - des moyens (90) de transformation, pour appliquer une transformation fréquentielle aux échantillons présents dans la fenêtre décalée, les échantillons transformés étant dans un ordre prédéterminé ; et - des moyens (110) de correction, pour corriger la phase des échantillons transformés correspondant aux données, la phase étant proportionnelle audit nombre prédéterminé d'échantillons de décalage (T) de la

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    fenêtre de transformation fréquentielle et au rang (i) des échantillons transformés.
12. 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce que ladite référence temporelle (41,61) est obtenue à partir d'opérations de corrélation appliquées auxdites informations prédéterminées.
13. 13. Dispositif selon la revendication 11 ou 12, caractérisé en ce que ladite référence temporelle comporte une référence temporelle grossière (41) et une référence temporelle fine (61).
14. 14. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il utilise une commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage obtenue à partir de ladite référence temporelle fine (61), retardée d'une durée prédéterminée.
15. 15. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comporte en outre : - des moyens (50) d'estimation et de correction fine de fréquence, pour corriger l'erreur en fréquence résiduelle, et - des moyens (80) de sous-échantillonnage du signal fourni par les moyens (50) d'estimation et de correction fine de fréquence, commandés par ladite commande de sous-échantillonnage et de fenêtrage (71).
16. 16. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 15, caractérisé en ce qu'il comporte en outre : - des moyens (40) de synchronisation grossière en temps et en fréquence, fournissant un signal d'erreur en fréquence (42), et - des moyens (420) pour transformer ledit signal d'erreur en fréquence (42) en un nombre complexe par l'opération cor = exp (-jk (p), où (p désigne l'erreur en fréquence normalisée et k désigne l'indice de l'échantillon à corriger.
17. 17. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 16, caractérisé en ce que ladite transformation fréquentielle est une transformation de Fourier.
18. 18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 17, caractérisé en ce que la trame est conforme à la norme Hiperlan 2.

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19. 19. Dispositif selon la revendication 13, la trame étant conforme à la norme Hiperlan 2, caractérisé en ce que ladite référence temporelle fine (61) est obtenue à partir d'une fonction d'intercorrélation couplée à une fonction de sous-échantillonnage par un facteur 4, suivant la formule suivante :

    

    64 Received (i+ 4) x theoretical C (i) cross-correl-0 o4 . l received C (i + 4) x theoretica ! C (i) 0 0

    

    où cross~correl désigne la valeur de la fonction d'intercorrélation, received désigne la séquence C reçue dans la trame Hiperlan 2 et theoretical C désigne la séquence C théorique.
20. 20. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 11 à 19, caractérisé en ce que les signaux sont modulés suivant une modulation de type OFDM.
21. 21. Appareil de traitement de signaux numériques, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 1 à 10.
22. 22. Appareil de traitement de signaux numériques, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 11 à 20.
23. 23. Réseau de télécommunications, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 1 à 10.
24. 24. Réseau de télécommunications, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 11 à 20.
25. 25. Station mobile dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 1 à 10.
26. 26. Station mobile dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 11 à 20.

    <Desc/Clms Page number 34>
27. 27. Station de base dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 1 à 10.
28. 28. Station de base dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de synchronisation selon l'une quelconque des revendications 11 à 20.