FR2686748A1

FR2686748A1 - CURRENT CIRCUIT WITH CURRENT CONTROL PREDICTING CURRENT DECREASE.

Info

Publication number: FR2686748A1
Application number: FR9200714A
Authority: FR
Inventors: Rahban Thierry
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1992-01-23
Filing date: 1992-01-23
Publication date: 1993-07-30
Also published as: WO1993015548A1; FR2686748B1; AU3502693A

Abstract

A switching circuit for controlling the current in a load and accurately predicting its decrease by means of a galvanically isolated inductive sensor (12) providing the time derivative of the load current and followed by a capacitive integrator. An embodiment having two separate branches and an alternative, adaptive embodiment are disclosed. Applications mainly include current control circuits in power switching regulators, particularly of the high-frequency kind.

Description

La présente invention concerne les circuits à découpage régulant le courant dans une charge. The present invention relates to switching circuits regulating the current in a load.

Nés dans les années 1960, les régulateurs à découpage à contrôle du courant ont de nombreux avantages par rapport aux régulateurs à modulation de durée d'impulsion: réjection intrinsèque des variations d'entrée, limitation automatique du courant, compensation fréquentielle aisée, temps de réponse amélioré, parallèlisation naturelle, simplicité, etc... Leur mise en oeuvre usuelle consiste à travailler à fréquence fixe en contrôlant uniquement la valeur crête du courant, sa dé- croissance étant impose par les paramètres d'impédance et de tension de la charge. Dans certains cas ces paramètres présentent une telle dynamique que l'excursion du courant de vient trop importante. On revient alors à une solution plus ancienne encore qui consiste à contrôler à la fois la valeur crête du courant (pendant sa croissance) et son excursion (pendant sa décroissance) la fréquence devenant tout à fait variable. Ce principe nécessite de pouvoir mesurer le courant à sa croissance et à sa décroissance, par exemple avec une sonde à effet HALL mise en série avec la charge. quand ce n'est pas possible, souvent pour des raisons de bande passante trop limitée, on utilise généralement deux sondes de mesure résistives ou captant une fraction image du courant de la charge, situées à des potentiels +ixes mais différents. Born in the 1960s, switching regulators with current control have many advantages over regulators with pulse duration modulation: intrinsic rejection of input variations, automatic current limitation, easy frequency compensation, response time improved, natural parallelization, simplicity, etc. Their usual implementation consists in working at a fixed frequency by controlling only the peak value of the current, its decrease being imposed by the impedance and voltage parameters of the load. In some cases these parameters have such a dynamic that the excursion of the current comes too large. We then come back to an even older solution which consists in controlling both the peak value of the current (during its growth) and its excursion (during its decrease) the frequency becoming entirely variable. This principle requires being able to measure the current as it increases and decreases, for example with a HALL effect probe connected in series with the load. when this is not possible, often for reasons of excessively limited bandwidth, two resistive measurement probes or sensors which capture an image fraction of the load current are generally used, located at different but different potentials.

Cette disparité des potentiels pose de sérieux problèmes de translation de niveaux, surtout lorsque l'on travaille à tension élevée. Certaines topologies de régulateur par exemple "Flyback à contrôle primaire , ne peuvent pas assurer, par leur principe même, la mesure de la décroissance du courant.This disparity of potentials poses serious problems of level translation, especially when working at high voltage. Certain regulator topologies, for example "Flyback with primary control, cannot by their very principle measure the decrease in current.

Il faut alors "prédire" cette décroissance et plusieurs dispositifs inductifs ont déjà été proposés à cet effet, manquant toutefois de précision quand les paramètres de sortie varient largement, par exemple dans le cas d'une machine électrodynamique dont la tension électromotrice peut varier dans un rapport supérieur à 200. Par ailleurs, les dispositifs déjà existants ne peuvent s'adapter à des courants bidirectionnels (ponts en H), à moins d'entre doublés.It is then necessary to "predict" this decrease and several inductive devices have already been proposed for this purpose, however lacking precision when the output parameters vary widely, for example in the case of an electrodynamic machine whose electromotive voltage can vary in a ratio greater than 200. Furthermore, the already existing devices cannot adapt to bidirectional currents (H bridges), unless they are doubled.

C'est pourquoi l'invention a pour but de fournir un circuit à découpage de contrôle du courant utilisant la mé thode de prédiction de la décroissance du courant, le capteur de décroissance étant isolé galvaniquement de fanon à éviter l'usage de translateurs de niveaux entre potentiels diff6- rents, conservant une bonne précision pour une dynamique de tension de sortie supérieure à 200 et aisément adaptable dans le cas d'un courant bidirectionnel de la charge. This is why the object of the invention is to provide a switching circuit for controlling the current using the method for predicting the decrease of the current, the decrease sensor being galvanically isolated from the dewlap to avoid the use of level translators. between different potentials, retaining good precision for an output voltage dynamic greater than 200 and easily adaptable in the case of a bidirectional load current.

Ce problème est résolu en convertissant le gradient temporel du courant de la charge en un échelon de tension isolée galvaniquement, puis en intégrant cet échelon dans un condensateur avec un circuit de précision à large dynamique après en avoir sélectionné la polarité convenable. This problem is solved by converting the time gradient of the load current into a galvanically isolated voltage step, then integrating this step into a capacitor with a high dynamic range circuit after selecting the appropriate polarity.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparattront avec la description qui va suivre de certains de ses modes de réalisation donnés à titre d'exemples non limi tati+s, en révérence aux dessins ci-annexés sur lesquels:
- La figure i représente un circuit réalisant avec deux channes distinctes la mesure de la croissance du courant et la prédiction de sa décroissance.Other characteristics and advantages of the invention will appear with the following description of some of its embodiments given by way of non-limiting examples +, in reverence to the attached drawings in which:
- Figure i represents a circuit carrying out with two distinct channels the measurement of the growth of the current and the prediction of its decrease.

- Les figures 2 à 5 offrent diverses solutions connues pour réaliser le circuit précédent. - Figures 2 to 5 offer various known solutions for carrying out the previous circuit.

- La figure 6 représente une variante de circuit basée sur un échantillonneur-bloqueur traitant simultanément la croissance et la décroissance du courant. - Figure 6 shows a variant circuit based on a sampler-blocker simultaneously processing the growth and decline of the current.

- Les figures 7 à 9 précisent diverses solutions de réalisation de la figure 6. - Figures 7 to 9 specify various embodiments of Figure 6.

Dans leur grande majorité, les régulateurs à découpage fonctionnent gracie à une inductance de puissance en série avec la charge, soit directement, soit au travers d'un transformateurs dont le courant oscille entre deux valeurs ex trimes. ia tension aux bornes de cette inductance représente la dérivée du courant de la charge en fonction du temps et il est aisé d'en obtenir une image isolée galvaniquement, en bobinant un secondaire autour d'au moins une fraction de cette inductance, servant alors de capteur inductif. Pour reconstituer le courant à partir de cette information, I 'on doit compenser lreffet de la dérivation par une intégration temporelle conscutive, initialisée par la constante d'intégration adéquate. L'invention propose un circuit de contrôle du courant pour régulateur à découpage basé sur ce principe, une première variante utilisant une constante d'intégration fixe, une deuxième proposant un montage adaptatif La présentation sera tout d'abord faite avec des ensembles modulaires très généraux, puis plusieurs réalisations particulières seront proposées pour chaque module Pour faciliter la comparaison des modules de mOme type, leurs entrées/sorties homologues sont référencées identiquement. The vast majority of switching regulators operate thanks to a power inductor in series with the load, either directly or through a transformer whose current oscillates between two extreme values. ia voltage across this inductor represents the derivative of the load current as a function of time and it is easy to obtain a galvanically isolated image by winding a secondary around at least a fraction of this inductor, then serving as Inductive sensor. To reconstruct the current from this information, I ’must compensate for the effect of the derivation by a conscious temporal integration, initialized by the appropriate integration constant. The invention proposes a current control circuit for switching regulator based on this principle, a first variant using a fixed integration constant, a second proposing an adaptive mounting. The presentation will first be made with very general modular assemblies , then several specific embodiments will be proposed for each module To facilitate the comparison of modules of the same type, their homologous inputs / outputs are referenced identically.

Le premier circuit, représenté par la figure 1, gère avec deux chaines distinctes la croissance et la décroissance du courant de la charge. Pendant la croissance, le signal fourni par des capteurs du courant de la charge référencés à un potentiel fixe est traité par le module interface d'adaptation 20, assurant selon les besoins les fonctions de protection, de sélection, d'amplification et d'inversion. Sa sortie VR est ensuite comparée à une consigne V1 de courant crête par le comparateur 427 de façon à désactiver la sortie d'une bascule d'état 43 des que la valeur crête autorisée est atteinte (les polarités d'entrée des comparateurs ne sont pas précisées, car dépendant de la polarité globale du montage). The first circuit, represented by figure 1, manages with two distinct chains the increase and the decrease of the load current. During growth, the signal supplied by load current sensors referenced to a fixed potential is processed by the adaptation interface module 20, ensuring protection, selection, amplification and inversion functions as required. . Its VR output is then compared to a peak current setpoint V1 by the comparator 427 so as to deactivate the output of a state flip-flop 43 as soon as the authorized peak value is reached (the input polarities of the comparators are not specified, because depending on the overall polarity of the assembly).

La décroissance du courant de la charge est prédite par une channe indépendante constituée du module 10, genérateur isolé galvaniquement d'ure courant proportionnel au gradient temporel du courant de la charge, ce générateur étant de po- larité commutable lorsque le courant de la charge est bidi rectionnel, et du module 30 intégrateur de précision fournis- sant une tension VE proportionnelle à l'excursion de la décroissance du courant de la charge. Cette tension est compa- rée à une consigne V3 par le comparateur 41 de façon à réactiver la sortie de la bascule d'état 43 lorsque l'excursion souhaitée a été effectuées ce qui relance un nouveau cycle. The decrease in the load current is predicted by an independent chain made up of module 10, a generator galvanically isolated from a current proportional to the time gradient of the load current, this generator being of switchable polarity when the load current is bi-directional, and of the precision integrator module 30 supplying a voltage VE proportional to the excursion of the decrease in the load current. This voltage is compared to a setpoint V3 by the comparator 41 so as to reactivate the output of the state flip-flop 43 when the desired excursion has been made, which starts a new cycle.

Ta réalisation simplifiée du module 10 donnée en figure 1 s'applique à un courant unidirectionnel de la charge. Ce courant circule dans l'inductance 11, fraction ou totalité de 1 'inductance de puissance en série avec la charge, la tension à ses bornes A et B étant prélevée par le secondaire 12 isolé galvaniquement. La résistance 13, en série avec la résistance optionnelle 71, fait de ce module un générateur de courant proportionnel aux variations temporelles du courant de la charge (l'insertion d'une résistance 71 dans les branches C-E ou D-F permet de détecter à ses bornes l'éventualité d'une interruption du courant de la charge). La polarité de ce gé nérateur de courant doit pouvoir etre inversée lorsque le sens du courant de la charge est inversé (quand celui-ci est bidirectionnel). Les figures 2 et 3 proposent deux exemples classiques d'inverseurs de polarité, l'un utilisant un inverseur complet à 4 interrupteurs, l'autre n'utilisant que deux interrupteurs mais nécessitant un secondaire 12 à point milieu (les interrupteurs pouvant bien sur entre réalisés avec des portes analogiques intégrées). La précision de cet étage tient à celle de l'inductance il, obtenue aisément avec un entrefer à air, et à celle des résistances 13 et 71 associées à celles des portes analogiques, de préférence apparies. Your simplified embodiment of the module 10 given in FIG. 1 applies to a unidirectional current of the load. This current flows in the inductor 11, fraction or all of the power inductor in series with the load, the voltage at its terminals A and B being taken by the secondary 12 galvanically isolated. The resistor 13, in series with the optional resistor 71, makes this module a current generator proportional to the temporal variations of the load current (the insertion of a resistor 71 in the CE or DF branches makes it possible to detect at its terminals the possibility of an interruption of the charging current). The polarity of this current generator must be able to be reversed when the direction of the load current is reversed (when it is bidirectional). Figures 2 and 3 offer two classic examples of polarity inverters, one using a complete inverter with 4 switches, the other using only two switches but requiring a secondary 12 at midpoint (the switches can of course between made with integrated analog doors). The precision of this stage is due to that of the inductance II, easily obtained with an air gap, and to that of the resistors 13 and 71 associated with those of the analog gates, preferably paired.

L'intégrateur capacitif 30 de la figure 1 est un circuit de précision classique dont le suiveur de tension permet au potentiel du point F de suivre fidèlement celui du point E. Le courant fourni par le générateur 10 devient alors completement indépendant de la tension instantanée du condensateur 31. Ce montage est conseillé dans le cas d'un courant unidirectionnel de la charge, les amplificateurs suiveurs intégrés ayant généralement d'excellentes caractéristiques en tension de décalage et en vitesse de balayage. Le montage non moins classique de la figure 5, dit intégrateur capacitif à masse virtuelle, est par contre préférable dans le cas d'un courant bidirectionnel de la charge, car la tension constante des points E et F, égale à REF1, permet l'usage de portes analogiques simpllfiVes. The capacitive integrator 30 of FIG. 1 is a conventional precision circuit whose voltage follower allows the potential of point F to faithfully follow that of point E. The current supplied by generator 10 then becomes completely independent of the instantaneous voltage of capacitor 31. This arrangement is recommended in the case of a unidirectional load current, the integrated follower amplifiers generally having excellent characteristics in offset voltage and in scanning speed. The no less conventional assembly of FIG. 5, said capacitive integrator with virtual mass, is on the other hand preferable in the case of a bidirectional current of the load, because the constant voltage of points E and F, equal to REF1, allows the use of simplIfIve analog doors.

L'intégrateur 30 est réinitialisé systématiquement à la tension REF1 pendant les phases de croissance du courant, en fermant l'interrupteur 32 réalisé de préférence avec un semiconducteur MOS ou JFET (ne présentant pas de tension de déchet). Ce montage procure une excursion de décroissance du courant proportionnelle à la différence entre V3 et REF1 . Sa précision, limitée par le courant de polarisation et la tension de décalage du circuit 33 ainsi que celle du comparateur 41, peut etre excellente grSce à la grande dynamique autori sée de V3-PEF1. On pourra bien entendu doter la bascule 43 d'entrées d'exception STOP et 50, permettant une activation et une disactivation prioritaires de cette bascule. The integrator 30 is systematically reset to the voltage REF1 during the phases of growth of the current, by closing the switch 32 preferably produced with a MOS or JFET semiconductor (not having a waste voltage). This arrangement provides a current decay excursion proportional to the difference between V3 and REF1. Its precision, limited by the bias current and the offset voltage of the circuit 33 as well as that of the comparator 41, can be excellent thanks to the large dynamic range allowed by V3-PEF1. It will of course be possible to provide the flip-flop 43 with exceptional STOP and 50 inputs, allowing priority activation and deactivation of this flip-flop.

Le module 20 est essentiellement une interface d'adaptation au type de capteurs de courant utilisé. Ainsi, il est rare que le module 2O ait besoin de deux entres, des circuits 21 de protection et d'un multiplexeur analogique 22, comme représenté sur la figure 1, ce cas correspondant par exemple à certains contrôleurs de courant quatre-quadrants. The module 20 is essentially an interface for adapting to the type of current sensors used. Thus, it is rare that the module 2O needs two inputs, protection circuits 21 and an analog multiplexer 22, as shown in FIG. 1, this case corresponding for example to certain four-quadrant current controllers.

En effet, meme dans le cas d'un circuit en H contrôlant un courant bidirectionnel, il est souvent possible de ne disposer qu'une seule résistance de mesure du courant en série avec un des pâles d'alimentation. La tache est encore plus simple avec les composants de puissance récents, à miroirs de courant, fournissant une fraction image de leur courant principal. I1 suffit alors, comme indiqué par la figure 4, de relier ensemble les deux sorties de courant image des deux jambes du H, avant d'attaquer l'amplificateur à masse virtuelle 24 et éventuellement un amplificateur inverseur 23
L'ensemble de ces dispositions est à mEme d'offrir une précision remarquable, même lorsque la tension de sortie présente une dynamique très importante. Toutefois ce premier circuit ne peut s'adapter à des variations rapides de la consigne de courant crête Vi En effet, toute modification de Vi intervenant alors qu un cycle de décroissance est en cours ne sera prise en compte qu'à la fin de ce cycle, quelle qu'en soit la durée, ce qui peut Entre inacceptable dans certaines applications. I1 y a donc lieu de proposer une variante s'adaptant à des variations rapides des consignes, c'est le cas du circuit adaptatif décrit dans la figure 6. Ce circuit utilise les me mes modules 10 et 20 que précédemment décrits, mais se caractérise par un traitement unifié de la croissance et de la décroissance dans un module suiveur-bloqueur 50. Ce genre de circuit (track and hold chez les anglo-saxons) est bien connu de l'homme de l'art pour son utilisation de plus en plus fréquente en traitement du signal.Indeed, even in the case of an H-circuit controlling a bidirectional current, it is often possible to have only one resistance for measuring the current in series with one of the supply blades. The task is even simpler with the recent power components, with current mirrors, providing an image fraction of their main current. I1 then suffices, as indicated in FIG. 4, to connect together the two image current outputs of the two legs of the H, before attacking the virtual ground amplifier 24 and possibly an inverting amplifier 23
All of these provisions are able to offer remarkable precision, even when the output voltage has a very high dynamic range. However, this first circuit cannot adapt to rapid variations in the peak current setpoint Vi. Indeed, any modification of Vi occurring while a decay cycle is in progress will only be taken into account at the end of this cycle. , whatever the duration, which may be unacceptable in some applications. There is therefore reason to propose a variant adapting to rapid variations in the setpoints, this is the case of the adaptive circuit described in FIG. 6. This circuit uses the same modules 10 and 20 as previously described, but is characterized by a unified treatment of growth and decay in a follower-blocker module 50. This kind of circuit (track and hold in Anglo-Saxons) is well known to those skilled in the art for its use more and more. more common in signal processing.

Pendant la phase de croissance du courant de la charge, l'interrupteur 52 est ferme le module 50 se comportant alors comme un amplificateur de gain fixé par les résistances 55 et 56, sa source étant le module 20. Le signal VE est ainsi directement une image du courant de la charge et est comparé à la consigne Vi de courant crête autorisé. Des que cette va leur est atteinte, le comparateur 62 désactive la sortie de la bascule 63. Le potentiel REF2 peut entre non nul, de fanon à introduire une tension de décalage. During the growth phase of the load current, the switch 52 closes the module 50 then behaving like a gain amplifier fixed by the resistors 55 and 56, its source being the module 20. The signal VE is thus directly a image of the load current and is compared with the setpoint Vi of authorized peak current. As soon as this is reached, the comparator 62 deactivates the output of the flip-flop 63. The potential REF2 can, between non-zero, from baleen to introduce an offset voltage.

L'interrupteur 52 est alors ouvert et le condensateur 51 se décharge à un rythme proportionnel au gradient de dé- croissance du courant de la charge, fourni par le module 10. The switch 52 is then open and the capacitor 51 discharges at a rate proportional to the gradient of decrease of the load current, supplied by the module 10.

Cette décroissance sera arrêtée dès que le signal VE atteint la consigne Vi-V2, V2 étant une tension proportionnelle à 1 r excursion souhaitée de la décroissance du courant de la charge. Le comparateur 61 réactive alors la sortie de la bascule 63 qui peut bien sur être dotée d'entrées d'exception
STOP et 60 prioritaires.This decrease will be stopped as soon as the signal VE reaches the setpoint Vi-V2, V2 being a voltage proportional to 1 r desired excursion of the decrease in the load current. The comparator 61 then reactivates the output of the flip-flop 63 which can of course be provided with exceptional inputs
STOP and 60 priority.

De cette façons toute variation des consignes Vi et V2 est immédiatement prise en compte que l'on soit en phase de croissance ou de décroissance. Le circuit de la figure 8 est une variante de suiveur-bloqueur bien connue de l'homme de 1 'art. Elle présente les mimes avantages que ceux de la +i- gure 5, à savoir une masse virtuelle qui permet aux interrupteurs analogiques de travailler à un potentiel fixe. Le comparateur 60 de la figure 6, comparant un signal VE à deux seuils haut et bas, est dit comparateur à fenêtre. Ce type de comparateur peut etre remplacé par le comparateur à seuil variable décrit en figure 7, avantagé par une très grande rapi- dité de déclenchement (par une torte réaction positive) et un faible nombre de composants. Son multiplexeur analogique peut être réalise très simplement en Fig 9 avec un paire diffe- rentielle 91 et 92 qui soustrait ou non à la tension V1 une tension vS aux bornes de la résistance 93. In this way any variation of the setpoints Vi and V2 is immediately taken into account whether one is in the growth or decline phase. The circuit of Figure 8 is a variant of follower-blocker well known to those skilled in the art. It has the same advantages as those of + Figure 5, namely a virtual ground which allows the analog switches to work at a fixed potential. The comparator 60 of FIG. 6, comparing a signal VE with two high and low thresholds, is called window comparator. This type of comparator can be replaced by the variable threshold comparator described in FIG. 7, which has the advantage of a very high tripping speed (by a positive feedback error) and a small number of components. Its analog multiplexer can be produced very simply in FIG. 9 with a differential pair 91 and 92 which may or may not subtract from the voltage V1 a voltage vS at the terminals of the resistor 93.

Ce deuxième circuit (Fig 6) a l'avantage de ne pas réclamer l'amplificateur éventuel du module 20, cette fonction pouvant etre réalisée par le suiveur-bloqueur. Il est évident aux yeux de l'homme de l'art que les circuits des figures t et 6 s'adaptent à la mesure de tensions aussi bien positives que négatives, les polarités des entées des comparateurs 40 et 60 étant choisies de manière adéquate. This second circuit (FIG. 6) has the advantage of not requiring any amplifier from module 20, this function being able to be carried out by the follower-blocker. It is obvious to those skilled in the art that the circuits of FIGS. T and 6 adapt to the measurement of both positive and negative voltages, the polarities of the inputs of the comparators 40 and 60 being chosen appropriately.

L'invention s'applique principalement aux circuits de contrôle du courant dans les régulateurs de puissance à découpage, particulièrement à haute fréquence. The invention applies mainly to current control circuits in switching power regulators, particularly at high frequency.

Claims

1- Switching circuit controlling the peak value at growth and the excursion of decrease of the current in a load characterized in that the measurement of the peak value of the current of the load is made by sensors re + referenced to a fixed potential whose signal is processed by an adaptation module 20 ensuring, as required, the separation, protection, amplification and inversion functions, this module 20 providing a VR signal proportional to the load current which is compared at a setpoint voltage Vî by a comparator 42 so as to deactivate the output of a state flip-flop 43 when this setpoint is reached, and characterized in that the load current decrease excursion is predicted within d '' a module 10 thanks to an inductive sensor 11 in series with the load supplying its terminals

A and E a voltage proportional to the time gradient of the load current, this voltage being taken and galvanically isolated by a secondary 12 then transformed into current by a resistive network, this current being integrated by a module 30 capacitive integrator of precision whose output

VE is compared to a setpoint VS by a comparator 41 of baleen to reactivate the output of the flip-flop 43 when this setpoint is reached, this integrator 30 being initialized to a reference potential REFi during the growth phase of the load current.

2- circuit according to the preceding claim modified in that the outputs of modules 10 and 20 are processed in a same module 50 follower-blocker, configured on the one hand during the phase of growth of the load current in follower of the signal VR supplied by the module 20 with a possible gain set by the resistors 55 and 56, the output VE of the module 50 then being compared to a high setpoint V1 by a comparator 62 so as to deactivate the output of a state flip-flop 63 as soon as this setpoint is reached, and configured on the other hand during the phase of decrease of the current of the load in the blocker whose capacitor 52 integrates the current generated by the module 10 so that the output voltage VE accurately predicts the decrease of the load current and be compared to a low setpoint V1-V2 by a comparator 6t, V2 being a voltage proportional to the desired excursion of the load current, to reactivate the flip-flop 6 3 as soon as VE is equal to Vi-V2.

3- Circuit according to the preceding claim character rigE in that the comparators 61 and 62 are replaced by a single comparator with variable threshold whose threshold is successively equal to Vi during the growth phase of the load current and then to V1-V2 during the phase of decrease of the load current.

4- Circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the module 20 is adapted to process the image current of the load current supplied by the current mirror semiconductors, by a first virtual amplifier amplifier stage 24 , then by an optional inverting amplifier stage 23.

5- Circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the polarity of the current supplied by the module 10 is selectable by an inverting device when the load current is bidirectional.