FR2654887A1 - Procede et dispositif de codage et de decodage compatibles d'images de television de resolutions differentes. - Google Patents

Abstract

Dans ce procédé les signaux représentatifs des images sont transmis sur un canal de transmission (66) entre au moins un codeur d'émission et un décodeur de réception lié à un récepteur. Il consiste: dans le codeur d'émission - à découper (46 ... 57) en sous bandes suivant une même structure arborescente par filtrage et décimation la bande de fréquence spatiale des signaux à transmettre quelque soit leur famille de résolution - à coder (32 ... 38) indépendamment les signaux à transmettre dans chaque sous bande et à multiplexer (29, 30, 31) les signaux codés des sous bandes avant de les transmettre sur le canal de transmission et dans le décodeur de réception - à démultiplexer les signaux codés reçus de chaque sous bande - décoder les signaux reçus relatifs à chaque sous bande en fonction de la résolution des signaux transmis et de la résolution propre du récepteur. Application: standardisation des systèmes de télévision.

Description

La présente invention concerne un procédé et un dispositif de codage et de décodage compatible d'images de télévision de résolutions différentes. Elle s'applique notamment aux systèmes de transmission et de réception de signaux vidéo numériques.

Dans les systèmes de transmission d'images de télévision la multiplication des formats de résolution employés pour la télévision classique entrelacée, le vidéo téléphone, la télévision progressive, et l'avènement des systèmes de télévision à haute résolution entrelacée ou progressive rendent nécessaires l'élaboration de systèmes de codage compatibles, quels que soient les sens ascendant et descendant des résolutions.

Dans la compatibilité ascendante un récepteur travaillant à un certain format vidéo doit pouvoir recevoir et visualiser un signal transmis suivant un format plus élevé c'est-à-dire un format selon lequel la résolution du signal est plus élevée. Par exemple, un signal de télévision haute définition connu sous l'abréviation HDTV possède un format plus élevé qu'un signal de télévision progressif connu sous l'abréviation EDP et le signal
EDP possède un format plus élevé que celui d'un signal de télévision entrelacé classique. Toutefois dans ce cas seule la résolution maximale qui peut être visualisée par le récepteur peut être effectivement affichée. Inversement dans le cas d'une compatibilité descendante un récepteur doit pouvoir recevoir et visualiser un signal de résolution moindre que son format de travail.Mais dans ce cas c'est toute la résolution du signal transmis qui est visualisée sur l'écran du récepteur. Naturellement la diversité des résolutions entraîne une diversité des dispositifs de codage et décodage qu'il est nécessaire de mettre en oeuvre aux niveaux des dispositifs d'émission et des récepteurs de télévision et cette diversité complique considérablement la gestion des communications.

Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités.

A cet effet, l'invention a pour objet, un procédé de codage et de décodage compatible d'images de télévision de résolutions différentes suivant lequel les signaux représentatifs de chaque famille de résolution sont transmis sur un canal de transmission entre au moins un codeur d'émission et un décodeur de réception relié à un récepteur caractérisé en ce qu'il consiste
dans le codeur d'émission
- à découper en sous bandes suivant une même structure arborescente par filtrage et décimation la bande de fréquence spatiale des signaux à transmettre quelque soit leur famille d'appartenance
- à coder indépendamment les signaux à transmettre dans chaque sous bande
et à multiplexer les signaux codés des sous bandes avant de les transmettre sur le canal de transmission
et dans le décodeur de réception
- à démultiplexer les signaux codés reçus de chaque sous bande
- à décoder les signaux reçus relatifs à chaque sous bande en fonction de la résolution des signaux transmis et de la résolution propre du récepteur.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront ci-après à l'aide de la description faite en regard des dessins annexés qui représentent
- Les figures lA et lB des imbrications de zones spectrales occupées par différents standards de télévision connus de résolutions différentes.

- La figure 2 un schéma d'un système de codage-décodage du signal de télévision en sous bandes.

- La figure 3 un bloc de diagrammes d'un système général d'analyse synthèse à N voies en parallèle.

- La figure 4 une représentation d'une cellule élémentaire utilisée dans le système d'analyse/synthèse hiérarchique (c'est-à-dire avec arbre de décomposition) tel que celui de la présente invention.

- La figure 5 une décomposition bidimensionnelle élémentaire d'un signal de télévision en quatre sous bandes.

- La figure 6 un schéma de décomposition élémentaire séparable d'un signal de télévision en quatre sous bandes rectangulaires.

- Les figures 7A et 7B des arbres de décomposition en sous bandes hiérarchisées.

- Les figures 8A et 8B des positionnements de sous bandes dans le spectre de l'image originale correspondant aux décompositions des figures 7A et 7B.

- La figure 9 un pseudo-bloc cosinus obtenu à partir d'un arbre de décomposition plein à 64 bandes.

- La figure 10 un mode de réalisation d'un codeur compatible selon l'invention.

- La figure 11 un train binaire transmis après codage des bandes.

- La figure 12 un mode de réalisation d'un décodeur compatible selon l'invention.

- Les figures 13A, 13B et 13C des tableaux illustrant le fonctionnement du codeur et du décodeur des figures 10 et 12.

Selon l'invention le spectre du signal de télévision à coder est décomposé en sous bandes en respectant la hiérarchie des résolutions imposées par les différents standards de télévision en usage actuellement. Pour obtenir ce résultat les principaux formats d'échantillonnage pris en compte pour le partage du signal en sous bandes sont montrés aux figures 1A et 1B dans un espace fréquentiel de Fourier à trois dimensions.La figure 1A fait apparaître les différents niveaux de résolution dans le domaine des fréquences spatiales f et h mesurées en cycles par largeur et par hauteur d'image alors que la figure 1B montre le partage correspondant dans le domaine des fréquences spatio-temporel (fv et fut). Sur ces figures, HDP désigne le format "haute définition progressive" défini par des images de 1250 lignes transmises à la cadence de 50 images/seconde (1250/50/1 : 1), HDI est dérivé du format précédent et désigne le format haute définition entrelacée (1250/50/2 : 1), EDP désigne le format "définition étendue progressive" (625/50/1: 1) défini pour des images de 625 lignes transmises à la cadence de 50 images par seconde, TV désigne le format télévision entrelacé (625/50/2 : 1) dérivé du format précédent et VT désigne le format de l'image à 312 lignes progressif du vidéo téléphone (312/50/1: 1). La complète transparence entre les différents formats de visualisation des images de télévision décrits précédemment est obtenue en découpant le spectre fréquentiel du signal à coder en un certain nombre de sous bandes à l'aide d'un banc de filtres, en ramenant chaque sous bande en bande de base à l'aide d'une opération de sous-échantillonnage. Ces deux opérations permettent d'une part, de concentrer l'énergie dans certaines bandes, dans les bandes basses fréquences notamment, et d'autre part, d'obtenir des signaux sous bande aussi blancs que possible, clest-à-dire à spectre plat, et décorrélés les uns des autres, de manière à effectuer un codage des signaux de chaque sous bande aussi simple et efficace que possible. Au récepteur, les signaux sous bande sont décodés puis ramenés à leur fréquence originale par interpolation, (sur-échantillonnage et filtrage). Les signaux obtenus sont additionnés pour donner une réplique aussi parfaite que possible du signal original. Le codage en sous bande est donc obtenu d'une part, en effectuant une analyse/synthèse du signal et d'autre part, par le codage des sous bandes proprement dites. Le déroulement de ce processus est effectué au moyen du dispositif montré à la figure 2. Celui-ci comporte une partie émission composée d'un dispositif d'analyse 1 et d'un dispositif de codage 2 et une partie réception composée d'un dispositif de décodage 3 et d'un dispositif de synthèse 4. Le dispositif de codage 2 est couplé au dispositif de décodage 3 par un canal de transmission 5. Selon cette configuration le signal de télévision est décomposé par le dispositif d'analyse 1 en M sous bandes Y1 à YM qui sont ensuite codées par le dispositif de codage 2 avant d'être transmises sur le canal de transmission 5. Le dispositif de décodage 3 de la partie récep tion reconstruit ensuite les signaux Y, 1 à M dans chaque sous bande, avant de les appliquer au dispositif de synthèse 4 qui recompose le signal X d'origine.Les dispositifs d'analyse/synthèse et de codage des sous bandes ne sont que relativement indépendants l'un par rapport à l'autre du fait que le dispositif de codage 2 peut dépendre assez fortement du nombre M des sous bandes et de la manière dont elles sont générées notamment de par les spécifications des filtres utilisés.

Inversement les spécifications du dispositif d'analyse/synthèse 1, 4 doivent prendre en compte les caractéristiques du dispositif de codage 2. Il est clair que chacun de ces dispositifs doit être défini avec soin puisque de faibles performances de l'un des deux peut dégrader considérablement la qualité globale de l'ensemble. La possibilité d'obtenir une compatibilité totale entre les différents niveaux de résolution est essentiellement le fait du dispositif d'analyse/synthèse 1, 4 du signal.

Dans ce dispositif les sous bandes sont obtenues, comme représentées à la figure 3 par filtrage au moyen d'un banc de filtres de décimation 6 puis sous-échantillonnage maximal adapté à leur forme souhaitée, c'est-à-dire adapté à la grille d'échantillonnage désirée pour les signaux sous bandes, au moyen de sous-échantillonneurs 7 7M 1 L'opération de sous-échantillonnage permet de supprimer l'information redondante, en fournissant autant d'échantillons dans l'ensemble des sous bandes que dans le signal original. Pour M bandes, cela revient à conserver un échantillon sur les M contenus dans la juxtaposition de M mailles élémentaires du réseau d'échantillonnage du signal original.Inversement, à la reconstruction les signaux sous bandes sont sur-échantillonnés au moyen de sur-échantillonneurs 80 ... 8M 1 par un facteur M (M-l échantillons nuls sont insérés entre ceux de chaque sous bande de façon à recréer la grille d'échantillonnage du signal original) puis filtrés au moyen d'un banc de filtres d'interpolation 9 de manière à ôter les composantes d'aliasing. Enfin les signaux obtenus sont additionnés au moyen d'un additionneur 10 pour redonner le signal reconstruit.

Cette façon de procéder introduit cependant trois types de distorsions qui sont le repliement de spectre (aliasing) entre bandes du au filtrage non idéal avant sous-échantillonnage et des distorsions d'amplitude et de phase (spectre du signal original non parfaitement reproduit à la sortie du système). Le repliement de spectre peut cependant toujours être complètement éliminé par un choix approprié des filtres interpolateurs en fonction des filtres de décimation. L'ensemble du dispositif d'analyse/synthèse devient alors linéaire et invariant et l'éli- mination des distorsions de phase et d'amplitude, c'est-à-dire la reconstruction parfaite du signal original se traduit alors par des contraintes portant sur le banc de filtres de décimation.

Comme le signal de télévision qui est à considérer est un signal tridimensionnel formé par une dimension temporelle et deux dimensions spatiales, il faut considérer la décomposition de son spectre dans un espace à trois dimensions et faire apparaître dans cette décomposition, pour satisfaire aux besoins de la compatibilité, les bandes correspondant aux divers formats qui sont représentés aux figures 1A et 1B.Néanmoins pour satisfaire cette dernière contrainte, la décomposition du signal selon les fréquences temporelles n'a de raison d'être que, lorsqu'il faut obtenir un signal entrelacé à partir d'un signal progressif (ou inversement) en effectuant une décomposition par deux en quinconce du spectre dans le plan des fréquences temporelles et verticales ou lorsqu'il faut obtenir un codage compatible d'image progressive échantillonnée à 50 hertz et 25 hertz.

Dans ce dernier cas une décomposition par deux suivant l'axe des fréquences temporelles doit être effectuée.

En pratique, cependant, l'utilisation de signaux progressifs échantillonnés temporellement à 25 hertz est limité presque uniquement au vidéo téléphone. Cependant cette difficulté peut être résolue en considérant que le signal vidéo téléphone doit être échantillonné seulement à 50 hertz et non à 25 hertz en considérant que le passage d'un cas à l'autre peut se faire simplement par répétition d'image 25 hertz vers 50 hertz ou par décimation par deux, 50 hertz vers 25 hertz en ignorant une image sur deux, étant donné le faible mouvement caractérisant les images transmises par le vidéo téléphone.

Pour les signaux entrelacés, la nécessité d'effectuer une décomposition en quinconce dans le plan des fréquences temporelle et verticale peut amener des complications non négligeables d'un point de vue théorique, notamment, en ce qui concerne le calcul des filtres qui assurent la reconstruction parfaite du signal en fonction des sous bandes mais également du point de vue de la conservation des propriétés de compatibilité. Cependant l'expérience montre qu'en pratique il est possible d'associer aux images entrelacées des images progressives ayant approximativement la même définition et c'est en fait à partir de ces signaux progressifs qu'il est possible d'assurer la compatibilité.De la sorte il apparaît que les décompositions à trois dimensions ne s'avèrent pas vraiment nécessaire pour satisfaire les contraintes de compatibilité, et qu'une décomposition bi-dimensionnelle dans le plan des fréquences spatiales suffit.

L'avantage qu'il y a de ne pas considérer les décompositions théoriquement nécessaires le long de l'axe des fréquences temporelles réside surtout dans la simplification apportée à la réalisation des dispositifs de codage-décodage du fait que beaucoup moins d'espaces mémoires s'avèrent nécessaires. Dans ces conditions, le procédé de décomposition en sous bandes se limitera à effectuer cette décomposition que dans le domaine des fréquences spatiales. Les signaux progressifs qui sont appliqués à l'entrée du dispositif de codage seront supposé s être échantillonnés à une fréquence de 50 hertz et le codage sera limité à un codage intra-image n'exploitant pas la corrélation temporelle ce qui revient à considérer que les images successives sont indépendantes les unes des autres. Bien sûr, cette façon de procéder ne peut pas être considérée comme totalement optimale du point de vue du codage.Cependant, elle laisse la possibilité d'introduire un processus de codage utilisant la corrélation temporelle inter-image assez facilement tout en conservant les propriétés de compatibilité du système. Ceci pouvant être fait soit
- en utilisant un schéma de codage inter/intra image avec estimation et compensation de mouvement. Pour assurer la compatibilité, la compensation du mouvement doit obligatoirement se faire au niveau des images sous bandes (et non sur l'image originale). Dans le cas contraire, un phénomène de dérive se produirait au niveau du décodeur compatible. Par contre, l'estimation du mouvement peut se faire indifféremment sur les images sous bandes (celles où l'on a décidé de faire une compensation du mouvement) ou sur l'image originale.Dans ce dernier cas, un facteur d'échelle est appliqué aux vecteurs mouvement pour effectuer le recalage au niveau d'une sous bande. Ce facteur d'échelle dépend du nombre de découpe que la sous bande a subi. L'estimation directe du mouvement sur les images sous bandes, si elle est plus précise, conduit à un nombre plus élevé de vecteurs mouvements et donc à un surcoût au niveau de la transmission.

- en utilisant une décomposition en sous bande selon l'axe des fréquences temporelles, cette décomposition étant complètement séparée de celles des fréquences spatiales. Par exemple, une décomposition en deux bandes selon l'axe temporel pourra être très utile du point de vue de l'efficacité du codage.

La décomposition du spectre bidimensionnel de l'image peut être obtenue de façon connue en procédant par exemple, à une décomposition en parallèle ou une décomposition en arborescence à l'aide de filtres séparables ou non etc... Cependant pour faire apparaître des sous bandes rectangulaires et emboîtées les unes dans les autres de la manière représentée aux figures lA et 1B, une façon simple de procéder qui est décrite ci-après peut être d'utiliser une décomposition hiérarchique suivant un arbre de décomposition au moyen de filtres séparables. Le sché ma du dispositif d'analyse/synthèse du signal est alors entièrement basé sur les propriétés d'une cellule élémentaire représentée à la figure 4 qui permet d'effectuer l'analyse et la synthèse à deux bandes d'un signal monodimensionnel.Dans le schéma décrit à la figure 4 les filtres H0(n) et H1 (n) sont deux filtres respectivement passe bas et passe haut formant le banc de décimation de la figure 6. Les filtres 17, 18 G0(n) et G1(n) sont deux filtres d'interpolations formant le banc de filtres d'interpolation de la figure 9. Les dispositifs 13, 14 d'une part et 15, 16 d'autre part sont respectivement des dispositifs de sous-échantillonnage et de sur-échantillonnage.La relation d'entrée-sortie du dispositif représenté s'écrit en utilisant les propriétés des transformées en z X(z)=+(H0(z).G0(z)+H1(z)G1(z))X(z)
+3(H,( z)GO(Z)+Hi(-z)G (z))X(-z) (1)
Dans ltexpression précédente on retrouve un terme d'aliasing en facteur devant le terme X(-z) ainsi qu'un terme linéaire et invariant en facteur devant le terme X(z)
La reconstruction parfaite du signal original tel que
X(z) = X(z) impose de prendre Go(z) et G1(z) tels que
G0(z)=2H1(-z)/(H0(z).H1(-z) -H0(-z)H1(z)) (2) et G1(z)=-2HO(-z)/(H0(-z)Ho(-z)-H0(-z)H1(z)) (3)
Pour la mise en oeuvre du schéma de la figure 4, il est conseillé d'utiliser des filtres à réponse impulsionnelle finie ou filtres transverses par opposition aux filtres récursifs à réponses impulsionnelles infinies, d'une part, du fait de la simplicité de réalisation et de l'efficacité des filtres transverses et d'autre part, pour des questions de stabilité.

Les relations (2) et (3) conduisent à choisir, dans les hypothèses où HO, GO, H1 et G1 sont des filtres à réponse impulsionnelle finie
Go(z) = 2.ZN.H1(z) (4)
G1(z) = 2.ZN.H0(z) (5)
Les relations (4) et (5) montrent que Go et G1 sont obtenus par changement de signe d'un coefficient sur deux des filtres H1 et Ho respectivement, en les décalant de N échantillons vers la gauche après multiplication par deux. Ainsi si les filtres HO et H1 sont des filtres causaux GO et G1 doivent être également causaux si N vaut zéro. Les relations (4) et (5) permettent d'éliminer tout repliement de spectre à l'intérieur de la cellule élémentaire de la figure 4, celui-ci devenant linéaire et invariant.Sa fonction de transfert est alors
T(z)=X(z)/X(z)=ZN(Ho(Z)-Hl(-Z)-Ho(-Z)Hl(Z)) (6)
Ainsi la condition de reconstruction parfaite du signal original ne dépend plus que des filtres d'analyse,
T(z) = i soit H0(z).H1(-z)-H0(-z).H1(z) = Z (7) soit encore P(z) - P(-z) = z N (8)
où P(z) = H0(z).H1(-z) est le filtre produit.

Il découle des relations précédentes qu'une solution élégante pour le calcul et la synthèse de filtres d'analyse permettant d'obtenir une reconstruction parfaite de l'image d'origine consiste à choisir Ho et H1 dans une classe de filtres qui satisfont automatiquement la contrainte (7). Une telle classe de filtres est celle des filtres connus suivant l'abréviation CQF de l'expression anglo-saxonne "conjugate quadrature filters".

Les filtres Ho et H1 sont alors supposés causaux et de même longueur L et sont déterminés de façon à vérifier les relations.

H1(z) = z-(L-l)H (~Z-1) (9) ou encore h1(l) = (-1) .hg(L-l-n) pour n = 0, ..., L-l.

Etant donné un filtre passe bas Ho(z) le filtre passe haut Hl(z) est obtenu en inversant temporellement ho et en changeant le signe d'un coefficient sur deux.

Dans ces conditions la contrainte (7) est vérifiée pourvu que L soit pair et que la fonction d'autocorrélation du filtre
Ho ait tous ses échantillons d'ordre pair nuls sauf celui d'ordre zéro. Cette fonction d'autocorrélation constitue alors un filtre demi bande. De tels filtres peuvent etre aisément synthétisés à l'aide d'algorithmes classiques tout en ayant un contrôle parfait de leur réponse fréquentielle. Cependant la solution précédente conduit à prendre pour N, N = L-1 ce qui amène à prendre des filtres de reconstruction Go et G anti-causaux. De la sorte la reconstruction parfaite de l'image n'apparaît possible qu'à un décalage près de L-1 échantillons dont il faut tenir compte dans la réalisation du dispositif.

Cependant il est à noter que les filtres obtenus de cette manière ne peuvent avoir une phase strictement linéaire et qu'il peut en résulter des effets indésirables sur la reconstruction des images compatibles (qui apparaissent comme un filtrage de l'image originale). De plus, la prise en compte des effets de bord peut amener à préférer une solution nécessitant les filtres symétriques c'est-à-dire à phase linéaire. En théorie il existe une solution à phase linéaire respectant la contrainte (7) dans la mesure où les filtres Ho et H1 ont la même longueur L mais possèdent des symétries opposées (H1 est anti-symétrique et Ho est symétrique ou réciproquement). Cette solution ne conduit cependant pas à une résolution systématique avec un bon contrôle de la réponse fréquentielle des filtres.Il est heureusement possible de remédier à ces inconvénients en utffi- sant des filtres connus sous l'abréviation QMF du terme anglo-saxon "quadrature miror filters" qui sont des filtres à phase linéaire qui certes ne donnent pas une reconstruction rigoureusement exacte mais permet de l'approcher en augmentant la longueur des filtres. Dans la solution QMF les filtres Ho et
H1 sont à phase linéaire et sont toujours supposés avoir la même longueur paire et les mêmes relations (9) et (10) que dans le cas de la solution CQF sont choisies entre eux. De la sorte le repliement de spectre entre bandes (termes en x( -z) ) se trouve éliminé et le système global devient invariant et à phase linéaire, c'est-à-dire qu'il n'y a pas de distorsion de phase du signal original. La fonction de transfert du système devient alors
T(z) = zN (H20(z) - H20(-z)) (11)
Dans ce cas seule une distorsion d'amplitude du signal original est présente et le filtre Ho peut être optimisé de façon à la limiter à un minimum admissible. Cette solution est particulièrement attrayante du fait qu'elle conduit à des filtres à phase linéaire. De plus pour les besoins de codage de l'invention il est clair qu'un système offrant une reconstruction strictement parfaite n'est pas rigoureusement utile, un rapport signal à bruit de reconstruction supérieure à 55 décibels pour la cellule à deux bandes étant largement suffisant tant que le nombre de ces cellules mises en cascade n'est pas trop important.

Bien que la réalisation utilisant des filtres QMF soit satisfaisante, une autre solution reste envisageable mettant en oeuvre des filtres en treillis qui permettent une reconstruction rigoureusement parfaite quelque soit la valeur de leur coefficient, c'est-à-dire particulièrement, même en présence d'une quantification de ces coefficients dictée par des besoins de réalisation pratique.

L'extension du dispositif précédent à la réalisation d'un dispositif bidimensionnel séparable à sous bandes rectangulaires est représentée aux figures 5 et 6. Un tel système est formé par la mise en cascade suivant un arbre prédéfini de cellules élémentaires bidimensionnelles découpant les spectres du signal en quatre bandes comme décrit à la figure 5. Chaque cellule élémentaire bidimensionnelle est elle-même formée de la mise en cascade trois cellules élémentaires de décomposition monodimensionnelle selon un arbre à deux étages de la façon représentée à la figure 6.Le premier étage formé par les filtres 20 et 21 de fonction de transfert hO(m) et h1(m) filtre les colonnes de l'image et le second étage formé par les filtres 240 à 243 de fonction de transfert ho (n), h1 (n) filtre les lignes des deux images sous bande obtenues par le premier étage. Avec une telle structure le spectre peut être découpé en 4, 16, 64, 256 ou plus encore de sous bandes, les arbres étant complets ou tronqués pour découper par exemple plus de bandes dans les basses fréquences que de bandes dans les hautes fréquences.

Du fait de la structure arborescente de la décomposition qui impose une décimation par les sous-échantillonneurs 22, 23, 25, 26, 27 et 28 ou encore une translation du spectre à chaque étage on peut noter qu'il se produit un mélange des bandes dans l'espace fréquentiel ; un réarrangement suivant l'ordre habituel des basses fréquences vers les hautes fréquences peut être exploité favorablement pour le codage de l'image. Ainsi, par exemple, les plus hautes fréquences de l'image originale correspondent à la bande ayant d'abord été filtrée passe-haut dans les directions verticales et horizontales, puis toujours été filtrée passe-bas (et non, comme on aurait pu le penser à la bande ayant toujours été filtrée passe haute).

Pour obtenir le même nombre de pixels à coder dans l'en- semble des images sous bandes que dans l'image originale et surtout pas plus, chaque cellule monodimensionnelle élémentaire à deux canaux doit fournir deux sous bandes de taille N/2 chacune, pour un signal original de taille N et ce sans créer aucun effet de bord à la reconstruction. Pour parvenir à ce résultat une première solution consiste à effectuer une périodisation du signal original en utilisant les propriétés des filtres à réponse impulsionnelle finie qui donnent pour tout signal périodique un signal périodique de même période.Le procédé consiste alors à rendre périodique l'image originale en ne filtrant que les points de l'image originale, et en considérant cependant qu'elle se répète à l'infini pour le calcul des pixels filtrés des bords au lieu de considérer que l'image est entourée de valeurs nulles. Cette périodisation de l'image étant réitérée à chaque étape de l'arbre de codage. Cependant une telle approche a l'inconvénient d'introduire des discontinuités artificielles au bord de l'image et ces discontinuités amènent des effets assez visibles sur les bords de l'image lorsque les sous bandes sont codées.

Pour éviter ces problèmes une seconde alternative à la fois plus compliquée et plus contraignante consiste à rendre symétrique le signal original. Cette solution est basée sur le fait que le filtrage d'un signal symétrique par un filtre symé trique respectivement anti-symétrique est un signal symétrique respectivement anti-symétrique. De la sorte, dans le cas d'une cellule élémentaire monodimensionnelle à deux bandes, attaquée par un signal de longueur N, les problèmes d'effets de bords sont éliminés si d'une part N est pair et d'autre part, si les filtres Ho et H1 ont une longueur paire et sont respectivement symétriques et anti-symétriques. En fait imposer au filtre KO d'être symétrique amène une contrainte d'anti-symétrie pour le filtre H1 pour pouvoir obtenir une reconstruction parfaite.

Cette solution présente par rapport à la précédente deux contraintes supplémentaires qui imposent, que la longueur des filtres soit paire, et une symétrie des filtres. Ces contraintes sont cependant nécessaires pour obtenir des signaux sous bandes en basse fréquence et haute fréquence périodiques de périodes N et respectivement symétrique et anti-symétrique.

Ainsi seuls N/2 points de chacune des bandes apparaissent nécessaires pour faire la reconstruction sans problème d'effet de bord. L'avantage de cette méthode sur la précédente et qu'elle fait disparaître naturellement les discontinuités artificielles sur les bords d'une image qui introduisent des hautes fréquences difficiles à coder.

Le procédé et le dispositif d'analyse du signal décrits précédemment répondent à deux objectifs principaux. D'une part, ils permettent un codage compatible entre des signaux de formats divers, et d'autre part, ils font partie intégrante du dispositif de codage et doivent donc diviser le signal à coder en parties relativement indépendantes les unes des autres qui peuvent elles-mêmes être codées à la fois simplement et efficacement.Le but recherché est d'obtenir les signaux sous bandes aussi blancs que possible (décorrélation intra-bande) et aussi indépendants que possible les uns des autres (décorrélation inter-bande), et, si un tel but est suffisamment approché alors une simple quantification scalaire de chaque bande doit permettre un codage très proche de l'optimal ; un codage plus complexe par quantification vectorielle ou par codage prédictif n'apportant pas dans ces conditions de résultats nettement supérieurs. La décorrélation inter-bande est obtenue en utilisant les filtres Ho et H1 orthogonaux entre eux et à phase linéaire.

Les filtres QMF cités précédemment entraînent une décorrélation point à point des sous bandes des échantillons pris au même indice (à la même place) dont les deux bandes sont alors décorrélées. La décorrélation complète des deux bandes (deux points pris au hasard l'une dans une bande l'autre dans l'autre sont décorrélés) est alors essentiellement le fait de la longueur des filtres de séparation et de leur recouvrement spectral. Sur ce point un compromis peut toujours être trouvé dans la mesure où des filtres trop raides donnent des rebonds dans les images compatibles ainsi d'ailleurs que dans les sous bandes haute fréquence qui les rendraient plus difficiles à coder.

Pour la décorrélation intra-bande il est clair que la corrélation à l'intérieur d'une bande dépend essentiellement du nombre de découpes qu'elle subit. En effet plus le nombre des découpes augmente plus le spectre de chaque bande s'aplatit. Il convient alors de distinguer deux types de sous bandes, la bande basse fréquence, c'est-à-dire celle qui est obtenue par une succession de filtres passe bas uniquement, et les autres qui sont au moins une fois filtrée passe haut.

En ce qui concerne l'image basse fréquence il est certain que même après un nombre relativement grand de découpes il reste toujours un peu de corrélation. Cependant, cette image devient de plus en plus petite et le gain de codage qu'il est possible d'obtenir en la décorrélant davantage, c'est-à-dire en la découpant encore davantage devient lui aussi de plus en plus petit. Il est d'ailleurs possible de montrer qu'en considérant un arbre de décomposition tel que celui représenté à la figure 7A, que le gain de codage Gi obtenu par une i-ième découpe de la bande de base tend vers une limite Gmax quand i tend vers l'infini et à ce titre on obtient G3 = 87% de Gmax et G4 = 94% de Gmax. Dans ces conditions l'arbre de la figure 7A, qui correspond à un cas effectuant trois découpes (G3) donne déjà un résultat qui est à 87% du maximum atteignable.

Pour ce qui est des bandes ayant déjà été filtrées passe haut au moins une fois, la corrélation décroît très rapidement et d'autant plus qu'elles contiennent moins d'informations.

En ce qui concerne le codage proprement dit des bandes, deux cas sont à considérer, suivant qu'un arbre de décomposition complet est adopté ou que l'arbre n'est pas complet c'est-à-dire que dans la décomposition hiérarchique les basses fréquences sont plus découpées que les hautes. Dans les deux cas, pour les raisons précédemment citées, une simple quantification scalaire des pixels de chaque bande est utilisée.

Dans le cas d'un arbre de décomposition complet un tel arbre pour être efficace doit au moins pouvoir découper le signal original en 64 sous bandes. Cependant, il est à remarquer comme montré à la figure 7B que 16 sous bandes pourraient peut être suffire dans certains cas, notamment dans le cadre d'un schéma de codage inter-images. L'emplacement des bandes correspondantes dans le spectre du signal original est représenté à la figure 8B. Le codage des 64 images sous bandes est alors obtenu en regroupant les 64 pixels pris à une même position dans les 64 bandes en un bloc 8x8. Bien entendu pour former ce bloc de 8x8 les bandes doivent être d'abord arrangées dans l'ordre des fréquences horizontale et verticale croissantes. Le bloc 8x8 ainsi obtenu correspond à celui représenté à la figure 9 qui est en fait un bloc pseudo-cosinus.

Ce bloc peut alors être codé en utilisant le balayage classique utilisé dans le calcul des transformées cosinus et des codes à longueurs variables décrits dans la demande de brevet français nO 2 627 337 déposée au nom de la Demanderesse. Naturellement cette méthode peut se généraliser en un arbre plein quelconque cependant, pour les arbres à peu de bandes il est à noter qu'elle peut devenir assez inefficace dans la mesure où les blocs deviennent très petit et que le codage par plage de zéro perd de son efficacité.

Il est possible de montrer que dans le cas d'un arbre plein et d'une quantification scalaire et linéaire des sous bandes (que ces dernières soient regroupées en blocs ou non), l'optimum en terme de critère d'erreur quadratique moyenne, pour une entropie moyenne des sous bandes fixée, est d'utiliser le même pas de quantification pour toutes les bandes. Ceci revient, au niveau des pseudo-blocs cosinus à n 'utiliser aucune pondération. Mais ce schéma peut cependant être amélioré en modifiant par exemple le pas de quantification en fonction des zones plus ou moins complexes de l'image ou encore en prenant en compte des critères psycho-visuels conduisant à effectuer des pondérations à I'intérieur des pseudo-blocs, ou, de manière équivalente, en adaptant un pas de quantification à chaque bande.

Cette décomposition en arbre plein, et ce codage par regroupement en blocs cosinus amènent cependant chacun un inconvénient. Dans le cas de l'arbre plein le problème est lié au codage des bandes haute fréquence. En considérant dans ce cas qu'aucun critère d'adaptativité (dans l'image) ou psycho-visuel (dans les bandes) n'est utilisé toutes les bandes doivent alors être quantifiées avec le même pas.

Ainsi, lorsque le débit binaire descend (pas de quantification importante), le bruit de quantification des bandes hautes fréquences, localisé autour des contours de l'image se propage dans l'image au fur et à mesure que l'on remonte les étages de
L'arbre à la reconstruction ; des bandes de bruit très gênantes autour des contours sont ainsi créées. Dans ce cas la longueur de la propagation est essentiellement liée à la longueur des filtres utilisés et à la profondeur de l'arbre nécessaire à un gain de bande de base suffisant. Une solution pour éviter ce problème est de décomposer moins les hautes fréquences que les basses fréquences en introduisant des critères psycho-visuels mais ce problème devient alors plus délicat.

Le cas du codage par regroupement des bandes en pseudoblocs cosinus ne permet pas d'obtenir directement une approche compatible car il faudrait pour cela changer le balayage des blocs.

Dans le cas de la décomposition hiérarchique de la figure 7A le regroupement en pseudo-blocs cosinus n'est plus possible étant donné que les bandes n'ont plus la même taille. Cependant, l'avantage d'un tel schéma où les bandes hautes fréquences sont moins découpées que les basses fréquences est qu'il permet d'éviter la propagation du bruit de quantification aux alentours des contours, en fait il s'agit dans ce cas de trouver un compromis entre la décorrélation de ces bandes et la propagation du bruit.

Dans ce cas, chaque bande est quantifiée linéairement avec un pas de quantification dépendant du nombre de décompositions qu'elle a subi. Il faut utiliser un rapport de 2 entre les pas de quantification utilisés pour des bandes à deux étages contiguës de l'arbre. En utilisant comme cela est représenté à la figure 7A un pas de quantification de 1 pour les bandes 1, 2, 3, 4, un pas de quantification de 2 pour les bandes 5, 6, 7 et un pas de quantification de 4 pour les bandes 8, 9, 10, les sous bandes une fois quantifiées peuvent alors être codées en utilisant les codes à longueurs variables et plages de zéros décrits dans la demande de brevet déposée au nom de la Demanderesse précédemment citée. Cependant dans ce cas le balayage des sous bandes n'est plus en zigzag (comme dans le cas de la transformée en cosinus) mais est un balayage classique de télévision ligne par ligne de la gauche vers la droite.

Une mise en oeuvre du procédé selon l'invention est représentée aux figures 10 à 13. Le dispositif de codage qui est représenté à la figure 10 est un dispositif de codage intra-image du type à modulation par impulsion codée (PCM) qui ne prend pas en compte la corrélation temporelle entre images successives. I1 est basé sur la décomposition en sous bandes du signal à coder. Le signal à coder quelque soit son format est toujours traité de la même manière, la seule distinction a faire étant entre signaux progressifs et signaux entrelacés. Le codeur qui est représenté à la figure 10 est organisé autour des multiplexeurs 29, 30 et 31 couplés sur leur entrée à des dispositifs de codage à longueurs variables référencés de 32 à 38 du type de ceux décrits par exemple dans la demande de brevet de la Demanderesse précitée.Les dispositifs de codage à longueurs variables 32 à 38 sont couplés à des dispositifs quantificateurs référencés de 39 à 45. Le découpage en sous bandes est obtenu au moyen de filtres passe bas référencés respectivement de 46 à 51 et de filtres passe haut référencés respectivement de 52 à 57. Ces filtres étant associés à des opérateurs de sous échantillonnage. Le dispositif de codage de la figure 10 permet, outre ses bonnes performances, d'assurer une complète transparence entre les différents formats d'échantillonnage HDP, HDI, EDP, TV et VT décrits précédemment. I1 permet également d'obtenir un sixième format qui correspond à la définition du vidéo téléphone entrelacé (VTI).

Le signal à coder quelque soit son format HDP, EDP ou VT est appliqué à l'entrée marquée "IP" du dispositif et est découpé en sept sous bandes référencées S1, S2 à S7 selon un arbre de décomposition semblable au schéma de la figure 7A, la sous bande S1 est obtenue au travers de la suite des filtres passe bas 46, 48, 49 et 51, des dispositifs de codage à longueurs variables 32 et du quantificateur 39 couplés en série. La sous bande S2 est obtenue au travers de la suite des filtres passe bas 48, 49, 51, des filtres passe haut 52 et du dispositif de codage à longueurs variables 33 et du quantificateur 40 couplé en série. La sous bande S3 est obtenue au travers des filtres passe bas 47, 49 et 51, du filtre passe haut 54 et du dispositif de codage à longueurs variables 34 du quantificateur 41 couplé en série.La sous bande S4 est obtenue au travers de suite des filtres passe bas 49 et 51, des filtres passe haut 53 et 54 et du dispositif de codage à longueurs variables 35 et du quantificateur 42 couplés en série. La sous bande S5 est obtenue en sortie du dispositif de codage à longueurs variables 37 au travers du filtre passe haut 57, du filtre passe bas 50 et du quantificateur 44 couplés en série. Enfin la sous bande S7 est obtenue à la sortie du dispositif de codage à longueurs variables 38 au travers des filtres passe haut 56 et 57 et du quantificateur 45 couplés en série. Des dispositifs de découpage supplémentaire référencés de 58 à 64 peuvent éventuellement être insérés sur chaque ligne de codage de chaque sous bande S1 à
S7, à l'entrée des dispositifs quantificateurs 39 à 45, de façon à obtenir moins de corrélation intra-bande.Ces décompositions supplémentaires peuvent notamment s'averer utiles pour les bandes basses fréquences, elles peuvent aussi permettre de ramener le dispositif de codage à un arbre complet à 16 ou 64 bandes pour pouvoir ensuite utiliser les techniques de codage utilisant les propriétés de la transformée en cosinus par regroupement des sous bandes en pseudo-blocs cosinus comme indiqué précédemment.

Pour les signaux entrelacés la procédure de décomposition n'est pas tout à fait la même. En effet pour éviter d'avoir à effectuer une décomposition tridimensionnelle impliquant une décomposition en quinconce dans le plan des fréquences temporelles et verticales, qui pourrait sérieusement compromettre les propriétés de compatibilité, un signal entrelacé est d'abord transformé en un signal progressif équivalent. Le signal progressif équivalent est obtenu en plaçant le signal entrelacé qui est appliqué à l'entrée IE du dispositif dans un désentrelaceur 65 dans le but de déphaser verticalement d'un demi pixel chaque trame impaire. Ceci est réalisé simplement au moyen d'un filtre interpolateur monodimensionnel vertical.On obtient ainsi en sortie un signal progressif avec deux fois moins de points en vertical que le signal progressif de même définition horizontale c 'est-à-dire correspondant à la bande basse fréquence de la première découpe en deux bandes du codeur (découpe en deux bandes horizontales par filtrage le long des colonnes), de la sorte, le signal obtenu en sortie du désentrelaceur 65 est appliqué au point de liaison commun aux filtres passe bas 49 et 51. Ce signal est ensuite décomposé de la même façon que tout signal progressif mais naturellement dans ce cas il ne conduit qu'à 5 sous bandes, les sous bandes S6 et S7 ne pouvant être formées.

Enfin pour des signaux progressifs ou entrelacés, chaque sous bande est ensuite quantifiée linéairement par les circuits de quantification 39 à 45 avec un pas de quantification adapté qui dépend du nombre de découpes et qui peut être aussi fonction de critères psycho-visuels. Un codage à longueur variable avec plage de zéros est ensuite effectué sur chaque bande quantifiée au moyen des dispositifs de codage à longueurs variables 32 à 38. Chaque codage étant adapté aux statistiques de sa bande. L'utilisation de plages de zéros permet un gain assez important dans les bandes haute fréquence où après quantification suffisante il ne reste pratiquement plus que les informations de contours.Par contre en bande basse fréquence, il vaut mieux ne pas utiliser de plages de zéros car elles diminuent l'efficacité du codage étant donné qu'elles y sont peu nombreuses et souvent très courtes (statistiquement). Les 7 sous bandes codées par les dispositifs de codage à longueurs variables 32 à 38 sont regroupées en trois parties différentes à l'aide de deux multiplexeurs 30 et 31 de façon à obtenir à partir de la bande S1 correspondant en basse fréquence un complément de fréquence intermédiaire CPI regroupant les bandes
S2, S3 et S4 au travers du multiplexeur 30 et un complément de fréquence haute (CECI) par regroupement des bandes S5, S6 et
S7 au travers du multiplexeur 31.

Dans le cas d'un signal entrelacé le complément de fréquence intermédiaire se compose uniquement de la sous bande
S5. Ce regroupement en trois parties est transmis sur un canal de transmission 66 couplé à la sortie du multiplexeur 29, ces parties sont séparées par trois mots de synchronisation Syl,
SY2 et SY3, de la manière représentée à la figure 11, qui permettent de les distinguer et de les retrouver facilement. Un identificateur de signal codé ID est ajouté au train binaire de façon à permettre au décodeur de reconnaître le type de signal envoyé. On peut noter que dans le cas d'un arbre plein, le regroupement des bandes en pseudo-blocs cosinus devient impossible du fait qu'il y a séparation du train binaire en trois parties distinctes BB, CPI et CPH.

Le décodeur qui est représenté par le schéma de la figure 12 réalise le décodage des parties BB, CPI et CPH transmises sur le canal de transmission 66 suivant un arbre de reconstruction.

Ce décodeur réalise les fonctions inverses du codeur de la figure 10. I1 comprend un ensemble de blocs de décodage à longueurs variables référencés de 67 à 78 couplés respectivement à des circuits de quantification référencés de 79 à 90 pour permettre le décodage du train binaire transmis sur le canal de liaison 66. Afin de reconstruire chaque image transmise à partir de ses parties BBB, CPI et CPH ou seulement des parties BB et CPI ou enfin à partir de la seule partie BB, les parties de messages BB, CPI et CPH sont démultiplexées par un circuit de démultiplexage 91 couplé au canal de transmission 66 avant d'être appliquées à un circuit d'aiguillage 92.Les sorties des circuits de quantification 79 à 90 sont reliées respectivement à des filtres référencés de 91 à 102. Des filtres passe bas interpolateurs de ligne 103 à 106 sont reliés respectivement aux sorties des filtres 91, 92, 94 > 98 et 99. Des filtres passe haut interpolateurs de lignes 107 à 110 sont reliés respectivement aux sorties des filtres 93, 95, 96, 97, 100 et 101. Un filtre passe bas interpolateur de colonne 111 est relié aux sorties des filtres 104 et 107 au travers d'un circuit sommateur 112. Un filtre passe haut 113 interpolateur de ligne est relié aux sorties des filtres 105 et 108 au travers d'un circuit sommateur 114. Les filtres 111 et 113 sont d'autre part reliés à l'entrée du filtre 103 au travers d'un circuit sommateur 115.Les sorties des filtres 103 et 109 d'une part 106 et 110 d'autre part sont reliées respectivement aux entrées de deux circuits sommateurs 116 et 117. La sortie du circuit 116 est reliée à l'entrée dtun filtre passe bas interpolateur de colonne 118 et la sortie du circuit 117 est reliée à l'entrée d'un filtre passe haut 119 interpolateur de colonne. Les sorties des filtres 118 et 119 sont sommées aux entrées d'un circuit additionneur 120. Un circuit entrelaceur 121 est relié par l'intermédiaire d'un commutateur CE 122 à la sortie du circuit sommateur 116 et aux sorties du filtre 102 et du circuit sommateur 120 au travers d'un commutateur CT 123 pour fournir sur sa sortie un signal vidéo entrelacé. Le signal vidéo progressif est obtenu aux sorties du circuit sommateur 120 ou à la sortie du filtre 102 au travers d'un commutateur CP 124.L'analyse des trois possibilités offertes par les combinaisons des parties BB, CFI et CFH est nécessaire pour pouvoir prendre en compte les cas de compatibilité entre les différents formats de télévision envisagés. La structure du décodeur qui vient d'être décrite est fixe quelque soit le type de récepteur considéré. Cependant les filtres de reconstruction 91 à 102 doivent pouvoir travailler à la vitesse du récepteur et quelque soit le format du signal qu'ils ont à décoder. Le train binaire à décoder est tout d'abord démultiplexé de façon à retrouver les trois parties BB, CFI et
CFH du signal transmis ainsi que son identificateur ID.En fonction de llidentificateur ID et de l'identificateur du récepteur IDR la logique d'aiguillage 92 envoie les parties utiles du train binaire vers les entrées appropriées I21 à I31 des décodeurs à longueurs variables 67 à 78 et ne conserve que les parties du train binaire qui correspondent à sa résolution (les parties non utiles sont dirigées dans un espace "poubelle" 125). D'autre part, ces identificateurs commutent les commutateurs CT 123, CE 22 et CP 124 sur les positions correspondantes. Dans le cas d'un signal progressif la sortie du décodeur se fait par l'intermédiaire du commutateur CP 124 et dans le cas d'un récepteur travaillant en mode entrelacé la sortie se fait par l'intermédiaire de l'un des deux commutateurs CT 123 et CE 122.Le signal qui est ainsi recréé correspond au signal progressif équivalent du signal entrelacé transmis et doit être entrelacé avant d'être visualisé. Cette opération est exécutée d'une façon similaire à celle effectuée au niveau du codeur pour désentrelacer le signal. Elle a lieu par un déphasage vertical de 1/2 pixel de chaque image impaire pour retrouver une structure tramée. Les tableaux qui sont représentés aux figures 13A, 13B et 13C résument les différentes situations entre le signal transmis et les différents récepteurs existants en considérant les formats HDP, HDI, EDP, TV, VT et VTI. Ces tableaux font apparaître que lorsqu'un récepteur de résolution donné doit décoder et visualiser un signal de résolution moindre, les images visualisées ont une taille inférieure à celle de l'écran.

Ainsi les images occupent 1/4 d'écran, 1/16 d'écran pour des signaux EDP, VT affichés sur un écran de standard HDP.

Cependant l'image plein écran est conservée avec seulement la définition du signal transmis lorsqu'un signal entrelacé, respectivement progressif, doit être visualisé sur un récepteur progressif respectivement entrelacé de format juste supérieur.

D'autre part, comme indiqué par le symbole * à l'intérieur des tableaux des figures 13A à 13B, lorsque le récepteur est entrelacé une interpolation horizontale de signal est nécessaire avant toute visualisation, après ou avant l'entrelaceur, afin de doubler le nombre de points suivant la direction horizontale de l'image, pour faire en sorte qu'elle ne soit pas déformé à l'écran. On peut constater également que quelque soit la vitesse du signal à décoder la vitesse du décodeur se trouve toujours synchronisée à la vitesse du récepteur sur lequel il est couplé.

Enfin une caractéristique importante du système qui apparaît à la lecture des tableaux des figures 13A à 13C est que pour un récepteur de format donné, plus la résolution du signal codé augmente plus la qualité de l'image affichée augmente, en supposant que tous les différents signaux d'entrée sont codés avec le même rapport signal à bruit. Par exemple, une image
EDP qui est obtenue par la partie compatible d'un signal HDP codé apparaît avoir une meilleure qualité que si elle avait été directement obtenue d'un signal EDP codé avec le même rapport signal à bruit. Naturellement cette propriété n'est vraie que si les rebonds créés dans les images compatibles par le filtrage ne viennent par trop détériorées la qualité de l'image.

C'est-à-dire si les filtres sont correctement optimisés.

Claims (14)

REVENDICATIONS

1. Procédé de codage et de décodage compatible d'images de télévision de résolutions différentes suivant lequel les signaux représentatifs de chaque famille de résolution sont transmis sur un canal de transmission (66) entre au moins un codeur d'émission et un décodeur de réception relié à un récepteur caractérisé en ce qu'il consiste

dans le codeur d'émission

- à découper en sous bandes (46 ... 57) suivant une même structure arborescente par filtrage et décimation la bande de fréquence spatiale des signaux à transmettre quelque soit leur famille d'appartenance

- à coder (32 ... 38) indépendamment les signaux à transmettre dans chaque sous bande

et à multiplexer (29, 30, 31) les signaux codés des sous bandes avant de les transmettre sur le canal de transmission

et dans le décodeur de réception

- à démultiplexer (91, 92) les signaux codés reçus de chaque sous bande

- à décoder (67, ... 78) les signaux reçus relatifs à chaque sous bande en fonction de la résolution des signaux transmis et de la résolution propre du récepteur.

2. Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il consiste à distinguer dans les familles de signaux de télévision les signaux progressifs et les signaux entrelacés et à transformer (65) les signaux entrelacés en signaux progressifs équivalents avant de les appliquer au codeur d'émission.

3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2 caractérisé en ce que le découpage en sous bandes est obtenu au moyen de filtres passe bas (46, 54) et de filtres passe haut (52 ... 57), alternés sur les bandes de même niveau de la structure arborescente.

4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3 caractérisé en ce qu'il consiste à placer en chaque noeud de la structure arborescente du codage en sous bande une cellule monodimensionnelle formée respectivement par deux filtres (11, 12 ; 20, 21, 240, 241 ; 242, 243) de longueur paire, respectivement symétrique et anti-symétrique pour éliminer les effets de bord à la reconstruction de l'image, et à appliquer à l'entrée de chaque cellule un signal de longueur paire, symétrisé.

5. Procédé selon l'une quelconque des revendications i à 4 caractérisé en ce que chaque sous bande est quantifiée (39 ...

45) scalairement dans le codeur d'émission avant d'être codé (32, ... 38) suivant un codage à modulation d'impulsion (PCM).

6. Procédé selon la revendication 5 caractérisé en ce qu il utilise des codes à longueur variable.

7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6 caractérisé en ce que les signaux codés des sous bandes sont regroupés avant leur transmission en au moins trois parties, une première partie (BB) représentant les codes des composantes basses fréquences, une deuxième partie (CPI) représentant les codes des composantes de fréquence intermédiaire, et une troisième partie (CFH) représentant les codes des composantes hautes fréquences.

8. Procédé selon la revendication 7 caractérisé en ce que les parties figurant le regroupement des codes des sous bandes sont transmises sur le canal de transmission (66) séparées par des signaux de synchronisation.

9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8 caractérisé en ce que les signaux de télévision appliqués à l'entrée du codeur d'émission sont des signaux appartenant aux familles de résolution HDP, HDI, EDP, TV et VT.

10. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9 caractérisé en ce que le filtrage met en oeuvre des filtres type QMF à phase linéaire.

11. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 10 caractérisé en ce qu'il consiste à reconstruire dans le décodeur l'image transmise au moyen d'un arbre de reconstruction comprenant sur chaque branches des décodeurs de bande reliés à des filtres de bande (110, ... 119) et au moyen de circuits sommateurs (115 ... 120) de bande placé en sortie des filtres de bande.

12. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à il caractérisé en ce que le décodeur de réception ne conserve que la partie du train binaire du signal qui correspond à sa résolution.

13. Dispositif pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 12 caractérisé en ce que le codeur comprend un premier (29), un deuxième (30) et un troisième multiplexeur (31) couplés sur leur entrée à des dispositifs de codage de longueurs variables (32 ... 38) des sous bandes, les sous bandes étant obtenues à partir du signal de télévision (46 ... 56) par des filtres passe bas et passe haut répartis sur les branches de l'arbre de codage.

14. Dispositif selon la revendication 13 caractérisé en ce que le décodeur comprend un ensemble de blocs de décodage à longueurs variables (67 ... 78) couplés à des filtres reconstructeurs de bande au travers de circuits quantificateurs (79 à 90).