FR2642917A1

FR2642917A1 - REDUCED DISTORTION MICROPHONE AMPLIFIER

Info

Publication number: FR2642917A1
Application number: FR8901679A
Authority: FR
Inventors: Henri Safa
Original assignee: Thomson Tubes Electroniques
Current assignee: Thales Electron Devices SA
Priority date: 1989-02-09
Filing date: 1989-02-09
Publication date: 1990-08-10
Also published as: JPH04503290A; WO1990009702A1; EP0457818A1

Abstract

The invention concerns ultrahigh frequency amplifiers. In order to avoid distortions in gain and phase caused by ultrahigh tube or solid state amplifiers, an amplifier circuit is disclosed comprising a feedback reaction produced not directly from the output to the input of the amplifier but through couplers (hybrid microwave couplers on ceramic substrates) whose gain and dephasing features are well known. Two couplers are used (H1, H2). A first coupler receives on one input (E1) an input signal to be amplified and on another input (E'1), the output (S2) of the other coupler (H2), the first coupler having an output (S1) connected to the input of the amplifier (AMP); the second coupler (H2) receives on a first input (E2) a fraction of the amplifier output signal and on a second input (E'2) the input signal to be amplified or a signal combined with the input signal to be amplified. A layout is obtained without risk of oscillation, as opposed to layouts which use a direct feedback reaction between the output and the input of the amplifier. The arrangement is less costly than that of linearized circuits normally used to compensate the distortion produced by ultrahigh frequency tube amplifiers.

Description

CIRCUIT D'AMPLIFICATION HYPERFREQUENCE
A DISTORSION REDUITE
L'invention concerne les amplificateurs hyperfréquences, par exemple les amplificateurs dont l'élément amplificateur principal est un tube hyperfréquence tel qu'un tube à ondes progressives (T.O.P.), ou un klystron, mais aussi les amplificateurs à etat solide réalisés à partir de composants semiconducteurs.MICROWAVE AMPLIFICATION CIRCUIT
REDUCED DISTORTION
The invention relates to microwave amplifiers, for example amplifiers whose main amplifier element is a microwave tube such as a traveling wave tube (TOP), or a klystron, but also solid state amplifiers produced from components. semiconductors.

Les fréquences considérées peuvent aller de plusieurs dizaines ou centaines de mégahertz jusqu'à plusieurs dizaines de gigahertz, voire plus encore. Les applications sont par exemple dans les télécommunications. The frequencies considered can range from several tens or hundreds of megahertz to several tens of gigahertz, or even more. Applications are for example in telecommunications.

Lorsqu'on réalise des amplificateurs en hyperfréquences, on se heurte à des problemes de non-linéarites lorsque la puissance à l'entrée de l'amplificateur augmente. Le gain en puissance est en effet à peu près constant tant que la puissance d'entrée reste faible, mais il diminue par un phénomène de saturation lorsque la puissance de sortie devient proche de la puissance maximale que l'amplificateur peut fournir. De même, la rotation de phase introduite par l'amplificateur est constante pour de faibles puissances d'entrée mais elle commence à varier pour des plus fortès puissances. When producing microwave amplifiers, we run into non-linearity problems when the power at the input of the amplifier increases. The gain in power is in fact almost constant as long as the input power remains low, but it decreases by a saturation phenomenon when the output power becomes close to the maximum power that the amplifier can supply. Likewise, the phase rotation introduced by the amplifier is constant for low input powers but it begins to vary for higher powers.

Ces non linéarités introduisent des problèmes de distorsion de signal et se traduisent notamment par l'apparition d'harmoniques indésirables; ou, lorsque les amplificateurs doivent amplifier plusieurs signaux de fréquences différentes, les distorsions se traduisent par une intermodulation entre ces signaux, avec apparition d'un spectre de raies d'intermoduiation gênant. Par exemple, pour deux fréquences F1 et F2 à amplifier, séparées par un intervalle. dF = F1-F2, on verra apparaitre des fréquences d'intermodulation à Fl+dF, FI+2dF, etc., et aussi
F2-dF, F2-2dF, etc. These non-linearities introduce problems of signal distortion and are reflected in particular by the appearance of undesirable harmonics; or, when the amplifiers have to amplify several signals of different frequencies, the distortions result in an intermodulation between these signals, with the appearance of an annoying spectrum of intermodulation lines. For example, for two frequencies F1 and F2 to be amplified, separated by an interval. dF = F1-F2, we will see intermodulation frequencies appear at Fl + dF, FI + 2dF, etc., and also
F2-dF, F2-2dF, etc.

Pour corriger cette distorsion indésirable, on a proposé deux types de solution. To correct this undesirable distortion, two types of solution have been proposed.

La première solution consiste a placer en amont de l'élément d'amplification un circuit dit "linéariseur1,, qui a une courbe de gain en puissance qui varie exactement à l'inverse de la courbe de gain de l'élément d'amplification de maniere à corriger la non-linéarité de cette dernière. Autrement dit, si la courbe de gain en puissance (puissance de sortie en fonction de la puissance d'entrée) du tube hyperfréquence est linéaire pour les puissances basses puis s infléchit progressivement vers le bas jusqu'à saturation complète, on utilisera un linéariseur dont la courbe de gain est d'abord linéaire puis se redresse vers le haut pour les puissances élevées. Le produit des gains du tube et du circuit linéariseur est alors constant sur une plus grande plage de puissances.De même, le circuit linéariseur sera construit pour établir une rotation de phase d'abord constante pour les puissances basses, puis inverse de la rotation de phase du tube hyperfréquence pour les puissances plus élevées. The first solution consists in placing upstream of the amplification element a circuit called "linearizer1", which has a power gain curve which varies exactly opposite to the gain curve of the amplification element. in order to correct the non-linearity of the latter. In other words, if the power gain curve (output power as a function of input power) of the microwave tube is linear for low powers and then gradually decreases downwards until complete saturation, a linearizer will be used, the gain curve of which is first linear and then straightens up for high powers. The product of the gains of the tube and the linearizer circuit is then constant over a larger range of Likewise, the linearizer circuit will be constructed to establish a phase rotation first constant for the low powers, then reverse the phase rotation of the microwave tube for the higher powers.

Le circuit linéariseur est un circuit actif, construit à base de transistors ou de diodes. Mais il est très délicat à réaliser, il doit être réglé individuellement pour chaque tube, et la plage de puissances d'entrée pour laquelle il fonctionne correctement est malgré tout assez limitée. De plus, ces circuits sont très coûteux en composants, et ils sont très sensibles à la température, ce qui les rend inutilisables dans beaucoup d'applications. The linearizer circuit is an active circuit, based on transistors or diodes. But it is very delicate to realize, it must be adjusted individually for each tube, and the range of input powers for which it functions correctly is nevertheless quite limited. In addition, these circuits are very expensive in components, and they are very sensitive to temperature, which makes them unusable in many applications.

L'autre type de solution auquel on a pensé est l'établissement d'une contre réaction, comme on l'utilise classiquement dans des circuits à basse fréquence : si on relie la sortie de l'amplificateur à son entrée par l'intermédiaire d'un circuit à gain constant, d'une part on réduit le gain global du circuit, mais d'autre part on réduit dans la même mesure l'influence du gain propre de l'amplificateur sur le gain global de l'étage, c'est-a-dire que les non linéarités sont réduites (à condition bien sûr que la boucle de réaction ne soit pas elle-même sujette à des non-linesrités). The other type of solution that we have thought of is the establishment of a feedback, as is conventionally used in low frequency circuits: if we connect the output of the amplifier to its input via 'a constant gain circuit, on the one hand we reduce the overall gain of the circuit, but on the other hand we reduce to the same extent the influence of the amplifier's own gain on the overall gain of the stage, c is to say that the nonlinearities are reduced (provided of course that the reaction loop is not itself subject to nonlinearities).

Malheureusement cette solution, bien adaptée aux basses fréquences, ne fonctionne pas en haute fréquence car les risques d'oscillation deviennent extrêmement élevés. On ramène en effet à l'entrée de l'amplificateur un signal très fortement déphasé puisqu'il inclut la somme du déphasage propre de l'amplificateur et du déphasage de la boucle de réaction. Cette somme peut atteindre facilement plusieurs dizaines de rotations complètes de phase à la fréquence de travail de l'amplificateur. Pour une fréquence même très voisine, on risque d'aboutir a une rotation de phase de 1800 (å 3600 près) avec un gain de boucle supérieur à 1, donc à une oscillation. En fait le bruit toujours présent a toutes les chances d'engendrer une oscillation.La solution. ne serait énvisageable - pratiquement qu'avec des filtres très sélectifs, et avec une seule fréquence de travail. Elle ne serait pas applicable dans le cas où l'amplificsteur doit trsnsmettre des signaux a plusieurs fréquences porteuses (dans le cas des répéteurs téléphoniques par exemple) ou des signaux à bande relativement large. Unfortunately, this solution, well suited to low frequencies, does not work at high frequency because the risks of oscillation become extremely high. In fact, a very highly phase-shifted signal is brought back to the input of the amplifier since it includes the sum of the amplifier's own phase shift and the phase shift of the feedback loop. This sum can easily reach several tens of complete phase rotations at the working frequency of the amplifier. For a frequency even very close, there is a risk of achieving a phase rotation of 1800 (å 3600 near) with a loop gain greater than 1, therefore an oscillation. In fact the noise always present is likely to cause an oscillation. The solution. would be possible - practically only with very selective filters, and with only one working frequency. It would not be applicable in the case where the amplifier must transmit signals at several carrier frequencies (in the case of telephone repeaters for example) or relatively wide band signals.

La présente invention propose une solution nouvelle à ce problème d'élimination des distorsions de gain et de phase des amplificateurs hyperfréquence. The present invention provides a new solution to this problem of eliminating gain and phase distortions of microwave amplifiers.

Selon l'invention, on propose d'utiliser un système à contre-réaction, mais dans lequel la contre réaction fait intervenir des coupleurs de signaux à plusieurs entrées, ces coupleurs permettant de contrôler précisément les déphasages de manière à ne pas ramener à l'entrée de l'amplificateur un signal qui soit déphasé de 180 degrés par rapport à la sortie. According to the invention, it is proposed to use a feedback system, but in which the feedback involves signal couplers with several inputs, these couplers allowing precise control of the phase shifts so as not to reduce the amplifier input a signal that is 180 degrees out of phase with the output.

Par coupleur on entend un circuit hyperfréquence qui a au moins deux entrées pour recevoir deux signaux hyperfréquences
El et E2 et au moins une sortie et qui fournit sur sa sortie une combinaison linéaire S1 = AEl + BE2 des signaux d'entrée, A et B étant des coefficients = complexes correspondant a la fois à un certain gain (le plus souvent inférieur à 1) et un certain déphasage.By coupler is meant a microwave circuit which has at least two inputs for receiving two microwave signals
E1 and E2 and at least one output and which provides on its output a linear combination S1 = AEl + BE2 of the input signals, A and B being coefficients = complex corresponding both to a certain gain (most often less than 1) and a certain phase shift.

L'utilisation des coupleurs se fera selon l'invention en général de la manière suivante : un circuit d'amplification hyperfréquence å distorsion réduite comprendra un amplificateur hyperfréquence et au moins deux coupleurs; le premier coupleur reçevra sur une entrée un signal d'entrée à amplifier et sur une autre entrée la sortie de l'autre coupleur; sa sortie sera connectée à l'entrée de l'amplificateur. Le deuxième coupleur. The couplers will be used according to the invention in general in the following manner: a reduced distortion microwave amplification circuit will comprise a microwave amplifier and at least two couplers; the first coupler will receive on one input an input signal to be amplified and on another input the output of the other coupler; its output will be connected to the input of the amplifier. The second coupler.

recevra sur une entrée une fraction du signal de sortie de l'amplificateur et sur une autre entrée un signal combiné au signal d'entrée (ce signal combiné pouvant d'ailleurs parfois être directement le signal d'entrée lui-même ou une fraction de ce signal). En fait, on pourra le plus souvent dire que sur cette autre entrée du deuxième coupleur on applique un signal qui est une combinaison linéaire, à coefficients complexes, de deux grandeurs dont l'une est le signal d'entrée, cette combinaison se limitant parfois au signal d'entrée lui-même affecté éventuellement d'un coefficient, ce coefficient pouvant être un retard pur.will receive on an input a fraction of the output signal of the amplifier and on another input a signal combined with the input signal (this combined signal can sometimes also be directly the input signal itself or a fraction of this signal). In fact, we can most often say that on this other input of the second coupler we apply a signal which is a linear combination, with complex coefficients, of two quantities, one of which is the input signal, this combination sometimes being limited the input signal itself possibly assigned a coefficient, this coefficient possibly being a pure delay.

Dans un mode de réalisation de l'invention, la disposition est la suivante : le premier coupleur a deux sorties fournissant deux combinaisons des signaux qu'il reçoit sur ses deux entrées (entrées qui reçoivent l'une le signal d'entrée à amplifier et l'autre la sortie du deuxième coupleur). L'une des sorties du premier coupleur est reliée à l'entrée de l'amplificateur, et l'autre sortie fournit un signal qui est une combinaison entre d'une part le signal d'entrée à amplifier et d'autre part la sortie du deuxième coupleur. C'est cette combinaison qui est appliquée à une entrée du deuxième coupleur qui reçoit par ailleurs une fraction du signal de sortie. In one embodiment of the invention, the arrangement is as follows: the first coupler has two outputs providing two combinations of the signals it receives on its two inputs (inputs which one receives the input signal to be amplified and the other the output of the second coupler). One of the outputs of the first coupler is connected to the input of the amplifier, and the other output provides a signal which is a combination between on the one hand the input signal to be amplified and on the other hand the output of the second coupler. It is this combination which is applied to an input of the second coupler which also receives a fraction of the output signal.

Les liaisons entre coupleurs peuvent se faire par l'intermédiaire d'atténuateurs ou d'amplificateurs à faible gain pour rattraper les pertes de gain introduites dans les coupleurs. The connections between couplers can be made by means of low gain attenuators or amplifiers to compensate for the gain losses introduced into the couplers.

Les coupleurs sont réalisés par exemple par des coupleurs hybrides microondes qui sont des circuits passifs (en principe), réalisés sous forme de conducteurs déposés sur des substrats de ceramique (alumine en général) et dont la disposition géométrique détermine les coefficients complexes de couplage entre la ou les sorties et les entrées. The couplers are produced for example by microwave microwave couplers which are passive circuits (in principle), produced in the form of conductors deposited on ceramic substrates (alumina in general) and whose geometric arrangement determines the complex coupling coefficients between the or outputs and inputs.

L'utilisation de coupleurs selon l'invention permet d'établir, non pas directement comme dans les circuits basse fréquence, mais indirectement, une contre réaction qui fait que le gain global de l'étage ne dépend plus que partiellement du gain de l'élément amplificateur principal (tube hyperfréquence), tout en permettant un contrôle rigoureux du déphasage introduit. The use of couplers according to the invention makes it possible to establish, not directly as in low frequency circuits, but indirectly, a feedback which means that the overall gain of the stage no longer depends only partially on the gain of the main amplifier element (microwave tube), while allowing rigorous control of the phase shift introduced.

Les éléments utilisés dans la contre réaction (coupleurs, conducteurs, et amplificateurs de gain faible ou atténuateurs) sont des éléments globalement linéaires, sur des plages Iargement supérieures aux plages de puisssance auxquels ils seront soumis.The elements used in the feedback (couplers, conductors, and low gain amplifiers or attenuators) are generally linear elements, over ranges largely superior to the ranges of power to which they will be subjected.

Ces puissances sont en effet beaucoup plus faibles que celles qui peuvent transiter dans le tube amplificateur principal. On ne reporte donc pas dans la contre réaction les problèmes de non linéarité qu'on veut éviter dans le tube principal.These powers are indeed much lower than those which can pass through the main amplifier tube. The problems of non-linearity that we want to avoid in the main tube are therefore not reported in the feedback.

Dans une autre réalisation, le circuit d'amplification est constitué de la manière suivante : le premier coupleur reçoit d'une part le signal d'entrée et d'autre part la sortie de l'autre coupleur; sa sortie est reliée à l'entrée de l'amplificateur. Le deuxième coupleur reçoit d'une part une fraction du signal de sortie de l'amplificateur, et d'autre part le signal d'entrée à amplifier, retardé par une ligne à retard. In another embodiment, the amplification circuit is constituted as follows: the first coupler receives on the one hand the input signal and on the other hand the output of the other coupler; its output is connected to the amplifier input. The second coupler receives on the one hand a fraction of the output signal of the amplifier, and on the other hand the input signal to be amplified, delayed by a delay line.

Le retard introduit par la ligne à retard est de préférence égal au retard global de phase introduit dans le trajet du signal d'entrée vers le premier coupleur puis 9 travers le premier coupleur, puis à travers l'amplificateur, puis dans la boucle de prélèvement de la fraction de signal de sortie jusqu'au deuxième coupleur.The delay introduced by the delay line is preferably equal to the overall phase delay introduced in the path of the input signal to the first coupler then through the first coupler, then through the amplifier, then in the sampling loop from the output signal fraction to the second coupler.

L'invention présente les avantages suivants
- sensibilité à la température plus faible qu'avec l'utilisation de circuits linéariseurs, même si les gains ou atténuations présents dans la boucle de contre réaction varient avec la température;
- diminution importante de la distorsion en puissance et en phase;
- stabilité de fonctionnement (faibles risques d'oscillation) du fait des faibles longueurs électriques dans la boucle de réaction.The invention has the following advantages
- lower temperature sensitivity than with the use of linearizers, even if the gains or attenuations present in the feedback loop vary with temperature;
- significant reduction in power and phase distortion;
- operating stability (low risk of oscillation) due to the short electrical lengths in the reaction loop.

Par ailleurs l'invention permet de réaliser une amélioration de la distorsion à un coût réduit par rapport aux solutions antérieures. Furthermore, the invention makes it possible to improve the distortion at a reduced cost compared to the previous solutions.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaitront à Ia lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels
- la figure I représente un premier mode de réalisation de l'invention;
- la figure 2 représente un deuxième mode de réalisation de l'invention. Other characteristics and advantages of the invention will appear on reading the detailed description which follows and which is given with reference to the appended drawings in which
- Figure I shows a first embodiment of the invention;
- Figure 2 shows a second embodiment of the invention.

Le mode de réalisation représenté à la figure I comprend un amplificateur hyperfréquence AMP de gain G, ce gain étant constant pour une certaine plage de puissances d'entrée et subissant une saturation progressive à mesure que la puissance de sortie se rapproche d'un maximum,
L'amplificateur AMP est par exemple un tubes à ondes progressives ou un klystron, mais il peut être aussi un amplificateur à I'état solde (réalisé avec des transistors en arséniure de gallium ou d'autres composés III-V), ou un circuit hybride utilisant des composants semiconducteurs III-V. The embodiment represented in FIG. 1 comprises an AMP microwave amplifier with gain G, this gain being constant for a certain range of input powers and undergoing progressive saturation as the output power approaches a maximum,
The AMP amplifier is for example a traveling wave tube or a klystron, but it can also be an amplifier in the steady state (made with transistors made of gallium arsenide or of other III-V compounds), or a circuit hybrid using III-V semiconductor components.

Le gain G considéré ici est mathématiquement une quantité complexe, c'est-8-dire qu'il correspond à la fois à un gain en amplitude et à une rotation de phase. La phase comme l'amplitude subit une dastersion, c"'t-à-dire que la rotation de phase ne varie pas avec la puissance d'entrée pour les faibles puissances mais varie de plus en plus avec la puissance d'entrée à mesure que cette dernière augmente. The gain G considered here is mathematically a complex quantity, that is to say it corresponds to both a gain in amplitude and a phase rotation. The phase as the amplitude undergoes a dastersion, that is to say that the phase rotation does not vary with the input power for the low powers but varies more and more with the input power as that the latter increases.

Le circuit d'amplification de la figure 1 comprend en outre un premier coupleur de signaux H1 et un deuxième coupleur de signaux H2, pour établir une contre réaction sans risque d'oscillation permettant, au prix d'une réduction globale de gain du circuit, de réduire la distorsion de ce gain. The amplification circuit of FIG. 1 further comprises a first signal coupler H1 and a second signal coupler H2, to establish a feedback without risk of oscillation allowing, at the cost of an overall reduction in gain of the circuit, reduce the distortion of this gain.

Le premier coupleur HI comprend une première entrée El recevant un signal d'entrée E à amplifier. The first coupler HI comprises a first input El receiving an input signal E to be amplified.

Dans la suite, par commodité, on désignera le plus souvent par la même référence à la fois une entrée ou une sortie et le signal hyperfréquence présent sur cette entrée ou cette sortie. In the following, for convenience, we will most often designate by the same reference both an input or an output and the microwave signal present on this input or this output.

Le coupleur H1 possède une autre entrée E'1 recevant un signal issu d'un deuxième coupleur H2. The coupler H1 has another input E'1 receiving a signal from a second coupler H2.

Le premier coupleur HI possède dans cet exemple deux sorties S1 et S'I. La sortie SI est reliée à l'entrée de l'amplificateur AMP de gain G. La sortie S'1 fournit un signal destine à être reçu par le deuxième coupleur. The first coupler HI in this example has two outputs S1 and S'I. The output SI is connected to the input of the gain amplifier AMP G. The output S'1 provides a signal intended to be received by the second coupler.

La fonction du premier coupleur H1, comme railleurs celle des autres coupleurs qui seront utilisés selon l'invention, est de fournir sur chacune de ses sorties une combinaison des signaux appliqués à ses entrées, les coefficients de la combinaison étant des coefficients complexes, ctest-à-dire que les coupleurs introduisent entre une entrée et une sortie à la fois un gain (en général inférieur à 1, c'est-à-dire plutôt une atténuation), et un déphasage. The function of the first coupler H1, as well as that of the other couplers which will be used according to the invention, is to supply on each of its outputs a combination of the signals applied to its inputs, the coefficients of the combination being complex coefficients, ctest- that is, the couplers introduce between an input and an output both a gain (generally less than 1, that is to say rather an attenuation), and a phase shift.

Les signaux de sortie du coupleur H1 peuvent donc s'exprimer sous la forme suivante:
S1 = AlEI + Bye'1
S'i = B'lE1 + A'lE'1
En fait, on considèrera dans la suite que les coupleurs sont plus spocifique- comme c'est d'ailleurs généralement le cas des coupleurs du commerce, et que les coefficients A1, A'1, B1, B'1 sont liés entre eux. Plus précisément, on utilisera en principe des coupleurs sans pertes et sans réflexion de signal de la sortie vers l'entrée.The output signals of the coupler H1 can therefore be expressed in the following form:
S1 = AlEI + Bye'1
If i = B'lE1 + A'lE'1
In fact, we will consider below that the couplers are more specific - as is generally the case with commercial couplers, and that the coefficients A1, A'1, B1, B'1 are linked to each other. More precisely, in principle couplers will be used without losses and without signal reflection from the output to the input.

Dans ce cas, on peut exprimer plus simplement les équations du coupleur sous la forme
S1 = A1E1 + Bye'1
S'1 = B1tE1 - Ai*E'l, où A1* et B1t sont les quantités complexes conjuguées des quantités Al et B1 respectivement et où on a en outre
AlA1* + BiBi* = 1 pour exprimer qu'il n'y a pas ou pratiquement pas de pertes d'énergie dans le coupleur.In this case, we can more simply express the equations of the coupler in the form
S1 = A1E1 + Bye'1
S'1 = B1tE1 - Ai * E'l, where A1 * and B1t are the complex conjugate quantities of the quantities Al and B1 respectively and where we also have
AlA1 * + BiBi * = 1 to express that there is no or practically no energy loss in the coupler.

Le deuxième coupleur H2 possède deux entrées E2 et E'2, et deux sorties S2 et S'2, seule la sortie S2 étant véritablement utilisée et l'autre étant fermée sur une impédance caractéristique d'adaptation de 50 ohms. The second coupler H2 has two inputs E2 and E'2, and two outputs S2 and S'2, only the output S2 being actually used and the other being closed on a characteristic adaptation impedance of 50 ohms.

La première entrée E2 du coupleur H2 reçoit une fraction kS du signal de sortie S de l'amplificateur AMP. Le coefficient k est un coefficient complexe d'amplitude faible devant celle du gain G. Par exemple, le coefficient k correspond à un affaiblissement de puissance de 40 décibels. The first input E2 of the coupler H2 receives a fraction kS of the output signal S of the amplifier AMP. The coefficient k is a complex coefficient of low amplitude compared to that of the gain G. For example, the coefficient k corresponds to a power loss of 40 decibels.

La deuxième entrée E'2 du coupleur H2 est connectée, directement ou indirectement, à la deuxième sortie S'1 du premier coupleur H1. Dans l'exemple représenté à la figure 1, la connexion se fait par l'intermédiaire dtun amplificateur K1 dont le gain p est faible (par exemple 6 dB) et qui sert essentiellement à rattraper les pertes de gain des signaux qui passent dans les coupleurs. The second input E'2 of the coupler H2 is connected, directly or indirectly, to the second output S'1 of the first coupler H1. In the example shown in FIG. 1, the connection is made via an amplifier K1 whose gain p is low (for example 6 dB) and which essentially serves to compensate for the gain losses of the signals which pass through the couplers .

Enfin, la sortie S2 du deuxième coupleur est reliée directement ou indirectement a la deuxième entrée E'1 du premier coupleur H1. Ici, on a représenté un amplificateur ou un atténuateur RZ de gain q entre S2 et E'1. Mais la connexion peut etre une connexion directe par un conducteur. Finally, the output S2 of the second coupler is connected directly or indirectly to the second input E'1 of the first coupler H1. Here, an amplifier or an attenuator RZ of gain q between S2 and E'1 has been represented. But the connection can be a direct connection by a conductor.

La fraction kS du signal de sortie S présent en sortie de l'amplificateur AMP est prélevée par tout moyen compatible avec la structure physique de l'amplificateur AMP. Par exemple, c'est par un fil plongeant dans une cavité de sortie du tube hyperfréquence qu'on effectue le prélèvement lorsque le tube est un klystron ou un tube à ondes progressives. The fraction kS of the output signal S present at the output of the AMP amplifier is sampled by any means compatible with the physical structure of the AMP amplifier. For example, it is by a wire plunging into an outlet cavity of the microwave tube that the sample is taken when the tube is a klystron or a traveling wave tube.

De préférence on intercale, entre la zone de prélèvement et 12entrée E2 du deuxième coupleur, un filtre FLT qui est un filtre à large bande (peu sélectif), ayant pour fonction d'éliminer le bruit présent dans le signal de sortie et d'éliminer les harmoniques du signal d'entrée afin que ces harmoniques ne soient pas réinjectés dans le circuit de contre réaction. Preferably, an FLT filter is inserted between the sampling zone and the input E2 of the second coupler, which is a broadband filter (not very selective), having the function of eliminating the noise present in the output signal and eliminating the harmonics of the input signal so that these harmonics are not fed back into the feedback circuit.

Comme pour le premier coupleur H1, on peut définir pour le deuxième coupleur H2 des coefficients de couplage A2 et B2
SZ = A2E2 + B2E'2
Le circuit fonctionne alors de la manière suivante : le signal d'entrée à amplifier étant un signal E, et le signal en sortie de l'amplificateur AMP (qui est aussi la sortie du circuit selon l'invenffon), on voit que le signal en sortie S1 du coupleur H1 a une valeur
S1 = AIE + Bye'1
Mais le signal à l'entrée E'1 est qS2. Et le signal en S2 est A2E2 + B2e'2, avec E2 = kS et E'2 = pS'1. D'où
Si = A1E + Blq(A2kS + B2pS'1). As for the first coupler H1, one can define for the second coupler H2 coupling coefficients A2 and B2
SZ = A2E2 + B2E'2
The circuit then operates as follows: the input signal to be amplified being a signal E, and the signal at the output of the amplifier AMP (which is also the output of the circuit according to the invention), we see that the signal at output S1 of coupler H1 has a value
S1 = AIE + Bye'1
But the signal at input E'1 is qS2. And the signal in S2 is A2E2 + B2e'2, with E2 = kS and E'2 = pS'1. From where
If = A1E + Blq (A2kS + B2pS'1).

Par ailleurs S1 est l'entrée de l'amplificateur de gain G; par conséquent S1 = S/G. Furthermore S1 is the input of the gain amplifier G; therefore S1 = S / G.

S/G = A1E + Blq(A2kS + BZpS'1). S / G = A1E + Blq (A2kS + BZpS'1).

Et d'autre part, S'1 est la deuxième sortie du premier coupleur, egale donc à Bi*E - A1izE'1, c'est-à-dire
S'1 = B1*E - Al*q(A2kS + B2pS'1), ou encore
S'1(1 +. Ai*qB2p) = Bi*E - Al*qA2kS
En reprenant la valeur ci-dessus de S/G, et en remplaçant
S'1 par la valeur qui vient d'être calculée, on trouve l'égalité suivante
S/G = A1E + BlqA2kS + BIqB2p[Bl*E - Ai*qA2kS]/[1 + Ai*qBZp]
De cette égalité qui ne fait plus intervenir comme signaux que le signal d'entrée à amplifier E et le signal de sortie du circuit d'amplification selon l'invention, on calcule le gain S/E de ce circuit
S/E = G[A1 + AlAl*qB2p + BiqBZpBi*j/[1 + Ai*BZpq - GBlqA2k]
Avec des coupleurs sans pertes et sans réflexion, tels que
A1A1* + B1B1* = 1, on simplifie le calcul du gain S/E de l'étage: le gain devient
S/E = G(A1 + B2pq)/(1 + A1*B2pq - GBlqA2k)
Selon l'invention, on s 'arrange. pour réduire à une valeur minimale en amplitude et en phase, le terme 1 + A1*B2pq, en choisissant de manière appropriée les coefficients de couplage A1* et B2, ainsi que les gains et déphasages introduits par les amplificateurs ou atténuateurs K1 et K2.And on the other hand, S'1 is the second output of the first coupler, therefore equal to Bi * E - A1izE'1, that is to say
S'1 = B1 * E - Al * q (A2kS + B2pS'1), or
S'1 (1 +. Ai * qB2p) = Bi * E - Al * qA2kS
Using the above value of S / G, and replacing
If 1 by the value which has just been calculated, we find the following equality
S / G = A1E + BlqA2kS + BIqB2p [Bl * E - Ai * qA2kS] / [1 + Ai * qBZp]
From this equality which only involves as signals the input signal to be amplified E and the output signal of the amplification circuit according to the invention, the S / E gain of this circuit is calculated.
S / E = G [A1 + AlAl * qB2p + BiqBZpBi * j / [1 + Ai * BZpq - GBlqA2k]
With lossless and reflective couplers, such as
A1A1 * + B1B1 * = 1, we simplify the calculation of the stage S / E gain: the gain becomes
S / E = G (A1 + B2pq) / (1 + A1 * B2pq - GBlqA2k)
According to the invention, it is arranged. to reduce to a minimum value in amplitude and in phase, the term 1 + A1 * B2pq, by appropriately choosing the coupling coefficients A1 * and B2, as well as the gains and phase shifts introduced by the amplifiers or attenuators K1 and K2.

Si on-minimise, dans la gamme de fréquences considérées, ce terme i + Ai*B2pq, ou tout au moins si on le rend faible devant le terme GBlqA2k, on peut considérer alors que le gain G est un coefficient multiplicateur à la fois au numerateur et au dénominateur et qu'il s'élimine donc de la formule donnant S/E. If we minimize, in the frequency range considered, this term i + Ai * B2pq, or at least if we make it weak compared to the term GBlqA2k, we can then consider that the gain G is a multiplying coefficient both at numerator and denominator and so it is eliminated from the formula giving S / E.

On aboutit alors à un gain de circuit qui est indépendant de G et qui ne subit donc pas les variations de celui-ci en fonction de la puissance. C'est ce qui permet de réduire la distorsion de l'amplificateur. Les coupleurs H1 et H2, les amplificateurs à faible gain Ki et K2, et les conducteurs de liaison sont des éléments suffisamment linéaires (en gain et en phase) en fonction de la puissance qui les traverse et dans la gamme de puissance relativement faible qui les traverse effectivement, pour ne pas introduire de leur côté des distorsions de gain.This then leads to a circuit gain which is independent of G and which therefore does not undergo the variations thereof as a function of the power. This is what reduces the distortion of the amplifier. The couplers H1 and H2, the low gain amplifiers Ki and K2, and the connection conductors are sufficiently linear elements (in gain and in phase) according to the power which crosses them and in the relatively low power range which them effectively crosses, so as not to introduce gain distortions on their side.

De plus, il est facile, compte-tenu du peu de sensibilité aux variations de puissance des termes intervenant dans la formule S/E, de choisir des valeurs telles que le signal E'1 ramené à l'entrée du premier coupleur ne soit pas en opposition de phase avec le signal d'entrée E, pour supprimer les risques d'oscillation. In addition, it is easy, given the little sensitivity to variations in power of the terms involved in the S / E formula, to choose values such that the signal E'1 brought to the input of the first coupler is not in phase opposition with the input signal E, to eliminate the risks of oscillation.

Comme le déphasage entre les signaux E et E'1 varie avec la fréquence, on aura une plage de fréquences acceptable, pour laquelle par exemple le déphasage n'est pas supérieur, en valeur absolue et à 3600 près, à 900. Si le déphasage reste dans ces limites pour la plage de fréquences considérée, on peut estimer en effet que les risques d'oscillation sont faibles. As the phase shift between the signals E and E'1 varies with the frequency, there will be an acceptable frequency range, for which for example the phase shift is not greater, in absolute value and to within 3600, to 900. If the phase shift remains within these limits for the frequency range considered, it can indeed be estimated that the risks of oscillation are low.

A titre d'exemple, les coupleurs H1 et H2 peuvent être identiques et être des coupleurs dits coupleurs 3dB fournissant sur leurs sorties les combinaisons suivantes des signaux à leur entrée
Si = (El + E'1 ou S1 = (El + JE'1)/2i
S'i = (El - E'1)/2iou S'1 = (-jE1 - E'1)/2+
52 = (E2 + Et2}/2+ ou S2 = (E2 + jE'2)/2+
On notera que le rapport signal sur bruit est notablement amélioré (en pratique dans le rapport de l'affaiblissement introduit par les coupleurs).By way of example, the couplers H1 and H2 can be identical and be couplers known as 3dB couplers providing on their outputs the following combinations of signals at their input
If = (El + E'1 or S1 = (El + JE'1) / 2i
S'i = (El - E'1) / 2iou S'1 = (-jE1 - E'1) / 2 +
52 = (E2 + Et2} / 2 + or S2 = (E2 + jE'2) / 2 +
It will be noted that the signal to noise ratio is significantly improved (in practice in the attenuation ratio introduced by the couplers).

Une autre réalisation de circuit d'amplification à distorsion réduite selon l'invention est représentée à la figure 2. Another embodiment of a reduced distortion amplification circuit according to the invention is shown in FIG. 2.

Dans cette réalisation, on cherche à compenser encore mieux la rotation de phase introduite par l'amplificateur AMP lui-même. Cette rotation est en effet très élevée puisqu'elle atteint facilement plusieurs dizaines de fois 3600 dans un tube à ondes progressives. On comprend que la moindre variation de fréquence peut faire tourner beaucoup cette phase, ce qui engendre même dans le circuit de la figure 1 des inconvénients que le schéma de la figure 2 élimine. En particulier on a remarqué que le gain du circuit d'amplification de la figure 1 présente des variations en fonction de la fréquence (comme des ondulations de la valeur du gain) dans la plage utile, et il serait souhaitable de supprimer ces variations. C'est ce que se propose de faire le schéma de la figure 2. In this embodiment, an attempt is made to compensate even better for the phase rotation introduced by the AMP amplifier itself. This rotation is indeed very high since it easily reaches several tens of times 3600 in a traveling wave tube. It is understood that the slightest variation in frequency can make this phase rotate a lot, which even generates drawbacks in the circuit of FIG. 1 which the diagram in FIG. 2 eliminates. In particular, it has been noted that the gain of the amplification circuit of FIG. 1 presents variations as a function of frequency (like ripples in the value of the gain) in the useful range, and it would be desirable to eliminate these variations. This is what the diagram in Figure 2 proposes to do.

A la figure 2, on a désigné par les mêmes références qu'à la figure 1 les éléments qui jouent sensiblement le même rôle. In FIG. 2, the elements which play substantially the same role have been designated by the same references as in FIG. 1.

Dans ce schéma de la figure 2, on a besoin d'une part d'appllquer le signal d'entrée à amplifier à un premier coupleur H1 et d'autre part de l'appliquer, après l'avoir retardé dans une ligne à retard LR, à un deuxième coupleur H2. La solution choisie dans ce schéma est d'utiliser un diviseur de signal (ou répartiteur de signal). In this diagram of FIG. 2, one needs on the one hand to apply the input signal to be amplified to a first coupler H1 and on the other hand to apply it, after having delayed it in a delay line LR, to a second coupler H2. The solution chosen in this diagram is to use a signal splitter (or signal splitter).

Le diviseur de signal, désigné par la référence H3, est en pratique réalisé de la même manière qu'un coupleur, par exemple un coupleur hybride sur substrat cramique, mais il a essentiellemont une entrée et deux sorties. The signal splitter, designated by the reference H3, is in practice produced in the same way as a coupler, for example a hybrid coupler on a ceramic substrate, but it essentially has one input and two outputs.

En pratique on utilisera tout simplement un coupleur hybride à 3 décibels ayant deux entrées E3, E'3 et deux sorties
S3, S'3, une seule entrée (E3) étant réellement utilisée et recevant le signal E à amplifier, l'autre (E'3) étant rellée à une charge d'adaptation de 50 ohms; le coupleur fournit sur chacune des sorties la moitié de l'énergie reçue de l'entrée E, avec un déphasage qui est soit le même sur les deux entrées, soit différent (mais connu); le déphasage pourra être par exemple de 900.In practice, we will simply use a 3 decibel hybrid coupler with two inputs E3, E'3 and two outputs.
S3, S'3, a single input (E3) being actually used and receiving the signal E to be amplified, the other (E'3) being connected to an adaptation load of 50 ohms; the coupler supplies on each of the outputs half of the energy received from the input E, with a phase shift which is either the same on the two inputs, or different (but known); the phase shift may for example be 900.

La sortie S3 du diviseur de signal H3 est reliée directement à une première entrée El du premier coupleur H1;
L'autre entrée E'1 du premier coupleur reçoit un signal de contre-réaction que l'on détaillera plus loin.The output S3 of the signal divider H3 is directly connected to a first input El of the first coupler H1;
The other input E'1 of the first coupler receives a feedback signal which will be detailed below.

Le premier coupleur H1 possède par ailleurs deux sorties S1 et S'1 dont une seule (S1) est véritablement utilisée, l'autre étant reliée à une charge d'adaptation de 50 ohms. La sortie S1, qui fournit une combinaison linéaire Si = AlEl + BlE'l des signaux d'entrée, est reliée à l'entrée de l'amplificateur AMP de gain G (tube hyperfréquence, ou circuit-intêgré ou circuit hybride). The first coupler H1 also has two outputs S1 and S'1, only one of which (S1) is actually used, the other being connected to an adaptation load of 50 ohms. The output S1, which provides a linear combination Si = AlEl + BlE'l of the input signals, is connected to the input of the gain amplifier AMP G (microwave tube, or integrated circuit or hybrid circuit).

La sortie S de l'amplificateur AMP constitue aussi la sortie du circuit selon l'invention. The output S of the amplifier AMP also constitutes the output of the circuit according to the invention.

Sur cette sortie S on prélève une fraction du signal amplifié. La fraction kS est transmise à travers un filtre passe-bande FLT au deuxième coupleur H2. Cette fraction est une faible fraction du signal S; par exemple l'affaiblissement correspondant au coefficient k est un affaiblissement de 40 décibels. Le filtre FLT sert à l'élimination de bruit, et des harmoniques des fréquences fondamentales du signal à amplifier. A fraction of the amplified signal is taken from this output S. The fraction kS is transmitted through a bandpass filter FLT to the second coupler H2. This fraction is a small fraction of the signal S; for example the loss corresponding to the coefficient k is a loss of 40 decibels. The FLT filter is used to eliminate noise and harmonics of the fundamental frequencies of the signal to be amplified.

Le deuxième coupleur Ha possède comme le premier deux entrées E2 et E'Z et deux sorties S2 et S'2, seule la première sortie S2 étant véritablement utilisée, l'autre étant reliée à une charge d'adaptation de 50 ohms. The second coupler Ha has, like the first, two inputs E2 and E'Z and two outputs S2 and S'2, only the first output S2 being actually used, the other being connected to an adaptation load of 50 ohms.

La première entrée E2 du deuxième coupleur H2 reçoit la fraction kS 4u A zonal de sortie de l'amplificateur. The first input E2 of the second coupler H2 receives the zonal fraction kS 4u A of the amplifier output.

La deuxième entrée E'2 reçoit, à travers une ligne à retard LR, la sortie S'3 du troisième coupleur H3 Autrement dit, le signal appliqué sur la deuxième entrée du coupleur H2 est en quelque sorte, à un coefficient d'atténuation près et à une phase (connue) près, le signal d'entrée E retardé d'un retard T. The second input E'2 receives, through a delay line LR, the output S'3 of the third coupler H3 In other words, the signal applied to the second input of the coupler H2 is in a way, except for an attenuation coefficient and to within one (known) phase, the input signal E delayed by a delay T.

La sortie S2 du deuxième coupleur HZ est reliée, directement ou indirectement à la deuxième entrée E'1 du premier coupleur. Dans l'exemple de la figure 2, la liaison est directe, mais on pourrait prévoir entre la sortie S2 et l'entrée E'1 un amplificateur ou un atténuateur à faible gain, ou également un filtre ou un circuit d'élimination de bruit, etc. The output S2 of the second coupler HZ is connected, directly or indirectly to the second input E'1 of the first coupler. In the example in FIG. 2, the connection is direct, but a low gain amplifier or attenuator could also be provided between output S2 and input E'1, or also a filter or a noise elimination circuit. , etc.

Le retard T de la ligne à retard n'est pas quelconque. I1 est tel que les signaux en E2 et E'2 restent autant que possible en phase (pour la gamme de fréquences considérées), c'est-à-dire que par exemple dans toute la gamme de fréquences de fonctionnement désirée les phases des signaux en E2 et E'2 ne s'écartent pas de plus de 900 dans un sens ou dans l'autre. De plus, le retard est destiné à compenser effectivement le fait que l'amplificateur AMP (surtout si c'est un tube à vide) introduit une rotation de phase de plusieurs dizaines de fois 3600. Cette rotation correspond au fait que la longueur du tube est importante et égale à plusieurs dizaines de fois la longueur d'onde correspondant à la fréquence du signal. The delay T of the delay line is not arbitrary. I1 is such that the signals in E2 and E'2 remain as much as possible in phase (for the frequency range considered), that is to say that for example in the whole range of operating frequencies desired the phases of the signals in E2 and E'2 do not deviate by more than 900 in one direction or the other. In addition, the delay is intended to effectively compensate for the fact that the amplifier AMP (especially if it is a vacuum tube) introduces a phase rotation of several tens of times 3600. This rotation corresponds to the fact that the length of the tube is important and equal to several tens of times the wavelength corresponding to the frequency of the signal.

Plus précisément, on utilise une ligne à retard qui correpond effectivement (et pas à 3600 près) au retard introduit par le tube, de manière à obtenir en E2 et E'2 un déphasage aussi faible que possible. En fait, la ligne à retard LR introduit un retard T tel que la somme des retards suivants::
- retard introduit dans le coupleur H3 entre l'entrée E3 et la sortie S'3
- retard T dans la ligne à retard,
- retard dans les différents conducteurs entre S'3 et E'2, soit voisine (de préférence inférieure à un quart de longueur d'onde en plus ou en molns) de la somme des retards suivants
- retard dans le coupleur H3 entre l'entrée E3 et la sortie S3,
- retard dans le coupleur H1 entre entrée El et la sortie S1,
- retard dans le tube (ctest-à-dire le retard le plus important),
- retard dans la boucle de retour entre la sortie S et l'entrée E2 du coupleur H2
- retard dans les différents conducteurs de liaison entre S3 et E2.More precisely, a delay line is used which effectively corresponds (and not to within 3600) to the delay introduced by the tube, so as to obtain in E2 and E'2 as small a phase shift as possible. In fact, the delay line LR introduces a delay T such that the sum of the following delays:
- delay introduced in the coupler H3 between input E3 and output S'3
- delay T in the delay line,
- delay in the various conductors between S'3 and E'2, ie close (preferably less than a quarter of an additional wavelength or in molns) to the sum of the following delays
- delay in coupler H3 between input E3 and output S3,
- delay in the coupler H1 between input El and output S1,
- delay in the tube (ie the greatest delay),
- delay in the feedback loop between output S and input E2 of coupler H2
- delay in the various connection conductors between S3 and E2.

En outre, on prévoit de préférence que le produit du gain G (mesuré pour des puissances faibles) par le coefficent de couplage Al entre l'entrée El et la sortie S1 du premier coupleur, et par le coefficient k (coefficient de prélèvement d'une fraction du signal de sortie S), est sensiblement égal aux pertes dans la ligne à retard LR. Cela revient à dire qu'on s'arrange pour que les signaux sur les entrées E2 et E'2 soient égaux non seulement en phase mais aussi en amplitude, dans des conditions de petite puissance, en l'absence de distorsion ou de saturation quelconque. In addition, provision is preferably made for the product of the gain G (measured for low powers) by the coupling coefficient Al between the input El and the output S1 of the first coupler, and by the coefficient k (sampling coefficient of a fraction of the output signal S), is substantially equal to the losses in the delay line LR. This amounts to saying that we arrange for the signals on the inputs E2 and E'2 to be equal not only in phase but also in amplitude, in low power conditions, in the absence of any distortion or saturation. .

Le circuit de la figure 4 permet donc d'établir à l'entrée du coupleur H2 deux signaux dont la différence représente un écart dû à une distorsion (en pratique la distorsion venant de l'amplificateur). C'est cette différence, si elle existe, qui est réinjectée sur l'entrée E'1 du coupleur H1 et combinée dans ce coupleur H1 au signal d'entrée à amplifier. The circuit of FIG. 4 therefore makes it possible to establish at the input of the coupler H2 two signals whose difference represents a difference due to a distortion (in practice the distortion coming from the amplifier). It is this difference, if it exists, which is reinjected on the input E'1 of the coupler H1 and combined in this coupler H1 with the input signal to be amplified.

Ce circuit permet une amélioration importante de la distorsion. De plus, il évite dans une large mesure des variations intempestives de gain avec la fréquence. This circuit allows a significant improvement of the distortion. In addition, it largely avoids untimely variations in gain with frequency.

Claims

1. Microwave amplification circuit with reduced distortion comprising a microwave amplifier (AMP), characterized in that it comprises at least two signal couplers (H1, H2), the first coupler (H1) receiving on an input (El) an input signal to be amplified and on another input (E'1) the output (S2) of the other coupler (H2), the first coupler having an output (S1) connected to the input of the amplifier ( AMP), the second coupler (H2) receiving on a first input (E2) a fraction of the amplifier output signal and on a second input (E'2) the input signal to be amplified or a signal combined with the signal input to amplify.

2. Amplification circuit according to claim l, characterized in that the first coupler (H1) has two outputs (S1, S'1) providing two combinations of the signals it receives on its two inputs, one of the outputs (S1 ) of the first coupler being connected to the input of the amplifier, and the other output (S'1) supplying a signal which is a combination between on the one hand the input signal to be amplified and on the other hand the output of the second coupler, the second output being connected to the second input (E'2) of the second coupler which also receives a fraction of the output signal on its first input.

3. Circuit according to claim 2, characterized in that an attenuation or amplification element (K1) is inserted between the second output (S'1) of the first coupler (H1) and the input (E'2 ) of the second coupler (H2).

4. Amplification circuit according to claim 2> characterized in that an attenuation or amplification element (K2) is inserted between the output (S2) of the second coupler (H2) and the second input (E'1) of the first coupler (H1).

5. Amplification circuit according to claim 1, characterized in that the second coupler (H2) receives on the one hand a fraction (kS) of the output signal of the amplifier, and on the other hand a signal corresponding to the signal input to be amplified, delayed by a delay line (LR).

6. The circuit as claimed in claim 5, characterized in that the delay introduced by the delay line corresponds to the phase delay introduced in the path of the input signal to the first coupler then through the first coupler, then through the amplifier, then in the sampling loop for the output signal fraction to the second coupler.

7. Circuit according to claim 6, characterized in that there is provided a signal divider (H3) receiving on an input (E) the input signal to be amplified, and supplying on two separate outputs (53, S'3) a signal corresponding to the signal to be amplified, possibly attenuated and phase shifted by a constant value, one of the outputs (S3) being connected to the first coupler (H1) to transmit a signal corresponding to the signal to be amplified and the other output (S '3) being applied to delay line input (LR).