FR2751423A1 - Dispositif de traitement coherent de signaux radar a haute frequence de recurrence d'impulsions a large bande - Google Patents
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Abstract
Les impulsions ayant une largeur spectrale B, étant codées suivant un code de phase pseudo-aléatoire fréquentiel, et les intervalles de temps réservés à la réception étant par ailleurs découpés en fenêtres temporelles adjacentes, ce dispositif comporte essentiellement: - des premiers moyens pour réaliser une séparation de fréquences à l'intérieur de la bande B, relativement à chaque fenêtre temporelle, par analyse spectrale de celle-ci; - des deuxièmes moyens pour réaliser un décodage des phases pseudo-aléatoires portées par les fréquences émises; - des troisièmes moyens (7, 8) pour réaliser un filtrage Doppler relativement à chacune des fréquences séparées par les premiers moyens, pour une fenêtre temporelle de même rang de plusieurs récurrences successives; - des quatrièmes moyens (9, 10) pour réaliser un filtrage adapté relativement à l'ensemble des fréquences séparées par les premiers moyens et décodées par les deuxièmes moyens, pour une fenêtre temporelle de rang donné, et relativement à chaque fréquence Doppler filtrée par les troisièmes moyens pour cette même fenêtre temporelle. Application: radars à impulsions HFR à large bande instantanée.
Description
DISPOSITIF DE TRAITEMENT COHERENT DE SIGNAUX
RADAR A HAUTE FREQUENCE DE RECURRENCE
D'IMPULSIONS A LARGE BANDE
La présente invention concerne un dispositif de traitement cohérent de signaux radar à haute fréquence de récurrence d'impulsions à large bande.
RADAR A HAUTE FREQUENCE DE RECURRENCE
D'IMPULSIONS A LARGE BANDE
La présente invention concerne un dispositif de traitement cohérent de signaux radar à haute fréquence de récurrence d'impulsions à large bande.
Il est connu de traiter le signal de retour d'un radar à impulsions à large bande au moyen d'un corrélateur qui constitue un filtre adapté au code du signal à large bande émis, et permet de réaliser une discrimination en distance.
Il est également connu d'obtenir une discrimination en vitesse en réalisant un filtrage Doppler en sortie de ce corrélateur. Cette méthode a cependant pour inconvénient d'accroître la dynamique des signaux à traiter avant de procéder au filtrage Doppler, c'est-à-dire avant toute rejection des échos parasites tels que échos de sol, clutter . . .
La présente invention a pour objet un dispositif de discrimination en vitesse et en distance comportant une nouvelle architecture de corrélation qui autorise une insertion du filtrage Doppler en un point de la chaîne de traitement où la dynamique est la plus basse possible.
La présente invention a également pour objet un dispositif de traitement permettant, grâce à des combinaisons judicieuses de moyens de traitement numérique et de moyens de traitement analogique, d'associer une vitesse de traitement élevée à un faible encombrement.
Suivant l'invention, un dispositif de traitement cohérent de signaux radar à haute fréquence de récurrence d'impulsions à large bande, ces impulsions ayant une durée T et une largeur spectrale B, étant codées suivant un code de phase pseudo-aléatoire fréquentiel, et se répétant avec une période de répétition TR, et les intervalles de temps réservés à la réception étant par ailleurs découpés en fenêtres temporelles adjacentes de largeur T, est essentiellement caractérisé en ce qu'il comporte - des premiers moyens pour réaliser une séparation de fréquences à l'intérieur de la bande B, relativement à chaque fenêtre temporelle, par analyse spectrale de celle-ci - des deuxièmes moyens pour réaliser un décodage des phases pseudo-aléatoires portées par les fréquences émises dans la bande
B; - des troisièmes moyens pour réaliser un filtrage Doppler relativement à chacune des fréquences séparées par les premiers moyens, pour une fenêtre temporelle de même rang de plusieurs récurrences successives, ces troisièmes moyens fournissant la résolution Doppler recherchée; - des quatrièmes moyens pour réaliser un filtrage adapté relativement à l'ensemble des fréquences séparées par les premiers moyens et décodées par les deuxièmes moyens, pour une fenêtre temporelle de rang donné, et relativement à chaque fréquence
Doppler filtrée par les troisièmes moyens pour cette même fenêtre temporelle, ces quatrièmes moyens fournissant la résolution distance recherchée.
B; - des troisièmes moyens pour réaliser un filtrage Doppler relativement à chacune des fréquences séparées par les premiers moyens, pour une fenêtre temporelle de même rang de plusieurs récurrences successives, ces troisièmes moyens fournissant la résolution Doppler recherchée; - des quatrièmes moyens pour réaliser un filtrage adapté relativement à l'ensemble des fréquences séparées par les premiers moyens et décodées par les deuxièmes moyens, pour une fenêtre temporelle de rang donné, et relativement à chaque fréquence
Doppler filtrée par les troisièmes moyens pour cette même fenêtre temporelle, ces quatrièmes moyens fournissant la résolution distance recherchée.
D'autres objets et caractéristiques de la présente invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'exemples de réalisation, faite en relation avec les dessins ciannexés dans lesquels: - la figure 1 est un diagramme représentant la forme d'onde émise par le radar et le découpage de l'onde reçue en fenêtres tempo relIes - la figure 2 est un schéma des premiers moyens réalisant une séparation de fréquences et des deuxièmes moyens réalisant un décodage en fréquence des phases pseudo-aléatoires émises; - la figure 3 est un schéma illustrant les opérations de filtrage
Doppler et de filtrage adapté (compression d'impulsions) effectuées par les troisièmes et quatrièmes moyens; - la figure 4 est un schéma montrant une variante de réalisation des premiers moyens - la figure 5 montre une forme de réalisation possible des troisièmes et des quatrièmes moyens.
Doppler et de filtrage adapté (compression d'impulsions) effectuées par les troisièmes et quatrièmes moyens; - la figure 4 est un schéma montrant une variante de réalisation des premiers moyens - la figure 5 montre une forme de réalisation possible des troisièmes et des quatrièmes moyens.
On considère un radar dont la forme d'onde émise est une séquence cohérente de durée T constituée de R impulsions succes
e sives de durée T et de largeur spectrale B, et distantes d'une durée
TR.
e sives de durée T et de largeur spectrale B, et distantes d'une durée
TR.
A titre d'exemple on considère les valeurs suivantes des différents paramètres ainsi définis;
T = 1 ms
e
T =lus T R= 10 ires
La séquence considérée contient alors 100 impulsions de largeur spectrale B. Toujours à titre d'exemple, on considèrera que ces impulsions sont modulées par du bruit de phase pseudo-aléatoire porté par 100 fréquences dans 100 MHz de bande autour de 10 GHz de fréquence porteuse.
T = 1 ms
e
T =lus T R= 10 ires
La séquence considérée contient alors 100 impulsions de largeur spectrale B. Toujours à titre d'exemple, on considèrera que ces impulsions sont modulées par du bruit de phase pseudo-aléatoire porté par 100 fréquences dans 100 MHz de bande autour de 10 GHz de fréquence porteuse.
Comme représenté également sur la figure 1 les intervalles de temps de durée TR - T réservés à la réception sont découpés en tranches, ou fenêtres temporelles adjacentes de largeur T, soit 1 us, numérotées de 1à 1000.
Comme représenté sur la figure 2, ces tranches successives entrent dans un transformateur de Fourier à ondes de surface 1 de type M-C-M (Multiplication-C onvolution-Multiplication) de 100 MHz de bande qui restitue de nouvelles tranches de lulus représentant sur l'échelle des temps l'analyse de Fourier, à 1 MHz près, des tranches de 1 us incidentes.
Cet analyseur de spectre analogique procède de la façon suivante. Une première multiplication par une rampe de fréquences de bande B = 100 MHz et de durée T = 1 us est effectuée sur le signal entrant au moyen d'un modulateur 2. Une convolution est ensuite effectuée sur le signal résultant au moyen d'un filtre dispersif 3 de bande B = 200 MHz et de retard T = 2 tls. Une deuxième multiplication par une rampe de fréquences de bande
B = 100 MHz et de durée T = 1 llS est enfin effectuée sur le signal résultant au moyen d'un modulateur 4.
B = 100 MHz et de durée T = 1 llS est enfin effectuée sur le signal résultant au moyen d'un modulateur 4.
Après démodulation complexe par un détecteur amplitudephase 5, ces nouvelles tranches de Fourier de 1 ils sont numérisées dans un convertisseur analogique-numérique 6, sous 10 bits d'amplitude, par exemple, et 100 MHz de fréquence horloge sur chacune des voies complexes sinus et cosinus pour entrer dans une mémoire 7 de 90000 points de 2 x 10 bits constituée de 9 mémoires 7 à 79 de 10000 points (100 x 100) de 20 bits permettant de stocker la totalité de la séquence reçue de 1 ms.
Préalablement à l'écriture de cette mémoire 7, le décodage en fréquence des phases pseudoaléatoires çi portées par les 100 fréquences émises est réalisé, au moyen d'une "table de décodage" 7' faisant correspondre à chacune des fréquences ainsi séparées une phase opposée à celle qui lui a été affectée à l'émission, conformément au code pseudo-aléatoire utilisé. La table de décodage 7' équipant la voie sinus est une table de décodage en sin ça; de même la table de décodage 7' équipant la voie cosinus est une table de décodage en cos Wi. Par ailleurs une multiplication est réalisée entre les données issues du détecteur amplitude-phase, et les données correspondantes issues de la table de décodage, au moyen d'un multiplieur 7".
Comme représenté sur la figure 3, dans la première de ces neuf mémoires, 71, on range horizontalement l'une après l'autre, les cent tranches de Fourier de cent points de 1 MHz de résolution: n" 1,11,21,..., 981 et 991, après décodage des phases émises; dans la seconde de ces neuf mémoires, 7 on range les cent tranches de
Fourier de cent points : nO 2, 12, 22,..., 982 et 992 et ainsi de suite jusqu'à la neuvième mémoire 79 (une dixième mémoire pour les tranches nO 10, 20, ..., 1000 est inutile car on ne peut recevoir lorsqu'on émet).
Fourier de cent points : nO 2, 12, 22,..., 982 et 992 et ainsi de suite jusqu'à la neuvième mémoire 79 (une dixième mémoire pour les tranches nO 10, 20, ..., 1000 est inutile car on ne peut recevoir lorsqu'on émet).
Puis on relit chacune de ces neuf mémoires verticalement, fréquence de 1 MHz par fréquence de 1 MHz, en prenant successivement pour chaque fréquence les cent échantillons du temps 1, 11, 21, .. ., 991 de la première mémoire 71 puis les cent échantillons du temps 2, 12, . . ., 992 de la deuxième mémoire 72' etc . . . pour leur faire subir une deuxième transformée de Fourier de cent points (filtrage Doppler) dans un transformateur de Fourier 8 transformant l'échelle du temps des échantillons en échelle de fréquence-Doppler de cent fréquences Doppler de 1 kHz de résolution.
On range verticalement dans neuf mémoires 91 à 99 les cent échantillons Doppler ainsi obtenus correspondant à chacune des cent fréquences de 1 MHz des neuf mémoires initiales 7 à 79.
On relit ensuite chacune de ces neuf nouvelles mémoires 9 à 99 horizontalement, fréquence Doppler de 1 kHz par fréquence
Doppler de 1 kHz, en prenant successivement pour chaque fréquence
Doppler les cent échantillons de fréquence porteuse de 1 MHz pour leur faire subir une troisième transformée de Fourier de cent points (filtrage adapté) dans un transformateur de Fourier 10 transformant l'échelle des fréquences porteuses en échelle de temps de cent cases distances de 10 ns de résolution.
Doppler de 1 kHz, en prenant successivement pour chaque fréquence
Doppler les cent échantillons de fréquence porteuse de 1 MHz pour leur faire subir une troisième transformée de Fourier de cent points (filtrage adapté) dans un transformateur de Fourier 10 transformant l'échelle des fréquences porteuses en échelle de temps de cent cases distances de 10 ns de résolution.
Les échantillons ainsi obtenus stockés respectivement dans neuf mémoires 111 à 119 sont les éléments de la fonction d'ambi gulté Doppler-distance à 10 ns près (soit 1.5 mètre près) et à 1 kHz près (soit 15m/s près) pour les neuf premières its de signal temps réel.
L'obtention de ces fonctions d'ambigulté termine le traitement linéaire de la séquence radar.
Si la séquence de cent impulsions de 1 us émise est constituée de cent fréquences de phases aléatoires entre elles mais constantes pendant toute la durée de la séquence, c'est-à-dire 1 ms, ce traitement n'est pas à recommencer pour les 9 lls suivantes en remplaçant les séquences 1, 11, .. ., 991 etc ... par des séquences 11, 21,..., 1001, etc . .. décalées de 10 its des premières séquences. Dans ce cas, en effet, ce radar de type HFR est ambigu en distance avec une ambigulté de 10 lls de période et le traitement n'est à recommencer que toutes les 0,5 à 1 ms environ.
Si la séquence de cent impulsions de 1 le émise est constituée de cent fréquences de phases aléatoires entre elles, constantes seulement pendant la durée d'une impulsion émise mais variables d'une impulsion à l'autre, le radar n'est pas ambigu en distance et le traitement est à recommencer pour les 9 xls suivantes en remplaçant les séquences 1, 11, ..., 991, etc. par des séquences 11, 21, ..., 1001, etc. décalées de 10 its des premières séquences.
Sur la figure 4 on a représenté une variante du schéma de la figure 2 plus facilement réalisable avec des composants existant aujourd'hui.
Ne pouvant échantillonner qu'à 25 MHz à la sortie de l'analyseur de spectre d'entrée il est nécessaire que celui-ci réalise un changement de l'échelle des temps (une dilatation d'un facteur 4) entre son entrée temporelle et sa sortie spectrale.
Ceci est aisément réalisé en rompant la symétrie de l'analyseur M-C-M de la figure 2. L'analyseur symétrique représenté sur la figure 2 utilise une rampe de modulation d'entrée de lits et de 100 MHz de bande, un filtre dispersif de convolution de 2,us de temps de retard dispersif et de 200 MHz de bande et une rampe de modulation de sortie identique à celle d'entree.
L'analyseur dissymétrique représenté sur la figure 4, effectuant la même transformation de Fourier en dilatant l'échelle des temps à sa sortie d'un facteur 4, utilise une rampe de modulation d'entrée de 1 lls et de 25 MHz de largeur de bande, obtenue au moyen d'un filtre dispersif 12, un filtre de convolution 13 de 5 ils de temps de retard dispersif et de 125 MHz de largeur de bande et une rampe de modulation de sortie de 4 ils et de 100 MHz de bande, obtenue au moyen d'un filtre dispersif 14.
Cet analyseur dissymétrique ne peut plus traiter qu'une tranche de 1 lis de signal d'entrée toutes les 4 its. I1 est donc nécessaire d'en mettre quatre en parallèle.
On réalise ceci après la rampe de modulation d'entrée par une commutation toutes les 315 au moyen d'un commutateur 12' des signaux sur quatre voies en parallèle comprenant chacune un filtre dispersif de convolution 13, une rampe de modulation de sortie 14, une démodulation complexe 15, une conversion analogique numérique 10 bits/25 MHz sur les voies X et Y ainsi obtenues et une mise en mémoire des résultats dans une mémoire 17 de 22500 échantillons de 2 x 10 bits.
La suite du traitement qui consiste en une deuxième transformée de Fourier pour le filtrage Doppler suivie d'une troisième transformée de Fourier pour le filtrage adapté peut être réalisée soit en numérique soit en analogique suivant la cadence de renouvellement souhaitée des informations.
Si le traitement doit s'appliquer à toutes les séquences émises clest-à-dire toutes les ms (cas des phases constantes pendant une séquence) cent transformées de Fourier par tranche de 1 ils, soit neuf cent transformées de Fourier à deux dimensions sont à réaliser en 1 ms. Ceci ne peut s'obtenir que par quatre chaînes identiques de transformateurs à ondes de surface telles que celles représentées sur la figure 5a pour la transformée de Fourier effectuant le filtrage
Doppler et sur la figure 5b pour la transformée de Fourier effectuant le filtrage adapté. Ces chaînes nécessitent des passages successifs de l'analogique au numérique et du numérique à l'anal o gique puisque les transformations de Fourier sont analogiques et les mises en mémoire numériques.
Doppler et sur la figure 5b pour la transformée de Fourier effectuant le filtrage adapté. Ces chaînes nécessitent des passages successifs de l'analogique au numérique et du numérique à l'anal o gique puisque les transformations de Fourier sont analogiques et les mises en mémoire numériques.
Il est à noter que la première transformée de Fourier doit avoir une réponse "percutionnelle" en sin f/f tandis que la deuxième transformée de Fourier réalisant le filtrage Doppler et la troisième réalisant la compression d'impulsion doivent avoir une réponse "percutionnelle" du type fonction de Gauss ou de Hamming; c'est pourquoi les analyseurs doivent être du type M-C-M pour la première transformée et du type C-M-C (Convolution-Multiplication
Convolution) pour la deuxième et la troisième transformées.
Convolution) pour la deuxième et la troisième transformées.
Le transformateur à ondes de surface représenté sur la figure 5a comporte ainsi, placé en sortie d'un modulateur complexe 18 luimême placé en sortie de deux convertisseurs numérique-analogique à 10 bits/25 MHz, 19, placés respectivement sur les voies X et Y de sortie de la mémoire 17 représentée également sur la figure 4 : un filtre dispersif de convolution 19' de 4 us de temps de retard dispersif et de 25 MHz de largeur de bande, un filtre dispersif 20 apte à générer une rampe de modulation de 8 its et de 50 MHz de largeur de bande, et un filtre dispersif de convolution 21 de 4 its de temps de retard dispersif et de 25 MHz de largeur de bande. Ce transformateur est suivi d'un démodulateur complexe 22, d'un convertisseur analogique-numérique 23 placé sur chacune des voies X et
Y de sortie du démodulateur complexe, et d'une mémoire 24 apte à stocker les résultats du filtrage Doppler effectué par ce transformateur, pour chacune des fréquences séparées par la première transformée de Fourier.
Y de sortie du démodulateur complexe, et d'une mémoire 24 apte à stocker les résultats du filtrage Doppler effectué par ce transformateur, pour chacune des fréquences séparées par la première transformée de Fourier.
Le transformateur à ondes de surface représenté sur la figure 5b comporte de la même façon, placé en sortie d'un modulateur complexe 25 lui-même placé en sortie de deux convertisseurs numérique-analogique 26 placés respectivement sur les voies X et Y de sortie de la mémoire 24 (figure 5a): un filtre dispersif de convolution 27 de 4 its de temps de retard dispersif et de 25 MHz de largeur de bande, un filtre dispersif 28 apte à générer une rampe de modulation de 8 iis et de 50 MHz de largeur de bande, et un filtre dispersif de convolution de 4 ils de temps de retard dispersif et de 25 MHz de largeur de bande.
Ce transformateur est lui-même suivi d'un démodulateur complexe 30, d'un convertisseur analogique-numérique 31 placé sur chacune des voies X et Y de sortie de ce convertisseur et d'une mémoire 32 apte à stocker les résultats de ce filtrage adapté pour chacune des fréquences Doppler séparées par la deuxième transformée de Fourier.
Si le traitement peut n'être appliqué qu'à une séquence de temps en temps, toutes les secondes par exemple, parce que ce mode d'émission à large bande et de traitement des signaux n'est pas le mode principal du radar mais un mode d'affinage, alors les deuxième et troisième transformées de Fourier peuvent être réalisés en numérique et il n'est plus nécessaire de revenir à l'analogique après la première transformée de Fourier et la première mise en mémoire numérique.
La première transformée de Fourier est avantageusement réalisée en analogique car elle doit calculer cent points en l its c'est-à-dire un point en 10 ns, c'est-à-dire réaliser cent multiplications flottantes toutes les 10 ns soit 1010 multiplications flottantes/sec.
Ce même rythme est nécessaire pour les autres transformées
lorsque le traitement doit s'appliquer à toutes les séquences du radar
tandis qu'il est 1000 fois plus lent (107 multiplications/sec) lorsque
le traitement ne s'applique qu'à une séquence sur 1000.
lorsque le traitement doit s'appliquer à toutes les séquences du radar
tandis qu'il est 1000 fois plus lent (107 multiplications/sec) lorsque
le traitement ne s'applique qu'à une séquence sur 1000.
Claims (5)
1. Dispositif de traitement cohérent de signaux radar à haute fréquence de récurrence d'impulsions à large bande, ces impulsions ayant une durée T et une largeur spectrale B, étant codées suivant un code de phase pseudo-aléatoire fréquentiel, et se répétant avec une période de répétition TR, et les intervalles de temps réservés à la réception étant par ailleurs découpés en fenêtres temporelles adjcacentes de largeur T, caractérisé en ce qu'il comporte: - des premiers moyens (1) pour réaliser une séparation de fréquences à l'intérieur de la bande B, relativement à chaque fenêtre temporelle, par analyse spectrale de celle-ci; - des deuxièmes moyens (7') pour réaliser un décodage des phases pseudo-aléatoires portées par les fréquences émises dans la bande
B; - des troisièmes moyens (7, 8) pour réaliser un filtrage Doppler relativement à chacune des fréquences séparées par les premiers moyens, pour une fenêtre temporelle de même rang de plusieurs récurrences successives, ces troisièmes moyens fournissant la résolution Doppler recherchée - des quatrièmes moyens (9, 10) pour réaliser un filtrage adapté relativement à l'ensemble des fréquences séparées par les premiers moyens et décodées par les deuxièmes moyens, pour une fenêtre temporelle de rang donné, et relativement à chaque fréquence
Doppler filtrée par les troisièmes moyens, pour cette même fenêtre temporelle, ces quatrièmes moyens fournissant la résolution distance recherchée.
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les premiers moyens comportent un transformateur de Fourier analogique à ondes de surface.
3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transformateur de Fourier est réalisé par groupement de n transfor mateurs de Fourier dissymétriques réalisant une dilatation temporelle d'un facteur apte à commuter le signal n entre leur entrée temporelle et leur sortie spectrale.
4. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les troisièmes moyens comportent un transformateur de Fourier analogique à ondes de surface, précédé de mémoires aptes à stocker les données issues des premiers et des deuxièmes moyens.
5. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que les quatrièmes moyens comportent un transformateur de Fourier analogique à ondes de surface précédé de mémoires aptes à stocker les données issues des troisièmes moyens.
Priority Applications (4)
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| FR8703065A FR2751423A1 (fr) | 1987-03-06 | 1987-03-06 | Dispositif de traitement coherent de signaux radar a haute frequence de recurrence d'impulsions a large bande |
Publications (1)
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Family Applications (1)
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