FR2751816A1 - Systeme d'emission-reception de donnees numeriques a etalement de spectre - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un système d'émission-réception de données numériques, à étalement de spectre travaillant en modulation à déplacement de phase à quatre états de phase décalée ou MDP4 décalée (OQPSK en anglais), l'étalement de spectre, en émission, ayant lieu en bande de base. Application notamment au domaine des télécommunications par faisceaux hertziens.
Description
Système d'émission-réception de données numériques à étalement de spectre
L'invention se rapporte à un système d'émission-réception de données numériques à étalement de spectre.
L'invention se rapporte à un système d'émission-réception de données numériques à étalement de spectre.
Plus particulièrement l'invention concerne l'adaptation d'un tel système à une modulation "OQPSK" ("Offset quadrature phase Shift
Keying") ou "MDP4 décalée" (modulation par déplacement de phase à quatre états).
Keying") ou "MDP4 décalée" (modulation par déplacement de phase à quatre états).
Les techniques d'étalement de spectre sont utilisées dans un but d'accès multiple, de discrétion, ou de résistance aux brouilleurs.
Un exemple de système de communication à étalement de spectre est décrit dans le chapitre intitulé "Model of spread spectrum digital communications system" du manuel de John G. PROAKIS (International
Student Edition, Mc-GRAW-HILL International Book Company). Ce système comporte, notamment, deux générateurs de signaux pseudo-aléatoires, l'un qui est relié au modulateur à sa sortie émission, l'autre qui est relié au démodulateur à son entrée réception ; ces générateurs générant une séquence binaire pseudo-aléatoire ou de "pseudo-bruit" (PN) qui est ajoutée sur le signal émis par le modulateur et qui est otée sur le signal reçu par le démodulateur.
Student Edition, Mc-GRAW-HILL International Book Company). Ce système comporte, notamment, deux générateurs de signaux pseudo-aléatoires, l'un qui est relié au modulateur à sa sortie émission, l'autre qui est relié au démodulateur à son entrée réception ; ces générateurs générant une séquence binaire pseudo-aléatoire ou de "pseudo-bruit" (PN) qui est ajoutée sur le signal émis par le modulateur et qui est otée sur le signal reçu par le démodulateur.
En OQPSK les problèmes techniques posés sont spécifiques au type de modulation utilisée : Il s'agit d'exploiter et de traiter judicieusement le décalage des trains de données sur la voie réelle et la voie imaginaire du récepteur.
En ce qui concerne la partie réception, on peut classer les récepteurs de l'art connu en deux catégories : les récepteurs à corrélation et les récepteurs à échantillonnage.
Les récepteurs à corrélation sont basés sur une multiplication par une séquence de "pseudo-bruit" (PN) filtrée et/ou modulée, suivie d'une intégration. Ce traitement est analogique. Il peut être réalisé en hyperfréquence, en fréquence intermédiaire ou en bande de base.
Les récepteurs à échantillonnage comportent un filtrage bande de base, un échantillonnage, une multiplication par la séquence pseudo-bruit (PN) et une sommation. Ce traitement, dans l'état actuel de la technique ne peut être effectué qu'en bande de base.
Dans tous les dispositifs de l'art connu la compatibilité des différents systèmes avec une modulation OQPSK n'est pas précisée.
On peut énumérer les inconvénients d'un récepteur à corrélation hyperfréquence, propre à la modulation OQPSK, par rapport à l'invention proposée
- La réalisation est complexe du fait de la multiplication, en réception, par la séquence de "pseudo-bruit" (PN) modulée. Le récepteur doit inclure un modulateur OQPSK.
- La réalisation est complexe du fait de la multiplication, en réception, par la séquence de "pseudo-bruit" (PN) modulée. Le récepteur doit inclure un modulateur OQPSK.
- L'intégration, qui suit la multiplication, ne peut être effectuée qu'avec un filtre. Elle est donc dégradée.
- Les caractéristiques de ce filtre doivent, de plus, tenir compte du filtrage effectué sur la suite PN qui sert au désétalement.
Les récepteurs de l'art connu ne permettent pas, en général, d'utiliser le système "Avance-Retard" ("Early late loop") de poursuite du rythme. Le système "Tau Modulation" ("Tau-dither") convient mais est nettement moins performant.
L'invention a pour but de réaliser un système d'émission-réception permettant d'éviter les inconvénients cités ci-dessus.
L'invention propose à cet effet un système d'émission-réception de données numériques, à étalement de spectre, caractérisé en ce qu'il travaille en modulation à déplacement de phase à quatre états de phase décalée ou "MDP4 décalée" ("OQPSK" en anglais).
L'invention se rapporte donc d'une part à un système caractérisé en ce que, en émission, l'étalement de spectre, a lieu en bande de base, et le signal est multiplié par (j)n avant modulation,
De plus l'invention permet de réaliser un récepteur simple qui exploite au mieux le décalage en bande de base des trains binaires sur les voies réelle et imaginaire du récepteur.
De plus l'invention permet de réaliser un récepteur simple qui exploite au mieux le décalage en bande de base des trains binaires sur les voies réelle et imaginaire du récepteur.
Ce récepteur comprend les modules suivants
- un module de démodulation, de filtrage en bande de base et d'échantillonnage
- un module de multiplication par (-j)k ;
- un module de corrélation
- un module de décision et de décodage différentiel ;
- un module de récupération de phase
- un module d'acquisition du rythme (mise en phase)
- un module de poursuite du rythme (réglage fin).
- un module de démodulation, de filtrage en bande de base et d'échantillonnage
- un module de multiplication par (-j)k ;
- un module de corrélation
- un module de décision et de décodage différentiel ;
- un module de récupération de phase
- un module d'acquisition du rythme (mise en phase)
- un module de poursuite du rythme (réglage fin).
Un tel récepteur présente les avantages suivants
- Il permet de se rapprocher plus de l'optimum théorique que dans le cas d'un récepteur à corrélation . Il n'y a pas, par exemple, à remplacer une intégration par un filtrage.
- Il permet de se rapprocher plus de l'optimum théorique que dans le cas d'un récepteur à corrélation . Il n'y a pas, par exemple, à remplacer une intégration par un filtrage.
- Le traitement, effectué en numérique, permet de s'adapter plus facilement à une variation du gain d'étalement.
Les caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront d'ailleurs de la description qui va suivre, à titre d'exemple non limitatif, en référence aux figures annexées sur lesquelles
- la figure 1 illustre schématiquement le système d'émission selon l'invention ;
- la figure 2 illustre schématiquement le système de réception selon l'invention
- les figures 3 à 5 illustrent différents modules du système de réception représenté à la figure 2.
- la figure 1 illustre schématiquement le système d'émission selon l'invention ;
- la figure 2 illustre schématiquement le système de réception selon l'invention
- les figures 3 à 5 illustrent différents modules du système de réception représenté à la figure 2.
Dans l'émetteur représenté sur la figure 1, l'étalement du signal à transmettre 0k a lieu en bande de base : c'est-à-dire qu'après passage dans un codeur différentiel 10 on obtient un signal ak qui est multiplié avec une séquence de "pseudo-bruit" (PN) ("pseudo noise" en anglais), issue d'un générateur 8 pour donner un signal b on a donc
n dk = - 1 (2 états logiques)
ak = dk
bn= ak.pn avec (n=i+kr ; i variant de 1 à r)
Ce signal est alors introduit dans un modulateur OQPSK 11 qui comprend un circuit de multiplication 12 par un signal (j) suivi du modulateur 13 proprement dit, pour donner un signal s(t) qui est émis avec (s(t) = partie réelle
n dk = - 1 (2 états logiques)
ak = dk
bn= ak.pn avec (n=i+kr ; i variant de 1 à r)
Ce signal est alors introduit dans un modulateur OQPSK 11 qui comprend un circuit de multiplication 12 par un signal (j) suivi du modulateur 13 proprement dit, pour donner un signal s(t) qui est émis avec (s(t) = partie réelle
La multiplication par le signal (j) ' qui est issu du générateur 9, permet de séparer le train b en deux trains respectivement sur les
n voies réelle et imaginaire.
n voies réelle et imaginaire.
-g (t) est la réponse impulsionnelle du filtre émission.
- Tc est le "temps chip" ou durée d'un temps bit étalé.
- fo est la fréquence porteuse.
Le récepteur, représenté à la figure 2, comprend les modules suivants
- un module 20 de démodulation, de filtrage en bande base et d'échantillonnage ;
- un module 21 de multiplication par (-j)k ;
- un module 51 de corrélation
- un module 23 de décision et de décodage différentiel
- un module 24 de récupération de phase
- un module 25 d'acquisition du rythme (mise en phase)
- un module 26 de poursuite du rythme (réglage fin).
- un module 20 de démodulation, de filtrage en bande base et d'échantillonnage ;
- un module 21 de multiplication par (-j)k ;
- un module 51 de corrélation
- un module 23 de décision et de décodage différentiel
- un module 24 de récupération de phase
- un module 25 d'acquisition du rythme (mise en phase)
- un module 26 de poursuite du rythme (réglage fin).
Le module 20 de démodulation, de filtrage, et d'échantillonnage, k le module 21 de multiplication par ( j,k, le module 51 de corrélation, le module 23 de décision et de codage différentiels sont disposés en série entre l'entrée et la sortie du récepteur.
Le module 24 de récupération de phase, qui reçoit des signaux provenant du module 23 de décision et de codage différentiel, permet de commander un VCO 35 ("Voltage control oscillator") relié au module 20 d'entrée.
Le module d'acquisition 25 reçoit les signaux sortant du module de corrélation 51, pilote un générateur de pseudo-bruit" 36, et délivre un signal d'acquisition SA.
Le générateur de "pseudo-bruit" 36 délivre un signal de rythme bit après passage dans un module 54 de division synchrone : ce signal est envoyé en entrée du module de sommation 30, en entrée du module de poursuite 26 et en entrée du module de décision 31.
Le module de poursuite 26 reçoit les signaux en sortie du module
k de multiplication par (-j) et des signaux issu du générateur de "pseudo-bruit" 36 et pilote un VCXO 44 relié au module 20 d'entrée et au générateur de "pseudo-bruit" 36.
k de multiplication par (-j) et des signaux issu du générateur de "pseudo-bruit" 36 et pilote un VCXO 44 relié au module 20 d'entrée et au générateur de "pseudo-bruit" 36.
Les notations utilisées sont les suivantes
T = T . : durée d'un bit du train étalé
c chîp
T : T =2xT
symbole symbole chip
Tbit : durée d'un bit du train utile, non étalé
bit bit = r r gain d'étalement
Tchip
L'échantillonnage, au niveau du module 20 de démodulation, de filtrage et d'échantillonnage est effectué au rythme "chip" sur chaque nécessaire par les modules 26, 25 et 24 de poursuite, d'acquisition et de récupération de phase. Il permet l'exploitation judicieuse du décalage d'un Tchip entre les voies réelle et imaginaire.
T = T . : durée d'un bit du train étalé
c chîp
T : T =2xT
symbole symbole chip
Tbit : durée d'un bit du train utile, non étalé
bit bit = r r gain d'étalement
Tchip
L'échantillonnage, au niveau du module 20 de démodulation, de filtrage et d'échantillonnage est effectué au rythme "chip" sur chaque nécessaire par les modules 26, 25 et 24 de poursuite, d'acquisition et de récupération de phase. Il permet l'exploitation judicieuse du décalage d'un Tchip entre les voies réelle et imaginaire.
Le module 20, représenté à la figure 3, est un démodulateur classique à quatre états de phase dans lequel le signal d'entrée en fréquence intermédiaire, ou en hyperfréquence en démodulation directe, est séparé en deux signaux, selon une voie réelle et une voie imaginaire, qui comportent respectivement un modulateur en anneau 14 (15), un filtre 16 (17), un circuit d'échantillonnage 18 (19) qui est un convertisseur analogique-numérique. Le module 20 comporte de plus, en entrée, un répartiteur 50 des signaux entre les deux voies.
Les signaux "VCO" et "VCXO" sont issus respectivement des circuits
VCO 35 et VCXO 44.
VCO 35 et VCXO 44.
La multiplication 21 par le signal (-j)k, obtenu en sortie d'un circuit 53, permet, idéalement, de ramener toute l'information utile sur la voie réelle.
La voie imaginaire comporte une somme de termes en avance et en retard sur le terme utile.
La multiplication par (-j)k est, en effet, une multiplication complexe, dans laquelle k est incrémenté à chaque période de l'horloge à la fréquence bit, ce qui permet d'obtenir toutes les variables de décision sur la voie réelle (comme en BPSK : "Binary phase shift keying") alors que les variables sont, avant multiplication, réparties sur la voie réelle aux instants 2kT et sur la voie imaginaire aux instants (2k+l)T, où T représente le temps bit.
Cette multiplication 21 par (-j)k permet une réalisation simple et performante des modules 26, 25 et 24 de poursuite, d'acquisition et de récupération de phase.
Le signal après multiplication par (-j) a pour expression à l'instant t = kTc + # :
Soit en négligeant les termes d'ordre supérieur
Avec les notations suivantes b : train étalé bi+kr = ak i+ ak : train de données non
étalé
P : séquence
n
d'étalement g : g = ge * gr avec g e : filtre emission
g r : filtre réception g est normalisé à 1 : g(o) = 1 g vérifie le critère de Nyquist : g(2k Tc) = o pour k # o
déphasage du rythme récepteur (q < Tc) déphasage de la porteuse réception mk = n*g (kTc+Z ) : n équivalent bande de base du bruit thermique
Le module de corrélation 51 comprend successivement un module de multiplication 22 par la séquence de "pseudo-bruit" et un module de sommation 30.
étalé
P : séquence
n
d'étalement g : g = ge * gr avec g e : filtre emission
g r : filtre réception g est normalisé à 1 : g(o) = 1 g vérifie le critère de Nyquist : g(2k Tc) = o pour k # o
déphasage du rythme récepteur (q < Tc) déphasage de la porteuse réception mk = n*g (kTc+Z ) : n équivalent bande de base du bruit thermique
Le module de corrélation 51 comprend successivement un module de multiplication 22 par la séquence de "pseudo-bruit" et un module de sommation 30.
La multiplication 22 par PN constitue l'opération de désétalement ; elle est suivie d'une sommation 30 sur r échantillons ou "chips", avec remise à zéro au rythme bit.
L'information utile étant sur la voie réelle, seule cette voie est utilisée pour la décision 31 qui est suivie du décodage 32.
En reprenant l'expression ci-dessus de xk, avec Z = o et f = o il vient
ap : train utile n : bruit blanc gaussien après désétalement p
La partie réelle de S est la variable de décision optimale pour p le bit a p.
ap : train utile n : bruit blanc gaussien après désétalement p
La partie réelle de S est la variable de décision optimale pour p le bit a p.
En sortie du décodeur différentiel 32, on obtient le train démodulé.
Dans le module 24 de récupération de phase, l'estimation de phase utilise la décision faite sur les bits a
p
L'estimateur de phase calcule l'erreur suivante
e = Sgn < R (S ) > Im (S
p e p p
Dont le rendement fournit > em négligeant le bruit intrinsèque et les erreurs de décision e p = r sin < Q+ n"p où n" est un bruit blanc gaussien d'origine thermique.
p
L'estimateur de phase calcule l'erreur suivante
e = Sgn < R (S ) > Im (S
p e p p
Dont le rendement fournit > em négligeant le bruit intrinsèque et les erreurs de décision e p = r sin < Q+ n"p où n" est un bruit blanc gaussien d'origine thermique.
p
Dans le module 24, on effectue donc une multiplication 33 d'un signal sortant du module 31 de décision par le signal de la voie imaginaire en sortie du module 30 de sommation. L'erreur ainsi obtenue est envoyée sur un VCO 35 ("Voltage Control Oscillator") de commande du module 20 de démodulation de filtrage et d'échantillonnage, via un filtre de boucle 34.
Dans le module 24, on effectue donc une multiplication 33 d'un signal sortant du module 31 de décision par le signal de la voie imaginaire en sortie du module 30 de sommation. L'erreur ainsi obtenue est envoyée sur un VCO 35 ("Voltage Control Oscillator") de commande du module 20 de démodulation de filtrage et d'échantillonnage, via un filtre de boucle 34.
Dans le module 26 de poursuite (ou "tracking"), le train incident est multiplié par les suites PN+1 (PN avancée d'un temps chip) et PN-1 (PN retardée d'un temps chip) issus du générateur 36 de "pseudo-bruit" comme représenté à la figure 4. Chaque voie est constituée d'un multiplieur (37, 38), d'un sommateur (39, 40) sur r échantillons et d'un circuit de calcul (41, 42) de leur module au carré. Le train incident étant en phase avec PN, les deux voies génèrent une corrélation avance et une corrélation retard.
Ces corrélation comportent, indépendamment du bruit gaussien, un bruit intrinsèque qui est filtré sur le filtre de boucle 43.
Chaque corrélation est effectuée en phase avec un terme de la partie imaginaire du signal incident. Les autres termes de la partie imaginaire et la partie réelle provoquent le bruit intrinsèque évoqué plus haut.
Les calculs montrent que la sommation relative à la multiplication par PN+1 doit être effectuée avec un "temps chip" d'avance par rapport au bit considéré. L'autre multiplication doit être effectuée avec un "temps chip" de retard. Les commandes RAZ + et RAZ-, fonctionnant au rythme bit, doivent tenir compte de ce décalage des sommations.
La sortie du filtre de boucle 43 est dirigée vers le VCXO 44 de commande du module 20 de démodulation, filtrage et échantillonnage.
En négligeant le bruit intrinsèque il vient
Signal en sortie du sommateur PN+1 :
n bruit gaussien
Signal en sortie du sommateur PN-1
n bruit gaussien
La tension d'erreur avant filtrage, vaut donc
ek = r (g (# -Tc) - g (# + Tc))
Soit, en développant g(t) au premier ordre au voisinage de T
e k = - 4 r g (tu) g' (Tc)
Cette erreur est indépendante de
Dans le module d'acquisition 25, l'acquisition est basée sur la corrélation entre le signal incident et la suite PN réception. Le signal de corrélation est obtenu par une multiplication par la suite PN et une sommation sur r chips sur la voie principale et par une prise de module (45) dans le bloc acquisition. Une sommation courte 46 permet de détecter rapidement les "non-corrélations". Un signal "NON" incrémente (signal SDPN) alors le générateur 36 de PN d'un chip et les sommateurs 46 et 47 sont remis à zéro (RAZ).
Signal en sortie du sommateur PN+1 :
n bruit gaussien
Signal en sortie du sommateur PN-1
n bruit gaussien
La tension d'erreur avant filtrage, vaut donc
ek = r (g (# -Tc) - g (# + Tc))
Soit, en développant g(t) au premier ordre au voisinage de T
e k = - 4 r g (tu) g' (Tc)
Cette erreur est indépendante de
Dans le module d'acquisition 25, l'acquisition est basée sur la corrélation entre le signal incident et la suite PN réception. Le signal de corrélation est obtenu par une multiplication par la suite PN et une sommation sur r chips sur la voie principale et par une prise de module (45) dans le bloc acquisition. Une sommation courte 46 permet de détecter rapidement les "non-corrélations". Un signal "NON" incrémente (signal SDPN) alors le générateur 36 de PN d'un chip et les sommateurs 46 et 47 sont remis à zéro (RAZ).
Si le premier seuil considéré est atteint, la comparaison étant réalisée grâce au détecteur 48, il peut s'agir soit d'une fausse alarme (seuil dépassé en l'absence de corrélation), soit du signal de corrélation. La deuxième sommation 47, longue, permet de lever cette ambiguité.
En cas de corrélation, le deuxième seuil considéré est atteint, la comparaison étant réalisée grâce au détecteur 49. Le signal d'acquisition SA est alors actif et les sommateurs sont remis à zéro.
S'il n'y a pas de corrélation (cas d'une fausse alarme) un signal "NON" agit comme précédemment.
En mode de fonctionnement normal du système, le module acquisition fonctionne en permanence. La remise à zéro des sommateurs est réalisée par le signal "OUI" du deuxième seuil 49.
Il est bien entendu que la présente invention n'a été décrite et représentée qu'à titre d'exemple préférentiel et que l'on pourra remplacer ses éléments constitutifs par des éléments équivalents sans, pour autant, sortir du cadre de l'invention.
Ainsi le nombre de circuit du module de poursuite 26 peut être réduit.
Ainsi dans la version décrite précédemment les corrélations avance et retard sont générées simultanément. Il est possible de n'utiliser qu'une seule voie et de générer successivement les deux corrélations.
Ceci a deux conséquences :
- La fréquence de génération de l'erreur est divisée par deux.
- La fréquence de génération de l'erreur est divisée par deux.
- Le bruit intrinsèque est plus important. Des termes, dont la somme s'annulent dans le cas double voie, deviennent dans ce cas décorrélés.
La variance de l'erreur de rythme est ainsi plus importante.
Ainsi le signal d'erreur dans le module de récupération de phase 24 peut être entré dans un filtre numérique 34 qui n'est plus relié au
VCO 35 mais à un déphaseur situé sur les deux voies, avant le module 23 de décision et de décodage différentiel, au travers d'un intégrateur.
VCO 35 mais à un déphaseur situé sur les deux voies, avant le module 23 de décision et de décodage différentiel, au travers d'un intégrateur.
Claims (10)
1/ Système d'émission-réception de données numériques, à étalement de spectre, caractérisé en ce qu'il travaille en modulation à déplacement de phase à quatre états de phase décalée ou "MDP4 décalée" ("OQPSK" en anglais).
2/ Système selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'en émission l'étalement de spectre a lieu en bande de base.
3/ Système selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'en émission, avant la modulation, le signal est multiplié par 4/ Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que le récepteur comporte un module de traitement par échantillonnage du signal complexe en bande de base, et un module de multiplication par (-j)k.
5/ Système selon la revendication 4, caractérisé en ce que le récepteur comprend : - un module (20) de démodulation, de filtrage en bande de base et d'échantillonnage - un module (21) de multiplication par (-j)k ; - un module (51) de corrélation - un module (23) de décision et de décodage différentiel - un module (24) de récupération de phase - un module (25) d'acquisition du rythme (mise en phase) - un module (26) de poursuite du rythme (réglage fin).
6/ Système selon la revendication 5, caractérisé en ce que le module (20) de démodulation, de filtrage, et d'échantillonnage, le module (21) de multiplication par (-j)k, le module (51) de corrélation, le module (23) de décision et de codage différentiels sont disposés en série entre l'entrée et la sortie du récepteur.
7/ Système selon l'une quelconque des revendications 5 et 6, caractérisé en ce que le module (24) de récupération de phase, qui reçoit des signaux provenant du module (23) de décision et de codage différentiel, permet de commander un VCO (25) relié au module (20) d'entrée.
8/ Système selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, caractérisé en ce que le module d'acquisiton (25) reçoit les signaux sortant du module de corrélation (51), pilote un générateur de "pseudo-bruit" (36), et délivre un signal d'acquisition (SA) ; ce générateur de "pseudo-bruit" (36) délivrant le signal de rythme bit après passage dans un module (54) de division synchrone : ce signal de rythme étant envoyé en entrée du module de sommation (30), en entrée du module de poursuite (26) et en entrée du module de décision (31).
9/ Système selon l'une quelconque des revendications 5 à 8, caractérisé en ce que le module de poursuite (26) reçoit les signaux en sorties du module de multiplication par (-j)k et des signaux issus du générateur de pseudo-bruit (36) et pilote un VCXO (44) relié au module (20) d'entrée et au générateur de "pseudo-bruit" (36).
10/ Système selon l'une quelconque des revendications 5 à 9, caractérisé en ce que le module de corrélation (51) comprend successivement un module de multiplication (22) par la séquence de "pseudo-bruit" et un module de sommation (30).
11/ Système selon l'une quelconque des revendications 5 à 10, caractérisé en ce que, dans le module (26) de poursuite chaque voie est constituée d'un multiplieur (37, 38) d'un sommateur (39, 40) sur deux échantillons et d'un circuit de calcul (41, 42) de leur module au carré, le train incident étant en phase avec le signal de "pseudo-bruit" (PN).
Priority Applications (4)
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| FR8807219A FR2751816A1 (fr) | 1988-05-31 | 1988-05-31 | Systeme d'emission-reception de donnees numeriques a etalement de spectre |
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| FR8807219A FR2751816A1 (fr) | 1988-05-31 | 1988-05-31 | Systeme d'emission-reception de donnees numeriques a etalement de spectre |
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ID=9366770
Family Applications (1)
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| FR8807219A Withdrawn FR2751816A1 (fr) | 1988-05-31 | 1988-05-31 | Systeme d'emission-reception de donnees numeriques a etalement de spectre |
Country Status (4)
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102075472A (zh) * | 2011-02-16 | 2011-05-25 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种扩频oqpsk中频及解扩解调方法 |
Families Citing this family (1)
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- 1989-05-30 SE SE8901937A patent/SE8901937D0/xx unknown
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| CN102075472A (zh) * | 2011-02-16 | 2011-05-25 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种扩频oqpsk中频及解扩解调方法 |
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