FR2681684A1 - Procede et circuit de controle du niveau d'un liquide dans un carter. - Google Patents
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Abstract
On immerge un élément métallique résistif (1) dans le liquide, dans une position déterminée dans le carter, et on alimente l'élément en courant constant, pendant une durée déterminée très courte, ce qui, depuis l'établissement de ce courant, fait évoluer dans le temps la tension aux bornes de l'élément résistif entre une tension VA P C et une tension finale Vf , pour déterminer, après étalonnage, la position relative de l'élément et de la surface du liquide et donc contrôler le niveau de liquide dans le carter. L'invention s'applique au contrôle du niveau d'huile dans un moteur de véhicule.
Description
1 -
PROCEDE ET CIRCUIT DE CONTROLE DU
NIVEAU D'UN LIQUIDE DANS UN CARTER
La présente invention concerne tout d'abord un procédé de contrôle du niveau d'un liquide dans un carter, ou réservoir, dans lequel on immerge un élément métallique résistif, ou sonde, dans le liquide, dans une position déterminée dans le carter, et on alimente l'élément en courant constant, pendant une durée déterminée très courte, ce qui, depuis l'établissement de ce courant, fait évoluer dans le temps la tension au bornes de l'élément résistif entre une tension VAPC et une tension finale Vf, pour déterminer, après étalonnage, la position relative de l'élément et de la surface du liquide et donc contrôler le niveau de liquide dans le carter. Un tel procédé est notamment utilisé pour contrôler le niveau d'huile dans un moteur de véhicule, tout de suite après avoir mis le contact, à l'instant t APC (après contact), mais avant de mettre en marche le moteur, le contrôle du niveau d'huile, moteur en marche,
s'effectuant par contrôle de pression.
Après établissement du courant dans l'élément métallique résistif, de préférence à coefficient de température élevé, sa température varie et, avec elle, la tension à ses bornes La résistance globale de la sonde dépend naturellement du rapport entre les longueurs de la partie de la sonde qui est immergée, refroidie par le liquide, et de la partie émergée, moins refroidie que l'autre Cette résistance globale dépend donc du niveau du liquide, c'est-à-dire de la position relative de la
sonde et de la surface du liquide.
2 - Pour s'affranchir de la température ambiante, il est proposé, dans FR-A-2367276, de comparer la tension finale Vf et la tension VAPC Pour cela, après avoir activé un générateur de courant et chargé, sous la tension qui évolue aux bornes de la -sonde, un condensateur monté en parallèle sur la sonde est relié à l'entrée négative d'un amplificateur opérationnel monté en soustrateur, dont l'entrée positive est reliée à la sonde, on isole à l'instant t Ap C, le condensateur alors chargé sous la tension V Ap C de la sonde puis, à l'instant tf, on mesure la différence entre les tensions Vf et VAPC aux bornes de la sonde aux instants tf et t APC à l'aide du convertisseur analogique numérique d'un microcontrôleur, relié à la sortie de l'amplificateur soustrateur, puis on arrête le générateur.
Un convertisseur analogique numérique d'un micro-
contrôleur du commerce fonctionne sous une tension de
référence de 5 V avec une précision de 8 bits, c'est-à-
dire 256 pas de 5 0,01953 V, soit 19,53 m V Une
telle précision est aujourd'hui insuffisante.
Selon certaines des spécifications des constructeurs de véhicules automobiles, la différence de tension Vf VAPC varie de 440 m V, pour un niveau d'huile minimal, à 125 m V, pour un niveau d'huile maximal, soit une excursion de tensions de 315 m V Un pas d'environ 20 m V, pour une telle excursion de tensions, ne correspond
qu'à une précision d'un peu plus de 6 %, insuffisante.
Certes, on trouve aussi dans le commerce des convertisseurs analogique numérique 12 bits Mais en retenir un, séparé du microcontrôleur, conduirait à une
solution par trop onéreuse.
-3 -
La présente invention vise à résoudre cette difficulté.
A cet effet, la présente invention concerne un procédé de contrôle du niveau d'un liquide dans un carter, du type mentionné ci-dessus, dans lequel, après avoir activé un générateur de courant en série avec l'élément, on mesure la tension VA Pc aux bornes de l'élément pour s'affranchir de la température ambiante, le procédé étant caractérisé par le fait que, entre V Ap C et Vf, on recopie par ailleurs la tension qui évolue aux bornes de l'élément pour déterminer avec précision la différence entre les tensions Vf et VAPC à partir des tensions recopiées. Grâce à l'invention, s'il n'y a pas d'inconvénient à ce qu'on continue de mesurer VAPC à l'aide du convertisseur analogique numérique 8 bits d'un microcontrôleur du commerce, du fait du suivi, ou de la recopie, de la tension en même temps qu'elle évolue, la différence entre les deux tensions Vf et VAPC peut être déterminée indépendamment de ce convertisseur et par conséquent
avec la précision aujourd'hui requise.
Dans la mise en oeuvre préférée du procédé de l'invention, on recopie la tension aux bornes de
l'élément par pas de tension.
Avantageusement, les pas de tension sont fournis par la sortie PWM (pulse width modulation modulation par largeur d'impulsion) d'un microcontrôleur du commerce, dont la précision, généralement de 12 bits, est bien meilleure que celle de 8 bits du convertisseur
analogique numérique.
A une tension de référence de 5 V, correspond un pas PWM de 5 = 0, 00122 V, soit 1,22 m V. -4 - De préférence, on recopie la tension aux bornes de l'élément par comparaison avec cette tension effective et asservissement et, avantageusement, par comparaison entre cette tension effective et la tension fournie par la sortie PWM du microcontrôleur et filtrée pour que l'ondulation de la tension qui est comparée à la tension
effective soit inférieure au pas de recopie.
De préférence encore, on compare la tension effective et
la tension recopiée par tout ou rien.
La présente invention concerne également un circuit pour la mise en oeuvre du procédé de contrôle de l'invention, comprenant un élément métallique résistif relié d'une part, à un générateur de courant et, d'autre part, à l'entrée positive d'un amplificateur opérationnel dont la sortie est reliée à un microcontrôleur pourvu d'une sortie PWM et d'un convertisseur analogique numérique, caractérisé par le fait que l'amplificateur est monté en comparateur, son entrée négative est reliée à la sortie PWM du microcontrôleur et son entrée positive est aussi reliée au convertisseur analogique numérique du microcontrôleur. Avantageusement, la sortie PWM du microcontrôleur est reliée à l'entrée négative du comparateur par un filtre de limitation d'ondulation et de temps de réponse
inférieur à celui de l'élément.
Avantageusement encore, le comparateur est agencé pour fonctionner en tout ou rien et possède une hystérésis
évitant les oscillations.
L'invention sera mieux comprise à l'aide de la
description suivante du procédé de contrôle de
l'invention et du circuit de sa mise en oeuvre, en - référence à la figure unique ci-annexée qui représente
le schéma de ce circuit.
Le circuit qui va maintenant être décrit comporte, outre une sonde 1, constituée d'un élément métallique résistif ici à coefficient de température élevé, et un générateur de courant 2, en série avec la sonde 1, un circuit de
traitement 3 monté aux bornes 4, 5 de la sonde 1.
Le circuit 3 comporte un amplificateur opérationnel 6 monté en comparateur, un filtre 7 et un microcontrôleur 8 avec un port d'entrée 9, une entrée 10 d'un convertisseur analogique numérique intégré et une
sortie PWM 11.
La borne 5 de la sonde 1 est reliée à la masse du microcontrôleur La borne 4 est reliée au générateur 2, à l'entrée positive du comparateur 6 et à l'entrée 10 du convertisseur La sortie PWM est reliée à l'entrée du filtre 7 dont la sortie est reliée à l'entrée négative
du comparateur 6.
La sonde 1 est excitée par le générateur 2 fournissant ici un courant de 200 m A Le convertisseur du microcontrôleur est ici un convertisseur 8 bits La sortie PWM 11 du microcontrôleur délivre ici, entre O et 5 V, un signal carré de durée t et de période T fixe de t 43,4/s ( 23 k Hz), avec un rapport cyclique pouvant varier de à 1, selon 4096 pas, donc avec une
précision de 12 bits.
Le filtre 7 ici est un filtre du deuxième ordre dont la tension de sortie moyenne est égale à la valeur moyenne du signal PWM d'entrée, soit, en volts, -6 - p étant le nombre de pas du rapport cyclique du signal PWM A un pas (p = 1) correspond une tension de sortie de 1,22 m V.
Le comparateur 6 fonctionne ici en tout ou rien, c'est-
à-dire en binaire, au O correspondant la tension O V et au 1 correspondant la tension 5 V, selon le tableau de vérité suivant, dans lequel V+ et V_ sont les tensions appliquées respectivement sur les entrées positive et négative: V+ > V_ Sortie 1 V+ < V_ Sortie O V+ = V_ Changement d'état du signal de sortie Considérons le cas o le rapport cyclique de départ du signal PWM est égal à zéro, c'est-à-dire le signal V_
appliqué à l'entrée négative du comparateur 6 est nul.
A l'instant t = 0, le générateur 2 est activé et à l'instant t APC, la tension V Apc aux bornes 4,5 de la
sonde 1 est mesurée par l'entrée 10 du convertisseur.
Ainsi s'affranchit-on de la variation de la résistance de la sonde due à la température extérieure, et donc de
sa valeur initiale.
A l'instant t Ap C, V+ = V Ap C et V_ = O et le niveau
logique de sortie du comparateur 6, dans ce cas, est 1.
On fixe alors le rapport cyclique du signal de sortie PWM, en fonction de la valeur de VAPC, pour que le -7 - niveau logique de sortie du comparateur 6 passe à 0, quitte à la diminuer avant de l'augmenter à nouveau et pas à pas pour ajuster finement la valeur V_ à celle de VAPC La mesure est alors initialisée et par variation du rapport cyclique du signal PWM, la tension V_ s'asservit sur la tension évolutive V+ aux bornes de la sonde 1 jusqu'à l'instant tf o on arrête le générateur 2 Le nombre de pas, dont a été globalement incrémenté le rapport cyclique du signal PWM, entre t APC et tf fournit la différence de tension Vf VAPC
recherchée, à un pas de 1,22 m V près.
La variation du rapport cyclique, pour faire varier la tension de sortie du filtre 7 et donc la tension à l'entrée négative du comparateur 6, est contrôlée dans le microcontrôleur par programme fondé sur l'algorithme simple suivant, et correspondant au tableau de vérité du comparateur: à partir de l'état du signal de sortie du comparateur testé en permanence, si l'état est 0, le rapport cyclique est diminué pour faire passer cet état à 1; si l'état est 1, le rapport cyclique est augmenté pour
faire passer cet état à 0.
On remarquera qu'il serait aussi possible de considérer comme rapport cyclique de départ du signal PWM, non pas le rapport nul, mais le rapport milieu correspondant à 2048 pas, soit une tension de 2,5 V. Pendant toute la mesure, de t APC à tf, la tension V_ a suivi la tension V+, c'est-à-dire la tension effective
aux bornes de la sonde 1 qui est ainsi recopiée.
Pour un asservissement parfait, il est préférable que l'ondulation en sortie du filtre 7 soit inférieure à un 8 - pas PWM de 1,22 m V et que le temps de réponse du filtre soit inférieur à celui de la sonde 1 Si par exemple, l'augmentation maximale de la tension aux bornes de la sonde, mesurée en laboratoire, est de 0,5 m V par milliseconde, au pas PWM de 1,22 m V correspond un temps de réponse de la sonde de 2,44 ms Un temps de réponse
du filtre 7 de 1 ms est donc satisfaisant.
Enfin, on notera qu'il est aussi préférable que l'amplificateur opérationnel 6 monté en comparateur possède une hystérésis pour éviter tout problème d'oscillation en sortie Le comparateur 6 change ainsi d'état non pas à l'égalité V+ = V_ mais à V_ = V+ +ú quand le rapport cyclique augmente et à V_ = V+ g
quand le rapport cyclique diminue,, pouvant avantageu-
sement, dans l'exemple considéré, être de l'ordre de m V. -9 -
Claims (7)
1 Procédé de contrôle du niveau d'un liquide dans un carter, dans lequel on immerge un élément métallique résistif ( 1) dans le liquide, dans une position déterminée dans le carter, et on alimente l'élément en courant constant, pendant une durée déterminée très courte, ce qui, depuis l'établissement de ce courant, fait évoluer dans le temps la tension aux bornes de l'élément résistif entre une tension VAPC et une tension finale Vf, pour déterminer, après étalonnage, la position relative de l'élément et de la surface du liquide et donc contrôler le niveau de liquide dans le carter, dans lequel, après avoir activé un générateur de courant ( 2) en série avec l'élément ( 1), on mesure la tension V Ap C aux bornes de l'élément pour s'affranchir de la température ambiante, le procédé étant caractérisé par le fait que, entre V Ap C et Vf, on recopie par ailleurs la tension qui évolue aux bornes ( 4,5) de l'élément ( 1) pour déterminer avec précision la différence entre les tensions Vf et VAPC à partir des tensions recopiées. 2 Procédé selon la revendication 1, dans lequel la tension aux bornes ( 4,5) de l'élément ( 1) est
recopiée par pas de tension.
3 Procédé selon la revendication 2, dans lequel les pas de tension sont fournis par une sortie PWM ( 11)
d'un microcontrôleur ( 8).
4 Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, dans
lequel la tension aux bornes ( 4,5) de l'élément ( 1) -10- est recopiée par comparaison ( 6) avec cette tension
et asservissement ( 8,11,7,6).
Procédé selon les revendications 3 et 4 dans lequel
la tension effective aux bornes ( 4,5) de l'élément ( 1) est comparée ( 6) avec la tension fournie par la sortie PWM ( 11) du microcontrô 161 eur ( 8) et filtrée pour que l'ondulation de la tension qui est comparée à la tension effective soit inférieure au pas de
tension PWM.
6 Procédé selon l'une des revendications 4 et 5, dans
lequel la comparaison des tensions s'effectue par
tout ou rien.
7 Circuit de contrôle pour la mise en oeuvre du procédé de la revendication 1 comprenant un élément métallique résistif ( 1) relié d'une part, à un générateur de courant ( 2) et, d'autre part, à
l'entrée positive d'un amplificateur opéra-
tionnel ( 6) dont la sortie est reliée à un microcontrô 161 eur ( 8) pourvu d'une sortie PVM ( 11) et d'un convertisseur analogique numérique ( 8), caractérisé par le fait que l'amplificateur ( 6) est monté en comparateur, son entrée négative est reliée à la sortie PWM ( 11) du microcontrôleur ( 8) et son entrée positive est aussi reliée au convertisseur
analogique numérique ( 10) du microcontrô 161 eur ( 8).
8 Circuit selon la revendication 7, dans lequel la sortie PWM ( 11) du microcontrô 161 eur ( 8) est reliée à l'entrée négative du comparateur ( 6) par un
filtre ( 7) de limitation d'ondulation.
-11- 9 Circuit selon la revendication 8, dans lequel le filtre ( 7) possède un temps de réponse inférieur à
celui de l'élément ( 1).
10 Circuit selon l'une des revendications 7 à 9, dans
lequel le comparateur ( 6) possède une hystérésis
évitant les oscillations.
Priority Applications (3)
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- 1992-09-23 DE DE4231844A patent/DE4231844A1/de not_active Withdrawn
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| IT1255826B (it) | 1995-11-17 |
| DE4231844A1 (de) | 1993-03-25 |
| ITMI922194A0 (it) | 1992-09-24 |
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