FR2731078A1 - Circuit d'adaptation pour un appareil de mesure de champs electriques et appareil de mesure de champs electriques equipe d'un tel circuit - Google Patents

Abstract

Circuit d'adaptation pour un appareil de mesure de champs électriques et appareil de mesure de champs électriques équipé d'un tel circuit. Ce circuit de détection comporte une entrée (32) connectée à un capteur capacitif de champs électriques, une sortie connectée à des moyens de mesure et/ou d'enregistrement via une liaison électrique, au moins une première branche d'entrée (30) électriquement reliée à ladite entrée (32) et comportant au moins un premier condensateur (36) formant avec le capteur capacitif (16) un diviseur capacitif, et des moyens actifs (38) d'adaptation d'impédance branchés entre le condensateur (36) et la sortie du circuit de détection. Application à la mesure de champs électriques.

Description

CIRCUIT D'ADAPTATION POUR UN APPAREIL DE MESURE DE
CHAMPS ELECTRIQUES ET APPAREIL DE MESURE DE CHAMPS
ELECTRIQUES EQUIPE D'UN TEL CIRCUIT
DESCRIPTION
Domaine technique
La présente invention concerne un circuit d'adaptation pour un appareil de mesure de champs électriques et un appareil de mesure de champs électriques équipé d'un tel circuit.

Les appareils de mesure de champs électriques sont utilisés notamment pour la mesure d'énergies électromagnétiques indésirables produites par un nombre croissant de sources telles que par exemple la foudre, ou des engins nucléaires.

Les appareils de mesure de champs électriques servent également au contrôle du durcissement d'équipements sensibles, c'est-à-dire de leur résistance aux agressions électromagnétiques. Les contrôles du durcissement concernent en particulier des appareils électroniques qui doivent fonctionner dans des milieux perturbés notamment par des champs électromagnétiques.

Etat de la technique antérieure
Les unités de contrôle des équipements sensibles comportent généralement deux types d'appareils. Un premier type d'appareils comporte des générateurs de perturbations électromagnétiques pour simuler des agressions de l'équipement sensible. Un deuxième type d'appareils comporte des dispositifs de contrôle et d'enregistrement permettant de mesurer la résistance à l'agression ainsi provoquée. Ces derniers comportent notamment des sondes de courant et de tension, associées par exemple à un oscilloscope, ainsi que des appareils de mesure de champs magnétiques et de champs électriques.

Les appareils de mesure de champs électriques connus comportent un capteur capacitif passif, du type symétrique ou asymétrique, équipé d'une "antenne" formée d'une ou deux calottes hémisphériques conductrices qui constituent un condensateur ayant une capacité effective généralement comprise entre 10 et 100 pF. Le capteur capacitif est chargé par une liaison électrique coaxiale qui le relie à des moyens de mesure et/ou d'enregistrement.

Les figures 1, 2 et 3 illustrent le fonctionnement d'un capteur de champs électriques E.

Comme le montre la figure 1, le principe de base du fonctionnement du capteur est celui d'un dipôle capacitif 10 dont on a schématiquement représenté les armatures 11, 12 qui correspondent aux calottes hémisphériques.

Sous l'action d'un champ électrique E représenté par des flèches 14 un signal de sortie de tension Vs apparaît aux bornes 16, 18 des armatures 11, 12 respectivement.

Les figures 2 et 3 sont respectivement des schémas électriques équivalents de Norton et de
Thévenin relatif au capteur de champs magnétiques chargé par une liaison coaxiale non représentée, reliée aux bornes 16, 18.

Sur ces figures les références 20, 22 désignent respectivement une source de courant Ic et une source de tension Vc du capteur.

Un condensateur 24 correspond à la capacité effective Cc du capteur et une résistance 26, dont la valeur est désignée par Rc, correspond à la charge de la liaison électrique coaxiale et qui a une valeur typique de 50 fl.

On désigne par E la valeur du champ électrique
E vu par le capteur, par A la surface effective du capteur, par e la hauteur effective séparant les armatures, par Vc la tension engendrée sur le capteur par le champ E et par #o la constante diélectrique du vide.

Ainsi, on vérifie pour le capteur les relations suivantes :
(1) A = Cc.l #0
(2) Vc = l.E
Le courant Ic "produit" par le capteur, de capacité effective Cc, sous l'effet d'un champ électrique variable, répond à la forme générale
dV Ic(t) = kCc dt ou 1c( > ) = kVCcO), dans laquelle t désigne le temps, et o une pulsation.

Dans le cas du premier schéma électrique de
Norton, ce courant Ic s'exprime par rapport à la fréquence par la formule :
(3) Ic = A.#.#o.E = Cc##oE=lECc# #o
Dans une situation où la valeur Rc est telle que Rc < < 1/Cc#, la tension Vs d'après le schéma électrique équivalent de Thévenin est

où j est tel que j2=-1.

En négligeant Rc et en considérant les relations (1) et (2), on aboutit à la relation (4)
(4) Vs = j.Rc.#.A.#o.E
On obtient une valeur imaginaire pure qui traduit bien le fait que le circuit dans ce cas particulier est essentiellement capacitif. Ce montage n'est pas utilisable car la tension de sortie est pratiquement nulle.

Dans une situation où la valeur de Rc est telle que Rc > > l/Cco, et en considérant le schéma équivalent de Thévenin, on a immédiatement Vs=Vc.

Ce qui donne en utilisant les constantes du capteur
(5) VC =6C =t.E
Cc
On peut noter que la fréquence de coupure basse d'un capteur capacitif est déterminée par la constante de temps i=R.CC, dans laquelle R est la résistance de charge et Cc la capacité propre de l'élément capteur.

Cette fréquence de coupure basse Fb, pour laquelle l'atténuation est de 3 dB, est donnée par la relation
Fb=
2XO
Les capteurs de champs électriques proposés habituellement sont tous des dispositifs à basse impédance, c'est-à-dire qu'ils sont tous chargés par une liaison coaxiale d'une impédance caractéristique de l'ordre de 50 n. La constante de temps qui en résulte est très faible : moins de 5 ns. De ce fait la fréquence de coupure basse de ces dispositifs est très élevée, généralement supérieure à 30 MHz.

De façon typique, lorsque la capacité effective du capteur est comprise entre 10 pF et 100 pF, les fréquences de coupure basses sont respectivement comprises entre sensiblement 300 et 30 MHz.

Les capteurs ainsi utilisés constituent des dispositifs différenciateurs et doivent nécessairement être suivis par un module électronique d'intégration très sophistiqué. Ce module est logé dans un boîtier autonome à haute immunité pour le protéger lui-même des perturbations électromagnétiques.

Le module électronique doit être capable d'opérer, à partir de fréquences élevées et d'un signal hautement différencié, une intégration d'autant plus difficile que le facteur intégrant peut atteindre 200 000. Le moindre "bruit" parasite peut donc affecter lourdement la forme reconstituée du signal.

Dans cette situation seule l'utilisation de nombreux circuits électroniques actifs hautement performants permet d'accomplir une telle opération.

Malheureusement de tels circuits actifs exigent une puissance d'alimentation élevée qui est généralement assurée par une batterie. Or, cette batterie est placée dans le boîtier de haute immunité aux perturbations, dont le volume doit rester faible. L'autonomie de tels dispositifs ne peut en général pas dépasser une ou deux heures, ce qui gène et ralentit beaucoup les mesures.

Par ailleurs, les fréquences de coupure hautes des appareils de mesure de champs électriques sont également limitées, ce qui exclut de leur spectre de mesure certaines émissions électromagnétiques.

Typiquement, pour des capteurs avec une capacité effective Cc de 10 et de 100 pF tels qu'évoqués cidessus, la fréquence de coupure haute est respectivement de l'ordre de 750 MHz et de 200 MHz.

Un autre inconvénient des appareils connus de mesure de champs électriques est leur faible rapport de signal à bruit qui ne dépasse guère 50 dB, en particulier lorsque la transmission du signal se fait après une conversion électro-optique.

Un but de la présente invention est de proposer un circuit d'adaptation pour un appareil de mesure de champs électriques qui permette de s'affranchir des contraintes imposées notamment par le matériel de traitement du signal, dans les appareils connus à capteur capacitif.

Un autre but de la présente invention est de proposer un circuit d'adaptation complémentaire pour un appareil de mesure de champs électriques qui permette d'étendre considérablement la bande passante de cet appareil vers les très hautes fréquences.

Un autre but est de proposer un appareil de mesure de champ faiblement consommateur en énergie qu'il est possible d'alimenter de façon autonome, par exemple par batteries, avec une autonomie suffisante pour effectuer des mesures dans de bonnes conditions.

Exposé de l'invention
Pour atteindre ces buts, l'invention concerne plus précisément un circuit d'adaptation pour un appareil de mesure de champs électriques, du type comportant au moins un capteur capacitif de champs électriques, des moyens de mesure et/ou d'enregistrement de signaux provenant du capteur capacitif, et des moyens de liaison électrique par câble entre le capteur capacitif et les moyens de mesure et/ou d'enregistrement, caractérisé en ce que le circuit d'adaptation, disposé entre le capteur capacitif et les moyens de liaison, comporte une entrée connectée au capteur capacitif, une sortie connectée aux moyens de mesure et/ou d'enregistrement via la liaison électrique, au moins une première branche d'entrée électriquement reliée à ladite entrée et comportant au moins un premier condensateur formant avec le capteur capacitif un diviseur capacitif, et des moyens actifs d'adaptation d'impédance branchés entre le condensateur et la sortie du circuit d'adaptation.

Le signal délivré par le capteur capacitif vers la branche d'entrée apparaît aux bornes du premier condensateur pour être appliqué aux moyens d'adaptation d'impédance. La sortie des moyens d'adaptation d'impédance est reliée au câble de liaison dont l'impédance est de l'ordre de 50 n. L'impédance d'entrée des moyens d'adaptation d'impédance peut cependant être très élevée. Le dispositif de l'invention permet donc grâce à ce condensateur d'atténuer le signal capté dans le diviseur capacitif et d'obtenir une constante de temps suffisamment importante pour transmettre, sans atténuation, des fréquences, et en particulier des fréquences de la gamme de basses fréquences (BF) supérieures à 200 Hz.

Pour des fréquences élevées, à partir de plusieurs mégahertz la capacité du premier condensateur constitue une charge essentiellement réactive qui perturbe la transmission du signal.

Ainsi, selon un aspect avantageux de l'invention, la première branche peut comporter au moins une première résistance d'amortissement montée en série avec le condensateur et destinée à limiter la diminution de l'impédance de ce circuit détecteur en haute fréquence.

La première résistance constitue une charge d'amortissement indépendante de la fréquence et minimise les perturbations dues à une charge essentiellement réactive telle qu'évoquée ci-dessus.

Cette première branche ainsi conçue permet une détection correcte des fréquences comprises entre 200 Hz et 200 MHz.

Selon un autre perfectionnement de l'invention, le circuit d'adaptation comporte en outre une deuxième branche d'entrée reliée électriquement à ladite entrée, en parallèle avec la première branche, et comportant, en série au moins un deuxième condensateur et au moins une deuxième résistance, le deuxième condensateur présentant une capacité supérieure à celle du premier condensateur et la deuxième résistance présentant une valeur inférieure à celle de la première résistance.

La présence de cette seconde branche, qui forme diviseur capacitif, permet de réduire fortement la capacité de la première branche et d'augmenter dans les mêmes proportions la résistance de cette branche, ce qui est très favorable pour la détection correcte des hautes fréquences au-dessus de 200 MHz.

Grâce à ces caractéristiques combinées, il est possible de rendre l'amplitude du signal appliqué aux moyens d'adaptation d'impédance quasiment indépendante de la fréquence de ce signal et de détecter correctement toutes les fréquences comprises entre 200 Hz et plus de 1 GHz.

Préférentiellement, les valeurs des composants peuvent être choisies de sorte que la première et la seconde branches présentent des constantes de temps sensiblement identiques, les constantes de temps des première et seconde branches étant respectivement égales au produit de la valeur de la première résistance par la capacité du premier condensateur et au produit de la valeur de la deuxième résistance par la capacité du deuxième condensateur.

Selon un autre aspect de l'invention, les moyens d'adaptation d'impédance peuvent comporter un transistor à effet de champ monté en émetteur suiveur, une triode à vide montée en cathode suiveuse ou encore un montage en push-pull de deux transistors.

Les moyens d'adaptation d'impédance ainsi conçus présentent l'avantage d'une impédance d'entrée très élevée et aussi d'une faible consommation en énergie électrique.

L'invention concerne également un appareil de mesure de champs électriques, du type comportant au moins un capteur capacitif de champs électriques, des moyens de mesure et/ou d'enregistrement de signaux provenant du capteur capacitif et des moyens de liaison électrique entre le capteur capacitif et les moyens de mesure et/ou d'enregistrement. Selon l'invention, cet appareil de mesure comporte un circuit d'adaptation tel que décrit ci-dessus.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description qui va suivre donnée à titre purement illustratif et non limitatif, en référence aux figures des dessins annexés.

Brève description des figures
- la figure 1, déjà décrite, est une représentation schématique de principe d'un capteur capacitif de champs électriques,
- la figure 2, déjà décrite, est un schéma équivalent de Norton d'un capteur conforme à la figure 1, relié à une charge électrique,
- la figure 3, déjà décrite, est un schéma équivalent de Thévenin d'un capteur conforme à la figure 1 et relié à une charge électrique,
- la figure 4 est un schéma électrique d'un circuit de base conforme à l'invention, et une représentation schématique d'un appareil de mesure de champs électriques comportant un circuit conforme à l'invention,
- la figure 5 est un schéma électrique d'un perfectionnement du circuit de base, conforme à l'invention, et une représentation schématique d'un appareil de mesure de champs électriques comportant le circuit selon le perfectionnement,
- la figure 6 est un schéma électronique du circuit de la figure 5 représentant un premier mode de réalisation de moyens actifs d'adaptation d'impédance, conformément à l'invention,
- la figure 7 est un schéma électronique du circuit de la figure 5 représentant un deuxième mode de réalisation des moyens actifs d'adaptation d'impédance, conformément à l'invention.

Description détaillée de modes de mise en oeuvre de l'invention
Dans la description qui va suivre des références identiques sont associées à des parties identiques ou similaires des différentes figures.

Le circuit de base conforme à l'invention, représenté à la figure 4 comporte une première branche d'entrée 30 électriquement reliée à une entrée 32 à laquelle est connecté un capteur capacitif 10, dont la calotte hémisphérique est symboliquement représentée.

La deuxième calotte, non représentée est constituée par la masse du boîtier.

La branche 30 comporte, successivement à partir de l'entrée 32 une première résistance électrique 34 de valeur R en série avec un premier condensateur 36 de valeur C. Des moyens actifs d'adaptation d'impédance 38 ont une entrée 40 reliée au premier condensateur en une borne 42 située entre la résistance 34 et le condensateur 36.

L'impédance d'entrée des moyens 38 est figurée par une résistance de fuite 44 de valeur Rf préférentiellement élevée. La sortie 46 des moyens d'adaptation d'impédance 38 est chargée par une résistance de charge 48 de valeur Rc. La résistance Rc correspond à un câble coaxial qui relie la sortie du circuit à des appareils de mesure ou d'enregistrement représentés schématiquement avec la référence 49.

L'ensemble formé par le capteur 10, par le circuit d'adaptation et par les appareils de mesure ou d'enregistrement 49 constitue un appareil de mesure de champs électriques conforme à l'invention.

Lorsque le condensateur 36 présente une valeur
C tel que C=n.Cc, où Cc est la capacité du détecteur capacitif et n un coefficient multiplicateur, le signal capté est atténué dans un rapport de n+1.

Par ailleurs, la résistance 34, en série avec le condensateur 36 permet de minimiser des perturbations de charges essentiellement réactives, dues, à haute fréquence, au condensateur 36.

La résistance 34 a de préférence une valeur R minimale suffisante pour limiter des constantes de temps parasites du type L/R, ou LC liées aux liaisons et au câblage.

Le courant Ic fourni par le capteur capacitif peut s'exprimer sous la forme différentielle suivante I (t) dQ g AdE où t est le temps et dQ la variation de la charge dans
dt le capteur capacitif.

Le courant Ic peut s'exprimer en fonction du temps selon la formule suivante Ic(t)=#oAEsin#t dans laquelle o désigne la pulsation.

La valeur efficace de 1c peut être exprimée par
Ic(oe)=oAoeE=Ccoe8o =
#o
Le courant I circulant dans le circuit comportant la capacité Cc du capteur capacitif, en série avec la capacité C du condensateur 36 s'exprime selon la formule suivante.

I(#)=lECeq#) avec Ceq = CcC
Cc+C
La tension Ve aux bornes du condensateur 36, c'est-à-dire à l'entrée des moyens actifs d'adaptation d'impédance est donc telle que
Ve I(#)Zc = lE CcC 1 = lE C
Cc + C C# C + Cc
Il apparaît que Ve est une quantité indépendante de la fréquence, ce qui est un des buts recherchés dans la perspective de l'élargissement de la bande passante de l'appareil de mesure.

La tension Vc qui se développe sur le capteur capacitif, c'est-à-dire sur sa calotte hémisphérique de mesure est donc telle que
Vc=Ve+RI(#)=lE Cc (1+RC#)
C+Cc
Rappelons que la capacité Cc de la calotte dépend de ses dimensions propres et de la distance qui la sépare de la surface du boîtier sur lequel elle est fixée, et qui tient lieu à la fois de référence et/ou de seconde calotte.

A partir de la formule ci-dessus et du théorème de Coulomb on peut établir une relation qui exprime la hauteur effective t1 dans le champ de l'élément détecteur lorsque celui-ci est relié à une capacité C.

La hauteur effective du capteur capacitif est comprise comme la distance séparant l'équivalent de la calotte hémisphérique du boîtier, multipliée par le rapport réducteur Cc + 1.

C
Rappelons que le théorème de Coulomb donne la relation entre le champ électrique E et la densité superficielle o des charges en coulombs par m2.

a
go
Il apparaît que la charge Qc emmagasinée dans la calotte du capteur capacitif (de capacité Cc) ne dépend que de la valeur du champ E et de la surface équivalente qu'elle présente.

Or, comme le capteur capacitif est connecté au condensateur 36 d'une valeur C, n fois plus grande, l'ensemble se comporte vis-à-vis des charges comme deux capacités en parallèle formant une valeur (n+l) Cc.

A partir des formules donnant la surface effective A et du théorème de Coulomb on peut écrire l'expression de charge Qc pour définir la nouvelle hauteur e1 en présence de C.

Qc=KE=soAE=tECc=tlE(n+l)Cc dont el=e/n+ 1
La hauteur effective dans le champ se trouve divisée par (n+1).

On peut dire qu'une même charge emmagasinée par un condensateur (n+1) fois plus grand va déterminer à ses bornes une tension Vc, (n+l) fois plus faible.

Ce montage est un diviseur capacitif vis-à-vis du champ qui "voit" les capacités en série, et un multiplicateur capacitif vis-à-vis des charges qui "voient" les capacités en parallèle. C'est cet arrangement qui caractérise le principe du circuit de l'invention.

Pour des raisons d'adaptation d'impédance, la résistance 34 ne peut guère dépasser une valeur R de 100 n. D'autre part, le condensateur 36 pour remplir son rôle de diviseur, doit de préférence valoir au moins dix fois la valeur de Cc. De ce fait, l'impédance du circuit série RC est essentiellement celle de la résistance 34 à partir de quelques centaines de MHz.

Ceci provoque des constantes de temps parasites de type
L/R et LC, liées aux effets de self du condensateur 36 et de son câblage et à la valeur des éléments qui provoquent des altérations trop importantes des signaux pour les fréquences supérieures à 200 MHz.

Pour éliminer ces effets, une deuxième mise en oeuvre de l'invention, plus perfectionnée, permet d'obtenir un signal non perturbé, divisé par le rapport n+l et qui ait également une amplitude indépendante de la fréquence.

Le circuit conforme à la deuxième mise en oeuvre de l'invention est représenté sur la figure 5.

Celui-ci comporte toujours la première branche 30 électriquement reliée à une entrée 32 à laquelle est connecté le capteur capacitif 10.

Tout comme dans la réalisation illustrée à la figure 4, la branche 30 comporte une résistance électrique 34 et un condensateur 36. Cependant, les branches 30 des figures 4 et 5 ne sont pas équivalentes. Les valeurs de la résistance 34 et du condensateur 36 sont respectivement R et C dans le cas de la figure 4 alors que les valeurs de la résistance 34 et du condensateur 36 sont Re et Ce dans le cas de la figure 5, R étant différent de Re et C étant différent de Ce. Des moyens actifs d'adaptation d'impédance 38 avec une résistance de fuite 44 sont connectés à la bornes 42 du condensateur 36.

Le circuit comporte en outre, dans un mode de réalisation particulier, une deuxième branche d'entrée 50 reliée également à l'entrée 32. La branche 50, montée en parallèle sur l'entrée 32 par rapport à la branche 30 comporte une résistance 54 de valeur Ra en série avec un condensateur 56 de valeur Ca.

Grâce à la deuxième branche d'entrée 50, il est possible de réduire fortement la valeur Ce du condensateur 36, par rapport à la valeur C du condensateur 36 de la figure 4 et il est possible aussi d'augmenter fortement la valeur Re de la résistance 34 par rapport à la valeur R de la résistance 34 de la figure 4. A titre d'exemple, la valeur Ce peut être de l'ordre de quelques pF car elle est essentiellement due à la capacité d'entrée d'un transistor qui constituerait l'élément actif des moyens d'adaptation d'impédance.

Dans cet arrangement c'est la seconde branche 50 qui constitue pour l'essentiel le diviseur capacitif.

Ainsi la première branche 30 à "haute impédance" transmet par le condensateur 36 de capacité
Ce aux moyens actifs d'adaptation, à la fois les signaux de la partie basse de la gamme, présents aux bornes du condensateur 56 de capacité Ca, et les signaux non perturbés de la partie haute de la gamme détectés par le condensateur 36.

Cet arrangement permet la transmission de fréquences allant de 200 Hz à plus d'un GHz sans provoquer de perturbations.

Selon un aspect avantageux de l'invention, les valeurs Ra, Ca et Re, Ce sont choisies telles que ReCe=RaCa.

Comme le montre le raisonnement ci-dessous, ce choix permet d'obtenir un circuit de détection apériodique.

En effet, le courant du capteur capacitif est de la forme IC=CcxtE et est égal à la somme des courants Ia et 1e qui circulent respectivement dans les branches 50 et 30. Les tensions aux bornes des condensateurs 36 et 56 sont donc respectivement
Ve = |e et Va = |a
Ce# Ca#
En satisfaisant l'égalité Va=Ve, on obtient
|a = Ca
le Ce
Par ailleurs, on vérifie
Vc=tEc +C (l+RaCao)) et
Vc =eEc+Ccc ReCe < )
La simplification de ces relations donne
Re Ra
soit ReCe=RaCa
Ca Ce qui est la relation d'apériodicité bien connue entre capacités et résistances.

Finalement on obtient un circuit de détection apériodique qui est un diviseur de tension dans un rapport qui convient à la mesure des champs forts, qui a une constante de temps importante, qui autorise une fréquence de coupure basse inférieure à 500 Hz, qui permet de supprimer par la branche de haute impédance 30 des défauts en très haute fréquence et dont la tension de sortie sur la borne 42 est indépendante de la fréquence.

La tension de sortie du circuit de détection présent sur la borne 42 correspond à la tension d'entrée des moyens actifs d'adaptation d'impédance dont des exemples de réalisation sont exposés ci-après.

La figure 6 montre une première réalisation particulière des moyens actifs d'adaptation d'impédance 38 utilisant un transistor à effet de champ 60.

On retrouve sur la figure 6 les branches 30 et 50 identiques à celles de la figure 5. La grille 59 d'un transistor 60 est polarisée par un pont de résistances 62, 64 et est reliée à la borne 42 du condensateur 36.

La source 67 du transistor 66 est reliée d'une part à une résistance 68 de valeur Rs et, d'autre part, à la résistance de charge 48 de valeur Rc, via un condensateur de découplage 70. La source ou le drain 72 du transistor est relié(e) à une tension de polarisation positive.

Afin de conserver une impédance très élevée au diviseur capacitif et de pouvoir transmettre le signal sur une faible impédance, le transistor à effet de champ est monté en "émetteur suiveur". Son rôle est de constituer une adaptation d'impédance qui permet d'attaquer une liaison de 50 n à partir d'une source dont l'impédance interne peut varier d'une centaine d'ohms à plus de 5 Mn.

Ce type de transistor a la particularité de présenter une résistance d'entrée sur la "grille" très élevée et une impédance de sortie très faible. Son utilisation en source commune constitue un montage adaptateur d'impédance semblable pour l'essentiel à celui que l'on peut réaliser avec une triode à vide et que l'on appelle "cathode suiveuse".

Ce transistor est polarisé de façon à travailler en classe A, c'est-à-dire avec un courant continu assez élevé à partir duquel une "modulation" algébrique linéaire positive ou négative est possible.

De ce fait, il dissipe une puissance de l'ordre de 1 W lorsqu'on transmet une tension variable de +2V sur la charge de sortie 48 dont la valeur est de façon classique de 50 n.

Préférentiellement, le transistor 60 est un transistor du type MOS (Métal, Oxyde, Semi-conducteur) à canal N, c'est-à-dire que sa polarité d'alimentation est positive. Pour mettre le transistor 60 en conduction il faut que la tension de polarisation positive de la grille Vg soit supérieure à une tension de seuil qui est elle-même positive par rapport à la source.

Le gain G du transistor 60 s'exprime selon la formule suivante
G=Vs RsSVg SRs
VgVg(SRs + 1) SRs + 1 où Vs et Vg sont respectivement les tensions aux bornes de la résistance 68 et la tension d'entrée de la grille et où S est la pente de conversion du transistor (en
A/volt) . Dans le montage réel en fonctionnement dynamique il faut considérer une charge de valeur Rs' équivalente aux résistances 68 et 48 mises en parallèle.

Avec une pente S de l'ordre de lA/V et une valeur de Rs' de l'ordre de 25Q le gain G, voisin de 0,96, est considéré comme égal à 1.

Pour les signaux positifs l'augmentation Ai du courant du transistor n' est limitée que par la différence de tension de repos entre le drain et la source, par la valeur de la résistance équivalente R,', et par les possibilités de débit du transistor à effet de champ. Les caractéristiques du transistor peuvent cependant être choisies de façon que ce dernier facteur n'intervienne pas.

Ainsi, la variation positive AI ne pose pas de problèmes particuliers de limites car un transistor à effet de champ à canal N est alimenté par une tension positive et l'augmentation du courant est obtenue par une augmentation positive de la tension de polarisation de la grille.

Par contre, les variations négatives sont rapidement limitées en tension par la différence entre la tension de polarisation Vgo de la grille et celle de seuil (5V et 2V), ainsi que par un courant continu que l'on ne doit pas raisonnablement dépasser dans la résistance Rs.

Pour pouvoir transmettre les signaux négatifs AVg sur la résistance 68 et sur la charge de sortie 48 cette polarisation Vgo doit donc, de préférence, être égale à la somme de la tension de seuil Vs et de la valeur absolue de la tension de modulation ~AVg multipliée par un coefficient k qui dépend du rapport entre R5 et Rc. Ce coefficient k a pour valeur k=Rs/Rc+l.

La valeur Rs de la résistance 68 est déterminée en fonction de plusieurs contraintes. Elle est choisie en particulier de façon à ne pas dépasser un certain courant de repos pour des raisons de dissipation thermique et d'autonomie des batterie, à ne pas charger le transistor par une charge équivalente trop faible de façon à limiter les effets de self préjudiciables à très haute fréquence, et de façon à pouvoir obtenir une tension négative de sortie de -1,7 à -2 V sur la charge 48 de 50 n.

Un compromis entre ces contraintes semble pouvoir être trouvé pour une valeur Rs de la résistance 68 sensiblement égale à la valeur Rc de la charge 48, c'est-à-dire de l'ordre de 50 n.

On peut noter qu'en l'absence de variations de courant, le transistor ne débite que sur la résistance 68 de valeur Rs, la capacité 70 présentant une impédance infinie en régime continu. Aux bornes de la résistance 68 apparaît une tension de repos Ur=RsIo, 1o étant le courant de repos déterminé par la tension de polarisation Vg fixée par le circuit diviseur formé par les résistances 62 et 64. Cette tension de polarisation
Vg dépasse le seuil de conduction d'une valeur Vgo qui détermine ce courant de repos Io dans la résistance de source 68.

Par contre lorsque la tension d'entrée varie d'une valeur AVg elle produit une variation de courant Ai qui se répartit entre la résistance 68 et la charge 48 de 50 n, étant entendu que la capacité d'isolement 70 présente une impédance nulle par rapport à la vitesse de variation considérée. il s'ensuit qu'en régime variable la charge réelle du générateur est constitué par la résistance Rs et la charge de 50 n branchées en parallèle.

En analysant le fonctionnement du transistor 60 pour des variations de la tension d'entrée +AVg ou AVg par rapport à la tension de polarisation Vgo on peut faire les remarques suivantes : d'une part, pour une variation +AVg, le transistor 60 conduit davantage et transmet la tension +AVg sur les charges 48 et 60. La valeur AVg peut dépasser Vgo. D'autre part, dans le sens négatif, le courant Io de repos s'annule pour une variation ~AVg inférieure à la polarisation Vgo car le courant de repos Io qui correspond à Vgo devient "dynamique" et se répartit dans les deux résistances 48 et 68.Si ces deux résistances sont égales le courant dans le transistor s'annule pour une variation AVg qui ne vaut que la moitié de la polarisation Vgo, alors qu'en régime statique il serait de Io/2. Dans cette situation le transistor "disparaît" du point de vue dynamique. C'est la capacité de liaison C du condensateur 70 qui fait alors office de générateur en répartissant sa tension de repos Vs=RsIo sur les deux résistances qui se trouvent alors en série.

La figure 7 montre une autre réalisation des moyens actifs 38 d'adaptation d'impédance. Pour des raisons de simplification le circuit de détection, diviseur de tension, comportant la ou les branches d'entrée est remplacé par un bloc référencé 80. Pour plus de détails concernant le bloc 80 il est donc possible de se référer à la description des figures 4 à 6 par exemple.

Les moyens actifs représentés à la figure 7 comportent deux transistors à effet de champ complémentaires 82 et 84, c'est-à-dire que l'un des transistors 82 est un transistor du type à canal N ou "transistor positif" et que le second transistor 84 est du type à canal P ou "transistor négatif. Les transistors 82, 84 sont montés en push-pull entre une source de tension et la masse, et leurs grilles sont polarisées par des résistances 86, 87, 88.

La grille 81 du transistor 82 est reliée à la grille 83 du transistor 84 par un condensateur 90 branché en parallèle sur la résistance 87, et la grille 83 du transistor 84 est aussi reliée à la sortie du circuit de détection 80.

Les émetteurs des transistors 82 et 84 sont reliés à la charge 48, de valeur Rc par l'intermédiaire d'un condensateur de liaison 70.

Grâce à la complémentarité des transistors 82 et 84 il est inutile de maintenir au repos un courant 1o important comme dans le cas du montage à un seul transistor, de la figure 6, qui doit être polarisé en classe A.

Avec le montage push-pull, la polarisation est choisie en classe AB avec un courant Io de repos de l'ordre de 10 mA seulement, ce qui est bien suffisant pour assurer un recoupement moyen linéaire des caractéristiques des transistors pour les signaux faibles ou lorsque le signal change de polarité.

Avec une alimentation de 12 V ce montage pushpull permet de transmettre des signaux dans la gamme +5V sur 50 n.

Grâce au faible courant de repos, le circuit de l'invention conçu avec deux transistors est particulièrement adapté à une utilisation dans un appareil autonome de mesure de champs électriques.

L'autonomie du circuit branché sur des batteries peut atteindre 100 heures.

Selon un mode de réalisation particulier, les éléments du circuit de détection peuvent être disposés sur un petit circuit imprimé placé dans un boîtier entièrement métallique, épais, sans trou, et dont le but est d'assurer une atténuation suffisante des champs extérieurs de façon que le rapport signal sur bruit soit suffisant. Pour fixer un ordre de grandeur de cette atténuation il faut la comparer avec l'atténuation propre à ce capteur qui est intrinsèquement de l'ordre de 5000 et qui représente le rapport entre la valeur du champ mesuré et la tension de sortie du capteur. il faut donc garantir une protection relative qui fasse au moins 40 dB de plus, soit environ 114 dB.

Pour réaliser une telle immunité le boîtier doit avoir une épaisseur de plusieurs millimètres lorsqu'il est réalisé en un alliage à base d'aluminium.

Finalement, grâce à l'invention, il est possible de réaliser des appareils de mesure de champs électriques avec une très large bande passante allant de 500 Hz à 1,5 GHz avec un excellent rapport de signal sur bruit, supérieur typiquement à 120 dB, et qui ne nécessitent pas des dispositifs de traitement et d'intégration du signal , complexes et consommateurs d'énergie. Le très faible bruit, qui est lié au principe du dispositif de détection, permet une bonne dynamique instantanée d'utilisation qui est supérieure de plus de 60 dB à celle que proposent les dispositifs connus. De plus, grâce au circuit de l'invention des appareils de mesure avec une bonne autonomie peuvent être réalisés.

Claims (10)

REVENDICATIONS

1. Circuit d'adaptation pour un appareil de mesure de champs électriques, du type comportant au moins un capteur capacitif (10) de champs électriques, des moyens (49) de mesure et/ou d'enregistrement de signaux provenant du capteur capacitif, et des moyens de liaison électrique par câble entre le capteur capacitif et les moyens (49) de mesure et/ou d'enregistrement, caractérisé en ce que le circuit d'adaptation, disposé entre le capteur capacitif (10) et les moyens de liaison, comporte une entrée (32) connectée au capteur capacitif, une sortie connectée aux moyens de mesure et/ou d'enregistrement, via la liaison électrique, au moins une première branche d'entrée (30) électriquement reliée à ladite entrée (32) et comportant au moins un premier condensateur (36) formant avec le capteur capacitif (16) un diviseur capacitif, et des moyens actifs (38) d'adaptation d'impédance branchés entre le condensateur (36) et la sortie du circuit de détection.

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première branche comporte au moins une première résistance (34) d'amortissement montée en série avec le condensateur (36).

3. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une deuxième branche d'entrée (50) reliée électriquement à ladite entrée (32), en parallèle avec la première branche (30), et comportant, en série, un deuxième condensateur (56) et une deuxième résistance (54), le deuxième condensateur (56) présentant une capacité supérieure à celle du premier condensateur (36) et la deuxième résistance (54) présentant une valeur inférieure à celle de la première résistance (34).

4. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la première et la seconde branches (30, 50) présentent des constantes de temps sensiblement identiques, les constantes de temps des première (30) et seconde (50) branches étant respectivement égales au produit de la valeur de la première résistance (34) par la capacité du premier condensateur (36) et au produit de la valeur de la deuxième résistance (54) par la capacité du deuxième condensateur (56).

5. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens d'adaptation d'impédance comportent une entrée connectée aux bornes du premier condensateur (36) et présentent une résistance dite de fuite (44) en parallèle sur le premier condensateur.

6. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens actifs d'adaptation d'impédance comportent un transistor (60) à effet de champ monté en "émetteur suiveur" à source commune.

7. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens actifs d'adaptation d'impédance comportent une triode à vide montée en cathode suiveuse.

8. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que les moyens actifs d'adaptation d'impédance comportent deux transistors (82, 84) à effet de champ complémentaires montés en push-pull.

9. Appareil de mesure de champs électriques comportant au moins un capteur capacitif (10) de champs électriques, des moyens (49) de mesure et d'enregistrement de signaux provenant du capteur capacitif et des moyens de liaison électrique entre le capteur capacitif et les moyens de mesure et/ou d'enregistrement, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit d'adaptation conforme à l'une quelconque des revendications précédentes.

10. Appareil de mesure de champs électriques selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte une alimentation électrique autonome du circuit d'adaptation.